JP4558829B2

JP4558829B2 - 光受信器

Info

Publication number: JP4558829B2
Application number: JP2008503690A
Authority: JP
Inventors: 雅樹野田; 正道野上; 潤一中川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-03-03
Filing date: 2006-03-03
Publication date: 2010-10-06
Anticipated expiration: 2026-03-03
Also published as: KR100946487B1; KR20080089438A; EP1971094B1; JPWO2007102189A1; EP1971094A1; US20090252504A1; WO2007102189A1; EP1971094A4; US8155535B2

Description

この発明は、光通信システムに関するものであり、特に、アクセス系光通信システムの一つの方式であるＰＯＮ（Passive Optical Network）システムに用いられる光受信器に関するものである。

従来、光ファイバを用いた公衆回線網を実現する方式として、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システムと呼ばれるポイント・トゥ・マルチポイントのアクセス系光通信システムが広く用いられている。

ＰＯＮシステムは、局側装置である１台のＯＬＴ（Optical Line Terminal）と、光スターカプラを介して接続される複数の加入者端末装置であるＯＮＵ（Optical Network Unit）により構成される。多数のＯＮＵに対して、ＯＬＴと伝送路である光ファイバの大部分は共有できるため運用コストの経済化が期待できることや、受動部品である光スターカプラには給電が必要なく屋外設置が容易であり、信頼性も高いという利点があることから、ブロードバンドネットワークを実現する切り札として近年活発に導入が進められている。

例えば、IEEE802.3ahで規格化されている伝送速度が１.25Gbit/sのＧＥ−ＰＯＮ（Gigabit Ethernet（登録商標） - Passive Optical Network）においては、ＯＬＴからＯＮＵへの下りは、光波長１．４９μｍ帯を用いた同報通信方式を用い、各ＯＮＵは割り当てられたタイムスロットのデータのみ取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上りは、光波長１．３１μｍ帯を用い、各ＯＮＵのデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。

上記のようなＰＯＮシステムの上り方向の通信において、各ＯＮＵは光スターカプラから異なる距離に位置することから、ＯＬＴにおける各ＯＮＵの受信レベルは受信パケット毎に異なるため、ＯＬＴの受信回路には異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性が求められる。従って、一般的にＯＬＴの受信回路には、受光レベルに応じて変換利得を変化させるＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路が備えられている。

ＡＧＣ回路には様々な方式が提案されているが、受光レベルに応じて前置増幅器の帰還抵抗値を段階的に切り替えるものがある（例えば、特許文献１参照）。また、受光レベルに応じて前置増幅器の帰還抵抗値をアナログ的に変化させるものがある（例えば、特許文献２参照）。あるいは、アナログ的に増幅率を変化させるとともに、ＡＧＣループの時定数も同時に変化させる機能を有するものがある（例えば、特許文献３参照）。

特開２０００−１５１２９０号公報特開平７−３８３４２号公報特公平６−９１４８１号公報

しかしながら、上記特許文献１に示された技術では、受信するバースト信号が過渡的にレベル変動する場合、特に、過剰発光後に一定レベルに収束するような場合には、誤った変換利得に切り替えられてしまうという問題がある。また、上記特許文献２に示された技術では、ＡＧＣループ時定数の制約により、高速応答性と同符号連続耐力を両立することが困難であるという問題がある。あるいは上記特許文献３に示された技術は、高速応答性と同符号連続耐力を両立するために、ＡＧＣループの時定数を切り替える機能を有しているが、ＡＧＣの収束を高速に完了させるために、バースト信号の先頭に、データ列が｛１、０、１、０、・・・｝の固定パターンであるプリアンブル区間を設ける必要があるため、その効果は限定的である。

この発明は、上記の状況に鑑みてなされたもので、主にアクセス系光通信システムの一つの方式であるＰＯＮシステムにおいて、異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ高速応答性と同符号連続耐力に優れた光受信器を提供することを目的とするものである。

この発明に係る光受信器は、光信号の受光レベルに応じた電流を出力する受光素子と、制御電圧により利得が可変制御され、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、前記プリアンプから出力される電圧信号の符号列から同符号連続部を検出し、その検出結果に応じた時定数切り替え信号を出力する同符号連続検出手段と、前記同符号連続検出手段からの時定数切り替え信号により切り替え制御される時定数に基づいて前記プリアンプから出力される電圧信号の電圧レベルを検出するレベル検出手段と、前記レベル検出回路の出力電圧を増幅して前記プリアンプに利得を制御する制御電圧を供給する増幅手段とを備えたものである。

