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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Steuern von Schalttransistoren einer integrierten Schaltung mit den oberbegrifflichen Merkmalen gemäß Patentanspruch 1 bzw. auf ein Verfahren zum Steuern von Schalttransistoren einer integrierten Schaltung mit den oberbegrifflichen Merkmalen gemäß Patentanspruch 11.
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Bekannt sind Schaltanwendungen von Schalttransistoren, beispielsweise Transistoren in schaltenden Spannungsreglern, bei denen einfach ein Kanalwiderstand minimiert werden muss, um z. B. Verluste zu vermeiden. Dabei dient eine Transistor-Dimensionierung, wie sie eine verfügbare Fläche bietet. Externe Schaltungskomponenten, z. B. Spulen, dienen zur Kurvenformung eines Stromes, um z. B. EMV-Probleme (EMV: elektromagnetische Verträglichkeit) zu vermelden.
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In Schaltanwendungen zur Datenübertragung sind Verluste weniger interessant. Dies gilt z. B. in Ein-/Ausgabe-Schaltungen, welche sich im Übergangsbereich von einem Chip auf eine Leiterplatte befinden. Die Kurvenformung wird dabei auch vom Schalttransistor bestimmt und nicht allein von externen Komponenten. Dabei kommt es auf einen Absolutwert von Transistorparametern. an. Parameter von Schaltransistoren in CMOS-Technologie schwanken jedoch in ihren Eigenschaften, z. B. in Form von Temperatur-, Betriebsspannungs- und Technologievariationen im Bereich eines Faktors von 2 ... 2,5. Bei Kenntnis aktueller Parameter bzw. einer aktuellen Parameterlage der Schalttransistoren könnten Gegenmaßnahmen ergriffen werden, z. B. indem einer Anzahl aktiver Transistoren variiert wird.
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Aus der
EP 0 520 685 B1 und der
EP 1 639 708 B1 sind Schaltungsanordnungen zur Änderung von elektrischen Parameter und insbesondere Durchführung einer Kurvenformung bekannt.
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16 zeigt eine beispielhafte Ein-/Ausgabeschaltung gemäß dem Stand der Technik. Auf einer elektronischen Leiterplatte PCB sind Schaltungskomponenten dargestellt, welche teilweise nur parasitäre Effekte von Leitungen repräsentieren. Zum Ansteuern einer komplexen, insbesondere kapazitiven Last A, welche beispielhaft einen Kondensator C als kapazitive Komponente aufweist, dient eine Treiberschaltung T. Diese ist in CMOS-Technik als Chip auf der Leiterplatte PCB angeordnet. Ein Ein-/Ausgang I/O der Treiberschaltung T ist an einen Eingang der Last A angelegt. Parasitäre Effekte durch die Leitung zwischen diesen Komponenten sind durch eine induktive Komponente L2 und einen Ohmschen Widerstand R2* skizziert. Eine Betriebsspannungsquelle E liefert eine Betriebsspannung PVDD-PVSS, welche eine positive Leiterplatten-Versorgungsspannung PVDD gegenüber einer Basis-Versorgungsspannung PVSS bereitstellt, wobei die Basis-Versorgungsspannung PVSS je nach Schaltung auch eine negative Leiterplatten-Versorgungsspannung sein kann. Die Last A ist auch an die Leiterplatten-Basis-Versorgungsspannung PVSS angelegt. Außerdem führt eine Leitung von der Leiterplatten-Basis-Versorgungsspannung zu einem Spannungsanschluss der Treiberschaltung T. Durch parasitäre Effekte der Leitung, welche durch eine induktive Komponente L1 und einen Ohmschen Widerstand R1* beispielhaft dargestellt sind, liegt an dem Chip der Treiberschaltung T jedoch eine Basis-Chip-Versorgungsspannung CVSS an. Die Basis-Chip-Versorgungsspannung CVSS bzw. eine entsprechende negative Chip-Versorgungsspannung CVSS ist gegenüber der Basis-Versorgungsspannung PVSS im Mittel gleich, es sind aber Wechselspannungskomponenten darauf. Mittels einer weiteren Leitung ist ein weiterer Spannungsanschluss der Treiberschaltung T an der positiven Leiterplatten-Versorgungsspannung PVDD angelegt. Durch parasitäre Effekte, welche durch eine induktive Komponente L3 und einen Ohmschen Widerstand R3* skizziert sind, liegt an der Treiberschaltung T eine modifizierte positive Chip-Versorgungsspannung CVDD an.
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Somit steuert eine CMOS-Treiberschaltung T auf der integrierten Schaltung eine externe Last als die beispielhafte kapazitive Last A mit der kapazitiven Komponente C an. Ein Gehäuse der integrierten Treiberschaltung T und die Leiterbahnen auf der Leiterplatte PCB haben parasitäre Elemente in Form der induktiven Komponenten L1–L3 und Ohmschen Widerstände R1*–R3*, sowie verschiedene Koppelkapazitäten, welche in dem vereinfachten Schaltbild nicht dargestellt sind.
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Beim Beginn eines Schaltvorgangs der Treiberschaltung T erreichen Endstufen-Transistoren als Schalttransistoren in Inverterschaltung in der Treiberschaltung T schnell ihre volle Gate-Spannung, wobei eine Drain-Source-Spannung der Endstufen-Transistoren einer Betriebsspannung PVDD-PVSS der Betriebsspannungsquelle E entspricht. Die Treiberschaltung T liefert dadurch einen Strom Idsat* als einen Ausgangsstrom einer Treiberstufe. Dieser Ausgangsstrom Idsat* bestimmt im Wesentlichen eine Zeitdauer, welche für eine Umladung der Kapazität der kapazitiven Komponente C in der kapazitiven Last A benötigt wird. Dabei bestimmt ein Stromverlauf durch die Endstufen-Transistoren aber auch Störspannungen, welche an den induktiven Elementen bzw. Komponenten L1–L3 auftreten und bestimmt somit auch die Anregung von sich formenden so genannten RLC-Schwingkreisen. Dies sind insbesondere die Schwingkreise, welche sich von dem Ein-/Ausgang I/O über die zweite induktive Komponente L2, den zweiten Ohmschen Widerstand R2*, die kapazitive Komponente C und dann einerseits die Betriebsspannungsquelle E, den dritten Ohmschen Widerstand R3* und die dritte induktive Komponente L3 zum positiven Spannungsanschluss der Treiberschaltung T und andererseits von der kapazitiven Komponente C über den ersten Widerstand R1* und die erste induktive Komponente L1 zu dem negativen bzw. Basis-Spannungsanschluss der Treiberschaltung T bilden. Auch dies wird durch den Ausgangsstrom Idsat* beeinflusst, wenn auch eine Geschwindigkeit einer Gate-Ansteuerung zusätzlich eine Rolle spielt. Nach etwa 4/5 der Umladung arbeiten die Endstufen-Transistoren jedoch nicht mehr als Stromquelle, sondern resistiv, was als Parameter einem Kanalwiderstand Ron des Transistors im Triodengebiet entspricht. Dieser ist für eine Dämpfung der Schwingkreise verantwortlich, da die skizzierten parasitären Widerstände R1*–R3* sehr geringe Werte aufweisen, welche zu keiner nennenswerten zusätzlichen Dämpfung führen. Der Ausgangsstrom Idsat* und der Kanalwiderstand hängen über ein Weiten-Längen-Verhältnis der betroffenen Endstufen-Transistoren miteinander zusammen.
