JP2003318997A

JP2003318997A - 二値化回路、無線通信装置および二値化方法

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Publication number: JP2003318997A
Application number: JP2002119650A
Authority: JP
Inventors: Shinpei Kubota; 晋平久保田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2002-04-22
Filing date: 2002-04-22
Publication date: 2003-11-07
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Abstract

(57)【要約】【課題】長い時間にわたって入力信号のレベルがほぼ
一定であっても正確に二値化する二値化回路、それを備
えた無線通信装置および二値化方法を提供する。【解決手段】二値化回路１１は、復調信号Ｉから生成
される生成信号Ｋと０レベルとを比較してデータスライ
サ出力Ｊを出力するコンパレータ１３と、生成信号Ｋの
直流レベルを検出して、その直流レベルを反転させた信
号をフィードバック出力Ｍとして出力するフィードバッ
ク回路１４と、フィードバック出力Ｍと復調信号Ｉとを
加算して生成信号Ｋを出力する加算回路１２とを備えて
いる。フィードバック回路１４のオフセットキャンセラ
１５は、生成信号Ｋが所定の範囲内である場合には０を
積分回路１６に出力するので、復調信号Ｉが一定のレベ
ルを保ってもそれに追随せずに、ノイズによる誤りを防
止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力信号を二値化
して出力する二値化回路、無線通信装置および二値化方
法に関するものであり、より詳細には、例えば受信信号
を復調して得られる復調信号を二値化する二値化回路、
無線周波数を用いて無線通信を行う上記二値化回路を備
えた無線通信装置、および復調信号を二値化する二値化
方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、無線信号を受信する無線通信
装置においては、所定の構成によって受信信号をアナロ
グの復調信号に変換し、この復調信号を二値化回路を用
いて二値化することによって、送信された無線信号を復
元するようになっていた。

【０００３】復調信号を二値化する二値化回路の一例
を、図１０に基づいて説明する。

【０００４】二値化回路４１は、微分回路４２とコンパ
レータ４３とを備えている。

【０００５】微分回路４２は、入力信号の時間変化に応
じて、その時間変化の傾きレベルに応じた値を出力する
ものである。

【０００６】コンパレータ４３は、入力される複数の信
号レベルの大小関係を判別し、その結果に応じた所定の
信号を出力するものである。このコンパレータ４３は、
入力される微分回路４２の出力を図示しない０Ｖの信号
と比較して、微分回路４２の出力の正負に応じた値を出
力する。

【０００７】ここで、二値化回路４１における信号波形
の一例を図１１に基づいて説明する。

【０００８】図１１の最上段には、無線信号の送信する
側における、元々の二値化データ（元データ）Ｒを参考
のために示す。

【０００９】図１１の中段には、上記二値化データＲを
変調して送信した無線信号を、受信して復調した復調器
４４の出力である復調信号Ｑを示す。

【００１０】図１１の下段には、復調信号Ｑが微分回路
４２およびコンパレータ４３によって処理された、二値
化回路４１の出力信号であるデータスライサ出力Ｕを示
す。

【００１１】図１０に戻ると、上記構成の二値化回路４
１に対して、図示しないアンテナなどから得られる受信
信号Ｎが、復調器４４において復調信号Ｑに変換され
て、微分回路４２に入力される。この微分回路４２の出
力はコンパレータ４３に入力される。コンパレータ４３
は、入力される微分回路４２の出力信号の正負に応じて
二値化を行い、データスライサ出力Ｕを出力する。

【００１２】以上に示すように、二値化回路４１によっ
て、復調信号Ｑを二値化してデータスライサ出力Ｕを得
ることができる。

【００１３】次に、従来の二値化回路の他の一例につい
て、図１２に基づいて説明する。

【００１４】なお、以下においては、上述の部材と同じ
働きをする部材については、同じ符号を用いて参照し、
説明は省略する。

【００１５】二値化回路４５は、図１２に示すように、
ローパスフィルタ（低域フィルタ:low-pass filter：Ｌ
ＰＦ）４６とコンパレータ４７とを備えている。

【００１６】ローパスフィルタ４６は、入力される信号
における所定のカットオフ周波数以上の成分を除去し
て、カットオフ周波数以下で振動する成分のみを出力す
るものである。

【００１７】例えば、入力される信号における所定の周
波数以上の成分を交流(alternatingcurrent)成分と呼
び、その所定の周波数以下で振動する成分を直流(direc
t current)成分と呼ぶ場合には、ローパスフィルタ４６
は、入力される信号の交流成分を除去して直流成分を出
力する。

【００１８】コンパレータ４７は、入力される複数の信
号レベルの大小関係を判別し、その結果に応じた所定の
信号を出力するものである。コンパレータ４７は、復調
器４４の出力である復調信号Ｑをローパスフィルタ４６
の出力であるスライスレベルＳと比較して、その大小関
係に応じた値を出力する。

【００１９】ここで、二値化回路４５における信号波形
の例を図１３および図１４に基づいて説明する。

【００２０】図１３の上段には、復調信号Ｑとスライス
レベルＳとの時間変化を示す。図１３の下段には、デー
タスライサ出力Ｕを示す。

【００２１】また、図１４の上段には、復調信号Ｑとス
ライスレベルＳとを示す。図１４の下段には、データス
ライサ出力Ｕを示す。

【００２２】図１２に戻ると、上記構成の二値化回路４
５に対して、図示しないアンテナなどから得られる受信
信号Ｎが復調器４４において復調信号Ｑに変換される。
この復調信号Ｑは、ローパスフィルタ４６およびコンパ
レータ４７に入力される。

【００２３】ローパスフィルタ４６は、復調信号Ｑの直
流成分を取り出して、スライスレベルＳとして出力す
る。

【００２４】コンパレータ４７は、復調信号Ｑとスライ
スレベルＳとを比較して、その結果に応じた所定の値を
データスライサ出力Ｕとして出力する。

【００２５】以上に示すように、二値化回路４５によっ
て、復調信号Ｑのレベルに応じて変化するスライスレベ
ルＳを用いて復調信号Ｑを二値化してデータスライサ出
力Ｕを得ることができる。

【００２６】次に、従来の二値化回路のさらに他の一例
について、図１５に基づいて説明する。

【００２７】二値化回路４８は、図１５に示すように、
スライスレベル検出回路４９とコンパレータ５０とを備
えている。

【００２８】スライスレベル検出回路４９は、復調信号
Ｑの最大ホールド値ＭＡＸ、最小ホールド値ＭＩＮを利
用してスライスレベルＳを生成して出力する回路であ
り、詳細については後述する。

【００２９】コンパレータ５０は、入力される複数の信
号レベルの大小関係を判別し、その結果に応じた所定の
値を出力するものである。コンパレータ５０は、復調信
号ＱをスライスレベルＳと比較して、その大小関係に応
じた値を出力する。

【００３０】ここで、上述のスライスレベル検出回路４
９の詳細について説明する。

【００３１】スライスレベル検出回路４９は、最大値検
出回路５１、最小値検出回路５２、加算回路５３、およ
びアンプ５４を備えている。

【００３２】最大値検出回路５１は、入力される信号の
最大ピーク値を検出し保持して、最大ホールド値ＭＡＸ
として出力する。最小値検出回路５２は、入力される信
号の最小ピーク値を検出し保持して、最小ホールド値Ｍ
ＩＮとして出力する。加算回路５３は、入力される信号
を加算して出力する。アンプ５４は、入力される信号の
レベルを(1/2)倍して出力する。

【００３３】ここで、二値化回路４８の信号波形の一例
について、図１６に基づいて説明する。

【００３４】図１６の上段には、無線信号を送信する側
における、元々の二値化データ（元データ）Ｒを参考の
ため示す。

【００３５】図１６の中段には、二値化データＲを変調
して送信した無線信号を、受信して復調した復調器４４
の出力を復調信号Ｑとして示す。

【００３６】また、図１６の中段には、さらに最大値検
出回路５１の出力である最大ホールド値ＭＡＸ、最小値
検出回路５２の出力である最小ホールド値ＭＩＮ、およ
びスライスレベル検出回路４９の出力であるスライスレ
ベルＳをも示す。

【００３７】図１６の下段には、復調信号Ｑおよびスラ
イスレベルＳを用いて、コンパレータ５０によって得ら
れるデータスライサ出力Ｕを示す。

【００３８】図１５に戻ると、上記構成の二値化回路４
８に対して、図示しないアンテナなどから得られる受信
信号Ｎが復調器４４において復調信号Ｑに変換され、ス
ライスレベル検出回路４９とコンパレータ５０とに入力
される。

【００３９】スライスレベル検出回路４９においては、
最大値検出回路５１と最小値検出回路５２とが、それぞ
れ復調信号Ｑの最大値ホールド値ＭＡＸまたは最小ホー
ルド値ＭＩＮを出力する。

【００４０】加算回路５３は、入力される最大値ホール
ド値ＭＡＸおよび最小ホールド値ＭＩＮを加算して、出
力する。アンプ５４は、入力される最大値ホールド値Ｍ
ＡＸおよび最小ホールド値ＭＩＮの和を、(1/2)倍し
て、スライスレベルＳとして出力する。

【００４１】したがって、以上の動作によって、スライ
スレベル検出回路４９は、（ＭＡＸ＋ＭＩＮ）／２の値
をスライスレベルＳとして出力する。

【００４２】コンパレータ５０は、入力されるスライス
レベルＳと復調信号Ｑとを比較して、その結果に応じた
所定の値を出力する。

【００４３】以上に示すように、二値化回路４８によっ
て、復調信号Ｑを二値化してデータスライサ出力Ｕを得
ることができる。

【００４４】また、上述と同様の二値化回路のさらに他
の構成として、日本国の公開特許公報「特開平３−１４
３０１２号公報（公開日：１９９１年６月１８日）」に
記載された構成について、図１７に基づいて説明する。

【００４５】二値化回路５５は、図１７に示すように、
極大点検出部および極小点検出部５６、極大値保持部５
７、極小値保持部５８、中間レベル生成部５９、および
比較器６０を備えている。

【００４６】ここで、上記構成の二値化回路５５は、極
大値保持部５７と極小値保持部５８とを備えていること
が、上述の二値化回路４８と異なっている。

【００４７】一方、上記構成の二値化回路５５におい
て、比較器６０は上述のコンパレータ５０に、極大点検
出部および極小点検出部５６は、上述の最大値検出回路
５１および最小値検出回路５２に、中間レベル生成部５
９は上述の加算回路５３とアンプ５４とに対応してい
る。

【００４８】上記の極大値保持部５７と極小値保持部５
８とは、それぞれ、極大点検出部および極小点検出部５
６とは異なるタイムスケールを設定することによって、
より正確に最大ホールド値および最小ホールド値を求め
て、より正確に二値化を行うためのものである。

【００４９】二値化回路５５は、上記構成によって、例
えば図１６に示す二値化回路４８と同様の動作によっ
て、二値化を行うようになっている。

【００５０】以上に示すように、二値化回路５５によっ
て、復調信号Ｑを二値化してデータスライサ出力Ｕを得
ることができる。

【００５１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記構成にお
いては、所定のタイムスケールよりも長い時間に渡って
復調信号のレベルがほぼ一定となると、スライスレベル
がその一定レベルに追随してしまうので、そのレベルで
ノイズが生じると誤りを検出してしまう虞れがある。

【００５２】すなわち、図１０に示す二値化回路４１の
動作の一例を示す図１１においては、以下のような問題
を生じる虞れがある。

【００５３】図１１に示す一例においては、無線信号の
ノイズのため、復調信号Ｑに、タイミングＰ１において
ノイズを生じている。このため、タイミングＰ１におい
てデータスライサ出力Ｕに誤りの反転が生じている。

【００５４】すなわち、復調信号Ｑのレベルがほぼ一定
である場合にノイズを検出すると、これによってデータ
スライサ出力Ｕに誤りを生じてしまう虞れがある。

【００５５】また、特に、このタイミングＰ１のノイズ
は、時間変化の傾きが発散を生じるような形状となって
いる。このため、タイミングＰ１において反転したデー
タスライサ出力Ｕは、値が元に復帰しなくなっている。

【００５６】これにより、タイミングＰ２付近で復調信
号が反転するまで、タイミングＰ１ないしＰ２におい
て、データスライサ出力Ｕに誤りが生じてしまう。

【００５７】このように、微分回路４２を用いた二値化
回路４１は、ノイズに敏感に反応して誤りを生じてしま
うという虞れがある。また、誤りが発生した場合に、そ
の誤りが維持されて、結局ビット誤り率(bit error rat
e:BER)が悪化する虞れもある。

【００５８】また、図１２に示す二値化回路４５におい
ては、図１３および図１４に示すように、以下のような
問題を生じる虞れがある。

【００５９】図１３に示すように、例えばタイミングＰ
３からＰ５のように、二値化するための復調信号Ｑは、
図示しない送信信号のレベルに応じて、所定の間、一定
のレベルを保つことがある。

【００６０】一方、スライスレベルＳは、ローパスフィ
ルタ４６の出力であって、復調信号Ｑの直流レベルを示
すものである。

【００６１】このため、上述のタイミングＰ３からＰ５
のように二値化するための復調信号Ｑが所定の時間以上
に一定のレベルを保つ場合には、タイミングＰ４からＰ
５までに示すようにスライスレベルＳはその一定のレベ
ルに追随してしまう。

【００６２】ここで、ローパスフィルタ４６は上述のよ
うにカットオフ周波数以下で振動する成分を出力するも
のであるので、例えばこのカットオフ周波数における一
周期分の時間にわたって復調信号が一定のレベルを保つ
と、スライスレベルＳが復調信号Ｑに追随することにな
る。すなわち、上記の一周期分の時間は、スライスレベ
ルＳが復調信号Ｑに追随するタイムスケールに相当す
る。

【００６３】したがって、この場合にはタイミングＰ４
からＰ５までに示すように、スライスレベルＳが復調信
号Ｑとほぼ同じレベルとなるので、復調信号Ｑにおける
小さなノイズを検出して、仮想線で示すデータスライサ
出力Ｕのように誤りを生じてしまう虞れがある。

【００６４】また、図１４に示すように、上述とは反対
の構成として、例えばローパスフィルタ４６におけるカ
ットオフ周波数を小さくして、このカットオフ周波数に
おける一周期分の時間を大きくしたローパスフィルタ４
６を用いる構成においても、以下のような問題を生じる
虞れがある。