この発明によれば、受信信号の符号列から同符号連続部を検出し、同符号連続時はＡＧＣのループ時定数を長くし、異符号連続時はＡＧＣのループ時定数を短くすることにより、異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ高速応答性と同符号連続耐力に優れた光受信器を提供する。

この発明の実施の形態１に係る光受信器の構成を示すブロック図である。図１の各部の信号波形を示すタイミング波形図である。この発明の実施の形態２に係る光受信器における同符号連続検出回路５の構成を示すブロック図である。図３の各部の信号波形を示すタイミング波形図である。この発明の実施の形態３に係る光受信器における同符号連続検出回路５の構成を示すブロック図である。図５の各部の信号波形を示すタイミング波形図である。この発明の実施の形態４に係る光受信器におけるレベル検出回路３の構成を示すブロック図である。

以下に、添付図面を参照して、この発明に係る光受信器について詳細に説明する。なお、この発明は図示される実施の形態に限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る光受信器の構成を示すブロック図である。図１に示すように、カソードが電源に接続され、アノードがプリアンプ２の入力端に接続された受光素子１は、受信した光信号の受光レベルに応じた電流を出力する。プリアンプ２は、受光素子１から出力される電流を電圧に変換して出力し、かつ、外部より入力される制御電圧により、電流を電圧に変換する変換利得が可変制御される。

レベル検出回路３は、プリアンプ２から出力される電圧信号の平均値を検出するもので、時定数が短いレベル検出部３１と、時定数が長いレベル検出部３２と、時定数を切り替えるための時定数切り替えスイッチ３３とによって構成される。レベル検出回路３の出力電圧は、増幅器４によって所望の制御電圧に増幅され、プリアンプ２の変換利得を制御する。また、同符号連続検出回路５は、プリアンプ２から出力される電気信号の符号列から同符号連続部を検出し、その検出結果を、時定数切り替え信号として、時定数切り替えスイッチ３３に出力する。

なお、レベル検出回路３の時定数切り替えスイッチ３３は、同符号連続検出回路５が同符号連続を検出している場合、すなわち受信信号のビット列が｛１、１、１、１、・・・｝ないし｛０、０、０、０、・・・｝のように同符号が連続している場合には、時定数が長いレベル検出部３２側を選択接続し、同符号連続検出回路５が同符号連続を検出していない場合、すなわち受信信号のビット列が｛１、０、１、０・・・｝のように頻繁に反転しているような場合には、時定数が短いレベル検出部３３を選択接続するように動作する。

つまり、レベル検出回路３は、受信信号のビット列において、“１”ないし“０”の同符号が連続している場合には長い時定数のレベル検出回路として動作し、それ以外の場合には、短い時定数のレベル検出回路として動作する。

次に、図２は、図１の各部の信号波形を示すタイミング波形図である。（Ａ）は受光素子１の出力電流、（Ｂ）はプリアンプ２の出力電圧、（Ｃ−１）は常に時定数が短いレベル検出部３１を用いた場合のレベル検出回路３の出力電圧、（Ｃ−２）は常に時定数が長いレベル検出部３２を用いた場合のレベル検出回路３の出力電圧、（Ｃ−３）は同符号連続検出回路５の検出結果に基づいて時定数切り替えスイッチ３３を切り替えた場合のレベル検出回路３の出力電圧、（Ｄ）は同符号連続検出回路５の出力電圧をそれぞれ示している。なお、（Ｃ−１）、（Ｃ−２）、（Ｃ−３）については、プリアンプ２の出力電圧との関係を明確化するために、（Ｂ）に重ねて表示している。

図２を用いて、この発明の実施の形態１に係る光受信器の動作および特徴について説明する。図２において、（Ｃ−１）は、常に時定数が短いレベル検出部３１を用いた場合のレベル検出回路３の出力電圧であり、時定数が短いため高速応答性に優れる反面、同符号が連続する場合にはレベル検出誤差が大きくなり、所望の変換利得に一定制御することが困難となる。

