SE509772C2 - Anordning och förfarande för generering av en tidsmedelvärdesfri binär signal - Google Patents

Description

10 15 20 25 30 509 772 E 2 Transmitterade datasignaler är normalt så kodade, att signalen antar hög nivå under huvudsakligen 50% av tiden. Sådana signaler som uppfyller detta kriterium kan sägas vara tidsmedelvärdesfria. En analog signals medelvärdesfrihet definieras normalt genom att likspänningskomponenten är noll, vilket betyder att arean över nollinjen är lika stor som arean under densamma. En binär signals medelvärdesfrihet kan definieras pà ett par olika sätt. I det följande anses emellertid en binär signal som tidsmedelvårdesfri då den binära signalens DC-komponent ligger mitt emellan de två signalnivàer som den binära signalen kan anta.

Ett annat exempel på situationer där en tidsmedelvårdesfri binär signal eftersträvas är då man utgående från en repetitiv signal önskar alstra en klocksignal för exempelvis synkroniseringsändamàl, där denna klocksignal skall uppvisa en pulskvot på 50% och ha samma frekvens som den repetitiva signalen.

En sådan binarisering av en analog signal nyttjas ofta i en helt digital omgivning. En krets för alstring av en tidsmedelvärdesfri binär klocksignal utgående från en analog insignal kan ofta vara den enda kretsen med analog karaktär i en applikation med i övrigt digital karaktär. Det vore följaktligen önskvärt att kunna realisera denna analoga krets i samma digitala process. Möjligheten att genom att nyttja MOS- fälteffekttransistorer för realisering av resistorer och kondensatorer kunna tillverka en krets av analog karaktär i en digital CMOS-process är sedan tidigare väl känd. Ett problem härvid är att de därigenom erhållna resistorerna och kondensatorerna svårligen kan erhålla någon högre precision i sina komponentvärden. Vidare är det problematiskt att realisera 10 15 20 25 30 3 509 772 analoga komponenter med tillfredsställande linjaritet.

Kapacitanser och högresistiva resistorer, linjära över ett större spänningsintervall, kan svårligen åstadkommas med denna teknik. För CMOS-kretsar har kapacitanser med högre linjaritet uppnåtts genom att nyttja två polykisellager för kondensatorplattorna, vilka utgörs av transistorns ingångs- kapacitans vid styret. Standard-CMOS-processer som används för integrerade digitala kretsar nyttjar dock icke sådana polykisellager. En alternativ metod att erhålla kondensatorer med högre linjaritet är att nyttja polykisel/metall- eller metall/metall-kondensatorer. Då emellertiÉ°avstàndet mellan ett polykisellager och ett metallager eller ett metallager och ett annat metallager är mycket större än mellan två polykisellager blir arean på dessa kondensatorer ofta tio gånger större.

Den amerikanska patentskriften US 4 963 872 presenterar en binariserande krets för generering av en medelvärdesfri binär signal vilken nyttjar en återkoppling varvid den binariserade signalen jämförs med en medelst en frekvensdelare alstrad, tidsmedelvärdesfri binär referenssignal, vilken har samma signalnivåer som den binariserade signalen. Referenssignalen lågpassfiltreras så kraftigt att signalen efter filtreringen kan anses motsvara referenssignalens medelvärde, varefter denna filtrerade signal subtraheras från den binariserade signalen.

Den så erhållna signalen integreras med en analog integrator och återkopplas till kretsens ingång, där den subtraheras från den analoga insignalen. Den binariserade signalen erhålles därefter genom att resultatet kompareras med ett fast tröskelvärde, på ett sådant sätt att den binariserade signalen antar hög nivå om den korrigerade insignalen överstiger tröskelvärdet, och låg nivå om den understiger samma tröskelvärde. Härigenom kommer återkopplingsslingan att ställa 10 15 20 25 509 772 D _ 4 in sig på ett sådant sätt att den binariserade signalens medelvärde antar samma värde som referenssignalen gör. Då referenssignalen. är tidsmedelvärdesfri blir följaktligen. den binariserade signalen också tillnärmelsevis tidsmedelvärdesfri.

Den presenterade kretsen kräver emellertid linjära komponenter.

Icke-linjära komponenter förorsakar avvikelser från det teoretiska resultatet så att ett kvarstående fel i den binariserade utsignalen erhålles. Kretsen låter sig därmed enbart svårligen implementeras i en digital CMOS-teknik.

REDoGöRELsE FÖR UPPFINNINGEN Vid binarisering av en inkommande analog signal är det, som ovan nämnts, önskvärt att kunna erhålla en tidsmedelvärdesfri binär signal utan krav på absolut linjaritet hos de i kretsen ingående komponenterna. Föreliggande uppfinning har till uppgift att lösa ovanstående problem.

Problemet löses genonl att i en återkopplingsslinga utgående från en insignal alstra en binär signal. Denna signal vilken även utgör kretsens utsignal, lågpassfiltreras med ett första filter, varefter den under bildande av en skillnadssignal jämförs med en tidsmedelvärdesfri referenssignal, vilken lågpassfiltrerats med ett andra filter. Den så erhållna skillnadssignalen återkopplas till kretsens ingång. Det första och det andra filtret är huvudsakligen identiska med avseende på eventuella icke-linjariteter i filtrens karakteristik.

Härigenom kommer eventuella avvikelser i den alstrade binära från tidsmedelvärdesfrihet att signalens tidsmedelvärde minimeras. lO 15 20 25 30 5 509 772 Den alstrade binära signalen, vilken utgör kretsens utsignal, genereras med fördel medelst en limiteraranordning som binariserar insignalen. För alstring av fyrkantsvàgformad klocksignal kan alternativt en av insignalen triggad puls- generator nyttjas.

Genom att jämföra utsignalens medelvärde med en tidsmedel- värdesfri referenssignals medelvärde kan ett mätt pà utsignalens avvikelse fràn tidsmedelvärdesfrihet erhållas.