【００６５】この場合には、上述のように、スライスレ
ベルＳが復調信号Ｑに追随するための時間を大きくして
いるので、例えば図１４のタイミングＰ６ないしＰ７に
おいて示すように、スライスレベルＳが復調信号Ｑに追
随しないことも生じ得る。この場合には、図１４に示す
ように、データスライサ出力Ｕの誤りを生じてしまう。

【００６６】したがって、図１２に示す構成の二値化回
路によれば、ローパスフィルタ４６における追随のタイ
ムスケールがあるため、このタイムスケールを短くした
場合には図１３に示すようにノイズを検出することによ
る誤りを生じやすくなり、またこのタイムスケールを長
くした場合には図１４に示すように復調信号に追随しな
いことによる誤りを生じやすくなるという問題がある。

【００６７】また、例えば上述の二値化回路４５が無線
通信装置に備えられる場合には、以下のような問題も生
じ得る。すなわち、無線通信装置においては、通常、例
えば無線信号の受け待ちの待機時間のような、受信信号
がない時間帯が存在する。したがって、例えば長い待機
時間の後に無線信号を受信し始める場合には、待機時間
における偽の信号レベルに対してスライスレベルが追随
し、その後に受信を開始した受信信号から得られた復調
信号のレベルに正しく追随するまでの長い時間にわたっ
て誤りを生じる虞れもある。

【００６８】また、図１５に示す二値化回路４８におい
ては、図１６に示すように、以下のような問題を生じる
虞れがある。

【００６９】ここで、図１６に示す一例においては、元
データＲに示すように、タイミングＰ８までは、送信ま
たは受信を行わない待機状態に相当する。そして、タイ
ミングＰ８以降は、送信データまたは受信データのパケ
ットヘッダ部に相当する。

【００７０】図１６に示すように、タイミングＰ８まで
の待機状態においては、ノイズまたは妨害電波などの受
信によって得られる復調信号にスライスレベルが追随す
るため、データ受信開始直後のタイミングＰ８ないしＰ
９において、データスライサ出力には誤りが生じてい
る。

【００７１】また、最大値検出回路５１および最小値検
出回路５２において得られる最大ホールド値ＭＡＸおよ
び最小ホールド値ＭＩＮについても、タイミングＰ８ま
での待機状態においては、ノイズまたは妨害電波などの
受信によって得られる復調信号Ｑに追随してしまうこと
によって、誤りを生じる虞れがある。

【００７２】すなわち、図１６に示す一例においては、
最大ホールド値ＭＡＸが待機状態における偽の最大ホー
ルド値を記憶しているため、タイミングＰ１０以降にお
いてデータスライサ出力Ｕに誤りが生じている。

【００７３】また、図１７に示す二値化回路５５の動作
においても、二値化回路４８と同様に、何らかのタイム
スケールを設定することには変わりがないので、例えば
受信の待機時間に偽の値に追随し、受信開始後に誤りを
生じる可能性がある。

【００７４】以上のように、従来の二値化回路４１・４
５・４８・５５の構成においては、例えば無線信号とし
てビット０の連続した信号が送信された場合、または無
線通信装置における待機状態の場合において、望ましく
ないレベルにスライスレベルが追随して維持され、誤差
を生じてしまう。

【００７５】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、長い時間にわたって入力信号
のレベルがほぼ一定であっても正確に二値化する二値化
回路、無線通信装置、および二値化方法を提供すること
にある。

【００７６】

【課題を解決するための手段】本発明に係る二値化回路
は、上記課題を解決するために、所定の直流レベルを中
心として振動する入力信号を二値化した出力信号を出力
する二値化回路において、上記入力信号から生成された
生成信号と所定のレベル電圧とを比較して上記出力信号
を出力するコンパレータと、上記生成信号の上記直流レ
ベルを検出して、上記直流レベルを反転させた信号をフ
ィードバック出力として出力するフィードバック回路
と、上記フィードバック出力と上記入力信号とを加算し
て得た上記生成信号を出力する加算器とを備えているこ
とを特徴としている。

【００７７】上記構成によれば、直流レベルの周りで振
動する入力信号に対して、入力信号の直流レベルを検出
してそれを反転させたフィードバック出力を加算するの
で、直流レベルがキャンセルされ、得られる生成信号は
０を中心として振動する信号となる。

【００７８】ここで、上記所定のレベル電圧とは、この
生成信号の振動の中心レベルである０レベルに相当す
る。

【００７９】したがって、コンパレータによって振動の
中心レベルを基準として二値化するので、適切に二値化
できる。

【００８０】また、上記構成において、例えば以下に示
すような構成によって、適切なフィードバック出力が得
られるようにすれば、長い時間にわたって入力信号のレ
ベルがほぼ一定であっても正確に二値化することができ
る。

【００８１】また、上記構成によれば、例えば以下に示
す出力抑制回路を用いて、上記コンパレータに入力する
信号値を確実に一定の範囲内に収めて、より正確に二値
化することができる。

【００８２】したがって、本発明によれば、例えば時分
割多元接続(Time Division Multiple Access:TDMA)やス
ペクトル拡散方式の周波数ホッピング(Frequency Hoppi
ng:FH)方式等、送受信が時分割されているような方式で
の無線信号の送受信のように、信号レベルの直流レベル
が急激に変化することがあっても、正確に二値化して、
送信された無線信号を復元できる二値化回路を提供する
ことができる。また、その他パケット交換による無線通
信において、二値化を行うためのプリアンブルが少ない
無線規格による無線通信であっても、正確に二値化し
て、送信された無線信号を復元できる二値化回路を提供
することができる。

【００８３】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記フィードバック
回路は、上記生成信号の入力値と、所定の閾値範囲を定
める最大制限値及び最小制限値とに応じて、上記入力値
が上記閾値範囲内である場合には０を出力値として出力
し、上記入力値が上記最大制限値よりも大きい場合には
上記入力値と上記最大制限値との差を反転させた値を出
力値として出力し、上記入力値が上記最小制限値よりも
小さい場合には上記入力値と上記最小制限値との差を反
転させた値を出力値として出力するオフセットキャンセ
ラ回路と、上記出力値を積分した値を上記フィードバッ
ク出力として出力する積分回路とを含んでいることを特
徴としている。

【００８４】ここで、以下では、上記オフセットキャン
セラ回路の出力を、オフセットキャンセラ出力と呼ぶ。
このオフセットキャンセラ出力は、上述した従来のスラ
イスレベルを用いて二値化する構成におけるスライスレ
ベルを反転させた量に相当する。そして、オフセットキ
ャンセラ出力と入力信号との和である生成信号は、入力
信号とスライスレベルとの差を表す信号に相当する。

【００８５】また、上記積分回路とは、入力される信号
を積分して出力するものである。この場合の出力は、入
力される信号の時間変化の傾きをなまらせて出力するこ
とに相当する。したがって、この積分回路は、いわゆる
ローパスフィルタ（低域フィルタ:low-pass filter）で
あってもよい。このローパスフィルタは、入力される信
号における所定の周波数以上の成分を除去して、その所
定の周波数以下で振動する成分のみを出力するものであ
る。

【００８６】上記二値化回路は、上記構成において、以
下のように動作する。ここで、簡単のために、生成信号
の値に応じて場合分けをして動作を説明する。

【００８７】まず、上記入力される上記生成信号の入力
値が、上記最大制限値よりも大きい場合を考える。

【００８８】この場合には、オフセットキャンセラ出力
として、入力値と最大制限値との差を反転させた値とし
て、負の値が出力される。オフセットキャンセラ出力は
積分回路によって積分され、その後にフィードバック出
力として出力される。そして、このフィードバック出力
が入力信号と加算されて生成信号となる。したがって、
負のオフセットキャンセラ出力が、積分回路により積分
されて、入力信号に加算されるので、生成される生成信
号の値は減少する。

【００８９】これにより、結局、生成信号の値が最大制
限値に近づくようにされる。

【００９０】すなわち、例えば従来の構成におけるスラ
イスレベルを用いて説明すると、入力信号とスライスレ
ベルとの差としての生成信号が減少するということは、
最大制限値よりも大きな値の入力値に対して追随するよ
うにスライスレベルが増加することに相当する。

【００９１】したがって、例えば入力信号の直流レベル
が急激に変化した場合であっても、適切に追随して、正
しく二値化することができる。

【００９２】また、上記入力される上記生成信号の入力
値が、上記最小制限値よりも小さい場合も、同様であ
る。

【００９３】すなわち、この場合には、オフセットキャ
ンセラ出力として、入力値と最小制限値との差を反転さ
せた値として、正の値が出力される。したがって、生成
される生成信号の値は増加して、最小制限値に近づくよ
うにされる。

【００９４】これにより、上述と同様に、例えば入力信
号の直流レベルが急激に変化した場合であっても、適切
に追随して、正しく二値化することができる。

【００９５】一方、上記入力される上記生成信号の入力
値が最大制限値と最小制限値との間の閾値範囲にある場
合には、オフセットキャンセラ出力として０が出力され
る。

【００９６】このオフセットキャンセラ出力が積分回路
によって積分され、入力信号に加算される。ここで、オ
フセットキャンセラ出力は０なので、積分回路によるフ
ィードバック出力は変化しない。

【００９７】したがって、この場合には、生成信号の値
は、入力信号の変化量と同じだけ変化する。すなわち、
例えば入力信号が変化しない時は生成信号も変化しな
い。

【００９８】これにより、入力信号がほぼ一定のレベル
に所定の時間にわたって維持されたとしても、生成信号
は入力信号の変化量と同じだけしか変化しないので、入
力信号のレベルに無駄に追随させない。

【００９９】したがって、入力信号において同じレベル
が維持される場合であっても、安定した出力を得ること
ができる。これにより、ビット誤り率(bit error rate:
BER)を低く維持して、入力信号を復元することができ
る。

【０１００】なお、上述の、また以下に説明する、本発
明に係る二値化回路における一手段としての各部材は、
所定の機能を実現する構成であればよく、例えば所定の
回路素子を組み合わせて実現するものであってもよい
し、または所定のプログラム可能な回路素子におけるプ
ログラムによって機能ブロックとして実現するものであ
ってもよい。

【０１０１】また、所定の閾値範囲を定める上記最大制
限値及び上記最小制限値は、入力信号の特性に応じて予
め定めておく構成であってもよいし、または例えば以下
に説明するように入力信号の特性に応じて適切な値に変
化可能とする構成であってもよい。

【０１０２】したがって、長い時間にわたって入力信号
のレベルがほぼ一定であっても正確に二値化する二値化
回路を提供することができる。

【０１０３】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記オフセットキャ
ンセラ回路は、上記入力値と上記最大制限値とを比較
し、または上記入力値と上記最小制限値とを比較した結
果に応じた選択出力を行う比較回路と、上記最大制限値
と上記入力値との差分、または上記最小制限値と上記入
力値との差分を計算して出力する演算回路と、上記選択
出力に応じて、上記演算回路の上記差分を選択して、上
記出力値として出力するスイッチング回路とを含んでい
ることを特徴としている。

【０１０４】上記構成において、上記二値化回路の上記
オフセットキャンセラ回路は、以下のように動作する。

【０１０５】上記入力される生成信号の入力値は、比較
回路と演算回路とに入力される。

【０１０６】比較回路は、入力値と最大制限値とを比較
し、または入力値と最小制限値とを比較した結果に応じ
た選択出力をスイッチング回路に出力する。この選択出
力の値は、比較した結果が互いに区別できるものであれ
ばどのような値でもよい。

【０１０７】演算回路は、最大制限値と入力値との差
分、または最小制限値と入力値との差分を計算して、ス
イッチング回路に出力する。

【０１０８】スイッチング回路は、比較回路からの選択
出力に応じて、演算回路から入力される差分を選択し
て、上述のオフセットキャンセラ出力として出力する。

【０１０９】これによって、上述の本発明に係る二値化
回路を、簡単な構成で実現することができる。

【０１１０】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記オフセットキャ
ンセラ回路の上記最大制限値および上記最小制限値を変
化させる制限値変化回路を備えていることを特徴として
いる。

【０１１１】上記構成において、上記制限値変化回路を
用いて、上記オフセットキャンセラ回路の上記最大制限
値および上記最小制限値を適切に変化させると、さらに
正確で追随性のよい二値化回路を実現することができ
る。

【０１１２】ここで、上述の本発明に係る二値化回路
は、例えば入力値が最大制限値よりも大きい場合および
入力値が最小制限値よりも小さい場合には、入力信号の
直流レベルが急激に変化した場合であっても、適切に追
随して、正しく二値化することができる。

【０１１３】また、入力値が最大制限値と最小制限値と
の間の閾値範囲にある場合には、入力信号において同じ
レベルが維持される場合であっても、追随せずに、安定
した出力を得ることができる。

【０１１４】したがって、生成信号の入力値に応じて、
またはそれに対応する入力信号の値に応じて、またはそ
の他の理由によって、最大制限値および最小制限値を適
切に変化させれば、上述の効果を確実に得ることができ
る。

【０１１５】例えば、上記制限値変化回路は、入力信号
が入力され始める直後において、入力値が最大制限値よ
りも大きいか又は入力値が最小制限値よりも小さくなる
ように、最大制限値および最小制限値を変化させる構成
であってもよい。

【０１１６】この構成によれば、入力信号が入力され始
める直後において、生成信号の値を入力信号の値に素早
く追随させることができる。

【０１１７】また例えば、上記制限値変化回路は、入力
信号が入力され始めてから所定の時間経過後には、入力
値が最大制限値と最小制限値との間の閾値範囲にあるよ
うに、最大制限値および最小制限値を変化させる構成で
あってもよい。

【０１１８】この構成によれば、入力信号が入力され始
めてから所定の時間経過後において、入力信号において
同じレベルが維持される場合であっても、生成信号の値
を入力信号の値に追随させずに、安定した出力を得るこ
とができる。

【０１１９】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記積分回路の時定
数を変化させる時定数変化回路を備えていることを特徴
としている。

【０１２０】ここで、積分回路は、入力される信号の時
間変化の傾きをなまらせて出力するものであり、例え
ば、入力される信号の成分のうち、所定の時定数に対応
する周波数以上の成分を除去して、その所定の周波数以
下で振動する成分のみを出力するものである。

【０１２１】上記構成において、上記時定数変化回路を
用いて、上記積分回路の時定数を適切に変化させると、
より正確で追随性のよい二値化回路を実現することがで
きる。