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17 zeigt beispielhaft als ein Spannungs-Zeit-Diagramm Verhältnisse bei moderatem Ausgangsstrom Idsat* bzw. hohem Kanalwiderstand. Dargestellt sind eine positive Chip-Versorgungsspannung CVDD und eine Basis-Chip-Versorgungsspannung CVSS, welche in der Treiberschaltung gemessen sind, wobei als Bezugspunkt die äußere Basis-Chip-Versorgungsspannung PVSS dient. Die dabei entstehenden Schwingungen werden deutlich gedämpft. Ein Signal sig an der Last A ist nur wenig verzerrt.
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18 zeigt ein entsprechendes Spannungs-Zeit-Diagramm bei höherem Ausgangsstrom Idsat*, bei welchem die Störungen gegenüber 17 noch schlimmer sind. Erkennbar ist, dass schon eine leichte Überdimensionierung des Treibers zu weniger gedämpften Schwingungen der chip-internen Versorgungsspannungen CVDD bzw. CVSS führt, so dass das Ausgangssignal nicht mehr ohne Schwingungen ist. Die Spitzen auf der positiven internen Versorgungsspannung CVDD werden größer. Eine stärkere Treiberschaltung T kann die Gesamtsituation verschlechtern. Das Verhalten kann bei noch stärkerer Fehldimensionierung der Treiberschaltung T noch erheblich schlechter ausfallen. Spannungseinbrüche auf der internen positiven Versorgungsspannung CVDD bis auf die Hälfte herab und ein überschießen auf das 1,5-fache sind keine Extremfälle.
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Versucht wird auch der Einsatz von Messschaltungen zum Messen der Parameter, z. B. gemäß in 21. Eine Steuereinrichtung M variiert mittels eines Steuersignals eine Anzahl aktiver Transistoren T1, T1', T1'' usw., bis eine Brückenschaltung abgeglichen ist. Die Brückenschaltung wird gebildet durch zwei in Reihe zwischen die Basis-Versorgungsspannung VSS und die positive Versorgungsspannung VDD geschaltete Widerstände R1°, R2° mit einem zwischen diesen Widerständen R1°, R2° befindlichen und an die Steuereinrichtung M geschalteten Knoten einerseits und durch eine weitere Reihenschaltung zwischen der Basis-Versorgungsspannung VSS und der positiven Versorgungsspannung VDD aus einer Parallelschaltung der Transistoren T1, T1', T1'' und aus einem dazu in Reihe geschalteten dritten Widerstand R3°, wobei ein Knotenpunkt zwischen dem dritten Widerstand R3° einerseits und andererseits den Transistoren T1, T1', T1'' an einen Eingang der Steuereinrichtung M geschaltet ist.
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Durch das Abgleichen dieser Brückenschaltung durch Variation der Anzahl der aktiven Transistoren T1, T1', T1'' mittels der Steuereinrichtung M lassen sich ein Kanalwiderstand und der Ausgangsstrom Idsat* am Ausgang solcher Transistoren bzw. einer solchen Treiberschaltung T ermitteln, so dass die Ausgangsschaltung mit dazu ähnlichen Transistoren gemäß 19 oder 20 entsprechend einstellbar ist. Dies ist auch während des Betriebs der Schaltung möglich. Das von der Steuereinrichtung M erzeugte zumindest eine Steuersignal m wird an Transistoren einer Treiberschaltung T angelegt. Die Steuereinrichtung M kann u. a. einen Analog/Digital-Konverter und eine Ablaufsteuerung, gegebenenfalls auch Filter, insbesondere digitale Filter, aufweisen.
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Nachteilhaft im allgemeinen ist, dass große Werte des Ausgangsstroms Idsat* zwangsläufig zu einem kleinen Kanalwiderstand führen und damit zu einer Unterdämpfung führen. Dadurch bedingt werden Oszillationen der RLC-Schwingkreise die Spannungskurvenform an der Last verzerren, so dass die Datenübertragung gestört werden kann.
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Außerdem entstehen Spannungsspitzen auf der internen Chip-Versorgungsspannung einer derartigen integrierten Schaltung, welche die Lebensdauer der Schaltungen herabsetzen. Eine ausreichende Dämpfung der Resonanzen ist also anzustreben.
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Daraus ergeben sich Probleme für eine Dimensionierung der Endstufe einer Treiberschaltung. Wird durch eine direkte Konstruktion oder gegebenenfalls eine elektronische Aktivierung einer geeigneten Anzahl von Transistoren ein effektives Endstufen-Weiten-Längen-Verhältnis so gewählt, dass bei hoher Chip-Temperatur, niedriger Betriebsspannung VDD-VSS und langsamer Herstellungstechnologie eine geforderte Übertragungsgeschwindigkeit sicher erreicht wird, so ist schon ab einer Datenrate von 50 MHz, z. B. bei der entgegengesetzten Lage, das heißt niedriger Chip-Temperatur, hoher Betriebsspannung und schneller Herstellungstechnologie, ein deutliches Überschwingen an der Last A und der chip-internen Betriebs- bzw. Versorgungsspannung zu beobachten. Für die Lebensdauer ist eher die Situation hoher Betriebsspannung, schnelle Herstellungstechnologie und hohe Chip-Temperatur relevant, wobei dies an der Problematik nicht viel ändert. Wird eine Dimensionierung für diesen Fall oder für den schnellen Fall vorgenommen, so kann die Geschwindigkeit im langsamen Fall unter Umständen nicht mehr ausreichen und die Datenübertragung wird fehlerhaft.
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Je höher die angestrebte Datenrate ist, desto wahrscheinlicher werden durch statische Dimensionierung des Endstufen-Weiten-Längen-Verhältnis durch direktes Layout oder durch zuschaltbare Transistoren gemäß 19 oder 20 die Ziele der Übertragungssicherheit und der Lebensdauer nicht gleichzeitig erreichbar sein.