Genom återkoppling av denna avvikelse, erhålles en àterkopplingsslinga vilken eftersträvar att ställa in sig sà, att skillnaden mellan utsignalens medelvärde och referenssignalens medelvärde minimeras.

I föreliggande uppfinning realiseras jämförelsen mellan utsignalens medelvärde och den tidsmedelvärdesfria referenssignalen genom att utsignalen filtreras genom ett första làgpassfilter med en i förhållande till insignalen làg gränsfrekvens. Härigenom erhàlles en första filtrerad signal.

P g a icke-linjaritet i det nyttjade filtret kan medelvärdet pà denna signal skilja sig fràn utsignalens medelvärde. Genom att alstra en tidsmedelvärdesfri signal och filtrera denna signal genom ett andra làgpassfilter som med avseende pà icke- linjariteter är huvudsakligen identiskt med det första làgpass- filtret, erhålles en andra filtrerad signal, vars medelvärde pà grund av icke-linjariteterna skiljer sig från referenssignalens medelvärde. Denna andra filtrerade signals likspänningsnivà kommer att avvika fràn det ideala värdet huvudsakligen lika mycket som nämnda första filtrerade signals likspänningsnivà skiljer sig fràn sitt ideala värde, när utsignalen antar hög nivà under femtio procent av tiden. Följaktligen tenderar eventuella p g a icke-linjariteter uppstàdda avvikelser att ta 10 15 20 25 509 772 É i 6 ut varandra, varför utsignalen erhàller huvudsakligen samma likspänningsnivà som referenssignalen och tidsmedelvärdesfrihet erhålles.

Avsikten med föreliggande uppfinning är således att skapa en anordning och ett förfarande för att utgående fràn en insignal tidsmedelvärdesfri binär alstra en signal, där absolut linjaritet hos de i kretsen ingående komponenterna inte erfordras.

En betydande fördel med uppfinningen är skapandet av en anordning och ett förfarande för att utgående fràn en insignal alstra en tidsmedelvärdesfri binär signal, där anordningen i sin helhet kan utföras som en integrerad krets med full VLSI- kompabilitet utan externa komponenter.

En annan fördel med föreliggande uppfinning är skapandet av en anordning och ett förfarande för att utgàende fràn en insignal alstra en tidsmedelvärdesfri binär signal, där anordningen lämpar sig för realisering i en digital CMOS-process.

En ytterligare fördel med föreliggande uppfinning utgörs av skapandet av en anordning och ett förfarande för att utgående fràn en insignal med godtyckligt hög bandbredd alstra en tidsmedelvärdesfri binär signal. Uppfinningen lämpar utmärkt för höga bandbredder upp mot flera gigabit per sekund.

Uppfinningen kommer att förklaras närmare nedan med hjälp av utföringsexempel med hänvisning till bifogade ritning.

FIGURFÖRTECKNING Figur 1 är ett blockschema över en allmän utföringsforwu av föreliggande uppfinning. lO 15 20 25 v 509 772 Figur 2 är ett blockschema som illustrerar funktionen för en regulator ingående i. det utföringsexempel som illustreras i anslutning till figur 1.

Figur 3 är ett flödesschema för utföringsexemplet i figur 1.

I figur 4 visas signaldiagram som illustrerar uppfinningens funktion.

Figur ES är ett diagram som illustrerar överföringsfunktionen för en CMOS-inverterare.

Figur 6 är ett kopplingsschema som illustrerar en utföringsform av föreliggande uppfinning som lämpar sig väl för implementering i digital CMOS-teknik.

Figur 7 är ett kopplingsschema för en utföringsfornl av ett filter för utföringsexemplet presenterat i figur 6.

Figur 8 är ett blockschema över en utföringsforn1 av föreliggande uppfinning för alstring av en tidsmedelvàrdesfri klocksignal.

Figur 9 är ett flödesschema för utföringsexemplet i figur 8.

FÖREDRAGNA UTFöRINGsFoRMER I figur l presenteras ett förenklat blockschema över en första utföringsform av en anordning 10 för alstring av en tidsmedel- värdesfri binär signal enligt föreliggande uppfinning.

En limiteraranordning 3 med en utgång samt en positiv och en negativ ingång, pàföres på den positiva ingången en insignal IN. Limiteraranordningens utgång är förbunden dels med ingången pà en frekvensdelare 6 cæh dels med ingången på ett första filter 8. Utgàngen på frekvensdelaren 6 är förbunden med 10 15 20 25 30 509 772 D18 ingången på ett andra filter 7. Det första filtrets utgång och det andra filtrets utgång är förbundna med vars sin ingång på På utgången en regulator 9. erhålles en av regulatorn 9 kontrollsignal C, vilken återkopplas till den negativa ingången på limiteraranordningen 3.

Regulatorn 9 innefattar en skillnadssignalsbildare 9a och en kontrollsignalsbildare 9b, vilka är så arrangerade att utgången på skillnadssignalsbildaren 9a är förbunden med ingången på kontrollsignalsbildaren 9b. Skillnadssignalsbildaren har en positiv och en negativ ingång, vilka är förbundna med de nämnda ingångarna på regulatorrx på ett sådant sätt att det första filtret 8 står i förbindelse med regulatorns positiva ingång och det andra filtret 7 står i. förbindelse med regulatorns negativa ingång.

Limiteraranordningen 3 har till uppgift är att dela upp det kontinuerliga spänningsområdet hos insignalen i. två regioner och att alstra en binär signal O som indikerar inom vilken av dessa regioner insignalen befinner sig. Denna binära signal O tillföres ingången på frekvensdelaren 6 som på sin utgång genererar en referenssignal .I, vilken är tidsmedelvärdesfri.