【０１２２】例えば、上記時定数変化回路は、入力信号
が入力され始める直後において、通常入力信号が変化す
る時間スケールよりも、上記時定数を小さくする構成で
あってもよい。

【０１２３】この構成によれば、入力信号が入力され始
める直後において、生成信号の値を入力信号の値に素早
く追随させることができる。

【０１２４】また例えば、上記時定数変化回路は、入力
信号が入力され始めてから所定の時間経過後には、通常
入力信号が変化する時間スケールよりも、上記時定数を
大きくする構成であってもよい。

【０１２５】この構成によれば、入力信号が入力され始
めてから所定の時間経過後において、入力信号において
同じレベルが維持される場合であっても、生成信号の値
を入力信号の値に追随させずに、安定した出力を得るこ
とができる。

【０１２６】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記加算器から入力
される上記生成信号である生成値と、出力を抑制するた
めの抑制度と、所定の抑制範囲を定める最大抑制値およ
び最小抑制値とに応じて、上記生成値が上記抑制範囲内
である場合には上記生成値を抑制出力値として出力し、
上記生成値が上記最大抑制値よりも大きい場合には上記
生成値と上記最大抑制値との差に上記抑制度を掛けた値
に上記最大抑制値を加えた値を抑制出力値として出力
し、上記生成値が上記最小抑制値よりも小さい場合には
上記生成値と上記最小抑制値との差に上記抑制度を掛け
た値に上記最小抑制値を加えた値を抑制出力値として出
力する出力抑制回路を備え、上記抑制出力値は、上記コ
ンパレータおよび上記フィードバック回路に入力される
ことを特徴としている。

【０１２７】ここで、上記抑制度は、例えば０以上１未
満となるように設定される。

【０１２８】上記構成において、上記出力抑制回路は、
上記加算器から上記生成信号である生成値が入力される
と、抑制度、最大抑制値、および最小抑制値の値に応じ
て、以下のように動作する。

【０１２９】まず、生成値が、最大抑制値と最小抑制値
とで定められる抑制範囲内にある場合には、その生成値
をコンパレータおよびフィードバック回路に出力する。

【０１３０】また、生成値が、最大抑制値よりも大きい
場合には、生成値と最大抑制値との差に抑制度を掛けた
値に、最大抑制値を加えた値をコンパレータおよびフィ
ードバック回路に出力する。

【０１３１】また、生成値が最小抑制値よりも小さい場
合には、生成値と最小生成値との差に抑制度を掛けた値
に最小抑制値を加えた値をコンパレータおよびフィード
バック回路に出力する。

【０１３２】したがって、入力される生成値の振幅が大
きい場合であってもその振幅を小さくすることができ
る。

【０１３３】ここで、入力信号の特性に応じて、上記の
生成信号の振幅を適切に小さくして出力すれば、誤りを
減らしてより正確に二値化することもできる。

【０１３４】すなわち、例えば入力信号においては、周
波数に応じて典型的な振幅が異なることもある。例え
ば、二値化回路が無線通信装置に備えられる場合におい
て、復調信号を得るためのフィルタの特性や、送信側に
おける送信スプリアス出力(spurious output)抑制のた
めのフィルタの特性によって、周波数ごとに復調信号の
振幅が異なる場合がある。この場合に、単に振幅の大き
な周波数の場合に合わせて設定を行うと、この周波数に
おける振幅の大きな振動に合わせて二値化が行われるこ
とになり、誤りを生じる虞れもある。

【０１３５】ここで上述の出力抑制回路を用いて、入力
される生成値の振幅が大きい場合であってもその振幅を
小さくして、確実に正確な二値化を行うことができる。

【０１３６】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記出力抑制回路
は、上記生成値と上記最大抑制値とを比較し、または上
記生成値と上記最小抑制値とを比較した結果に応じた比
較出力を行う比較回路と、上記生成値と上記最大抑制値
との差に上記抑制度を掛けた値に上記最大抑制値を加え
た値を計算して設定値として出力するか、または上記生
成値と上記最小抑制値との差に上記抑制度を掛けた値に
上記最小抑制値を加えた値を計算して設定値として出力
する演算回路と、上記比較出力に応じて、上記演算回路
の上記設定値を選択して、上記抑制出力値として出力す
るスイッチング回路とを含んでいることを特徴としてい
る。

【０１３７】上記構成において、上記二値化回路の上記
出力抑制回路は、以下のように動作する。

【０１３８】上記加算器から入力される上記生成信号で
ある生成値は、比較回路と演算回路とに入力される。

【０１３９】比較回路は、生成値と最大抑制値とを比較
し、または生成値と最小抑制値とを比較した結果に応じ
た比較出力をスイッチング回路に出力する。この比較出
力の値は、比較した結果が互いに区別できるものであれ
ばどのような値でもよい。

【０１４０】演算回路は、生成値と最大抑制値との差に
抑制度を掛けた値に最大抑制値を加えた値を計算して設
定値としてスイッチング回路に出力するか、または生成
値と最小抑制値との差に抑制度を掛けた値に最小抑制値
を加えた値を計算して設定値としてスイッチング回路に
出力する。

【０１４１】スイッチング回路は、比較回路からの比較
出力に応じて、演算回路から入力される設定値を選択し
て、上述の抑制出力値として出力する。

【０１４２】これによって、上述の本発明に係る二値化
回路を、簡単な構成で実現することができる。

【０１４３】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記出力抑制回路の
上記最大抑制値および上記最小抑制値を変化させる抑制
値変化回路を備えていることを特徴としている。

【０１４４】上記構成において、上記抑制値変化回路を
用いて、上記出力抑制回路の上記最大抑制値および上記
最小抑制値を適切に変化させると、さらに正確で追随性
のよい二値化回路を実現することができる。

【０１４５】すなわち、生成信号である生成値に応じ
て、またはそれに対応する入力信号の値に応じて、また
はその他の理由によって、最大抑制値および最小抑制値
を適切に変化させれば、上述の効果を確実に得ることが
できる。

【０１４６】例えば、上記抑制値変化回路は、入力信号
が入力され始める直後において、生成値が最大抑制値よ
りも大きいか又は生成値が最小抑制値よりも小さくなる
ように、最大抑制値および最小抑制値を変化させる構成
であってもよい。

【０１４７】この構成によれば、入力信号が入力され始
める直後において、最大抑制値および最小抑制値の絶対
値を小さな値に設定して、生成信号の値を入力信号の値
に素早く追随させることができる。

【０１４８】また例えば、上記抑制値変化回路は、入力
信号が入力され始めてから所定の時間経過後には、生成
値が最大抑制値と最小抑制値との間の抑制範囲にあるよ
うに、最大抑制値および最小抑制値を変化させる構成で
あってもよい。

【０１４９】この構成によれば、入力信号が入力され始
めてから所定の時間経過後において、最大抑制値および
最小抑制値の絶対値を大きな値に設定して、入力信号に
おいて同じレベルが維持される場合であっても、生成信
号の値を入力信号の値に追随させずに、安定した出力を
得ることができる。

【０１５０】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記出力抑制回路の
上記抑制度を変化させる抑制度変化回路を備えているこ
とを特徴としている。

【０１５１】上記構成において、上記抑制度変化回路を
用いて、上記出力抑制回路の上記抑制度を適切に変化さ
せると、さらに正確で追随性のよい二値化回路を実現す
ることができる。

【０１５２】すなわち、生成信号である生成値に応じ
て、またはそれに対応する入力信号の値に応じて、また
はその他の理由によって、抑制度を適切に変化させれ
ば、上述の効果を確実に得ることができる。

【０１５３】例えば、上記抑制度変化回路は、入力信号
が入力され始める直後において、抑制度を小さい値に変
化させる構成であってもよい。

【０１５４】この構成によれば、入力信号が入力され始
める直後において、抑制度を小さな値に設定して、生成
信号の値を入力信号の値に素早く追随させることができ
る。

【０１５５】また例えば、上記抑制度変化回路は、入力
信号が入力され始めてから所定の時間経過後には、抑制
度を大きな値に変化させる構成であってもよい。

【０１５６】この構成によれば、入力信号が入力され始
めてから所定の時間経過後において、抑制度を大きな値
に設定して、入力信号において同じレベルが維持される
場合であっても、生成信号の値を入力信号の値に追随さ
せずに、安定した出力を得ることができる。

【０１５７】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記生成信号である
生成値と、所定の遮断範囲を定める最大遮断値および最
小遮断値とに応じて、上記生成値が上記遮断範囲内であ
る場合には上記生成値を遮断出力値として出力し、上記
生成値が上記最大遮断値よりも大きい場合には上記最大
遮断値を遮断出力値として出力し、上記生成値が上記最
小遮断値よりも小さい場合には上記最小遮断値を遮断出
力値として出力する出力ホールド回路を備え、上記遮断
出力値は、上記コンパレータおよび上記フィードバック
回路に入力されることを特徴としている。

【０１５８】上記構成において、上記出力ホールド回路
は、上記加算器から上記生成信号である生成値が入力さ
れると、最大遮断値および最小遮断値の値に応じて、以
下のように動作する。

【０１５９】まず、生成値が、最大遮断値と最小遮断値
とで定められる遮断範囲内にある場合には、その生成値
をコンパレータおよびフィードバック回路に出力する。

【０１６０】また、生成値が最大遮断値よりも大きい場
合には、最大遮断値をコンパレータおよびフィードバッ
ク回路に出力する。

【０１６１】また、生成値が最小遮断値よりも小さい場
合には、最小遮断値をコンパレータおよびフィードバッ
ク回路に出力する。

【０１６２】すなわち、上記構成の出力ホールド回路を
備えた二値化回路は、上述の出力抑制回路を備えた二値
化回路において、抑制度を０とし、最大抑制値を最大遮
断値とし、最小抑制値を最小遮断値とした場合に相当す
る。

【０１６３】したがって、入力される生成値の振幅が大
きい場合であっても、その振幅を確実に上述の遮断範囲
内にして、小さくすることができる。

【０１６４】ここで、入力信号の特性に応じて上記の生
成信号の振幅を適切に小さくして出力すれば、上述と同
様に、誤りを減らしてより正確に二値化することもでき
る。

【０１６５】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記出力ホールド回
路は、上記生成値と上記最大遮断値とを比較し、または
上記生成値と上記最小遮断値とを比較した結果に応じた
比較出力を行う比較回路と、上記最大遮断値を設定値と
して出力するか、または上記最小遮断値を設定値として
出力する演算回路と、上記比較出力に応じて、上記演算
回路の上記設定値を選択して、上記遮断出力値として出
力するスイッチング回路とを含んでいることを特徴とし
ている。

【０１６６】上記構成において、上記二値化回路の上記
出力ホールド回路は、以下のように動作する。

【０１６７】上記加算器から入力される上記生成信号で
ある生成値は、比較回路と演算回路とに入力される。

【０１６８】比較回路は、生成値と最大遮断値とを比較
し、または生成値と最小遮断値とを比較した結果に応じ
た比較出力をスイッチング回路に出力する。この比較出
力の値は、比較した結果が互いに区別できるものであれ
ばどのような値でもよい。

【０１６９】演算回路は、最大遮断値を設定値としてス
イッチング回路に出力するか、または最小遮断値を設定
値としてスイッチング回路に出力する。

【０１７０】スイッチング回路は、比較回路からの比較
出力に応じて、演算回路から入力される設定値を選択し
て、上述の遮断出力値として出力する。

【０１７１】これによって、上述の本発明に係る二値化
回路を、簡単な構成で実現することができる。

【０１７２】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記出力ホールド回
路の上記最大遮断値および上記最小遮断値を変化させる
遮断値変化回路を備えていることを特徴としている。

【０１７３】上記構成において、上記遮断値変化回路を
用いて、上記出力ホールド回路の上記最大遮断値および
上記最小遮断値を適切に変化させると、より正確で追随
性のよい二値化回路を実現することができる。

【０１７４】すなわち、生成信号である生成値に応じ
て、またはそれに対応する入力信号の値に応じて、また
はその他の理由によって、最大遮断値および最小遮断値
を適切に変化させれば、上述の効果を確実に得ることが
できる。

【０１７５】例えば、上記遮断値変化回路は、入力信号
が入力され始める直後において、生成値が最大遮断値よ
りも大きいか又は生成値が最小遮断値よりも小さくなる
ように、最大遮断値および最小遮断値を変化させる構成
であってもよい。

【０１７６】この構成によれば、入力信号が入力され始
める直後において、最大遮断値および最小遮断値の絶対
値を小さな値に設定して、生成信号の値を入力信号の値
に素早く追随させることができる。

【０１７７】また例えば、上記遮断値変化回路は、入力
信号が入力され始めてから所定の時間経過後には、生成
値が最大遮断値と最小遮断値との間の遮断範囲にあるよ
うに、最大遮断値および最小遮断値を変化させる構成で
あってもよい。

【０１７８】この構成によれば、入力信号が入力され始
めてから所定の時間経過後において、最大遮断値および
最小遮断値の絶対値を大きな値に設定して、入力信号に
おいて同じレベルが維持される場合であっても、生成信
号の値を入力信号の値に追随させずに、安定した出力を
得ることができる。

【０１７９】本発明に係る二値化回路は、上記課題を解
決するために、所定の直流レベルを中心として振動する
入力信号の上記直流レベルを検出して出力するローパス
フィルタと、上記入力信号と上記直流レベルとを比較す
ることによって得られる出力信号を出力するコンパレー
タとを備える二値化回路において、上記入力信号と上記
直流レベルとのレベル差、および所定の閾値範囲を定め
る最大制限値と最小制限値とに応じて、上記レベル差が
上記閾値範囲内である場合には０を出力値として出力
し、上記レベル差が上記最大制限値よりも大きい場合に
は上記レベル差と上記最大制限値との差を出力値として
出力し、上記レベル差が上記最小制限値よりも小さい場
合には上記レベル差と上記最小制限値との差を出力値と
して出力するオフセット生成部を含んでおり、上記ロー
パスフィルタは、上記出力値を用いて検出した上記直流
レベルを上記コンパレータおよび上記オフセット生成部
に出力することを特徴としている。

【０１８０】上記二値化回路は、上記構成において、以
下のように動作する。

【０１８１】まず、上記入力信号と上記直流レベルとの
レベル差が、上記最大制限値よりも大きい場合を考え
る。

【０１８２】この場合には、オフセット生成部の出力と
して、レベル差と最大制限値との差が正の出力値として
出力される。この出力値から、ローパスフィルタによっ
て直流レベルが検出され、コンパレータおよびオフセッ
ト生成部に出力される。