一方、（Ｃ−２）は、常に時定数が長いレベル検出部３２を用いた場合のレベル検出回路３の出力電圧であり、時定数が長いため同符号が連続する場合であっても精度良くレベル検出でき、所望の変換利得に一定制御可能である反面、高速応答性に難があるため、バースト受信用には不向きである。

（Ｃ−３）は、同符号連続検出回路５の出力電圧（Ｄ）に基づいて、レベル検出回路３を構成する時定数切り替えスイッチ３３により、レベル検出回路３の時定数を切り替えた場合のレベル検出回路の出力電圧であり、同符号が連続する場合には長い時定数で、それ以外の場合には短い時定数でレベル検出を行う。従って、同符号が連続する場合であっても精度良くレベル検出でき、所望の変換利得に一定制御可能であるとともに、高速応答性も兼ね備えている。

上記のように構成され動作する光受信器においては、レベル検出回路３における時定数の切り替えおよびＡＧＣ機能は、バースト信号受信時にはビット列に応じて常に動作しており、仮に一つのパケット内で受信レベルが変化するような場合においても、追従可能な特徴を有している。また、パケット先頭部に特定のビット列を設ける必要も無い。

なお、同符号連続検出回路５の動作として、何ビット以上同符号が連続した場合を同符号連続とみなすかについては、何ビット以上の同符号連続耐力を実現するかによって決まる。

このように、実施の形態１によれば、変換利得を変えることが可能なプリアンプ２と、時定数を切り替えることが可能なレベル検出回路３と、受信信号のビット列を解析し同符号連続部を検出する同符号連続検出回路５とを備え、同符号連続検出回路５の検出結果に基づいて、同符号連続時にはレベル検出回路３の時定数が長くなるように制御し、異符号連続時にはレベル検出回路３の時定数が短くなるように制御し、さらに、上記のように制御されたレベル検出回路３の検出結果に基づいてプリアンプ２の変換利得を制御するため、異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ高速応答性と同符号連続耐力に優れた光受信器を実現できる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２に係る光受信器における同符号連続検出回路５の構成を示すブロック図である。図３に示す同符号連続検出回路５は、図１に示される同符号連続検出回路５の内部構成を示すもので、プリアンプ２から出力される電圧信号を所定の閾値と比較する比較器５１と、前記比較器５１の比較結果に基づいてその符号列の変化点を検出する立ち上がり変化点検出部５２と、ＮＯＴ素子５４を介した比較器５１の比較結果に基づいてその符号列の変化点を検出する立ち下がり変化点検出部５３と、立ち上がり変化点検出部５２と立ち下がり変化点検出部５３の変化点検出結果を論理演算していずれかの変化点検出結果がＨｉｇｈレベルのときＬｏｗレベルを出力するＮＯＲ素子５８とを備えている。

ここで、立ち上がり変化点検出部５２と立ち下がり変化点検出部５３とは、等価な回路でなり、それぞれ、遅延回路５５と、ＮＯＴ素子５６と、遅延回路５５及びＮＯＴ素子５６を介して信号と介していない信号との論理積演算処理された結果を出力するＡＮＤ素子５７とを有する。

次に、図３に示す同符号連続検出回路５の動作について説明する。プリアンプ２から出力される電圧信号が比較器５１に入力される。比較器５１は、閾値電圧Ｖｔｈと比較した結果、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈよりも高い場合にはＬｏｗレベル、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈよりも低い場合にはＨｉｇｈレベルを出力する。比較器５１の出力信号は２分岐され、片方は立ち上がり変化点検出部５２に、もう片側はＮＯＴ素子５４により反転されたのちに、立ち下がり変化点検出部５３に入力され、それぞれの立ち上がりと立ち下がりの変化点検出結果はＮＯＲ素子５８により論理演算され、同符号連続検出回路５の出力信号となる。

変化点検出部５２と５３とは、等価な回路であり、入力された信号は２分岐され、片方はＡＮＤ素子５７に、もう片方は遅延回路５５により所望の時間遅延された後に、ＮＯＴ素子５６により反転され、さらにＡＮＤ素子５７に入力され、ＡＮＤ素子５７でそれぞれの入力信号に対して演算処理された結果を出力する。