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Um dem zu entgehen, wurden verschiedene Verfahren eingesetzt. So ist bekannt, unter Ausnutzung des so genannten Miller-Effektes eine Anstiegsrate der Transistoren zu beeinflussen, wobei notwendige Kondensatoren jedoch sehr groß sind und eine Vorstufe der Treiberschaltung mehr Strom liefern können muss oder ansonsten die Schaltung langsamer wird. Eine Latenzzeit vergrößert sich, das heißt eine Zeitdauer zwischen einem Wechsel eines Eingangssignals der Treiberschaltung und einem Beginn einer Reaktion an deren Ausgang. Auch eine alternative Betrachtung des Ausgangssignals mit Rückkopplung auf eine Ansteuerung ist gefährlich, weil sich über die sehr gestörte Betriebsspannung parasitäre Rückkopplungen einstellen können und die Gesamtschaltung instabil werden kann.
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Bei einem System gemäß 21 ist von Nachteil, dass die Transistoren T1, T1', T1'' usw. Replika derjenigen Transistoren sein müssen, welche gesteuert werden sollen, also insbesondere Replika der Endstufen-Transistoren einer Treiberschaltung sein müssen. Nur dann würden die an den Transistoren T1, T1', T1'' gemessenen Werte hinlänglich mit den Werten übereinstimmen, welche an den Ein-/Ausgangstreibern der Treiberschaltung T auftreten werden. Typische Ein-/Ausgangstransistoren sind groß, wobei ein Wert W = 20 μm keine Seltenheit ist. Solche Werte kommen in Verbänden von bis zu 16 und mehr Transistoren vor. Replika solcher Verbände sind entsprechend groß. Damit fließen auch große Ströme durch den dritten Widerstand R3. Alterung oder Flächenverbrauch des dritten Widerstands R3 wird somit ebenfalls zu einem Problem.
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Letztendlich ist der Strombedarf einer solchen Schaltungsanordnung groß, wenn alle Transistoren T1, T1', T1'' usw. aktiviert werden, wobei durchaus einige 100 mA zusammenkommen können.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, auf einfache Art eine Kenntnis von für die Schaltung relevanten Parametern zu erlangen, wobei es sich um Parameter handelt, welche unabhängig von Eingangsdaten oder Eingangssignalen zum regulären Schalten von Schalttransistoren einer integrierten Schaltung sind.
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Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung zum Steuern von Schalttransistoren einer integrierten Schaltung mit den Merkmalen gemäß Patentanspruch 1 bzw. durch ein Verfahren mit den Merkmalen gemäß Patentanspruch 11 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
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Bevorzugt wird demgemäß eine Schaltungsanordnung zum Steuern von Schalttransistoren einer integrierten Schaltung mit einer Brückenschaltung und mit einer Steuereinrichtung, die so ausgelegt ist und/oder ein Programm so aufweist, dass die Steuereinrichtung als Messvorrichtung ausgelegt ist und eine Brückenspannung der Brückenschaltung misst, ein Einstellsignal zum Einstellen einer Komponente einer Brückenschaltung ausgibt und ein Steuersignal zum Ansteuern der Schalttransistoren ausgibt. Vorteilhaft ist dabei, wenn die Brückenschaltung einen Zweig mit in Reihe geschaltet einem Widerstandsnetz und einem Transistor aufweist und die Steuereinrichtung so ausgelegt ist und/oder ein Programm aufweist, dass das Einstellsignal zum Einstellen eines Widerstandswertes des Widerstandsnetzes als der Komponente abhängig von der Brückenspannung schaltbar ist. Eine solche Anordnung ermöglicht letztendlich eine Bestimmung eines Kanalwiderstands oder eines entsprechenden Stroms mittels Brückenabgleich, damit ähnliche Transistoren umgerechnet einen Soll-Kanalwiderstand oder einen entsprechenden Soll-Strom der Treiberschaltung durch den Transistor hindurch stabiler erreichen können.
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Das Widerstandsnetz ist bevorzugt aus einer Vielzahl von Widerständen und Einstelltransistoren zum Schalten der Widerstände ausgebildet, wobei die Einstelltransistoren durch das Einstellsignal schaltbar sind. Die Steuereinrichtung ist bevorzugt ausgelegt, die Brückenspannung zu beobachten und auf Null abzugleichen, indem das Einstellsignal nicht an den Transistor, sondern an das Widerstandsnetz anlegbar ist.
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Insbesondere weist die Steuereinrichtung einen Differenzverstärker, einen Analog/Digital-Umsetzer und einen digitalen Automat auf. Alternativ vorteilhaft ist, wenn die Schaltungsanordnung geschaltet ist zum Abgleichen der Brückenschaltung auf eine Differenzspannung, wobei ein Komparator zwischen einen Differenzverstärker und einen Eingang eines digitalen Automaten geschaltet ist und der digitale Automat als Integriereinrichtung ausgestaltet oder programmiert ist. Bei dieser Umsetzung muss der Automat einfach nur Takte zählen, bei denen der Komparator beim Abwärtszählen den Wert 0 oder beim Aufwärtszählen den Wert 1 annimmt.
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Dabei kann ein Kondensator als erste und/oder zweite kapazitive Komponente Störsignale herausfilternd zwischen zumindest einen Eingang des Differenzverstärkers und die Basis-Versorgungsspannung geschaltet sein. Bevorzugt ist ein erster Eingang des Differenzverstärkers an einen Knoten zwischen einem ersten und einem zweiten zueinander in Reihe geschalteten Widerstand des einen Zweiges der Brückenschaltung geschaltet und ein zweiter Eingang des Differenzverstärkers an einen Knoten zwischen dem Transistor und dem Widerstandsnetz des anderen Zweiges geschaltet, wobei ein weiterer, insbesondere vierter Widerstand und eine weitere, insbesondere vierte Kapazität zueinander so in Reihe geschaltet sind, dass der weitere Widerstand von einem Gateanschluss des Transistors parallel zu dem Widerstandsnetz zu insbesondere einer positiven Versorgungsspannung geschaltet ist und die weitere Kapazität von dem Gateanschluss des Transistors an die Basis-Versorgungsspannung geschaltet ist. Vorteilhaft wird dadurch die Gatespannung des Transistors gefiltert, was insbesondere durch einen kleinen Gatestrom mit einem RC-Filter mit großem Widerstand und relativ kleinem Kondensator umsetzbar ist, um eine Flächenersparnis zu ermöglichen.