Den binåra signalen (D tillföres även det första filtret 8, vilket har' huvudsaklig lågpasskaraktår. Hårigenon1 alstras en första filtrerad signal S. På analogt sätt påföres nämnda andra vilken likaledes filter 7, har huvudsaklig lågpasskaraktär, referenssignalen J. Härigenom genereras en andra filtrerad signal FJ. Regulatorn 9 bringas härvid att utgående från de filtrerade signalerna S och FJ generera en kontrollsignal C, vilken påförs den negativa ingången på limiteraranordningen 3.

Härigenom åstadkommes en återkoppling. Då negativ återkoppling föreligger kommer återkopplingsslingan att ställas in så att 10 15 20 25 9 509 772 differensen mellan de båda filtrerade signalerna S och FJ minimeras.

Limiteraranordningen 3 kan om så önskas förses med hysteres.

Genom ett sådant nyttjande av hysteres för limiterar- anordningens omslagsnivå, så att tröskelvärdet för omslag från hög till låg nivå skiljer sig något från tröskelvärdet för omslag från låg till hög nivå, kan av' brus alstrade falska flanker i den binära signalen O motverkas.

Skillnadssignalsbildaren. 9a subtraherar' under' bildande av' en skillnadssignal DIF nämnda andra filtrerade signal FJ från nämnda första filtrerade signal S. Kontrollsignalsbildare 9b, till vilken skillnadssignalen DIF är ansluten, är anordnad att alstra kontrollsignalen C utgående från skillnadssignalen DIF, varvid kontrollsignalsbildarens 9b överföringsfunktion från skillnadssignalen till kontrollsignalen kännetecknas av: -k k H(S): í__¿;:_l, s där H(s) betecknar kontrollsignalsbildarens överförings- funktion; kl betecknar en första konstant, kz betecknar en andra konstant och s betecknar Laplacetransformen. Värdet på den första konstanten kl och på den andra konstanten kz år större eller mindre eller lika med noll.

Kontrollsignalsbildaren 9b illustreras ytterligare i figur 2.

Kontrollsignalsbildaren omfattar en integratorsanordning 92, en förstärkaranordning 91 och en additionsanordning 93. Skillnads- signalen DIF tillföres till ingången på förstàrkaranordningen och till ingången på. integratorsanordningen. Additionsanord- ningen 93 bildar därefter kontrollsignalen C utgående från signalen på förstärkaranordningens 91 utgång och signalen på 10 15 20 25 509 772 L 9 10 integratorsanordningens 92 utgång. Denna beskrivna realisering av regulatorn 9 och kontrollsignalsbildaren 9b är enbart att betrakta som ett exempel. Vanligen. väljes en regulator med antingen en rent integrerande funktion, varvid förstärkar- anordningen 91 utgår, eller en rent proportionell funktion, varvid integratorsanordningen 92 utgår. I båda dessa fall utgår givetvis även behovet av additionsanordningen 93. Vidare är det fullt möjligt att med i sig känd teknik välja en annan typ av regulator såsom exempelvis en regulator som innehåller en deriverande del.

Då negativ återkoppling föreligger, kommer återkopplingsslingan att ställas in så att skillnadssignalen DIF i medeltal antar värdet noll.

I figur 3 visas ett flödesschema för utföringsexemplet beskrivet i anslutning till figur ln I ett steg '71 bringas limiteraranordningen att subtrahera kontrollsignalen från insignalen. Resultatet binariseras av limiteraranordningen i ett steg 72, varvid en första binär signal genereras. Denna första binära signal filtreras i ett steg 73 genom det första lågpassfiltret, vars gränsfrekvens är låg i förhållande till den binära signalens frekvens.

I ett steg 74 frekvensdelas nämnda första binära signal.

Härigenom erhålles referenssignalen, vilken alltid är tidsmedelvärdesfri. Denna referenssignal filtreras i ett steg 75 genom det parallellt med det första filtret anordnade andra lågpassfiltret, vars gränsfrekvens är låg i förhållande till referenssignalens frekvens. De bägge lågpassfiltren är lika med avseende på icke-linjariteter. 10 15 20 25 30 11 509 772 Med hjälp av regulatorn bildas i ett steg 76 en skillnadssignal mellan de bägge filtrerade signalerna. Utgående frän denna skillnadssignal genereras den ovan omtalade kontrollsignalen i ett steg 77. Regulatorn är i detta exemplet en PI-regulator, men andra typer av regulatorer är tänkbara i detta sammanhang.

Regulator och regulatorparametrar bör på inom reglertekniken sedvanligt sätt väljas med hänsyn taget till stabilitet samt dynamiska och statiska reglerfel.

Den genom detta förfarande uppkomna äterkopplingsslingan strävar efter att ställa in den binariserade signalen så att dess tidsmedelvärde blir femtio procent. Härigenom erhålles den eftersträvade tidsmedelvärdesfria utsignalen. Detta illustreras i ett steg 78.

I figur 4 'visas ett signaldiagram, i. vilket t representerar tiden, som illustrerar uppfinningens funktion utgàende fràn det utföringsexempel som illustreras i figur 1 och figur 3. I det exempel som signaldiagrammet illustrerar har regulatorn 9 en integrerande del, d v s den ovan nämnda första konstanten kl är skild frän noll.

Insignalen IN är här approximativt fyrkantsformad med en pulskvot pä under 50%, dvs signalen har läg nivä under en nàgot större tidsandel än vad den har hög nivå. I samma diagram som insignalen IN visas också kontrollsignalen C. Limiterar- anordningen, som betecknas 3 i figur 1, jämför insignalen IN med kontrollsignalen C. Härvid ger limiteraranordningen hög nivà ut om värdet pä insignalen IN' är högre än värdet pä kontrollsignalen C, och läg nivà ut om värdet pà insignalen IN är lägre än värdet pà kontrollsignalen C. Pà detta sätt erhålles den binära signalen O, som visas i figuren. I det läge som visas i denna figur 4 har äterkopplingsslingan ställt in 10 15 20 25 509 772 12 kontrollsignalens C värde sà att den binära signalen O, och därmed också utsignalen OUT, är tidsmedelvärdesfria och àterkopplingsslingan är i jämvikt. Den binära signalens O medelvärde Qæd ligger' vid tidsmedelvärdesfrihet ndtt emellan hög och làg nivå för den binära signalen O.