図４は、図３の各部の信号波形を示すタイミング波形図である。（Ａ）は比較器５１の入力信号、（Ｂ）は閾値電圧Ｖｔｈと比較された比較器５１の出力信号、（Ｃ）は立ち上がり変化点検出部５２の入力信号を遅延および反転した信号、（Ｄ）は立ち上がり変化点検出部５２の出力信号、（Ｅ）は立ち下がり変化点検出部５３の入力信号、（Ｆ）は立ち下がり変化点検出部５３の入力信号を遅延および反転した信号、（Ｇ）は立ち下がり変化点検出部５３の出力信号、（Ｈ）は、立ち上がり変化点検出部５２の出力信号と立ち下がり変化点検出部５３の出力信号、それぞれをＮＯＲ演算処理した出力信号を示している。

図４を用いて、この発明の実施の形態２に係る光受信器の動作および特徴について説明する。（Ａ）は比較器５１の入力信号と閾値電圧Ｖｔｈとの関係を示しており、（Ｂ）では、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈよりも高い場合にはＬｏｗレベル、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈよりも低い場合にはＨｉｇｈレベルの信号が出力されている。

（Ｃ）は（Ｂ）を遅延させかつ反転させた信号であるが、所望の動作をさせるためには、その遅延量は１ビット程度が望ましい。（Ｄ）は（Ｂ）と（Ｃ）とをＡＮＤ演算したものであるが、（Ｂ）のビット列におけるＬｏｗからＨｉｇｈへ変化する点、すなわち立ち上がり変化点においてＨｉｇｈtが出力されており、立ち上がり変化点検出部５２は、入力信号のビット列における立ち上がり点を検出する回路として動作する。

（Ｅ）は（Ｂ）を反転させた信号であり、立ち下がり変化点検出部５３に入力される。立ち下がり変化点検出部５３は立ち上がり変化点検出部５２と同様の動作をするが、（Ｅ）は入力信号を反転させた信号であるため、入力信号のビット列における立ち下がり点を検出する回路として動作する。

（Ｈ）は、立ち上がり変化点検出部５２の出力信号と立ち下がり変化点検出部５３の出力信号、それぞれをＮＯＲ演算処理した出力信号である。

従って、（Ａ）の入力信号のビット列に対して、“０”から“１”ないし、“１”から“０”の変化点を検出し、変化点が検出された場合にＬｏｗレベルの信号を出力するよう動作する。言い換えると、入力信号のビット列において、同符号が連続している場合にはＨｉｇｈレベルの信号を出力し、同符号連続検出回路として動作する。

なお、入力信号の電圧振幅が比較器５１の閾値電圧Ｖｔｈを下回るような場合にのみ、本同符号連続検出回路５は動作する。つまり、プリアンプ２の出力電圧振幅が小さい場合、すなわち、受光レベルが小さい場合には、本同符号連続検出回路５は動作しない。

このような場合、レベル検出回路３の時定数切り替えは行われないため、同符号が連続する場合には精度良くレベル検出をできなくなる恐れがあるが、そもそも受光レベルが小さい場合には、プリアンプ２の変換利得は最大になるよう固定しておけば良い。つまり、プリアンプ２においては、変換利得が最大で動作する受光レベル範囲と、所望の変換利得に制御されて動作する受光レベル範囲の２つの受光レベル範囲が存在し、その閾値の受光レベルにおけるプリアンプ２の出力振幅で比較器５１が動作するように、比較器５１の閾値電圧Ｖｔｈを設定することが望ましい。

また、同符号連続検出回路５はデジタル的に動作するのに対して、プリアンプ２はアナログ的に動作するため、同符号連続検出回路５が動作するときに生じるデジタル雑音の影響によって、プリアンプ２が誤動作する可能性が考えられる。

受光素子１によって光電変換された電流信号と、前記デジタル雑音との比率によってプリアンプ２が誤動作する確率が変わり、受光レベルが低い程デジタル雑音の影響が大きくなる。

しかしながら、同符号連続検出回路５においては、比較器５１の閾値電圧Ｖｔｈによって、同符号連続検出回路５が動作する受光レベル範囲を設定することが可能であり、ある一定レベル以上の信号を受信した場合にのみ同符号連続検出回路５を動作させることが可能である。

すなわち、比較器５１の閾値を、同符号連続検出回路５が動作する受光レベル範囲と、レベル検出回路３の検出結果に基づいてプリアンプ２の利得を可変制御する受光レベル範囲とが等しくなるように設定することが望ましい。