【０１８３】ここで、上記の出力値は正の値であるの
で、ローパスフィルタによって検出される直流レベルは
増加する。

【０１８４】一方、この検出された直流レベルは、オフ
セット生成部に入力される。ここで、入力信号が変化し
ないとすると、直流レベルが増加することによってレベ
ル差は減少する。

【０１８５】すなわち、この場合には、レベル差を減少
させて、入力信号の変化に対して追随するように、オフ
セット生成部の出力が変化する。

【０１８６】したがって、例えば入力信号の直流レベル
が急激に変化した場合であっても、適切に追随して、正
しく二値化することができる。

【０１８７】また、上記入力信号と上記直流レベルとの
レベル差が、上記最小制限値よりも小さい場合も、同様
である。

【０１８８】すなわち、この場合には、オフセット生成
部の出力として、レベル差と最小制限値との差が負の出
力値として出力される。したがって、直流レベルは減少
して、レベル差が最小制限値に近づくようにされる。

【０１８９】これにより、上述と同様に、例えば入力信
号の直流レベルが急激に変化した場合であっても、適切
に追随して、正しく二値化することができる。

【０１９０】一方、上記入力信号と上記直流レベルとの
レベル差が、最大制限値と最小制限値との間の閾値範囲
にある場合には、オフセット生成部の出力として０が出
力される。

【０１９１】この場合に、直流レベルは変化しない。こ
れにより、入力信号がほぼ一定のレベルに所定の時間に
わたって維持されたとしても、入力信号のレベルに無駄
に追随させない。

【０１９２】したがって、入力信号において同じレベル
が維持される場合であっても、安定した出力を得ること
ができる。

【０１９３】本発明に係る無線通信装置は、上記課題を
解決するために、本発明に係る二値化回路のいずれか一
つを備えていることを特徴としている。

【０１９４】上述のように、本発明に係る二値化回路
は、長い時間にわたって入力信号のレベルがほぼ一定で
あっても正確に二値化することのできる二値化回路であ
る。したがって、上記無線通信装置は、上記二値化回路
を用いて、入力信号のレベルがほぼ一定であっても正確
に二値化して、安定した無線通信を実現することができ
る。

【０１９５】本発明に係る無線通信装置は、上記課題を
解決するために、上記構成において、スペクトル拡散方
式による無線通信を行うことを特徴としている。

【０１９６】上記構成によれば、スペクトル拡散方式の
無線通信の際に、安定した無線通信を行う無線通信装置
を実現することができる。

【０１９７】本発明に係る二値化方法は、上記課題を解
決するために、所定の直流レベルを中心として振動する
入力信号を二値化して出力信号を出力する二値化方法に
おいて、上記入力信号から生成された生成信号を用いて
上記直流レベルを検出して、上記直流レベルを反転させ
た信号をフィードバック出力として出力する工程と、上
記入力信号とフィードバック出力とを加算して生成信号
として出力する工程と、上記生成信号と所定のレベル電
圧とを比較することによって得られる上記出力信号を出
力する工程とを含んでいることを特徴としている。

【０１９８】上記構成によれば、上述した二値化回路の
動作と同様の動作によって、振動の中心レベルを基準と
して二値化するので、適切に二値化できる。

【０１９９】また、上記構成において、例えば以下に示
すような構成によって、適切なフィードバック出力が得
られるようにすれば、長い時間にわたって入力信号のレ
ベルがほぼ一定であっても正確に二値化することができ
る。

【０２００】本発明に係る二値化方法は、上記課題を解
決するために、上記構成において、上記フィードバック
出力として出力する工程は、上記生成信号の入力値と、
所定の閾値範囲を定める最大制限値及び最小制限値とに
応じて、上記入力値が上記閾値範囲内である場合には０
を出力値として出力し、上記入力値が上記最大制限値よ
りも大きい場合には上記入力値と上記最大制限値との差
を反転させた値を出力値として出力し、上記入力値が上
記最小制限値よりも小さい場合には上記入力値と上記最
小制限値との差を反転させた値を出力値として出力する
工程と、上記出力値を用いて上記直流レベルを反転させ
た信号を検出して出力する工程とを含んでいることを特
徴としている。

【０２０１】上記構成によれば、上述した二値化回路と
同様の動作によって、同様の効果を得ることができる。

【０２０２】すなわち、上記生成信号の入力値が最大制
限値と最小制限値との間の閾値範囲にある場合には０を
出力し、それを用いて検出して出力するので、フィード
バック出力は変化しない。

【０２０３】したがって、この場合には、入力信号が変
化しない時は生成信号も変化させずに、入力信号がほぼ
一定のレベルに所定の時間にわたって維持されたとして
も入力信号のレベルに無駄に追随させない。したがっ
て、入力信号において同じレベルが維持される場合であ
っても、安定した出力を得ることができる。

【０２０４】本発明に係る二値化方法は、上記課題を解
決するために、所定の直流レベルを中心として振動する
入力信号の上記直流レベルを検出し、上記入力信号と上
記直流レベルとを比較することによって得られる出力信
号を出力する二値化方法において、検出した上記直流レ
ベルと上記入力信号とのレベル差を計測する工程と、上
記入力信号と前回の上記直流レベルとのレベル差、およ
び所定の閾値範囲を定める最大制限値と最小制限値とに
応じて、上記レベル差が上記閾値範囲内である場合には
０を出力値として出力し、上記レベル差が上記最大制限
値よりも大きい場合には上記レベル差と上記最大制限値
との差を出力値として出力し、上記レベル差が上記最小
制限値よりも小さい場合には上記レベル差と上記最小制
限値との差を出力値として出力する工程と、上記出力値
を用いて上記直流レベルを検出する工程とを含んでいる
ことを特徴としている。

【０２０５】上記構成によれば、上述した二値化回路と
同様の動作によって、同様の効果を得ることができる。

【０２０６】すなわち、上記入力信号と上記直流レベル
とのレベル差が、最大制限値と最小制限値との間の閾値
範囲にある場合には、０を出力値として、それを用いて
直流レベルを検出するので、入力信号がほぼ一定のレベ
ルに所定の時間にわたって維持されたとしても、直流レ
ベルを変化させず、安定した出力を得ることができる。

【０２０７】本発明に係る二値化方法は、上記課題を解
決するために、入力信号と上記入力信号から検出した直
流レベルとの差分に応じて二値化を行う二値化方法にお
いて、上記入力信号と前に検出した上記直流レベルとの
差分を変換してオフセットとして出力する工程と、上記
オフセットから上記入力信号の直流レベルを検出する工
程とを含んでいることを特徴としている。

【０２０８】上記構成において、上記二値化方法は、入
力信号と前に検出した直流レベルとの差分を変換してオ
フセットとして出力し、オフセットから入力信号の直流
レベルを検出し、入力信号と検出した直流レベルとの差
分に応じて二値化を行う。これを繰り返すことによっ
て、入力信号を二値化して出力するようになっている。

【０２０９】上記構成において、入力信号と前に検出し
た直流レベルとの差分を適切に変換してオフセットとし
て出力すれば、長い時間にわたって入力信号のレベルが
ほぼ一定であっても、オフセットから検出する直流レベ
ルを変化させることなく、正確に二値化することができ
る。

【０２１０】すなわち、上記構成における差分の変換
は、上述のように、差分が所定の制限範囲内であれば０
を出力する変換ならば、上述の効果を得ることができ
る。

【０２１１】また、上記構成における差分の変換が、所
定の制限範囲内の差分に対して０でない所定量を出力す
るような差分の変換であっても、例えば入力信号のレベ
ルがほぼ一定となる時間の上限が分かっている場合に
は、出力する所定量の大きさを調節して、オフセットか
ら検出する直流レベルの変化を所定の範囲内に収めて、
正しく二値化することもできる。

【０２１２】また、上記構成において、入力信号と検出
した直流レベルとの差分に応じて二値化を行う際には、
例えば上述のように、直流レベルを反転させた信号と入
力信号とを加算した生成信号と所定のレベル電圧として
の０レベルとを比較することによって二値化する構成で
あってもよい。この場合には、上述のように、例えば差
分を反転した量をオフセットとして出力し、そのオフセ
ットから入力信号の直流レベルを反転した量を検出する
構成であってもよい。または、例えば差分からオフセッ
トを出力し、オフセットから得た直流レベルを反転して
出力する構成であってもよい。

【０２１３】または、例えば上述のように、単に入力信
号と直流レベルとを比較することによって二値化する構
成であってもよい。

【０２１４】

【発明の実施の形態】〔実施の形態１〕本発明の一実施
の形態について図１ないし図３に基づいて説明すると以
下の通りである。

【０２１５】本発明に係る無線通信装置は、周波数偏移
変調(frequency shift keying:FSK)などの変調方式の無
線信号（無線周波数信号(radio frequency signal:RF信
号))を受信して復号するためのものである。上記無線通
信装置は、例えばBluetooth（商標）のような無線信号
の送受信を行うことができる。また、上記無線通信装置
は、スペクトル拡散方式による無線通信を行うことがで
きる。

【０２１６】上記無線通信装置は、本発明に係る二値化
回路を含んでいる。また、上記二値化回路は、入力信号
と入力信号から検出した直流レベルとの差分に応じて二
値化を行う二値化回路である。

【０２１７】すなわち、例えば、入力される信号におけ
る所定の周波数以上の成分を交流(alternating curren
t)成分と呼び、その所定の周波数以下で振動する成分を
直流(direct current)成分と呼ぶ場合には、上記二値化
回路は、入力信号から直流成分を検出し、入力信号と直
流成分とを比較して二値化を行う。

【０２１８】また、上記二値化回路は、以下に説明する
ように、入力信号とその入力信号から前に検出した直流
レベル（直流成分）との差分を、所定の方式で変換して
オフセットとして出力し、このオフセットから入力信号
の直流レベルを検出するようになっている。

【０２１９】上記無線通信装置１の構成について、図２
に基づいて説明する。

【０２２０】図２には、無線通信装置１の無線受信回路
のみの概略を示しており、得られたデータスライサ出力
が例えば図示しないバス配線を介して所定のクロック周
波数で所望の制御装置、メモリ装置などに送信されるよ
うになっている。これら図示しない制御装置などに関す
る構成は従来と同様である。

【０２２１】無線通信装置１は、アンテナ２、低雑音増
幅器(low noise amplifier:LNA)３、ミキサ４、局部発
振器５、帯域フィルタ(band-pass filter:BPF)６、自動
利得制御(automatic gain control:AGC)回路７、移相回
路８、ミキサ９、ローパスフィルタ(low-pass filter:L
PF)１０、および二値化回路１１を備えている。

【０２２２】アンテナ２は、送信されている無線信号を
受信するためのものである。

【０２２３】低雑音増幅器３は、アンテナ２において受
信された無線信号を増幅するものである。

【０２２４】ミキサ４は、低雑音増幅器３からの出力と
局部発振器５からの出力とをミキシングして出力する。

【０２２５】局部発振器５は、所定の周波数のローカル
信号を生成するためのものである。

【０２２６】帯域フィルタ６は、ミキサ４によってミキ
シングされた信号のうち、所望の周波数成分の信号のみ
を取り出して出力する。

【０２２７】ＡＧＣ回路７は、入力された信号の振幅を
一定として出力するものである。なお、ＡＧＣ回路７の
代わりに例えばリミッタアンプを用いる構成であっても
よい。

【０２２８】移相回路８は、入力される信号の位相を９
０°回転させた信号を出力する。

【０２２９】ミキサ９は、ＡＧＣ回路７の出力と移相回
路８の出力とをミキシングして出力する。

【０２３０】ローパスフィルタ１０は、入力される信号
の高周波成分を除去して復調信号（入力信号）Ｉとして
出力する。

【０２３１】二値化回路１１は、入力される復調信号Ｉ
を、以下に説明するように二値化して、データスライサ
出力（出力信号）Ｊとして出力する。なお、図２におい
ては、二値化回路１１をデータスライサ(data slicer:D
S)として示している。

【０２３２】上記構成の無線通信装置１は、無線信号を
受信すると、以下の動作によって復調して二値化する。

【０２３３】アンテナ２において受信されたＲＦ信号
は、低雑音増幅器３によって増幅される。

【０２３４】また、局部発振器５においては、所定の周
波数のローカル信号が生成され、ミキサ４においてＲＦ
信号とローカル信号とがミキシングされて、中間周波数
(intermediate frequency:IF)信号に変換される。

【０２３５】帯域フィルタ６によって、ＩＦ信号中の希
望波以外の周波数成分が減衰される。

【０２３６】帯域フィルタ６から出力されたＩＦ信号
は、ＡＧＣ回路７にて出力振幅を一定にされ、出力され
る。

【０２３７】この出力は２分岐され、１つは復調回路用
のミキサ９に入力される。もう１つは移相回路８に入力
される。移相回路８は、９０°位相を回転させた信号を
出力する。移相回路８の出力とＡＧＣ回路７の出力と
を、ミキサ９に入力し乗算することによって、アナログ
の復調信号が出力される。

【０２３８】アナログ復調信号に含まれる乗算により発
生する高周波信号やキャリア成分はローパスフィルタ１
０にて除去される。このローパスフィルタ１０のアナロ
グ復調出力としての復調信号Ｉが二値化回路１１に出力
される。

【０２３９】二値化回路１１においては、入力される復
調信号Ｉを二値化したデータスライサ出力Ｊを出力す
る。

【０２４０】次に、上記二値化回路１１の詳細な構成に
ついて、図１に基づいて説明する。

【０２４１】二値化回路１１は、加算回路１２、コンパ
レータ１３、およびフィードバック回路１４を備えてい
る。

【０２４２】加算回路１２は、入力される復調信号Ｉと
フィードバック回路１４のフィードバック出力Ｍとの加
算を行うものである。この加算回路１２の出力としての
生成信号Ｋは、コンパレータ１３とフィードバック回路
１４とに入力される。

【０２４３】コンパレータ１３は、入力される生成信号
Ｋと所定のレベル電圧としての図示しない０Ｖの信号と
を比較して、二値化した出力信号としてのデータスライ
サ出力Ｊを出力する。