Utgående från för den binära signalen O alstras referenssignalen J genom frekvensdelning. Referenssignalen är alltid medelvärde J med ligger följaktligen mitt emellan hög och läg nivà för referenssignalen tidsmedelvärdesfri, så dess J. Dä den binära signalens O och referenssignalens J signalnivàer är identiska, är differensen. mellan den binära signalens O medelvärde Qmd och referenssignalens medelvärde flæd konstant noll. Detta motsvarar det teoretiska förhållandet för de bàda filtrerade signalerna S och FJ' vid linjära filter.

Emellertid är filtren inte helt linjära. Icke-linjariteter i filtret 8, vilket filtrerar den binära signalen O, kan innebära att medelvärdet av nämnda första filtrerade signal S avviker fràn den binära signalens O medelvärde Qæd. Sá är också fallet i detta exempel, såsom illustreras i figuren. Emellertid är filtren 7 och 8 lika med avseende pà icke-linjariteter. I detta exempel har detta àstadkommits genom att de bàda filtren 7 och 8 har väsentligen helt identiska filterkomponenter. Detta har till följd att medelvärdet av den andra filtrerade signalen FJ avviker lika mycket fràn referenssignalens J medelvärde læd som medelvärdet pà den första filtrerade signalen S avviker fràn medelvärdet Qæd pà den binära signalens O.

Insignalen IN är i denna figur 4 en repetitiv signal. Den kunde dock lika gärna vara en datasignal med huvudsakligen 50% sannolikhet för hög nivà. 10 15 20 25 30 13 509 77É Figur 5 visar förhållandet mellan spänningarna på in- och utgång för en CMQS-inverterare uppbyggd enligt i sig känd teknik. Ui betecknar* härvid spänningen. på CMOS-inverterarens ingång; U¿ betecknar spänningen på CMOS-inverterarens utgång, och V betecknar enheten volt. En CMOS-inverterares uppgift är att ge låg nivå ut om spänningen tg på ingången är hög, och hög nivå ut om spänningen [Q på ingången är låg. Följaktligen kan inverteraren, såsom också framgår ur denna figur 5, betraktas som en limiteraranordning. CMOS-inverteraren har dock ett för en limiteraranordning brett övergångsområde. Genom att seriekoppla ett antal CMOS-inverterare kaïf_emellertid en limiteraranordning erhållas, vars övergångsområde är avsevärt förminskat i förhållande till en enskild CMOS-inverterares karakteristik. Härigenom erhålles en limiteraranordning med mycket enkel konstruktion som lämpar sig väl för implementation i en digital CMOS-process.

I figur 6 visas ett blockschema över en ytterligare utföringsform av en anordning 40 för alstring av en tidsmedel- värdesfri binär signal enligt föreliggande uppfinning. Härvid nyttjas en sådan av CMOS-inverterare uppbyggd limiterar- anordning, som diskuterades i anslutning till figur 5. I anordningen 40 är en insignal IN via en kopplingskondensator CC och en summationsanordning 44 ansluten till en limiterar- anordning 43, vilken innefattar en första CMOS-inverterare 43a och en andra CMOS-inverterare 43b kopplade i serie, där ingången på den första CMOS-inverteraren 43a utgör limiterar- anordningens ingång, och utgången på den andra inverteraren 43b utgör limiteraranordningens utgång. Limiteraranordningen alstrar en binär signal 04, på ett sådant sätt att denna binära signal O4 antar hög nivå då spänningen på limiteraranordningens ingång överstiger en tröskelnivå, och låg nivå då spänningen 10 15 20 25 5ø9 772 i din understiger samma tröskelnivà. Denna tröskelnivå ligger huvudsakligen mitt emellan utsignalens höga och låga nivåer.

Utgående från den binära signalen O4 alstrar en frekvensdelare 46, som i detta utföringsexempel utgörs av en D-vippa, en referenssignal J4. D-vippan är enligt känd teknik anordnad att på sin positiva utgång alstra en tidsmedelvärdesfri signal, vars frekvens är hälften så hög som frekvensen hos signalen på D-vippans klockingång. Då denna senare signal utgörs av den binära signalen 04, bringas på detta sätt frekvensdelaren 46 att generera referenssignalen J4, som är tidsmedelvärdesfri och har en frekvens som är hälften så hög som frekvensen på den binära signalen O4.

Den binàra signalen O4 tillförs även ett första lågpassfilter 48, vars gränsfrekvens är mycket låg i förhållande till referenssignalens frekvens och som genererar en första filtrerad Denna signal S4. signal S4 är ansluten till en negativ ingång på summationsanordningen 44.

Referenssignalen J4 tillförs ett andra lågpassfilter 47, vars karakteristik i huvudsak är identisk med det första lågpass- filtrets 48 karakteristik. Detta lågpassfilter 47 alstrar en andra filtrerad signal FJ4. Denna signal FJ4 är ansluten till en positiv ingång på summationsanordningen 44.

De båda filtrerade signalerna FJ4 och S4 är så kraftigt filtrerade så att de, om lågpassfiltren 47 och 48 är linjära, kan anses huvudsakligen motsvara medelvärdena på referenssignalen J4 respektive den binära signalen 04.

Istället för att se den första filtrerade signalen S4 och den andra filtrerade signalen FJ4 som två separata signaler som 10 15 20 25 30 15 i 5Û9 772 subtraheras fràn, respektive adderas till insignalen IN, kan enligt ett helt ekvivalent synsätt den första filtrerade signalen S4 och den andra filtrerade signalen FJ4 tillsammans anses utgöra en differentiell kontrollsignal C4, vilken àterkopplas till ingången pà limiteraranordningen 43 där den subtraheras fràn insignalen IN med hjälp av summations- anordningen 44.