このように、実施の形態２によれば、比較器５１の閾値電圧Ｖｔｈによって自身が動作する受光レベル範囲を設定することが可能であり、かつ入力信号のビット列に対して、“０”から“１”ないし、“１”から“０”の変化点を検出し、変化点が検出された場合にＬｏｗレベルの信号を出力するよう動作する同符号連続検出回路５を備えているため、異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ高速応答性と同符号連続耐力に優れた光受信器を実現できる。

実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３に係る光受信器における同符号連続検出回路５の構成を示すブロック図である。図５に示す同符号連続検出回路５は、図１に示される同符号連続検出回路５の内部構成を示すもので、プリアンプ２から出力される電圧信号を所定の閾値と比較する閾値比較用比較器６１と、前記比較器６１の比較結果の通過帯域を制限するためのローパスフィルタ６２と、ローパスフィルタ６２通過後の信号の出力振幅を検出するための振幅検出用比較器６３及び６４と、比較器６３の出力とＮＯＴ素子６５を介した比較器６４の出力とのいずれかがＨｉｇｈレベルのときＬｏｗレベルを出力するＮＯＲ素子６６とを備えている。

次に、図５に示す符号連続検出回路５の動作について説明する。プリアンプ２から出力される電圧信号が比較器６１に入力される。比較器６１は、閾値電圧Ｖｔｈ１と比較した結果、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ１よりも高い場合にはＬｏｗレベル、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ１よりも低い場合にはＨｉｇｈレベルを出力する。比較器６１の出力信号は、ローパスフィルタ６２を通過後に２分岐され、片方は“１”連続を検出するための比較器６３に、もう片方は“０”連続を検出するための比較器６４に入力される。比較器６４の出力信号はＮＯＴ素子６５によって反転され、比較器６３の出力信号とともに、ＯＲ素子６６によって演算処理されて出力される。

図６は、図５の各部の信号波形を示すタイミング波形図である。（Ａ）は比較器６１の入力信号、（Ｂ）は閾値電圧Ｖｔｈ１と比較された比較器６１の出力信号、（Ｃ）は比較器６１の出力信号を入力信号としたローパスフィルタ６２の出力信号、（Ｄ）は閾値電圧Ｖｔｈ２と比較された比較器６３の出力信号、（Ｅ）は閾値電圧Ｖｔｈ３と比較された比較器６４の出力信号を反転した信号、（Ｆ）は比較器６３の出力信号と比較器６４の反転出力信号とをＯＲ演算処理した出力信号を示している。

図６を用いて、この発明の実施の形態３に係る光受信器の動作および特徴について説明する。（Ａ）は比較器６１の入力信号と閾値電圧Ｖｔｈ１との関係を示しており、（Ｂ）では、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ１よりも高い場合にはＬｏｗレベル、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ２よりも低い場合にはＨｉｇｈレベルの信号が出力されている。

（Ｃ）は（Ｂ）を入力としたローパスフィルタ６２通過後の出力信号であり、閾値電圧Ｖｔｈ２とＶｔｈ３との関係も示している。ローパスフィルタ６２により周波数が高い信号成分は減衰するため、“１”“０”が交互に続くような周波数の高いビット列ではその振幅が小さくなり、“１”や“０”が連続するような周波数の低いビット列ではその振幅はあまり変化しない。従って、ローパスフィルタ６２の遮断周波数と閾値電圧Ｖｔｈ２、Ｖｔｈ３を最適化することによって、あるビット数以上同符号が連続した場合に、（Ｄ）や（Ｅ）のように、同符号連続部を検出可能となる。

つまり、ローパスフィルタ６２の遮断周波数と比較器６３、６４の閾値電圧を調整することにより、検出する同符号連続数を変化させることが可能な同符号連続検出回路５が得られる。

このように、実施の形態３によれば、ローパスフィルタ６２の遮断周波数と比較器６３、６４の閾値電圧を調整することにより、検出する同符号連続数を変化させることが可能な同符号連続検出回路５を備えているため、異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ高速応答性と同符号連続耐力に優れた光受信器を実現できる。

実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４に係る光受信器におけるレベル検出回路３の構成を示すブロック図である。図７に示すレベル検出回路３は、図１に示されるレベル検出回路３の他の構成例を示すもので、ゲートに印加される同符号連続検出回路５からの時定数切り替え信号に基づいてドレイン−ソース間の抵抗値が変化するＦＥＴ７１と、ＦＥＴ７１のソースまたはドレインに接続されたローパスフィルタと７２とを備えている。