【０２４４】フィードバック回路１４は、入力される生
成信号Ｋを変換してフィードバック出力Ｍを生成するも
のである。

【０２４５】フィードバック回路１４は、オフセットキ
ャンセラ（オフセットキャンセラ回路）１５と積分回路
１６とを備えている。

【０２４６】オフセットキャンセラ１５は、演算回路１
７・１８、比較回路１９、およびスイッチング回路２０
を備えている。

【０２４７】加算回路１２の出力としての生成信号Ｋ
は、オフセットキャンセラ１５の演算回路１７・１８お
よび比較回路１９に入力される。

【０２４８】これら演算回路１７・１８および比較回路
１９は、入力信号としての生成信号Ｋに応じて所定の値
を出力するものである。

【０２４９】ここで、本実施形態に係るオフセットキャ
ンセラ１５は、入力信号が所定の閾値範囲としての最大
制限値Ａないし最小制限値−Ａに含まれるか否かによっ
て、以下のように出力を生成する。

【０２５０】演算回路１７は、所定の最大制限値Ａから
生成信号Ｋを引いた値を出力する。逆にいうと、生成信
号Ｋを反転させた値に所定の制限値Ａを加えたものを出
力する。このため、演算回路１７は、生成信号Ｋを反転
させる反転回路、および反転回路により極性の反転した
生成信号Ｋと制限値Ａとを加算する加算器とを備えてい
てもよい。

【０２５１】演算回路１８は、所定の最小制限値−Ａか
ら生成信号−Ｋを引いた値を出力する。逆にいうと、生
成信号Ｋを反転させた値に所定の制限値−Ａを加えたも
のを出力する。このため、演算回路１８は、生成信号Ｋ
を反転させる反転回路、および反転回路により極性の反
転した生成信号Ｋと制限値−Ａとを加算する加算器とを
備えていてもよい。

【０２５２】比較回路１９は、入力信号が最大制限値Ａ
よりも小さくかつ最小制限値−Ａよりも大きい場合は所
定の値Ｘを、入力信号が最大制限値Ａよりも大きい場合
は所定の値Ｙを、入力信号が最小制限値−Ａよりも小さ
い場合は所定のＺをそれぞれ出力する。

【０２５３】スイッチング回路２０は、比較回路１９か
らの入力に応じて各選択回路１７・１８または０電位の
入力のうちからいずれか一つを選択して出力する。

【０２５４】具体的には、スイッチング回路２０は、比
較回路１９からの入力がＸの時には０を、比較回路１９
からの入力がＹの時は演算回路１７からの入力を、比較
回路１９からの入力がＺの時は演算回路１８からの入力
を、それぞれ出力するようになっている。

【０２５５】したがって、オフセットキャンセラ１５の
入出力動作は下記のようになる。ここで、オフセットキ
ャンセラ１５の入力信号をＩＮ、出力信号をＯＵＴで表
すことにすると、Ａ＜ＩＮの時にはＯＵＴ＝−ＩＮ＋
Ａ、−Ａ≦ＩＮ≦Ａの時にはＯＵＴ＝０、ＩＮ＜−Ａの
時にはＯＵＴ＝−ＩＮ−Ａとなる。

【０２５６】よって、入力信号を生成信号Ｋとして、出
力信号をオフセットキャンセラ出力Ｌとすると、Ａ＜Ｋ
の時にはＬ＝−Ｋ＋Ａ、−Ａ≦Ｋ≦Ａの時にはＬ＝０、
Ｋ＜−Ａの時にはＬ＝−Ｋ−Ａとなる。

【０２５７】積分回路１６は、入力信号としてのオフセ
ットキャンセラ出力Ｌを積分して、フィードバック出力
Ｍを出力するものである。

【０２５８】加算回路２において、フィードバック出力
Ｍと復調信号Ｉとを加算して、生成信号Ｋを生成する。

【０２５９】ここで、このフィードバック出力Ｍは、キ
ャンセル信号としてのオフセットキャンセラ出力Ｌを積
分したものであるので、復調信号Ｉの直流成分を打ち消
して、復調信号Ｉを０レベルを中心として振動する生成
信号Ｋに変換する。

【０２６０】生成信号Ｋが入力されるコンパレータ１３
においては、生成信号Ｋが正か又は負かに応じて、正な
らば１を、負ならば０を、データスライサ出力Ｊとして
出力する。

【０２６１】次に、上記構成の二値化回路１１の出力動
作について、図３に基づいて説明する。

【０２６２】図３の上段には、二値化回路１１に入力さ
れる復調信号Ｉに加えて、コンパレータ１３に入力され
る生成信号Ｋ、オフセットキャンセラ１５の出力である
オフセットキャンセラ出力Ｌ、フィードバック回路１４
の出力であるフィードバック出力Ｍを示す。

【０２６３】図３の下段には、二値化回路１１の出力と
してのデータスライサ出力Ｊを示す。

【０２６４】図３に示すタイミングＴ１までは、無線通
信装置１における、信号の受信待ちの待機状態に相当す
る。

【０２６５】タイミングＴ１の前後に示すように、復調
信号Ｉが大きく変化する場合には、それに応じてフィー
ドバック出力Ｍも大きく変化して、復調信号Ｉの変化に
対して容易に追随するようになっている。

【０２６６】また、タイミングＴ２ないしＴ３に示すよ
うに、復調信号Ｉが所定の時間にわたって一定のレベル
を保つ場合であっても、オフセットキャンセラ出力Ｌは
０を出力し、それに対応してフィードバック出力Ｍは変
化しないので、生成信号Ｋのレベルを追随させずに、正
しく二値化することができる。

【０２６７】以上のように、本実施形態に係る二値化回
路１１は、復調信号Ｉから生成された生成信号Ｋと０レ
ベルとを比較してデータスライサ出力Ｊを出力するコン
パレータ１３と、入力される生成信号Ｋの直流レベルを
検出して、直流レベルを反転させた信号をフィードバッ
ク出力Ｍとして出力するフィードバック回路１４と、入
力されるフィードバック出力Ｍと復調信号Ｉとを加算し
て得た生成信号Ｋを出力する加算器１２とを備えている
構成である。

【０２６８】また、上記フィードバック回路１４は、上
述のように、入力される生成信号Ｋと、所定の閾値範囲
を定める最大制限値Ａ及び最小制限値−Ａとに応じて、
生成信号Ｋが閾値範囲内である場合には０をオフセット
キャンセラ出力Ｌとして出力し、生成信号Ｋが最大制限
値Ａよりも大きい場合には生成信号Ｋと最大制限値Ａと
の差を反転させた値をオフセットキャンセラ出力Ｌとし
て出力し、生成信号Ｋが最小制限値−Ａよりも小さい場
合には生成信号Ｋと最小制限値−Ａとの差を反転させた
値をオフセットキャンセラ出力Ｌとして出力するオフセ
ットキャンセラ１５と、入力されるオフセットキャンセ
ラ出力Ｌを積分した値をフィードバック出力Ｍとして出
力する積分回路１６とを含んでいる構成である。

【０２６９】したがって、上述のように、長い時間にわ
たって入力信号としての復調信号Ｉのレベルがほぼ一定
であっても正確に二値化することができる。

【０２７０】〔実施の形態２〕本発明の他の実施の形態
について図４に基づいて説明すると以下の通りである。

【０２７１】本実施形態の二値化回路１１ａは、上述の
二値化回路１１の構成に加えて、制限値変化回路２１と
時定数変化回路２２とを備えている。

【０２７２】なお、以下においては、上述の部材と同じ
働きをする部材については、同じ符号を用いて参照し、
説明は省略する。

【０２７３】二値化回路１１ａのフィードバック回路１
４ａは、オフセットキャンセラ１５ａと積分回路１６ａ
とを備えている。

【０２７４】制限値変化回路２１は、オフセットキャン
セラ１５ａにおける閾値範囲を定める最大制限値Ａおよ
び最小制限値−Ａを変化させるためのものである。

【０２７５】本実施形態においては、制限値変化回路２
１は、二値化回路１１ａへの入力信号としての復調信号
Ｉが入力され始める直後において、入力信号の値が最大
制限値Ａよりも大きいか又は入力信号の値が最小制限値
−Ａよりも小さくなるように、最大制限値Ａおよび最小
制限値−Ａを変化させるようになっている。

【０２７６】また、本実施形態においては、制限値変化
回路２１は、二値化回路１１ａへの入力信号が入力され
始めてから所定の時間経過後には、入力信号の値が最大
制限値Ａと最小制限値−Ａとの間の閾値範囲にあるよう
に、最大制限値Ａおよび最小制限値−Ａを変化させるよ
うになっている。

【０２７７】時定数変化回路２２は、積分回路１６ａの
ローパスフィルタとしての機能における時定数を変化さ
せるためのものである。

【０２７８】すなわち、積分回路１６ａは、入力される
信号を積分して出力するものである。この場合の出力
は、入力される信号の時間変化の傾きをなまらせて出力
することに相当する。したがって、この積分回路１６ａ
は、いわゆるローパスフィルタ（低域フィルタ:low-pas
s filter）としての機能を有する。ローパスフィルタ
は、入力される信号における所定の周波数以上の成分を
除去して、その所定の周波数以下で振動する成分のみを
出力するものであり、この所定の周波数に応じた時定数
を有している。

【０２７９】本実施形態においては、時定数変化回路２
２は、二値化回路１１ａへの入力信号が入力され始める
直後において、入力信号の値が変化する通常の時間スケ
ールよりも、時定数を小さくするようになっている。

【０２８０】また、本実施形態においては、時定数変化
回路２２は、二値化回路１１ａへの入力信号が入力され
始めてから所定の時間経過後には、入力信号が変化する
通常の時間スケールよりも、時定数を大きくするように
なっている。

【０２８１】オフセットキャンセラ１５ａの演算回路１
７ａ・１８ａおよび比較回路１９ａは、入力信号として
の生成信号Ｋに応じて所定の値を出力するものである。

【０２８２】ここで、本実施形態に係るオフセットキャ
ンセラ１５ａは、制限値変化回路２１によって設定され
る最大制限値Ａおよび最小制限値−Ａに応じて、以下の
ように所定の値を出力する。

【０２８３】演算回路１７ａは、設定された最大制限値
Ａから生成信号Ｋを引いた値を出力する。逆にいうと、
生成信号Ｋを反転させた値に最大制限値Ａを加えたもの
を出力する。

【０２８４】演算回路１８ａは、設定された最小制限値
−Ａから生成信号−Ｋを引いた値を出力する。逆にいう
と、生成信号Ｋを反転させた値に最小制限値−Ａを加え
たものを出力する。

【０２８５】比較回路１９ａは、入力信号が最大制限値
Ａよりも小さくかつ最小制限値−Ａよりも大きい場合は
所定の値Ｘを、入力信号が最大制限値Ａよりも大きい場
合は所定の値Ｙを、入力信号が最小制限値−Ａよりも小
さい場合は所定のＺをそれぞれ出力する。

【０２８６】スイッチング回路２０ａは、比較回路１９
ａからの入力に応じて各選択回路１７ａ・１８ａまたは
０電位の入力のうちからいずれか一つを選択して出力す
る。

【０２８７】具体的には、スイッチング回路２０ａは、
比較回路１９ａからの入力がＸの時には０を、比較回路
１９ａからの入力がＹの時は演算回路１７ａからの入力
を、比較回路１９ａからの入力がＺの時は演算回路１８
ａからの入力を、それぞれ出力するようになっている。

【０２８８】積分回路１６ａは、時定数変化回路２２に
よって設定される時定数によって、入力信号としてのオ
フセットキャンセラ出力Ｌを積分して、フィードバック
出力Ｍを出力するものである。

【０２８９】その他の構成および動作については、上述
の二値化回路１１と同様である。

【０２９０】したがって、上記構成の二値化回路１１ａ
によれば、例えば制限値変化回路２１が最大制限値Ａお
よび最小制限値−Ａを定数とし、時定数変化回路２２が
時定数を定数とすれば、上述の二値化回路１１と同様に
二値化を行うことができる。

【０２９１】また、以上のように、二値化回路１１ａ
は、最大制限値Ａおよび最小制限値−Ａを変化させる制
限値変化回路２１を備えているので、最大制限値Ａおよ
び最小制限値−Ａを適切に変化させて、より正確に二値
化できる。

【０２９２】すなわち、上述のように、制限値変化回路
２１が、二値化回路１１ａに入力信号が入力され始める
直後において、入力信号の値が最大制限値Ａよりも大き
いか又は入力信号の値が最小制限値−Ａよりも小さくな
るように、最大制限値Ａおよび最小制限値−Ａを変化さ
せれば、入力信号としての復調信号Ｉの変化に対して生
成信号Ｋの値を素早く追随させることができる。

【０２９３】また、上述のように、制限値変化回路２１
が、二値化回路１１ａに入力信号が入力され始めてから
所定の時間経過後に、入力信号の値が最大制限値Ａと最
小制限値−Ａとの間の閾値範囲にあるように、最大制限
値Ａおよび最小制限値−Ａを変化させれば、入力信号と
しての復調信号Ｉにおいて同じレベルが維持される場合
であっても、生成信号Ｋの値を復調信号Ｉの値に追随さ
せずに、安定した出力を得ることができる。

【０２９４】また、二値化回路１１ａは、積分回路１６
ａの時定数を変化させる時定数変化回路２２を備えてい
るので、時定数を適切に変化させて、より正確に二値化
できる。

【０２９５】すなわち、上述のように、時定数変化回路
２２が、入力信号としての復調信号Ｉが入力され始める
直後において、入力信号が変化する時間スケールより
も、時定数を小さくすれば、入力信号の値の変化に対し
て生成信号Ｋの値を素早く追随させることができる。こ
れにより、データスライサ出力Ｊを適切に変化させるこ
とができる。

【０２９６】また上述のように、時定数変化回路２２
が、入力信号が入力され始めてから所定の時間経過後
に、入力信号が変化する時間スケールよりも、時定数を
大きくすれば、入力信号において同じレベルが維持され
る場合であっても、生成信号Ｋの値を追随させずに、安
定した出力信号としてのデータスライサ出力Ｊを得るこ
とができる。

【０２９７】〔実施の形態３〕本発明の他の実施の形態
について図５に基づいて説明すると以下の通りである。

【０２９８】本実施形態の二値化回路１１ｂは、上述の
二値化回路１１の構成に加えて、出力抑制回路２３を備
えている。

【０２９９】なお、以下においては、上述の部材と同じ
働きをする部材については、同じ符号を用いて参照し、
説明は省略する。

【０３００】出力抑制回路２３には、入力信号としての
復調信号Ｉから生成された生成信号Ｋが入力される。こ
の生成信号Ｋの値を生成値と呼ぶ。出力抑制回路２３
は、この生成信号Ｋの振幅を減少させるためのものであ
る。より詳細には、後述の抑制度、最大抑制値および最
小抑制値を設定して、これに応じて生成信号Ｋの振幅を
減少させて、抑制出力値Ｆとして出力するようになって
いる。