Genom àterkopplingen av den differentiella kontrollsignalen C4 till summationsanordningen 44 erhålles en àterkopplingsslinga, vilken strävar efter att minimera värdet pà kontrollsignalen C4. Dä filtren 47 och 48 med avseende pà icke-linjariteter är helt identiska innebär detta också att tidsmedelvärdet pà nämnda första binära signal O4 ställs in efter tidsmedelvärdet pà referenssignalen J4 oberoende av eventuella icke- linjariteter hos filtren 47 och 48. Dä referenssignalen J4 är tidsmedelvärdesfri strävar följaktligen àterkopplingsslingan att ställan in sig så att också nämnda första binära signal 04 blir tidsmedelvärdesfri. Denna binära signal O4 utgör utsignalen OUT.

Figur 7 illustrerar en utföringsform av làgpassfiltret i utföringsexemplet illustrerat i figur 6. Detta làgpassfilter 47 som lämpar sig väl för implementering i digital CMOS-teknik, är ett tvàlänkars passivt filter uppbyggt av resistanser och kapacitanser enligt i sig känd teknik, där dessa resistanser och kapacitanser vardera är uppbyggda av ett komplementärt MOS- transistorpar innefattande en NMOS-transistor (MOSFET med positivt dopat substrat) och en PMOS-transistor (MOSFEï' med negativt dopat substrat).

En NMOS-transistor M1 och en PMOS-transistor M2 är parallellt anordnade med de bàda kollektorerna och de bàda emittrarna 10 15 20 25 30 509 772 C I is parvis sammankopplade. Styret på transistorn M1 är ansluten till en matningsspänning XQD under det att styret på transistorn M2 är ansluten till jord. Härigenom erhålles en resistans R1 mellan transistorernas M1, M2 kollektorer och emittrar. Genom det komplementära utförandet för denna resistans R1, erhålles ett större utstyrningsområde jämfört med vad en ensam transistor erbjuder. De sammankopplade kollektorerna på transistorerna M1 och M2 är här anslutna till filtrets ingång, till vilken referenssignalen J4 anslutes. Till de sammankopplade emittrarna pà transistorerna M1 och M2 är en kapacitans Cl till signaljord anordnad. Denna kapacitans Cl utgörs av de parallellkopplade spärrskiktskapacitanserna hos en NMOS-transistor M3 och en PMOS-transistor M4. Härvid är transistorns M3 kollektor och emitter båda kopplade till matningsspänningen Vw, medan kollektorn och emittern på transistorn M4 båda är kopplade till jord. Styrena på dessa båda transistorer' M3 och. M4 är anslutna till emittrarna. pà transistorerna M1 och M2. Härigenom bildar resistansen RI och kapacitansen Cl en första passiv làgpasslänk. Denna belastas av en helt ekvivalent uppbyggd andra làgpasslänk bestående av en resistans R2 och en kapacitans C2, där resistansen R2 är uppbyggd av en NMOS-transistor M5 och en PMOS-transistor M6, och kapacitansen C2 är uppbyggd av en NMOS-transistor M, och en PMOS-transistor M8.

Den andra lågpasslänken följs av en resistans R3, vilken på motsvarande sätt som resistanserna RI och R2 är realiserad genom en parallellkoppling av' en. NMOS-transistor M9 och en PMOS-transistor Mm. Transistorernas M9, Mm sammankopplade emittrar är anslutna till lågpassfiltrets 47 utgång, där nämnda andra filtrerade signal FJ4 erhålles. 10 15 20 25 30 17 lsoâ 772 Resistanserna R1 och R2-och kapacitanserna Cl och C2 är sà avpassade att làgpassfiltret 47 har en så làg gränsfrekvens i förhållande till frekvensen pà referenssignalen J4 att den andra filtrerade signalen FU4 närmast är att betrakta som en likspänning med eventuellt överlagrat rippel. Vore resis- tanserna och kapacitanserna ideala, d v s fullständigt linjära, skulle denna likspänning motsvara medelnivàn av referenssignalen J4, vilken ligger mitt emellan hög och läg nivà hos referenssignalen J4, eftersom referenssignalen J4 har en pulskvot pà 50 procent. Om emellertid làgpassfiltrets komponenter är icke-linïäïä, kan likspänningsnivàn på denna andra filtrerade signal FJ4 avvika fràn medelvärdet pà referenssignalen J4. Som ovan beskrivits kommer emellertid denna avvikelse att kompenseras genom att de tvà parallellt anordnade filtren 47, 48 är lika med avseende pà icke- linjariteter, sä att nämnda första filtrerade signal S4 vid tidsmedelvärdesfrihet tenderar att avvika lika mycket frän medelvärdet pà den binära signalen 04 från limiteraranordningen som den andra filtrerade signalen FJ4 avviker frän medelvärdet pä referenssignalen J4.

I alla redovisade exempel alstras fràn referenssignalen utgående fràn signalen limiteraranordningen. Emellertid kan en internt alstrad klocksignal, eller huvudsakligen vilken signal som helst, fylla samma funktion som den binära signalen fràn límiteraranordningen i detta avseende, om denna signal uppvisar regelbundna flanker, till vilka en frekvensdelare kan trigga.

Med regelbundenhet avses i detta sammanhang inte att flankernas läge mäste uppvisa någon periodicitet, utan enbart att flankerna måste komma tillräckligt ofta för att signalens frekvens skall kunna betraktas som hög i förhållande till làgpassfiltrets gränsfrekvens. 10 15 20 25 30 509 772 D “fw I figur 8 illustreras ett-blockschema över en anordning 80 för alstring av en tidsmedelvärdesfri klocksignal enligt före- liggande uppfinning. Denna utföringsform av uppfinningen alstrar en tidsmedelvårdesfri repetitiv fyrkantspulsformad utsignal OUT i form av repetitiva binåra pulser, utgående från en repetitiv insignal IN. Insignalen IN kan exempelvis härstamma från en klockgenerator vars utsignal ej är helt tidsmedelvårdesfri.