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Die Schaltungsanordnung kann als ein Kristall eines Chips mit darauf monolithisch realisiert sowohl der Steuereinrichtung, der Brückenschaltung und dem Widerstandsnetz als auch direkt darauf den Schalttransistoren oder darauf einem Halbleiterbaustein mit den Schalttransistoren ausgebildet sein, ohne bei einer solchen Anordnung Probleme beim Schalten zu bekommen. Insbesondere weist die Schaltungsanordnung eine positive Versorgungsspannung und eine Basis-Versorgungsspannung auf, an welche zu deren Spannungs- und/oder Stromversorgung sowohl die Steuereinrichtung, die Brückenschaltung mit dem Widerstandsnetz als auch die Schalttransistoren oder ein Halbleiterbaustein mit den Schalttransistoren geschaltet sind. Die Schalttransistoren können dabei eine Last schalten oder ansteuern, wobei die Last an eine positive Versorgungsspannung und/oder an eine Basis-Versorgungsspannung einer die Schaltungsanordnung tragenden Leiterplatte geschaltet ist.
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Eigenständig bevorzugt wird ein Verfahren zum Steuern von Schalttransistoren einer integrierten Schaltung mit einer Brückenschaltung und mit einer Steuereinrichtung, die so ausgelegt ist und/oder ein Programm so aufweist, dass mit der Steuereinrichtung eine Brückenspannung der Brückenschaltung gemessen wird, ein Einstellsignal zum Einstellen einer Komponente einer Brückenschaltung abhängig von der gemessenen Brückspannung ausgegeben wird und ein Steuersignal zum Ansteuern der Schalttransistoren ausgegeben wird. Vorteilhaft ist, wenn als die Brückenschaltung eine Brückenschaltung verwendet wird, welche einen Zweig mit in Reihe geschaltet einem Widerstandsnetz und einem Transistor aufweist, und mittels der Steuereinrichtung das Einstellsignal zum Einstellen eines Widerstandswertes des Widerstandsnetzes als der Komponente abhängig von der Brückenspannung geschaltet wird.
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Das Widerstandsnetz kann aus einer Vielzahl von Widerständen und Einstelltransistoren zum Schalten der Widerstände ausgebildet sein, wobei die Einstelltransistoren durch das Einstellsignal geschaltet werden. Bevorzugt wird die Brückenspannung der Brückenschaltung beobachtet und versucht, die Brückenspannung auf Null abzugleichen, indem das Einstellsignal geeignet an das Widerstandsnetz angelegt wird.
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Wenn die Brückenschaltung auf eine Differenzspannung auf Null abgeglichen wird, wobei ein Komparator, insbesondere ein 1-Bit-Analog-Digital-Umsetzer, zwischen einen Differenzverstärkers und einen Eingang eines digitalen Automaten geschaltet ist und ein digitaler Automat als Integriereinrichtung ausgestaltet oder programmiert ist, können Takte gezählt werden, bei denen der Komparator beim Abwärtszählen den Wert 0 oder beim Aufwärtszählen den Wert 1 annimmt, wobei erst höherwertige Zählerbits für eine Einstellung des Widerstandsnetzes herangezogen werden, was einen sogenannten Delta-Modulator darstellt. Es ergibt sich dadurch ein Regelkreis mit digitalem Integrator, der dafür sorgt, dass die Brückenspannung um den Mittelwert 0 herum pendelt. Das Steuersignal wird bevorzugt in fester, insbesondere linearem Bezug zu dem Einstellsignal erzeugt.
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Bevorzugt wird außerdem ein solches Verfahren, bei dem die Brückenschaltung auf eine Differenzspannung Null abgeglichen wird, wobei ein Differenzverstärker auf einen Sigma-Delta-Konverter, bestehend aus einem Summierer, einem Integrierer und einem Komparator und aus einem Flip-Flop, geschaltet ist und ein digitaler Automat den Bitstrom dieses Konverters so in eine parallelen Messwertrepräsentation umsetzt und wobei somit eine Steuerung des Brückenabgleichs mit einem Signal durch den digitalen Automat erfolgt und wobei die zu steuernden Treibertransistoren durch ein Signal von dem digitalen Automaten entsprechend dem Brückenabgleich angesteuert werden.
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Die Schaltungsanordnung kann vorteilhaft einen digitalen Automaten, welcher das Einstellsignal für den einstellbaren Widerstand oder das Widerstandsnetz und das Steuersignal für die externe Last bereitstellt, aufweisen, welcher einen digitalen Filter aufweist. Dieser weitere Filter kann insbesondere eine Integration besorgen und als ein Sigma-Delta-Konverter bereitgestellt sein.
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Ein Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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1 schematisch eine bevorzugte Schaltung mit einer Treiberschaltung zum Treiben einer kapazitiven Last mit einer als Messeinrichtung geschalteten Steuereinrichtung,
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2 eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Widerstandswertes in einer Brückenschaltung dieser Schaltung,
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3 eine alternative Schaltungsanordnung zur Steuerung des Widerstandswertes in der Brückenschaltung,
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4 eine Schaltungsanordnung als Kombination aus den beiden vorstehenden Schaltungsanordnungen,
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5 eine gegenüber 1 erweiterte Schaltungsanordnung,
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6 eine um einen Widerstands-Kapazitäts-Filter erweiterte Schaltungsanordnung,
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7 eine demgegenüber modifizierte Schaltung,
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8 eine demgegenüber weiter modifizierte Schaltung,
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9 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Veranschaulichung einer Brückenspannung für einen Kanalwiderstand mit Störung der positiven Versorgungsspannung,
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10 ein derartiges Spannungs-Zeit-Diagramm für einen Kanalwiderstand bei Einsatz eines Filters,
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11 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Veranschaulichung einer Brückenspannung für einen Strom an einem Treiberschaltungsausgang mit Störung der positiven Versorgungsspannung,
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12 ein derartiges Spannungs-Zeit-Diagramm bei Einsatz mehrerer kapazitiver Komponenten,
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13 ein Spannungs-Zeit-Diagramm bei Einsatz einer anderen Anordnung kapazitiver Komponenten,
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14 eine gegenüber 1 modifizierte Schaltungsanordnung mit einem 1-Bit-Sigma-Delta-Analog-Digital-Konverter erster Ordnung,
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15 eine demgegenüber vereinfachte Schaltungsdarstellung mit einem Delta-Modulator,
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16 gemäß einem Stand der Technik eine Leiterplatte mit Treiberschaltung zum Treiben einer Last,
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17, 18 Spannungs-Zeit-Diagramme einer solchen Schaltung,
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19 eine Schaltung zur binären Gewichtung von Endstufentransistoren einer solchen Treiberschaltung gemäß einem Stand der Technik,
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20 eine Schaltung zur Thermometergewichtung von Endstufentransistoren einer solchen Treiberschaltung gemäß einem Stand der Technik,
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21 eine bekannte Messschaltung zum Bestimmen von Parametern zur Schaltung von Transistoren einer nachgeordneten Schaltung, insbesondere Treiberschaltung.