【０３０１】出力抑制回路２３は、演算回路２４・２
５、比較回路２６およびスイッチング回路２７を備えて
いる。

【０３０２】演算回路２４は、生成信号Ｋの値から最大
抑制値Ｄを引き、抑制度Ｂを掛けて、最大抑制値Ｄを加
えた値を出力する。

【０３０３】また、演算回路２５は、生成信号Ｋの値か
ら最小抑制値−Ｄを引き、抑制度Ｂを掛けて、最小抑制
値−Ｄを加えた値を出力する。

【０３０４】比較回路２６は、生成信号Ｋの値が最大抑
制値Ｄよりも小さくかつ最小抑制値−Ｄよりも大きい場
合はＸを、生成信号Ｋの値が最大抑制値Ｄよりも大きい
場合はＹを、生成信号Ｋの値が最小抑制値−Ｄよりも小
さい場合はＺをそれぞれ出力する。

【０３０５】スイッチング回路２７は、比較回路２６の
出力がＸの時は加算回路１２の出力を、比較回路２６の
出力がＹの時は演算回路２４の出力を、比較回路２６の
出力がＺの時は演算回路２５の出力をそれぞれ出力す
る。

【０３０６】したがって、以上をまとめると、出力抑制
回路２３の入出力動作は、以下のようになる。出力抑制
回路２３への入力信号をＩＮ、出力抑制回路２３からの
出力信号をＯＵＴで表すことにすると、Ｄ＜ＩＮの時に
はＯＵＴ＝Ｂ・（ＩＮ−Ｄ）＋Ｄ、−Ｄ≦ＩＮ≦Ｄの時
にはＯＵＴ＝ＩＮ、ＩＮ＜−Ｄの時にはＯＵＴ＝Ｂ・
（ＩＮ＋Ｄ）−Ｄとなる。

【０３０７】その他の構成および動作については、上述
の二値化回路１１と同様である。

【０３０８】したがって、上記構成の二値化回路１１ｂ
によれば、例えば上述の抑制度Ｂを１に設定すれば出力
抑制回路２３の入力と出力とが等しくなるので、上述の
二値化回路１１と同様に二値化を行うことができる。

【０３０９】また、二値化回路１１ｂは、例えばＢを１
以下の値に設定すれば、出力抑制回路２３からの出力で
ある出力抑制値Ｆの絶対値を、出力抑制回路２３への入
力である生成信号Ｋの絶対値よりも小さくできるので、
出力抑制回路２３への入力信号である生成信号Ｋの振幅
を小さくして出力することができる。

【０３１０】ここで、入力信号の特性に応じて、上記入
力される信号の振幅を適切に小さくして出力すれば、誤
りを減らしてより正確に二値化することもできる。

【０３１１】すなわち、例えば入力信号においては、周
波数に応じて典型的な振幅が異なることもある。この場
合に、単に振幅の大きな周波数の場合に合わせて設定を
行うと、この周波数における振幅の大きな振動に合わせ
て二値化が行われることになり、誤りを生じる虞れもあ
る。

【０３１２】ここで上述の出力抑制回路２３を用いて、
入力される生成値の振幅が大きい場合にその振幅を小さ
くすれば、確実に正確な二値化を行うことができる。

【０３１３】〔実施の形態４〕本発明の他の実施の形態
について図６に基づいて説明すると以下の通りである。

【０３１４】本実施形態の二値化回路１１ｃは、上述の
構成に加えて、抑制値変化回路２８と抑制度変化回路２
９とを備えている。

【０３１５】なお、以下においては、上述の部材と同じ
働きをする部材については、同じ符号を用いて参照し、
説明は省略する。

【０３１６】抑制値変化回路２８は、上述の最大抑制値
Ｄおよび最小抑制値−Ｄを変化させるためのものであ
る。

【０３１７】本実施形態においては、抑制値変化回路２
８は、二値化回路１１ｃに入力信号としての復調信号Ｉ
が入力され始める直後において、生成信号Ｋの値である
生成値が最大抑制値Ｄよりも大きいか又は生成値が最小
抑制値−Ｄよりも小さくなるように、最大抑制値Ｄおよ
び最小抑制値−Ｄを変化させるようになっている。

【０３１８】また、本実施形態においては、抑制値変化
回路２８は、入力信号が入力され始めてから所定の時間
経過後には、生成値が最大抑制値Ｄと最小抑制値−Ｄと
の間の抑制範囲にあるように、最大抑制値Ｄおよび最小
抑制値−Ｄを変化させるようになっている。

【０３１９】抑制度変化回路２９は、上述の抑制度Ｂを
変化させるためのものである。

【０３２０】本実施形態においては、抑制度変化回路２
９は、二値化回路１１ｃに入力信号としての復調信号Ｉ
が入力され始める直後において、抑制度を小さい値に変
化させるようになっている。

【０３２１】また本実施形態においては、抑制度変化回
路２９は、入力信号が入力され始めてから所定の時間経
過後に、抑制度を大きな値に変化させるようになってい
る。

【０３２２】上記構成において、抑制値変化回路２８
は、上述のように最大抑制値Ｄおよび最小抑制値−Ｄを
変化させて、この値を出力抑制回路２３ｃの演算回路２
４ｃ・２５ｃ、および比較回路２６ｃに出力する。

【０３２３】また、抑制度変化回路２９は、上述のよう
に抑制度Ｂを変化させて、演算回路２４ｃおよび演算回
路２５ｃに出力する。

【０３２４】抑制値変化回路２８から最大抑制値Ｄおよ
び最小抑制値−Ｄが入力され、抑制度変化回路２９から
抑制度Ｂが入力される演算回路２４ｃ・２５ｃは、それ
ぞれ設定に応じた値を、例えば図５に示す演算回路２４
・２５と同様に計算して出力する。

【０３２５】また、抑制値変化回路２８から最大抑制値
Ｄおよび最小抑制値−Ｄが入力される比較回路２６ｃ
は、それぞれ設定に応じた値を、図５の比較回路２６と
同様に計算して出力する。

【０３２６】他の動作および構成は、図５に示す二値化
回路１１ｃと同様である。

【０３２７】したがって、上記構成の二値化回路１１ｃ
によれば、例えば抑制値変化回路２８によって最大抑制
値Ｄおよび最小抑制値−Ｄを定数に設定し、また抑制度
変化回路２９によって抑制度Ｂを定数に設定して例えば
Ｂ＝１とすれば、上述の二値化回路１１ｂと同様に二値
化を行うことができる。

【０３２８】また、二値化回路１１ｃは、例えば抑制値
変化回路２８によって最大抑制値Ｄおよび最小抑制値−
Ｄを適切に変化させ、または抑制度変化回路２９によっ
て抑制度Ｂを適切に変化させれば、より正確に二値化す
ることができる。

【０３２９】すなわち、抑制値変化回路２８が、入力信
号としての復調信号Ｉが二値化回路１１ｃに入力され始
める直後において、生成信号Ｋの値である生成値が最大
抑制値Ｄよりも大きいか又は生成値が最小抑制値−Ｄよ
りも小さくなるように、最大抑制値Ｄおよび最小抑制値
−Ｄを変化させるので、入力信号の値の変化に対して、
出力する出力抑制値Ｆを素早く変化させ、これにより生
成信号Ｋの値をも変化させることができる。したがっ
て、データスライサ出力Ｊを適切に変化させることがで
きる。

【０３３０】また、抑制値変化回路２８が、入力信号が
入力され始めてから所定の時間経過後に、生成値が最大
抑制値Ｄと最小抑制値−Ｄとの間の抑制範囲にあるよう
に、最大抑制値Ｄおよび最小抑制値−Ｄを変化させるの
で、入力信号において同じレベルが維持される場合であ
っても、出力抑制値Ｆを追随させずに、生成信号Ｋも変
化させず、安定したデータスライサ出力Ｊを得ることが
できる。

【０３３１】また、抑制度変化回路２９が、入力信号が
入力され始める直後において、抑制度Ｂを小さい値に変
化させるので、出力抑制値Ｆ、生成信号Ｋおよびデータ
スライサ出力Ｊを入力信号の変化に適切に追随させるこ
とができる。

【０３３２】また、抑制度変化回路２９が、入力信号が
入力され始めてから所定の時間経過後に、抑制度Ｂを大
きな値に変化させるので、出力抑制値Ｆ、生成信号Ｋを
変化させずに、安定したデータスライサ出力Ｊを得るこ
とができる。

【０３３３】〔実施の形態５〕本発明の他の実施の形態
について図７に基づいて説明すると以下の通りである。

【０３３４】本実施形態の二値化回路１１ｄは、上述の
図１に示す二値化回路１１の構成に加えて、出力ホール
ド回路３０を備えている。

【０３３５】なお、以下においては、上述の部材と同じ
働きをする部材については、同じ符号を用いて参照し、
説明は省略する。

【０３３６】この出力ホールド回路３０は、入力信号か
ら生成される生成信号Ｋの振幅を、確実に所定の遮断範
囲内に減少させて、遮断出力値Ｆとして出力するもので
ある。ここで、上記遮断範囲は、最大遮断値Ｃと最小遮
断値−Ｃとによって定められる。

【０３３７】また、以下に説明するように、出力ホール
ド回路３０は、上述の出力抑制回路２３・２３ｃにおい
て抑制度Ｂ＝０としたものに対応する。

【０３３８】出力ホールド回路３０は、比較回路３１お
よびスイッチング回路３２を備えている。

【０３３９】比較回路３１は、入力信号が最大遮断値Ｃ
よりも小さくかつ最小遮断値−Ｃよりも大きい場合はＸ
を、入力信号が最大遮断値Ｃよりも大きい場合はＹを、
入力信号が最小遮断値−Ｃよりも小さい場合はＺをそれ
ぞれ出力する。

【０３４０】スイッチング回路３２は、比較回路３１の
出力がＸの時は加算回路１２の出力を、比較回路３１の
出力がＹの時はＣを、比較回路３１の出力がＺの時は−
Ｃをそれぞれ出力する。

【０３４１】したがって、以上をまとめると、出力ホー
ルド回路３０の入出力動作は、以下のようになる。出力
ホールド回路３０への入力信号をＩＮ、出力ホールド回
路３０からの出力信号をＯＵＴで表すことにすると、Ｃ
＜ＩＮの時にはＯＵＴ＝Ｃ、−Ｃ≦ＩＮ≦Ｃの時にはＯ
ＵＴ＝ＩＮ、ＩＮ＜−Ｃの時にはＯＵＴ＝−Ｃとなる。

【０３４２】すなわち、この出力ホールド回路３０は、
上述の出力抑制回路２３・２３ｃにおいて、抑制度Ｂを
０と設定したものに相当する。

【０３４３】したがって、上記構成の二値化回路１１ｄ
によれば、上述の二値化回路１１ｂ・１１ｃと同様に二
値化できる。

【０３４４】また、二値化回路１１ｄの構成によれば、
出力ホールド回路３０から出力される遮断出力値Ｆの振
幅を、確実に最大遮断値Ｃと最小遮断値−Ｃとによって
定められる遮断範囲内に収めることができる。したがっ
て、復調信号Ｉの振幅が変動する場合であっても、確実
に正確に二値化できる。

【０３４５】〔実施の形態６〕本発明の他の実施の形態
について図８に基づいて説明すると以下の通りである。

【０３４６】本実施形態の二値化回路１１ｅは、上述の
構成に加えて、遮断値変化回路３３を備えている。

【０３４７】なお、以下においては、上述の部材と同じ
働きをする部材については、同じ符号を用いて参照し、
説明は省略する。

【０３４８】遮断値変化回路３３は、出力ホールド回路
３０ｅの最大遮断値Ｃおよび最小遮断値−Ｃを変化させ
るためのものである。

【０３４９】本実施形態の遮断値変化回路３３は、二値
化回路１１ｅに入力信号が入力され始める直後におい
て、遮断値変化回路３３に入力される生成信号Ｋの値で
ある生成値が最大遮断値Ｃよりも大きいか又は生成値が
最小遮断値−Ｃよりも小さくなるように、最大遮断値Ｃ
および最小遮断値−Ｃを変化させるようになっている。

【０３５０】また本実施形態の遮断値変化回路３３は、
入力信号が入力され始めてから所定の時間経過後に、生
成値が最大遮断値Ｃと最小遮断値−Ｃとの間の遮断範囲
にあるように、最大遮断値Ｃおよび最小遮断値−Ｃを変
化させるようになっている。。

【０３５１】遮断値変化回路３３は、上述のように最大
遮断値Ｃおよび最小遮断値−Ｃを変化させて、この値を
出力ホールド回路３０ｅのスイッチング回路３２ｅへの
入力値、および比較回路３１ｅに出力する。

【０３５２】比較回路３１ｅおよびスイッチング回路３
２ｅは、設定された最大遮断値Ｃおよび最小遮断値−Ｃ
に応じて、上述の比較回路３１およびスイッチング回路
３２と同様に動作するものである。

【０３５３】二値化回路１１ｅのその他の構成および動
作は、図７に示す二値化回路１１ｄと同様である。

【０３５４】したがって、上記構成の二値化回路１１ｅ
によれば、例えば遮断値変化回路３３によって最大遮断
値Ｃおよび最小遮断値−Ｃを定数に設定すれば、上述の
二値化回路１１ｄと同様に二値化を行うことができる。

【０３５５】また、二値化回路１１ｅは、例えば遮断値
変化回路３３によって最大遮断値Ｃおよび最小遮断値−
Ｃを適切に変化させれば、さらに正確に二値化すること
ができる。

【０３５６】すなわち、遮断値変化回路３３が、二値化
回路１１ｅに入力信号が入力され始める直後において、
生成値が最大遮断値Ｃよりも大きいか又は生成値が最小
遮断値−Ｃよりも小さくなるように、最大遮断値Ｃおよ
び最小遮断値−Ｃを変化させるので、出力ホールド回路
３０ｅの遮断出力値Ｆ、これより生成される生成信号Ｋ
を入力信号の変化に対して適切に追随させて、適切なデ
ータスライサ出力Ｊを得ることができる。