Insignalen IN påföres ingången på en pulsgeneratorsanordning 83 i form av en monostabil vippa. Den monostabila vippans utgång är förbunden dels med ingången på en frekvensdelare 86 och dels med ingången på ett första filter 88. Utgången på frekvensdelaren 86 är förbunden med ingången på ett andra filter 87. Det första filtrets utgång och det andra filtrets utgång är förbundna med vars sin ingång på en regulator 89. På utgången av regulatorn 89 erhålles en kontrollsignal C8, vilken återkopplas till en styringàng pulsgeneratorsanordningen 83.

Regulatorn 89 innefattar en skillnadssignalsbildare 89a och en integratorsanordning 89b, vilka är så arrangerade att utgången på skillnadssignalsbildaren 89a är förbunden med ingången på integratorsanordningen. Skillnadssignalsbildaren har en positiv och en negativ ingång, vilka är förbundna med de nämnda ingàngarna på regulatorrl på ett sådant sätt att det första filtret 88 står i förbindelse med den positiva ingången och det andra filtret 87 står i förbindelse med den negativa ingången.

Pulsgeneratorsanordningen 83 i form av den monostabila vippan alstrar på sin utgång en binår signal O8. Den monostabila vippan är i detta exempel av den typen att denna enbart påverkas av positiva flanker på insignalen (IN)- För varje positiv flank på insignalen IN alstras en positiv puls. 10 15 20 25 30 *19 509 772 Pulslängden styrs sàsom brukligt i monostabila vippor av upp- och/eller urladdning av en kapacitans. Denna kapacitans uppladdas med hjälp av en spänning som pàföres en RC-länk. Vid monostabila vippor med fast pulslängd utgöres denna spänning vanligen av en fast referensspänning såsom exempelvis anordningens matningsspänning. I detta utföringsexempel utgöres denna spänning av kontrollsignalen C8. Pà detta sätt erhålles en styrbar pulslängd.

Frekvensdelaren 86 bringas att alstra en referenssignal J8 genom frekvensdelning av den binära signalen 08. Sá länge den binära signalen O8 innehåller regelbundna pulser blir referenssignalen J8 alltid tidsmedelvärdesfri. Dà referenssignalen har samma signalnivàer som den binära signalen O8, ligger referenssignalens medelvärde följaktligen mitt emellan hög och làg nivå för den binära signalen O8.

Det första filtret 88 bringas genom làgpassfiltrering med làg gränsfrekvens att generera en första filtrerad signal S8. Pà samma sätt bringas det andra filtret 87 bringas att generera en andra filtrerad signal FJ8. De bàda filtrerade signalerna S8 och FJ8 subtraheras av skillnadssignalsbildaren 89a under alstring av en skillnadssignal DIF8. Denna integreras av integratorsanordningen 89b, varvid kontrollsignalen C8 erhålles.

Säsom beskrivits àterkopplas kontrollsignalen C8 till den pulsgeneratorsanordningen 83. Om medelvärdet pà skillnads- signalen DIF8 är positiv stiger värdet pà kontrollsignalen C8.

Härigenom kommer den monostabila vippans kapacitans att laddas snabbare, varvid pulslängden förkortas och medelvärdet pà den binära signalen O8 sänks. Härav följer att även medelvärdet pà skillnadssignalen DIF8 sänks, vilket innebär negativ lO 15 20 25 509 772 20 återkoppling. Den sä erhållna äterkopplingsslingan tenderar p g a den negativa àterkopplingen att ställa in sig sä, att värdet pà skillnadssignalen DIF8 i medeltal blir noll. Detta innebär, att den binära signalen 08 ställs in efter referenssignalen J8.

Om de bägge filtren 87 och 88 är linjära innebär detta vidare att den binära signalen O8 tenderar att fä samma medelvärde som vilket medför tidsmedelvärdesfrihet. referenssignalen .I8, Den binära signalen 08 tas ut som kretsens utsignal OUT.

Här är emellertid de bägge filtren 87 och 88 icke-linjära. Som ovan diskuterats kan icke-linjaritet hos ett filter innebära att medelvärdet pà detta filters utsignal kan avvika fràn medelvärdet pà «dess insignal. Genom filtrens icke-linjaritet kan anordningens 80 härigenom funktion äventyras genom att nollställning av skillnadssignalen DIF8 ej med nödvändighet innebär att den binära signalen O8 erhåller samma medelvärde som referenssignalen J8. Emellertid är filtren 7 och 8 sä realiserade att de är lika med avseende pä icke-linjariteter.

Detta har till följd att medelvärdet av den andra filtrerade signalen FJ8 avviker lika mycket frän referenssignalens J8 medelvärde som medelvärdet av den första filtrerade signalen S8 avviker fràn den binära signalens O8 medelvärde. Härigenom kommer icke-linjariteterna i de bäda filtren att tendera att ta ut varandra, vilket garanterar att anordningen 80 alltid strävar mot tidsmedelvärdesfrihet hos utsignalen OUT.

I figur 9 visas ett flödesschema för utföringsexemplet beskrivet i anslutning till figur 9. I ett steg 902 alstras den första binära signalen utifrän den periodiska insignalen.

Pulsgeneratorn triggas härvid av positiva flanker pà 10 15 20 Zl 509 772% insignalen, varvid. en pösitiv puls på den binära signalen genereras för varje positiv flank på insignalen.

Den så erhållna första binära signalen filtreras i ett steg 903 genom nämnda första lågpassfiltret, vars gränsfrekvens är låg i förhållande till den binära signalens frekvens.