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1 zeigt eine Prinzipschaltung einer bevorzugten Ausgestaltung einer als Messvorrichtung ausgestalteten Steuereinrichtung M. Auf einem Kristall eines Chips CP sind in monolithischer Realisierung zwischen eine Basis-Versorgungsspannung und eine positive Versorgungsspannung VDD, VSS sind in Reihe ein erster und ein zweiter Widerstand R1, R2 geschaltet. Ein Knotenpunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand R1, R2 ist mit der Steuereinrichtung M verbunden. Außerdem sind zwischen die Versorgungsspannungen VSS, VDD als dritter Widerstand skizziert ein Widerstandsnetz R3 und ein Transistor T1 als Messtransistor in Reihe geschaltet. Ein Kontaktpunkt zwischen dem Transistor T1 und dem Widerstandsnetz R3 ist mit der Steuereinrichtung M verbunden. Das Widerstandsnetz R3 ist durch eine Vielzahl von Widerständen ausgebildet, welche in die Verbindungsstrecke zwischen dem Knoten zu dem Transistor T1 und die positive Versorgungsspannung VDD durch die Steuereinrichtung M hinzugeschaltet werden können. Mit anderen Worten bilden der erste und der zweite Widerstand R1, R2 und das Widerstandsnetz R3 und der Transistor T1 eine Brücke, wobei die Abgriffe der Brücke in für sich genommen bekannter Weise gemessen werden.
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Für das Beispiel einer Ein-/Ausgangsstufe einer Treiberschaltung T oder allgemein einer Schaltanwendung ist eine Regelung eines Ausgangssignals, insbesondere eines Ausgangsstroms Idsat* an einem Ein-/Ausgang I/O einer eigentlich zu steuernden Treiberschaltung T oder eines Schalters zu vermeiden, da die Regelung die Stromaufnahme der Schaltung variiert und diese die entstehenden Störspannungen beeinflusst. Diese Störspannungen gehen wiederum in das Ausgangssignal ein, so dass unerwünschte und im Prinzip unvorhersehbare Rückkopplungszweige entstehen könnten. Außerdem ist es mit der extrem durch Schaltpulse verseuchten, chip-internen Betriebsspannung als der Versorgungsspannung VSS, VDD schwer, ein Überschwingen des Ausgangssignals und der chip-internen Versorgungsspannung überhaupt zu ermitteln.
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Für Schaltaufgaben genügt die Kenntnis eines Kanalwiderstands und des Ausgangsstroms Idsat* bzw. des Ausgangssignals und eine daraus abgeleitete Steuerung der Endstufe bzw. von Transistoren als Schalttransistoren TT in der Treiberschaltung T. In diesem Fall ist keine sehr genaue Abstimmung des Kanalwiderstands und des Ausgangsstroms Idsat* erforderlich. Man kann daher auch ohne ein spezielles Anpassungs-Layout annehmen, dass ein den Schalttransistoren TT, insbesondere einem Endstufentransistor in der Treiberschaltung T ähnlicher Messtransistor in Form des Transistors T1 der Brückenschaltung auf dem selben Chip in etwa dessen Eigenschaften hat, als wenn er ein Replikat wäre. Diese Kriterien berücksichtigt die Prinzipschaltung gemäß 1.
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Vorteilhafterweise entspricht der Transistor T1 der Brückenschaltung in Technologie, Weite, Länge, exaktem Layout und Ausrichtung denjenigen Schalttransistoren TT, die man steuern möchte, so dass er ein Replikat darstellt. Im Prinzip handelt es sich bei der Brückenschaltung um die Anordnung der in Reihe geschalteten ersten und zweiten Widerstände R1, R2 und parallel dazu in Reihe geschalteten Anordnung aus dem Transistor T1 und dem Widerstandsnetz R3. Die als Messvorrichtung ausgelegte Steuereinrichtung M beobachtet die Brückenspannung und versucht, sie auf Null abzugleichen, indem Steuersignale jedoch nicht an Replikattransistoren sondern über einen vorzugsweise digitalen Steuerbus an das Widerstandsnetz R3 angelegt werden.
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Das Widerstandsnetz R3 wird von der Steuereinrichtung M aus mittels eines Einstellsignals s angesteuert, welches in Art einer vektoriellen Größe über einen Leitungsbus angelegt wird. Eine Anzahl N der Leitungen entspricht dabei vorzugsweise einer Leitung weniger als einer Anzahl schaltbarer Widerstände in dem Widerstandsnetz R3.
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Mit einer solchen Schaltungsanordnung können nun eine oder mehrere Treiberschaltungen T gemäß beispielsweise 19 oder 20 dadurch beeinflusst werden, dass je nach Ergebnis die Steuereinrichtung M mehr oder weniger effektives Weiten-Längen-Verhältnis des Transistors hinzuschaltet. Spezielle Nebeneffekte bei Kombination solcher Schaltungen und Steuerungen auf die Treiberschaltung werden hier zur Vereinfachung nicht weiter betrachtet, da sie für den Grundgedanken nicht von Bedeutung sind. Dadurch kann trotz Variation von Chip-Temperatur, mittlerer Betriebs- bzw. Versorgungsspannung und Herstellungstechnologie eine vergleichsweise enge Toleranz des Kanalwiderstands und des Ausgangsstroms Idsat* an den Schalttransistoren TT der Treiberschaltung oder Treiberschaltungen T erreicht werden, so dass die nachteiligen Effekte nicht mehr nennenswert auftreten. Die gesamte Messschaltung in Form der Steuereinrichtung M kann gegenüber einer für die Treiber bzw. deren Schalttransistoren TT erforderlichen Fläche in einer integrierten Schaltung klein sein, so dass die Kosten der bevorzugten Ausgestaltung relativ gering ausfallen.
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Da nur ein Transistor T1 aktiviert ist, ist im Gegensatz zu bekannten Ausführungsformen auch der Stromverbrauch im rechten Brückenzweig insbesondere um einen Faktor 5 oder mehr geringer. Dadurch wird der Gesamtstromverbrauch der Schaltungsanordnung um etwa denselben Faktor sinken. Entsprechend ist auch weniger Aufwand im Widerstandsnetz R3 zu treiben, um unzulässige Erwärmungen zu vermeiden.