【０３５７】また、遮断値変化回路３３は、入力信号が
入力され始めてから所定の時間経過後に、生成値が最大
遮断値Ｃと最小遮断値−Ｃとの間の遮断範囲にあるよう
に、最大遮断値Ｃおよび最小遮断値−Ｃを変化させるの
で、遮断出力値Ｆおよび生成信号Ｋの値を変化させず
に、安定したデータスライサ出力Ｊを得ることができ
る。

【０３５８】〔実施の形態７〕本発明の他の実施の形態
について図９に基づいて説明すると以下の通りである。

【０３５９】本実施形態の二値化回路１１ｆは、上述の
構成とは異なり、加算器を用いずに減算器を用いる構成
である。

【０３６０】本実施形態においては、入力信号としての
復調信号Ｉの直流レベルを得て、これをスライスレベル
（直流レベル）Ｇとして用いて、二値化をするようにな
っている。すなわち、オフセットとしての直流レベルを
生成するようになっている。

【０３６１】また、上記二値化回路は、以下に説明する
ように、入力信号とその入力信号から前に検出した直流
レベルとの差分を、所定の方式で変換してオフセットと
して出力し、このオフセットから入力信号の直流レベル
を検出するようになっている。

【０３６２】二値化回路１１ｆは、図９に示すように、
コンパレータ３４、オフセット生成部３５、およびロー
パスフィルタ３６を備えている。

【０３６３】ここで、図１２に示す従来の二値化回路４
５と比較して分かるように、二値化回路１１ｆはオフセ
ット生成部３５を備えている点が二値化回路４５と異な
っている。

【０３６４】以下、このオフセット生成部３５について
説明する。

【０３６５】オフセット生成部３５は、減算器３７、演
算回路３８ａ・３８ｂ、比較回路３９、およびスイッチ
ング回路４０を備えている。

【０３６６】減算器３７は二つの入力信号の差を出力す
るものである。減算器３７には、復調信号Ｉと、ローパ
スフィルタ３６からのスライスレベルＧとが入力され
る。減算器３７は、復調信号ＩとスライスレベルＧとの
差のＩ−Ｇを出力する。

【０３６７】ここで、本実施形態に係るオフセット生成
部３５は、入力信号が所定の閾値範囲としての最大制限
値Ａないし最小制限値−Ａに含まれるか否かによって、
以下のように出力を生成する。

【０３６８】演算回路３８ａは、入力信号Ｉ−Ｇから、
所定の最大制限値Ａを引いた値を出力する。

【０３６９】演算回路３８ｂは、入力信号Ｉ−Ｇから、
所定の最小制限値−Ａを引いた値を出力する。

【０３７０】比較回路３９は、入力信号Ｉ−Ｇが最大制
限値Ａよりも小さくかつ最小制限値−Ａよりも大きい場
合は所定の値Ｘを、入力信号Ｉ−Ｇが最大制限値Ａより
も大きい場合は所定の値Ｙを、入力信号Ｉ−Ｇが最小制
限値−Ａよりも小さい場合は所定のＺをそれぞれ出力す
る。

【０３７１】スイッチング回路４０は、比較回路３９か
らの入力に応じて各選択回路３８ａ・３８ｂまたは０電
位の入力のうちからいずれか一つを選択して出力する。

【０３７２】具体的には、スイッチング回路４０は、比
較回路３９からの入力がＸの時には０を、比較回路３９
からの入力がＹの時は演算回路３８ａからの入力を、比
較回路３９からの入力がＺの時は演算回路３８ｂからの
入力を、それぞれ出力するようになっている。

【０３７３】したがって、オフセット生成部３５の入出
力動作は下記のようになる。ここで、オフセット生成部
３５の入力信号をＩＮ、出力信号をＯＵＴで表すことに
すると、Ａ＜ＩＮの時にはＯＵＴ＝ＩＮ−Ａ、−Ａ≦Ｉ
Ｎ≦Ａの時にはＯＵＴ＝０、ＩＮ＜−Ａの時にはＯＵＴ
＝ＩＮ＋Ａとなる。

【０３７４】この出力信号がローパスフィルタ３６に入
力され、例えば積分される。得られたスライスレベルＧ
が出力され、オフセット生成部３５およびコンパレータ
３４に入力される。

【０３７５】以上のように、本実施形態の二値化回路１
１ｆは、前に生成したスライスレベルＧと入力信号とし
ての復調信号Ｉとの差分に応じて、直流レベルとしての
オフセットを生成して出力するオフセット生成部３５を
備えている構成である。

【０３７６】一方、例えば上述の二値化回路１１は、図
１に示すように、復調信号Ｉに対して、前に生成したフ
ィードバック出力Ｍから生成された生成信号Ｋを用い
て、上述のオフセットに対応するレベルを得て、このオ
フセットを反転させてフィードバック出力Ｍとして出力
するようになっている。

【０３７７】したがって、両者を比較して分かるよう
に、フィードバック出力ＭとスライスレベルＧとは、互
いに値が反転した逆極性の対応量とみなすことができ
る。

【０３７８】よって、二値化回路１１ｆにおいても、二
値化回路１１と同様の効果を得ることができる。

【０３７９】ただし、上述の二値化回路１１の構成によ
れば、上述の他の実施の形態において示したように、例
えば出力を抑制する出力制限回路２３などを備えること
ができる。

【０３８０】本発明は上述した各実施形態に限定される
ものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能
であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手
段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても、本
発明の技術的範囲に含まれる。

【０３８１】上述の具体的な実施形態または実施例は、
あくまでも、本発明の技術内容を明らかにするものであ
って、本発明はそのような具体例にのみ限定して狭義に
解釈されるべきものではなく、特許請求の範囲に示した
範囲で種々の変更が可能であり、変更した形態も本発明
の技術的範囲に含まれる。

【０３８２】

【発明の効果】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、入力信号から生成された生成信号と所定のレベル電
圧とを比較して出力信号を出力するコンパレータと、上
記生成信号の直流レベルを検出して、上記直流レベルを
反転させた信号をフィードバック出力として出力するフ
ィードバック回路と、上記フィードバック出力と上記入
力信号とを加算して得た上記生成信号を出力する加算器
とを備えている構成である。

【０３８３】それゆえ、コンパレータによって振動の中
心レベルを基準として二値化するので、適切に二値化で
きるという効果を奏する。

【０３８４】また、上記構成において、上述したような
構成によって、適切なフィードバック出力が得られるよ
うにすれば、長い時間にわたって入力信号のレベルがほ
ぼ一定であっても正確に二値化することができるという
効果を奏する。

【０３８５】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記フィードバック回路は、上
記生成信号の入力値と、所定の閾値範囲を定める最大制
限値及び最小制限値とに応じて、上記入力値が上記閾値
範囲内である場合には０を出力値として出力し、上記入
力値が上記最大制限値よりも大きい場合には上記入力値
と上記最大制限値との差を反転させた値を出力値として
出力し、上記入力値が上記最小制限値よりも小さい場合
には上記入力値と上記最小制限値との差を反転させた値
を出力値として出力するオフセットキャンセラ回路と、
上記出力値を積分した値を上記フィードバック出力とし
て出力する積分回路とを含んでいる構成である。

【０３８６】それゆえ、上記生成信号の入力値が最大制
限値と最小制限値との間の閾値範囲にある場合に、オフ
セットキャンセラ出力として０を出力して、積分回路に
よるフィードバック出力を変化させないので、入力信号
がほぼ一定のレベルに所定の時間にわたって維持された
としても、生成信号を入力信号の変化量と同じだけしか
変化させず、入力信号のレベルに無駄に追随させないと
いう効果を奏する。

【０３８７】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記オフセットキャンセラ回路
は、上記入力値と上記最大制限値とを比較し、または上
記入力値と上記最小制限値とを比較した結果に応じた選
択出力を行う比較回路と、上記最大制限値と上記入力値
との差分、または上記最小制限値と上記入力値との差分
を計算して出力する演算回路と、上記選択出力に応じ
て、上記演算回路の上記差分を選択して、上記出力値と
して出力するスイッチング回路とを含んでいる構成であ
る。

【０３８８】それゆえ、上述の本発明に係る二値化回路
を、簡単な構成で実現することができるという効果を奏
する。

【０３８９】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記オフセットキャンセラ回路
の上記最大制限値および上記最小制限値を変化させる制
限値変化回路を備えている構成である。

【０３９０】それゆえ、上記制限値変化回路を用いて、
上記オフセットキャンセラ回路の上記最大制限値および
上記最小制限値を適切に変化させて、さらに正確で追随
のよい二値化回路を実現することができるという効果を
奏する。

【０３９１】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記積分回路の時定数を変化さ
せる時定数変化回路を備えている構成である。

【０３９２】それゆえ、上記時定数変化回路を用いて、
上記積分回路の時定数を適切に変化させて、より正確で
追随性のよい二値化回路を実現することができるという
効果を奏する。

【０３９３】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記加算器から入力される上記
生成信号である生成値と、出力を抑制するための抑制度
と、所定の抑制範囲を定める最大抑制値および最小抑制
値とに応じて、上記生成値が上記抑制範囲内である場合
には上記生成値を抑制出力値として出力し、上記生成値
が上記最大抑制値よりも大きい場合には上記生成値と上
記最大抑制値との差に上記抑制度を掛けた値に上記最大
抑制値を加えた値を抑制出力値として出力し、上記生成
値が上記最小抑制値よりも小さい場合には上記生成値と
上記最小抑制値との差に上記抑制度を掛けた値に上記最
小抑制値を加えた値を抑制出力値として出力する出力抑
制回路を備え、上記抑制出力値は、上記コンパレータお
よび上記フィードバック回路に入力される構成である。

【０３９４】それゆえ、出力抑制回路を用いて、入力さ
れる生成値の振幅が大きい場合であってもその振幅を小
さくして、確実に正確な二値化を行うことができるとい
う効果を奏する。

【０３９５】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記出力抑制回路は、上記生成
値と上記最大抑制値とを比較し、または上記生成値と上
記最小抑制値とを比較した結果に応じた比較出力を行う
比較回路と、上記生成値と上記最大抑制値との差に上記
抑制度を掛けた値に上記最大抑制値を加えた値を計算し
て設定値として出力するか、または上記生成値と上記最
小抑制値との差に上記抑制度を掛けた値に上記最小抑制
値を加えた値を計算して設定値として出力する演算回路
と、上記比較出力に応じて、上記演算回路の上記設定値
を選択して、上記抑制出力値として出力するスイッチン
グ回路とを含んでいる構成である。

【０３９６】それゆえ、本発明に係る二値化回路を、簡
単な構成で実現することができるという効果を奏する。

【０３９７】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記出力抑制回路の上記最大抑
制値および上記最小抑制値を変化させる抑制値変化回路
を備えている構成である。

【０３９８】それゆえ、上記抑制値変化回路を用いて、
上記出力抑制回路の上記最大抑制値および上記最小抑制
値を適切に変化させて、さらに正確で追随性のよい二値
化回路を実現することができるという効果を奏する。

【０３９９】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記出力抑制回路の上記抑制度
を変化させる抑制度変化回路を備えている構成である。

【０４００】それゆえ、上記抑制度変化回路を用いて、
上記出力抑制回路の上記抑制度を適切に変化させて、さ
らに正確で追随性のよい二値化回路を実現することがで
きるという効果を奏する。

【０４０１】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記生成信号である生成値と、
所定の遮断範囲を定める最大遮断値および最小遮断値と
に応じて、上記生成値が上記遮断範囲内である場合には
上記生成値を遮断出力値として出力し、上記生成値が上
記最大遮断値よりも大きい場合には上記最大遮断値を遮
断出力値として出力し、上記生成値が上記最小遮断値よ
りも小さい場合には上記最小遮断値を遮断出力値として
出力する出力ホールド回路を備え、上記遮断出力値は、
上記コンパレータおよび上記フィードバック回路に入力
される構成である。

【０４０２】それゆえ、入力される生成値の振幅が大き
い場合であっても、その振幅を確実に上述の遮断範囲内
に小さくして、誤りを減らしてより正確に二値化するこ
とができるという効果を奏する。

【０４０３】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記出力ホールド回路は、上記
生成値と上記最大遮断値とを比較し、または上記生成値
と上記最小遮断値とを比較した結果に応じた比較出力を
行う比較回路と、上記最大遮断値を設定値として出力す
るか、または上記最小遮断値を設定値として出力する演
算回路と、上記比較出力に応じて、上記演算回路の上記
設定値を選択して、上記遮断出力値として出力するスイ
ッチング回路とを含んでいる構成である。

【０４０４】それゆえ、本発明に係る二値化回路を、簡
単な構成で実現することができるという効果を奏する。

【０４０５】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、上記構成において、上記出力ホールド回路の上記最
大遮断値および上記最小遮断値を変化させる遮断値変化
回路を備えている構成である。

【０４０６】それゆえ、上記遮断値変化回路を用いて、
上記出力ホールド回路の上記最大遮断値および上記最小
遮断値を適切に変化させると、より正確で追随性のよい
二値化回路を実現することができるという効果を奏す
る。

【０４０７】本発明に係る二値化回路は、以上のよう
に、入力信号と直流レベルとのレベル差、および所定の
閾値範囲を定める最大制限値と最小制限値とに応じて、
上記レベル差が上記閾値範囲内である場合には０を出力
値として出力し、上記レベル差が上記最大制限値よりも
大きい場合には上記レベル差と上記最大制限値との差を
出力値として出力し、上記レベル差が上記最小制限値よ
りも小さい場合には上記レベル差と上記最小制限値との
差を出力値として出力するオフセット生成部を含んでお
り、上記ローパスフィルタは、上記出力値を用いて検出
した上記直流レベルをコンパレータおよび上記オフセッ
ト生成部に出力する構成である。

【０４０８】それゆえ、入力信号と直流レベルとのレベ
ル差が最大制限値と最小制限値との間の閾値範囲にある
場合には、オフセット生成部の出力として０を出力する
ので、直流レベルを変化させず、入力信号がほぼ一定の
レベルに所定の時間にわたって維持されたとしても、入
力信号のレベルに無駄に追随させないという効果を奏す
る。

【０４０９】本発明に係る無線通信装置は、以上のよう
に、本発明に係る二値化回路のいずれか一つを備えてい
る構成である。

【０４１０】それゆえ、上記二値化回路を用いて、入力
信号のレベルがほぼ一定であっても正確に二値化して、
安定した無線通信を実現することができるという効果を
奏する。