I ett steg 904 frekvensdelas nämnda första binära signal.

Härigenom erhålles referenssignalen J, vilken härigenom alltid är tidsmedelvärdesfri. Denna referenssignal filtreras i ett steg 905 genom det parallellt med det första filtret anordnade andra lågpassfiltret, vars gränsfrekvens är låg i förhållande till referenssignalens frekvens. De bägge làgpassfiltren är lika med avseende på icke-linjariteter.

Med hjälp av en regulator bildas i ett steg 906 en skillnadssignal mellan de bägge filtrerade signalerna. Utgående från skillnadssignalen bringas regulatorn att generera kontrollsignalen C8 i ett steg 907. Kontrollsignalen àterkopplas i ett steg 908 till pulsgeneratorsanordningen, där den bringas att styra pulslängden på de alstrade pulserna på den första binära signalen.

Den genom detta förfarande uppkomna áterkopplingsslingan strävar efter att ställa in den binariserade signalen så att dess pulskvot blir femtio procent. Härigenom erhålles den eftersträvade tidsmedelvärdesfria utsignalen. Detta illustreras i ett steg 909.

Claims (25)

10 15 20 25 30 22 509 772 PATENTKRAV

1. Förfarande för att ur en insignal (IN) (OUT), - subtraktion av en kontrollsignal generera en vilket förfarande omfattar: (C,C4) (O,04) tidsmedelvärdesfri utsignal från insignalen (IN); - alstring av en första binär signal genom binarisering av den vid subtraktionen erhållna signalen; (0,04) lågpasskaraktär signalen genom ett - filtrering av den första binära filter (8,48) genererande en första filtrerad signal (S,S4); första med huvudsaklig (J,J4) med huvudsaklig lågpasskaraktär - filtrering av en tidsmedelvärdesfri referenssignal filter (7,47) genererande en andra filtrerad signal (FJ,FJ4); (C/C4) filtrerade signalen (FJ,FJ4), k är1r1e t e c krïa t därav att det första filtret genom ett andra utgående från en (S,S4) - alstring av nämnda kontrollsignal skillnadssignal mellan den första och den andra filtrerade signalen (8,48) och det andra filtret (7,47) är huvudsakligen lika, så att effekten av eventuella icke-linjariteter i filtrens karakteristik kompenseras i den meningen att eventuella på grund av icke- linjariteter tillkommande kvarstående fel minimeras, (OUT) utgörs av den första binära samt därav att utsignalen signalen (0,04).

2. Förfarande för att ur en insignal (IN) (OUT), generera en (IN) vilket förfarande tidsmedelvärdesfri utsignal varvid insignalen består av ett tåg av repetitiva pulser, omfattar: -alstring av en första binär signal (O8) bestående av ett tàg av binära pulser, där dessa binära pulsers pulslängd och fas bestäms av insignalen (IN) och en kontrollsignal (C8); - filtrering av den första binära signalen (O8) genom ett första filter (88) med huvudsaklig lågpasskaraktär genererande en första filtrerad signal (S8); 10 15 20 25 30 23 - filtrering av en' tidsmedelvärdesfri referenssigng? (Åïåenom (87) med huvudsaklig lågpasskaraktär (FJ8); ett andra filter genererande en andra filtrerad signal - alstring av nämnda kontrollsignal (C8) utgående från en skillnadssignal mellan den första filtrerade signalen (S8) och den andra filtrerade signalen (FJ8), k ä n n e t e c k n a t därav att det första filtret (88) och det andra filtret (87) är huvudsakligen lika, på ett sådant sätt att effekten av eventuella icke-linjariteter i filtrens karakteristik kompenseras i den meningen att eventuella på grund av icke-linjariteter tillkommande kvarstående fel minimeras, (OUT) utgörs av den första binära samt därav att utsignalen signalen (O8).

3. Förfarande enligt patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a t därav att den första binära signalen (08) alstras av en av insignalen (IN) triggad pulsgeneratorsanordning (83) varvid kontrollsignalen (C8) styr pulslängden för de binära pulserna på nämnda första binära signal (08).

4. Förfarande enligt patentkrav 3, k ä n n e t e c k n a t därav' att pulsgeneratorsanordningen (83) innefattar en Inono- stabil vippa.

5. Förfarande enligt något av ovanstående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t därav att insignalen (IN) är analog. patentkrav, (C,C4,C8)

6. Förfarande enligt något av ovanstående k ä n n e t e c k n a t därav att kontrollsignalen huvudsakligen är proportionell mot summan av nämnda skillnads- signal multiplicerad med en första konstant och en andra konstant multiplicerad med integralen av samma skillnadssignal.

7. Förfarande enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a t därav att den andra konstanten är noll, varvid kontrollsignalen (C,C4,C8) är huvudsakligen proportionell mot differensen mellan 10 15 20 25 30 509 772 24 den första filtrerade signalen (S,S4,S8) och den andra filtrerade signalen (FJ,FJ4,FJ8).

8. Förfarande enligt något av patentkraven l till 6, k ä n n e t e c k n a t av följande steg: - alstring av kontrollsignalen (C,C8) genom integration av en (DIF,DIF8) tionell mot differensen mellan den första filtrerade signalen (FJ,FJ8). skillnadssignal vilken är huvudsakligen propor- (S) och den andra filtrerade signalen

9. Förfarande enligt något av ovanstående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av följande steg: referenssignalen - generering av den tidsmedelvärdesfria (J,J4,J8) genom frekvensdelning av en andra binär signal med regelbundna flanker.