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2 zeigt eine erste beispielhafte Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Widerstandswertes des Widerstandsnetzes R3 in der Brückenschaltung gemäß 1. Die Einstellbarkeit des Widerstandswertes des Widerstandsnetzes R3 wird durch eine Serienschaltung einer Vielzahl einzelner Widerstände R3', R3'', R3''', R3'''' ermöglicht, bei denen jeweils ein Knotenpunkt zwischen zwei dieser Widerstände R3', R3'', R3''', R3'''' mittels jeweils eines Einstelltransistors TE an die positive Versorgungsspannung VDD schaltbar ist. Insbesondere ist zum Erzeugen eines gewünschten Widerstandswertes nur ein einziger der Einstelltransistoren TE durch das Einstellsignal s zu schalten.
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3 zeigt eine dazu alternative Schaltungsanordnung zur Steuerung des Widerstandswertes in der Brückenschaltung, bei welcher die Widerstände R3'–R3'''' parallel zueinander zwischen den Transistor T1 und die positive Versorgungsspannung VDD geschaltet sind. Bis auf vorzugsweise einen dieser Widerstände R3' ist in die Leitung zu jedem der übrigen Widerstände R3''–R3'''' jeweils ein Einstelltransistor TE geschaltet.
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Im Fall der Serienschaltung werden die Widerstände R3'–R3'''' vorzugsweise gleich ausgelegt. Im Fall einer ungleichen Auslegung oder auch im Fall der Parallelschaltung wird ein nichtlinearer Zusammenhang von Widerstandswert und Schalt-Code erhalten, was unter Umständen nützlich sein kann, wenn eine Auflösung über die Codes verschieden verteilt sein soll. Bei geeigneter Auswahl der Widerstandswerte lassen sich durch Parallelschaltung lineare Verhältnisse annähern, was die Anzahl der erforderlichen Einstelltransistoren TE reduziert. Beispielsweise können auch pro Widerstand R3'–R3'''' zwei Widerstandstypen eingesetzt werden, so dass z. B. der Temperaturkoeffizient kompensiert werden kann.
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Es ist auch möglich, eine Serienschaltung mit einer Parallelschaltung zu kombinieren, wie dies anhand von 4 beispielhaft skizziert ist. Dies ist hilfreich, wenn wegen der erforderlichen Auflösung ein großer Widerstandsbereich einstellbar sein muss und die Einzelwiderstände gleich sein sollen. Derselbe Widerstandswert der einzelnen Widerstände R3'–R3'''' kommt mehrfach parallel bis einzeln und dann zweifach, vierfach usw. in Serie vor.
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5 zeigt eine detailliertere Ausführung der Prinzipschaltung gemäß 1. Anstelle einer schematisch dargestellten Steuereinrichtung M sind ein Differenzverstärker D, ein Analog/Digital-Umsetzer ADC und ein digitaler Automat FSM als deren Bestandteile dargestellt. An den Eingängen des Differenzverstärkers D liegen die beiden Knoten der Brückenschaltung, das heißt der Knoten zwischen den ersten beiden Widerständen R1, R2 bzw. der Knoten zwischen dem Transistor T1 und dem Widerstandsnetz R3 an. Ein Ausgang des Differenzverstärkers D ist an den Analog-/Digital-Umsetzer ADC angelegt, welcher Daten mit dem digitalen Automat FSM bidirektional austauschen kann. Der digitale Automat FSM stellt den Leitungs- bzw. Signalbus bereit, welcher davon an das Widerstandsnetz R3 angelegt ist. Außerdem wird von dem digitalen Automat FSM das Steuersignal m für beispielsweise die Treiberschaltung T erzeugt und über eine Leitung an diese ausgegeben.
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Bei dieser Anordnung verstärkt der Differenzverstärker D die Brückenspannung. Der digitale Automat FSM steuert einen Messablauf und eine Ausgabe und Aufbereitung einer Repräsentation der gesuchten Parameter. Der Analog-/Digital-Umsetzer ADC wird dazu von dem digitalen Automat FSM gestartet. Der digitale Automat FSM wird nach dem Umsetzer-Ergebnis den Widerstandswert des Widerstandsnetzes R3 so beeinflussen, dass die Brücke abgeglichen ist. Damit können ein Kanalwiderstand Ron oder der Strom Idsat des Vergleichstransistors Transistor T1 der Brückenschaltung gemessen werden, wobei der Widerstandswert des Widerstandsnetzes R3 die Referenz bildet.
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Bei dieser beispielhaften Schaltung sieht der Differenzverstärker D auf der linken Abbildungsseite die positive Betriebs- bzw. Versorgungsspannung VDD um einen Faktor L = R1/(R1 + R2) reduziert. Arbeitet der Transistor T1 resistiv, also mit Kanalwiderstand Ron, wobei dies eine Näherung ist, da der Kanalwiderstand auch von einer Gatespannung Vgs abhängt, so ergibt sich auf einer rechten Seite eine Betriebsspannung reduziert um einen Faktor R = Ran/(Ron + R3). Eine Differenzeingangsspannung Ued entspricht somit einem Wert von VDD*L–VDD*R. Für den Fall des Abgleichs muss nur L = R erfüllt sein, und zwar unabhängig von der Betriebsspannung VDD. Damit der Transistor T1 im resistiven Bereich arbeitet, muss seine Drain-Source-Spannung klein sein, z. B. um die 400 mV betragen. Damit ist bei gegebener positiver Versorgungsspannung VDD und bei Abgleich der Brücke der Faktor L für die linke Seite festgelegt, wobei aus den Transistoreigenschaften damit der Bereich folgt, welchen das Widerstandsnetz R3 überstreichen soll. Die beiden ersten Widerstände R1 und R2 können so hochohmig sein, wie es die dafür benötigte Fläche erlaubt.
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Mit anderen Warten, der Abgleich- und damit Arbeitsbereich des Transistors T1 im Abgleich der Brücke wird durch den zweiten und den ersten Widerstand R2, R1 festgelegt.
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Ist die linke Brückenspannung etwa 400 mV, so wird bei abgeglichener Brücke der Kanalwiderstand Ron des Messtransistors T1 gemessen. Daraus lassen sich die entsprechenden Kanalwiderstände der Transistoren TT in 1 bzw. der Transistoren in 19 und 20 abschätzen.