【０４１１】本発明に係る無線通信装置は、以上のよう
に、上記構成において、スペクトル拡散方式による無線
通信を行う構成である。

【０４１２】それゆえ、スペクトル拡散方式の無線通信
の際に、安定した無線通信を行う無線通信装置を実現す
ることができるという効果を奏する。

【０４１３】本発明に係る二値化方法は、以上のよう
に、入力信号から生成された生成信号を用いて直流レベ
ルを検出して、上記直流レベルを反転させた信号をフィ
ードバック出力として出力する工程と、上記入力信号と
フィードバック出力とを加算して生成信号として出力す
る工程と、上記生成信号と所定のレベル電圧とを比較す
ることによって得られる出力信号を出力する工程とを含
んでいる構成である。

【０４１４】それゆえ、上述した二値化回路の動作と同
様の動作によって、同様の効果を得ることができる。

【０４１５】本発明に係る二値化方法は、以上のよう
に、上記構成において、上記フィードバック出力として
出力する工程は、上記生成信号の入力値と、所定の閾値
範囲を定める最大制限値及び最小制限値とに応じて、上
記入力値が上記閾値範囲内である場合には０を出力値と
して出力し、上記入力値が上記最大制限値よりも大きい
場合には上記入力値と上記最大制限値との差を反転させ
た値を出力値として出力し、上記入力値が上記最小制限
値よりも小さい場合には上記入力値と上記最小制限値と
の差を反転させた値を出力値として出力する工程と、上
記出力値を用いて上記直流レベルを反転させた信号を検
出して出力する工程とを含んでいる構成である。

【０４１６】それゆえ、上述した二値化回路の動作と同
様の動作によって、同様の効果を得ることができる。

【０４１７】本発明に係る二値化方法は、以上のよう
に、検出した直流レベルと入力信号とのレベル差を計測
する工程と、上記入力信号と前回の上記直流レベルとの
レベル差、および所定の閾値範囲を定める最大制限値と
最小制限値とに応じて、上記レベル差が上記閾値範囲内
である場合には０を出力値として出力し、上記レベル差
が上記最大制限値よりも大きい場合には上記レベル差と
上記最大制限値との差を出力値として出力し、上記レベ
ル差が上記最小制限値よりも小さい場合には上記レベル
差と上記最小制限値との差を出力値として出力する工程
と、上記出力値を用いて上記直流レベルを検出する工程
とを含んでいる構成である。

【０４１８】それゆえ、上述した二値化回路の動作と同
様の動作によって、同様の効果を得ることができる。

【０４１９】本発明に係る二値化方法は、以上のよう
に、入力信号と上記入力信号から検出した直流レベルと
の差分に応じて二値化を行う二値化方法において、上記
入力信号と前に検出した上記直流レベルとの差分を変換
してオフセットとして出力する工程と、上記オフセット
から上記入力信号の直流レベルを検出する工程とを含ん
でいる構成である。

【０４２０】それゆえ、入力信号と前に検出した直流レ
ベルとの差分を変換してオフセットとして出力する際
に、上述のように、例えば差分が所定の制限範囲内なら
オフセットを０として出力して、上述と同様の効果を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る二値化回路の一実施形態を示すブ
ロック図である。

【図２】上記二値化回路を備えた本発明に係る無線通信
装置の一例を示すブロック図である。

【図３】上記二値化回路の動作の一例を示すタイミング
チャートである。

【図４】本発明に係る二値化回路の他の一実施形態を示
すブロック図である。

【図５】本発明に係る二値化回路のさらに他の一実施形
態を示すブロック図である。

【図６】本発明に係る二値化回路のさらに他の一実施形
態を示すブロック図である。

【図７】本発明に係る二値化回路のさらに他の一実施形
態を示すブロック図である。

【図８】本発明に係る二値化回路のさらに他の一実施形
態を示すブロック図である。

【図９】本発明に係る二値化回路のさらに他の一実施形
態を示すブロック図である。

【図１０】従来の二値化回路の一例を示すブロック図で
ある。

【図１１】上記二値化回路の動作の一例を示すタイミン
グチャートである。

【図１２】従来の二値化回路の他の一例を示すブロック
図である。

【図１３】上記二値化回路の動作の一例を示すタイミン
グチャートである。

【図１４】上記二値化回路の動作の他の例を示すタイミ
ングチャートである。

【図１５】従来の二値化回路のさらに他の一例を示すブ
ロック図である。

【図１６】上記二値化回路の動作の一例を示すタイミン
グチャートである。

【図１７】従来の二値化回路のさらに他の一例を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

１無線通信装置１１、１１ａ〜１１ｆ二値化回路１２加算器１３コンパレータ１４、１４ａフィードバック回路１５、１５ａオフセットキャンセラ
（オフセットキャンセラ回路）１６、１６ａ積分回路１７、１７ａ、１８、１８ａ演算回路１９、１９ａ比較回路２０、２０ａスイッチング回路２１制限値変化回路２２時定数変化回路２３、２３ｃ出力抑制回路２４、２４ｃ、２５、２５ｃ演算回路２６、２６ｃ比較回路２７、２７ｃスイッチング回路２８抑制値変化回路２９抑制度変化回路３０、３０ｅ出力ホールド回路３１、３１ｅ比較回路３２、３２ｅスイッチング回路３３遮断値変化回路３４コンパレータ３５オフセット生成部３６ローパスフィルタＡ最大制限値 −Ａ最小制限値Ｂ抑制度Ｃ最大遮断値 −Ｃ最小遮断値Ｄ最大抑制値 −Ｄ最小抑制値Ｆ抑制出力値、遮断出力値Ｇスライスレベル（直流レ
ベル）Ｉ復調信号（入力信号）Ｊデータスライサ出力（出
力信号）Ｋ生成信号Ｌオフセットキャンセラ出
力Ｍフィードバック出力

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の直流レベルを中心として振動する入
力信号を二値化した出力信号を出力する二値化回路にお
いて、上記入力信号から生成された生成信号と所定のレベル電
圧とを比較して上記出力信号を出力するコンパレータ
と、上記生成信号の上記直流レベルを検出して、上記直
流レベルを反転させた信号をフィードバック出力として出力するフィードバック回
路と、上記フィードバック出力と上記入力信号とを加算して得
た上記生成信号を出力する加算器とを備えていることを
特徴とする二値化回路。
【請求項２】上記フィードバック回路は、上記生成信号
の入力値と、所定の閾値範囲を定める最大制限値及び最
小制限値とに応じて、上記入力値が上記閾値範囲内であ
る場合には０を出力値として出力し、上記入力値が上記
最大制限値よりも大きい場合には上記入力値と上記最大
制限値との差を反転させた値を出力値として出力し、上
記入力値が上記最小制限値よりも小さい場合には上記入
力値と上記最小制限値との差を反転させた値を出力値と
して出力するオフセットキャンセラ回路と、上記出力値を積分した値を上記フィードバック出力とし
て出力する積分回路とを含んでいることを特徴とする請
求項１に記載の二値化回路。
【請求項３】上記オフセットキャンセラ回路は、上記入力値と上記最大制限値とを比較し、または上記入
力値と上記最小制限値とを比較した結果に応じた選択出
力を行う比較回路と、上記最大制限値と上記入力値との差分、または上記最小
制限値と上記入力値との差分を計算して出力する演算回
路と、上記選択出力に応じて、上記演算回路の上記差分を選択
して、上記出力値として出力するスイッチング回路とを
含んでいることを特徴とする請求項２に記載の二値化回
路。
【請求項４】上記オフセットキャンセラ回路の上記最大
制限値および上記最小制限値を変化させる制限値変化回
路を備えていることを特徴とする請求項２または３に記
載の二値化回路。
【請求項５】上記積分回路の時定数を変化させる時定数
変化回路を備えていることを特徴とする請求項２ないし
４のいずれか１項に記載の二値化回路。
【請求項６】上記加算器から入力される上記生成信号で
ある生成値と、出力を抑制するための抑制度と、所定の
抑制範囲を定める最大抑制値および最小抑制値とに応じ
て、上記生成値が上記抑制範囲内である場合には上記生
成値を抑制出力値として出力し、上記生成値が上記最大
抑制値よりも大きい場合には上記生成値と上記最大抑制
値との差に上記抑制度を掛けた値に上記最大抑制値を加
えた値を抑制出力値として出力し、上記生成値が上記最
小抑制値よりも小さい場合には上記生成値と上記最小抑
制値との差に上記抑制度を掛けた値に上記最小抑制値を
加えた値を抑制出力値として出力する出力抑制回路を備
え、上記抑制出力値は、上記コンパレータおよび上記フィー
ドバック回路に入力されることを特徴とする請求項１な
いし５のいずれか１項に記載の二値化回路。
【請求項７】上記出力抑制回路は、上記生成値と上記最
大抑制値とを比較し、または上記生成値と上記最小抑制
値とを比較した結果に応じた比較出力を行う比較回路
と、上記生成値と上記最大抑制値との差に上記抑制度を掛け
た値に上記最大抑制値を加えた値を計算して設定値とし
て出力するか、または上記生成値と上記最小抑制値との
差に上記抑制度を掛けた値に上記最小抑制値を加えた値
を計算して設定値として出力する演算回路と、上記比較出力に応じて、上記演算回路の上記設定値を選
択して、上記抑制出力値として出力するスイッチング回
路とを含んでいることを特徴とする請求項６に記載の二
値化回路。
【請求項８】上記出力抑制回路の上記最大抑制値および
上記最小抑制値を変化させる抑制値変化回路を備えてい
ることを特徴とする請求項６または７に記載の二値化回
路。
【請求項９】上記出力抑制回路の上記抑制度を変化させ
る抑制度変化回路を備えていることを特徴とする請求項
６ないし８のいずれか１項に記載の二値化回路。
【請求項１０】上記生成信号である生成値と、所定の遮
断範囲を定める最大遮断値および最小遮断値とに応じ
て、上記生成値が上記遮断範囲内である場合には上記生
成値を遮断出力値として出力し、上記生成値が上記最大
遮断値よりも大きい場合には上記最大遮断値を遮断出力
値として出力し、上記生成値が上記最小遮断値よりも小
さい場合には上記最小遮断値を遮断出力値として出力す
る出力ホールド回路を備え、上記遮断出力値は、上記コ
ンパレータおよび上記フィードバック回路に入力される
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記
載の二値化回路。
【請求項１１】上記出力ホールド回路は、上記生成値と
上記最大遮断値とを比較し、または上記生成値と上記最
小遮断値とを比較した結果に応じた比較出力を行う比較
回路と、上記最大遮断値を設定値として出力するか、または上記
最小遮断値を設定値として出力する演算回路と、上記比較出力に応じて、上記演算回路の上記設定値を選
択して、上記遮断出力値として出力するスイッチング回
路とを含んでいることを特徴とする請求項１０記載の二
値化回路。
【請求項１２】上記出力ホールド回路の上記最大遮断値
および上記最小遮断値を変化させる遮断値変化回路を備
えていることを特徴とする請求項１０または１１記載の
二値化回路。
【請求項１３】所定の直流レベルを中心として振動する
入力信号の上記直流レベルを検出して出力するローパス
フィルタと、上記入力信号と上記直流レベルとを比較す
ることによって得られる出力信号を出力するコンパレー
タとを備える二値化回路において、上記入力信号と上記直流レベルとのレベル差、および所
定の閾値範囲を定める最大制限値と最小制限値とに応じ
て、上記レベル差が上記閾値範囲内である場合には０を
出力値として出力し、上記レベル差が上記最大制限値よ
りも大きい場合には上記レベル差と上記最大制限値との
差を出力値として出力し、上記レベル差が上記最小制限
値よりも小さい場合には上記レベル差と上記最小制限値
との差を出力値として出力するオフセット生成部を含ん
でおり、上記ローパスフィルタは、上記出力値を用いて検出した
上記直流レベルを上記コンパレータおよび上記オフセッ
ト生成部に出力することを特徴とする二値化回路。
【請求項１４】請求項１ないし１３のいずれか１項に記
載の二値化回路を備えていることを特徴とする無線通信
装置。
【請求項１５】スペクトル拡散方式による無線通信を行
うことを特徴とする請求項１４に記載の無線通信装置。
【請求項１６】所定の直流レベルを中心として振動する
入力信号を二値化して出力信号を出力する二値化方法に
おいて、上記入力信号から生成された生成信号を用いて上記直流
レベルを検出して、上記直流レベルを反転させた信号を
フィードバック出力として出力する工程と、上記入力信号とフィードバック出力とを加算して生成信
号として出力する工程と、上記生成信号と所定のレベル電圧とを比較することによ
って得られる上記出力信号を出力する工程とを含んでい
ることを特徴とする二値化方法。
【請求項１７】上記フィードバック出力として出力する
工程は、上記生成信号の入力値と、所定の閾値範囲を定める最大
制限値及び最小制限値とに応じて、上記入力値が上記閾
値範囲内である場合には０を出力値として出力し、上記
入力値が上記最大制限値よりも大きい場合には上記入力
値と上記最大制限値との差を反転させた値を出力値とし
て出力し、上記入力値が上記最小制限値よりも小さい場
合には上記入力値と上記最小制限値との差を反転させた
値を出力値として出力する工程と、上記出力値を用いて上記直流レベルを反転させた信号を
検出して出力する工程とを含んでいることを特徴とする
請求項１６に記載の二値化方法。
【請求項１８】所定の直流レベルを中心として振動する
入力信号の上記直流レベルを検出し、上記入力信号と上
記直流レベルとを比較することによって得られる出力信
号を出力する二値化方法において、検出した上記直流レベルと上記入力信号とのレベル差を
計測する工程と、上記入力信号と前回の上記直流レベルとのレベル差、お
よび所定の閾値範囲を定める最大制限値と最小制限値と
に応じて、上記レベル差が上記閾値範囲内である場合に
は０を出力値として出力し、上記レベル差が上記最大制
限値よりも大きい場合には上記レベル差と上記最大制限
値との差を出力値として出力し、上記レベル差が上記最
小制限値よりも小さい場合には上記レベル差と上記最小
制限値との差を出力値として出力する工程と、上記出力値を用いて上記直流レベルを検出する工程とを
含んでいることを特徴とする二値化方法。
【請求項１９】入力信号と上記入力信号から検出した直
流レベルとの差分に応じて二値化を行う二値化方法にお
いて、上記入力信号と前に検出した上記直流レベルとの差分を
変換してオフセットとして出力する工程と、上記オフセットから上記入力信号の直流レベルを検出す
る工程とを含んでいることを特徴とする二値化方法。