10. Förfarande enligt något av patentkraven 1 till 8, k ä n n e t e c k n a t av följande steg: - generering av den tidsmedelvärdesfria referenssignalen (J,J4,J8) genom frekvensdelning av den första binära signalen (0,04,08). ovanstående patentkrav, (J,J4,J8)

ll. Förfarande enligt något av k ä n n e t e c k n a t därav att referenssignalens signalnivåer är huvudsakligen identiska med den första binära (0,04,08) signalens signalnivåer. patentkrav, (8,48,88)

12. Förfarande enligt något av ovanstående k ä n n etze c k n a't därav att det första filtrets (7,47,87) gränsfrekvens och det andra filtrets gränsfrekvens båda är låga i förhållande till insignalens (IN) frekvens. ovanstående patentkrav, (IN)

13. Förfarande enligt något av k ä n n e t e c k n a t därav att insignalen är repetitiv. för alstring av en tidsmedelvärdesfri (IN),

14. Anordning (lO,40) binär signal utgående från en insignal vilken anordning (lO,40) innefattar: 10 15 20 25 30 25 509 772 (3,43) signal, vilken motsvarar en skillnadssignal mellan insignalen dels en limiteraranordning vilken binariserar en analog (IN) och en kontrollsignal (C,C4) och är på sin utgång anordnad att avge en första binär signal (0,04); dels ett första filter (8,48) vilket är anslutet till limiteraranordningens (3,43) utgång och med huvudsaklig lågpasskaraktär anordnat att alstra en första filtrerad signal (S,S4): dels ett andra filter (7,47) med huvudsaklig lågpasskaraktär vilket är anordnat att alstra en andra filtrerad signal (FJ,FJ4) genom filtrering av en tidsmedelvärdesfri referenssignal (J,J4); varvid nämnda kontrollsignal (C,C4) alstras utgående från en skillnadssignal mellan den första filtrerade signalen (S,S4) och den andra filtrerade signalen (FJ,FJ4), k ä n n e t e c k n a d därav att det första filtret (8,48) och det andra filtret är huvudsakligen lika, på ett sådant (7,47) sätt att effekten av eventuella icke-linjariteter i filtrens karakteristik kompenseras i den meningen att inga på grund av icke-linjariteter tillkommande kvarstående fel erhålles, anordningens (OUT) utgöres av den samt därav att utsignal första binära signalen (0,04). patentkrav 14, k ä n n e t e c k n a d (IN) 50% sannolikhet för hög binär nivå.

15. Anordning enligt därav att insignalen är en datasignal med huvudsakligen

16. Anordning (80) för alstring av en tidsmedelvärdesfri binär signal utgående från en insignal (IN), vilken anordning (80) innefattar: dels en pulsgeneratorsanordning (83), vilken alstrar en första (08) dessa binära pulsers pulslängd och fas bestäms av insignalen (IN) och en kontrollsignal (C8); dels ett första filter (88) vilket är anslutet till utgången på nämnda pulsgenerators- binär signal bestående av ett tåg av binära pulser, där med huvudsaklig lågpasskaraktär 10 15 20 25 30 509 772 26 anordning (83), (S8), och dels ett andra filter och anordnat att alstra en första filtrerad signal (87) vilket är anordnat att alstra en andra filtrerad signal med huvudsaklig lågpasskaraktär (FJ8) genom filtrering av en tidsmedelvärdesfri referenssignal (J8); (C8) skillnadssignal mellan den första filtrerade signalen (S8) och varvid nämnda kontrollsignal alstras utgående från en den andra filtrerade signalen (FJ8), (88) och på ett sådant k ä n n e t e c k n a d därav att det första filtret (87) sätt att effekten av eventuella icke-linjariteter i filtrens det andra filtret är huvudsakligen lika, karakteristik kompenseras i den meningen att inga på grund av icke-linjariteter tillkommande kvarstående fel erhålles, anordningens utsignal (OUT) utgöres av den (08). samt därav att första binära signalen k ä n n e t e c k n a d (83) och är anordnad att (C8)

17. Anordning enligt patentkrav 16, därav att nämnda pulsgeneratorsanordning innefattar en av insignalen (IN) triggad monostabil vippa, alstra ett tåg av binära pulser, varvid kontrollsignalen är anordnad att styra nämnda binära pulsers pulslängd. till 17, innefattar patentkraven 14 (l0,80) vilken via en första ingång är förbunden

18. Anordning enligt något av k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen (9,89) med det första filtret (8,88) och via en andra ingång förbunden filtret (7,87) och är (C,C8) en regulator med det andra anordnad att alstra utgående från skillnadssignalen mellan ($,58) kontrollsignalen den första filtrerade signalen och den andra filtrerade signalen (FJ,FJ8). till 18, k ä n n e t e c k n a d därav att regulatorn är så anordnad att (C,C4,C8) summan av nämnda skillnadssignal multiplicerad med en första 19. Anordning enligt något av patentkraven 14 kontrollsignalen huvudsakligen är proportionell mot 10 15 20 27 509 772 konstant och en andra konstant multiplicerad med integralen av samma skillnadssignal.

19. Anordning enligt patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d därav att den första konstanten är anordnad att ha värdet noll.

20. Anordning enligt patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d därav att den andra konstanten är anordnad att ha värdet noll. till 20, (J,J4,J8)

21. Anordning enligt nàgot av patentkraven 14 k ä n n e t e c k n a d därav att referenssignalens signalnivàer är huvudsakligen identiska med den första binära (0,04,08) signalens signalnivàer. till 21, (6,46,86) är

22. Anordning enligt nàgot av patentkraven 14 k ä n n e t e c k n a d därav att en frekvensdelare anordnad att generera den tidsmedelvärdesfria referenssignalen (J,J4,J8) (0,04,08) med regelbundna flanker. utgående från en andra binär signal

23. Anordning enligt patentkrav 22, k ä n n e t e c k n a d därav att nämnda andra binära signal utgöres av den första binära signalen (0,04,08). till 23, (IN) är repetitiv.

24. Anordning enligt något av patentkraven 14 k ä n n e t e c k n a d därav att insignalen till 24, (IN) är analog.

25. Anordning enligt något av patentkraven 14 k ä n n e t e c k n a d därav att insignalen