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Soll der Mess-Transistor T1 als Stromquelle arbeiten mit einem Stromwert Idsat, wobei dies auch eine Näherung ist, weil der Kanalstrom ebenfalls von der Gatespannung Vgs abhängt, so sollte seine Drain-Source-Spannung bei Brückenabgleich etwa die Hälfte der Betriebsspannung betragen, so dass der Kanalstrom dann näherungsweise unabhängig von der Spannung über dem Kanal ist. Aus der Abgleichbedingung der Brücke, dass die Werte der linken Seite L und der rechten Seite R in 5 gleich sein sollen, was durch den digitalen Automaten FSM entsprechend angesteuert wird, ergibt sich aus den Grundlagen der Elektrotechnik für den Strom: Idsat = VDD/R3*(1 – L). Die lineare Abhängigkeit des Messergebnisses für den Strom Idsat von der positiven Versorgungsspannung VDD ist kein Problem, sondern sogar nützlich, denn bei gleicher Last A bzw. deren Wert gemäß 1 bzw. 16 muss der Strom mit der positiven Versorgungsspannung VDD bzw. CVDD-CVSS skalieren, damit die Umladung durch eine Stromquelle stets in gleicher Zeit erfolgen kann. Die Bestimmung von dem Stromwert Idsat des Messtransistors T1 erlaubt wieder die Abschätzung der entsprechenden Ströme der Transistoren TT in 1 bzw. der Transistoren in 19 und 20, mit der Einschränkung, dass die Skalierung durch die positive Versorgungsspannung VDD – wie ausgeführt – eingeht.
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In jedem Fall hängt die Messung von dem Widerstandsnetz R3 als Referenzelement ab. Dies ist eine grundsätzliche Limitation der Genauigkeit, da das Widerstandsnetz R3 in integrierten Schaltungen durchaus Schwankungen von 10% und mehr unterworfen ist. Vorteilhaft ist die Ausführung als n-implantierter Widerstand, weil bei fortgeschrittenen Herstellungsprozessen sowohl die Dosis als auch das Profil sehr genau reproduzierbar sein müssen, um überhaupt Transistoren machen zu können. Toleranzen von nur einigen Prozent sind dann möglich. Der daraus resultierende Temperaturkoeffizient des Widerstandsnetzes R3 kann leicht kompensiert werden, indem der digitale Automat FSM einen Temperaturwert mit in die Messung einbezieht. Eine allfällige so genannte Bandgap-Referenz auf vielen integrierten Schaltungen oder sogar eine spezielle Temperaturmessschaltung nach dem für sich bekannten Prinzip der Bandgap erlaubt dies kostengünstig mit nur 1 K (Kelvin) Standardabweichung.
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Besonderes Augenmerk wird auf Effekte durch gestörte Betriebsspannungen gerichtet. Wie vorstehend beschrieben, ist die Betriebsspannung der Brücke extrem mit Störimpulsen verseucht, wie auch aus den 17 und 18 ersichtlich ist. Dies kann Fehler bei der Ermittlung des Kanalwiderstands Ron und des Stroms Idsat verursachen, wenn keine Gegenmaßnahmen ergriffen werden.
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Eine Eliminierung des Einflusses der Betriebsspannung CVDD-CVSS auf die Messung mittels Brückenschaltung setzt voraus, dass eine Gleichtaktunterdrückung von dem Differenzverstärker D hinreichend groß ist, und zwar auch bei Frequenzen von beispielsweise bis zu 100 MHz, wobei die oberste Frequenz der Störungen von den eingesetzten Transistoren und von den parasitären RLC-Elementen abhängt. Die Eliminierung des Einflusses setzt auch voraus, dass der Kanalwiderstand Ron und der Strom Idsat unabhängig von der Betriebsspannung sind, was jedoch nicht gegeben ist. Der Differenzverstärker D und der Analog-/Digital-Umsetzer ADC können ohnehin nicht an einer derart verseuchten Betriebsspannung betrieben werden, weshalb für solche Komponenten als analoge Komponenten ruhige Betriebsspannungen verwendet werden, welche ein so genannter Mixed-Signal-IC für andere analoge Funktionen ohnehin in einer übergeordneten Schaltungsanordnung benötigt.
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Gegebenenfalls kann die Betriebsspannung VDD'-VSS der Messschaltung, das heißt der Brücke mit dem Transistor T1, nicht direkt von den Treibern bzw. Treiberstufen T entnommen werden, sondern es wird vorher eine Vorfilterung der Betriebsspannung mittels einer Schaltungsanordnung gemäß beispielsweise 5 durchgeführt, um die Störungen zu reduzieren. Die Brücke ist dabei nicht direkt an der positiven Versorgungsspannung VDD angelegt, sondern an einer weiteren positiven Versorgungsspannung VDD', welche über einen fünften Widerstand R5 an der positiven Versorgungsspannung VDD anliegt. Außerdem ist ein Kondensator als eine dritte kapazitive Komponente C3 zwischen diese weitere positive Versorgungsspannung VDD' und die Basis-Versorgungsspannung VSS parallel zur Brückenschaltung geschaltet.
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Ausgenutzt wird dabei, dass die gesuchten Größen langsam veränderlich sind, denn die mittlere Betriebsspannung verändert sich nur mit Lastwechseln je nach Abblock-Kapazität im ms-Bereich. Die Chip-Temperatur wird eher noch langsamer variieren. Aus der positiven Versorgungsspannung VDD wird somit eine weitere positive Versorgungsspannung VDD'. Da der als Netztransistor verwendete Transistor T1 beträchtliche Ströme zieht, sind für den fünften Widerstand R5 jedoch Grenzen gesetzt, wobei ein unhandlich großer Kondensator als die dritte kapazitive Komponente C3 erforderlich wird. Diese Lösung ist daher umsetzbar, jedoch eher unwirtschaftlich.
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Vorteilhafter ist es daher, ein Tiefpassverhalten des Differenzverstärkers zu nutzen und gegebenenfalls durch z. B. einen Miller-Kondensator zu erweitern. Zusätzlich können entsprechend weitere Kondensatoren als erste und zweite kapazitive Komponente C1 bzw. C2 gemäß 7 auf den Eingang des Differenzverstärkers D geschaltet werden, welche auch den Gleichtaktanteil dämpfen. Dazu ist die erste der kapazitiven Komponenten C1 zwischen einerseits die Basis-Versorgungsspannung VSS und andererseits den ersten der Eingänge des Differenzverstärkers D geschaltet, welcher an dem Knoten zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand R1, R2 anliegt. Die zweite kapazitive Komponente C2 ist an den zweiten Eingang des Differenzverstärkers D geschaltet, welcher zu dem Knoten zwischen dem Transistor T1 und dem Widerstandsnetz R3 führt.