次に、図７に示すレベル検出回路３の動作について説明する。ローパスフィルタ７２の前段にＦＥＴ７１を備えており、ＦＥＴ７１のソースまたはドレインがローパスフィルタ７２に接続され、ＦＥＴ７１のゲートには同符号連続検出回路５によって生成される時定数切り替え信号が入力される。

ＦＥＴ７１は、ゲート−ソース間に印加する電圧によって、ドレイン−ソース間の抵抗値が変化する特性を有しているため、ＦＥＴ７１のゲートに印加する電圧によってレベル検出回路３の時定数を変化させることができる。

つまり、ＦＥＴ７１のゲートに接続される同符号連続検出回路５が、同符号連続検出時にＬｏｗレベルの信号を出力するような場合には、ＦＥＴ７１をｎチャンネルのＭＯＳとすることにより、同符号連続検出時には、ＦＥＴ７１はＯＦＦ状態、すなわちドレイン−ソース間は非常に大きな抵抗値となるため、レベル検出回路３の時定数は長くなる。

一方、異符号連続時には同符号連続検出回路５はＨｉｇｈレベルの信号を出力し、ＦＥＴ７１はＯＮ状態、すなわちドレイン−ソース間は非常に小さな抵抗値となるため、レベル検出回路３の時定数は短くなる。

このように、実施の形態４によれば、ゲート電圧によりその抵抗値が変化するＦＥＴ７１とローパスフィルタ７２によって構成されるレベル検出回路３を備え、同符号連続検出回路５の出力信号によってＦＥＴ７１のゲート電圧を制御するよう動作するため、異なる受光レベルのパケットを安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ高速応答性と同符号連続耐力に優れた光受信器を実現できる。

Claims

光信号の受光レベルに応じた電流を出力する受光素子と、
制御電圧により利得が可変制御され、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される電圧信号の符号列から同符号連続部を検出し、その検出結果に応じた時定数切り替え信号を出力する同符号連続検出手段と、
前記同符号連続検出手段からの時定数切り替え信号により切り替え制御される時定数に基づいて前記プリアンプから出力される電圧信号の電圧レベルを検出するレベル検出手段と、
前記レベル検出回路の出力電圧を増幅して前記プリアンプに利得を制御する制御電圧を供給する増幅手段と
を備えた光受信器。
請求項１に記載の光受信器において、
前記レベル検出手段は、
時定数が短いレベル検出部と、
時定数が長いレベル検出部と、
時定数を切り替えるための時定数切り替えスイッチと
により構成し、
前記時定数切り替えスイッチは、前記同符号連続検出手段が同符号連続を検出している場合に、時定数が長いレベル検出部側を選択接続し、前記同符号連続検出手段が同符号連続を検出していない場合に、時定数が短いレベル検出部を選択接続する
ことを特徴とする光受信器。
請求項１に記載の光受信器において、
前記レベル検出手段は、
ゲートに印加される前記同符号連続検出手段からの時定数切り替え信号に基づいてドレイン−ソース間の抵抗値が変化するＦＥＴと、
前記ＦＥＴのソースまたはドレインに接続されたローパスフィルタと
により構成したことを特徴とする光受信器。
請求項１ないし３のいずれか１項に記載の光受信器において、
前記同符号連続検出手段は、
前記プリアンプから出力される電圧信号を所定の閾値と比較する比較器と、
前記比較器の比較結果に基づいてその符号列の変化点を検出する変化点検出手段と
により構成したことを特徴とする光受信器。
請求項４に記載の光受信器において、
前記比較器は、
前記同符号連続検出手段が動作する受光レベル範囲と、前記レベル検出手段の検出結果に基づいて前記プリアンプの利得を可変制御する受光レベル範囲とが等しくなるように、閾値を設定する
ことを特徴とする光受信器。
請求項１ないし３のいずれか１項に記載の光受信器において、
前記同符号連続検出手段は、
前記プリアンプから出力される電圧信号を所定の閾値と比較する閾値比較用比較器と、
前記比較器の比較結果の通過帯域を制限するためのローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタ通過後の信号の出力振幅を検出するための振幅検出用比較器と
により構成したことを特徴とする光受信器。