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Der Transistor T1 erhält seine Gateansteuerung durch die Betriebsspannung, da nur dann sein Kanalwiderstand Ron und sein Strom entsprechend dem Strom Idsat demjenigen der Treiberstufe T entspricht. Dadurch werden jedoch die Störimpulse zusätzlich die Transistoreigenschaften und damit die Brückenspannung modulieren. Vorteilhaft wird daher die Gatespannung des Transistors T1 gefiltert, was durch den kleinen Gatestrom mit einem RC-Filter mit großem Widerstand und relativ kleinem Kondensator, um eine Flächenersparnis zu ermöglichen, möglich ist und in 8 skizziert ist. Ausgehend von 7 ist dabei ein vierter Widerstand R4 in die Verbindung zwischen dem Gateanschluss des Transistors T1 und der positiven Versorgungsspannung VDD geschaltet. Außerdem ist zwischen den Gateanschluss des Transistors T1 und die Basis-Versorgungsspannung VSS die vierte Kapazität C4 geschaltet.
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Anhand der nachfolgenden Figuren wird die Störspannungsthematik beispielhaft illustriert. Dargestellt sind in den Figuren ein Signalverlauf an einem linken Brückenknoten li, an einem rechten Brückenknoten re, der Differenzspannung dif des Differenzverstärkers D und gegebenenfalls der Versorgungsspannungen VDD, VSS.
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Eine abgeglichene Brücke ohne Störspannungen würde die Brückenspannungen ohne eine Störung auf der positiven Versorgungsspannung VDD als flachen Verlauf der Spannung über der Zeit zeigen.
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9 zeigt die Verhältnisse mit einer sinusförmigen Störspannung bei der Messung des Kanalwiderstands. Die beiden Brückenzweige sind in Bezug auf ihre parasitären Kapazitäten typischerweise nicht gleich. Daher wird man versuchen, den linken Zweig wegen des Stromverbrauchs hochohmig zu gestalten, insbesondere viel hochohmiger als den rechten, welcher durch die Transistoreigenschaften festgelegt ist. Der Transistor T1 verhält sich nur genähert als Ohmscher Widerstand und außerdem variiert seine Gatespannung Vgs. Dadurch ergeben sich Amplituden- und Phasenunterschiede der Zweigspannungen. Dadurch ist die Differenzspannung dif mit einer Wechselspannungsstörung, aber auch mit einer kleineren Gleichspannungsverschiebung überlagert. Diese resultiert vor allem aus der quadratischen Modulation der Transistorkennlinien mit der Gatespannung. Immerhin ist die Störung bei tiefen Frequenzen aber noch kleiner, als wenn ganz auf den linken Zweig der Brücke verzichtet werden würde und nur mit dem rechten Zweig gearbeitet werden würde. In einem solchen Fall, der als single-ended bezeichnet wird, wären ein ”Abgleich” und die daraus folgenden Vereinfachungen der analogen Schaltungen in diesem Fall auch nur noch bedingt oder nicht mehr möglich.
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10 zeigt wieder den Störfall für die Messung des Kanalwiderstands, jedoch sind nun zwei Kondensatoren als die erste und die zweite Kapazität C1, C2 gemäß 7 an die Eingänge des Differenzverstärkers D geschaltet. Wenn nicht in den Differenzverstärker D eingegriffen werden soll, dies mit Blick auf den Miller-Effekt, ist dies eine recht effektive Lösung, wenn der linke Zweig mit den ohmschen Widerständen R1, R2 hochohmig ist, weil sich dadurch eine tiefe Grenzfrequenz für die Differenzstörung auch schon mit mäßiger Kapazität ergibt. Die Gleichspannungsverschiebung des Mittelwertes der Brückenspannung kann durch die gedämpfte Wechselspannung nun besser beobachtet werden. Sie erklärt sich durch die Nichtlinearität des Transistors T1 und die Modulation seiner Gatespannung Vgs. Um dies abzustellen, müsste, wie gemäß 8 auch die Gatespannung Vgs des Transistors T1 mit dem vierten Widerstand R4 und der vierten kapazitiven Komponente C4 gefiltert werden.
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Anhand der 11 bis 13 sind Verhältnisse für die Messung des Stroms entsprechend dem Strom Idsat skizziert. Störungen auf der Differenzspannung sind in diesem Fall noch schlimmer und bedürfen einer noch höheren Sorgfalt bei der Filterung.
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Der Analog-/Digital-Umsetzer ADC darf wegen der Verseuchung der Betriebsspannung und damit auch der Brückenspannung nicht empfindlich auf Störsignale reagieren. Deshalb ist beispielsweise ein direkter Einsatz eines Analog-/Digital-Umsetzers nach dem so genannten Verfahren der sukzessiven Approximation ungeeignet. Geeignet sind hingegen analog integrierende Verfahren oder Verfahren, bei denen ein digitaler Zähler oder eventuell ein digitales Filter in dem digitalen Automat FSM die Integration durchführt, wobei insbesondere ein Sigma-Delta-Konverter einsetzbar ist. Im letztgenannten Fall sind die Anforderungen auf eine Entstörung der Brückenspannung am geringsten, da die Störungen durch das Wandlerverfahren besser ausgemittelt werden. Eine dafür geeignete Schaltung ist anhand 14 skizziert.
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Zur Umsetzung eines Sigma-Delta-Konverters erster Ordnung gemäß 14 ist zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers D und den diesem zugeordneten Eingang des digitalen Automaten FSM der 1-Bit-Sigma-Delta-Konverter erster Ordnung geschaltet. Dieser besteht im Wesentlichen aus einem Subtrahierer, dessen erster Eingang am Ausgang des Differenzverstärkers D anliegt. Ein Ausgang des Subtrahierers liegt an einem Integrator an, dessen Ausgang am Komparator K angelegt ist. Ein Ausgang des Komparators K liegt an einem Flip-Flop an, dessen Ausgang einerseits an dem Eingang des digitalen Automaten FSM anliegt und andererseits an einem Eingang eines 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzers anliegt. Dessen Ausgang ist wiederum an den Subtraktionseingang des Subtrahierers angelegt. Erkennbar ist, dass das Differenzsignal im Wandler über den Subtrahierer zuerst auf den Integrator gelangt, dessen Frequenzgang G(s) = 1/s sich günstig auf die Störthematik auswirkt. Wie auch die übrigen Abbildungen, ist diese Schaltungsanordnung lediglich schematisch, was bereits am Weglassen der Abbildung der Taktung des Flip-Flops erkennbar ist. Trotzdem werden analoge Vorfiltermaßnahmen bevorzugt eingesetzt, wie sie in den Schaltungsanordnungen gemäß 6 bis 8 vorgeschlagen sind. Insbesondere jene nach 8 mit einer Elimination von Störungen auf der Gatespannung sind vorteilhaft, um Gleichspannungsfehler in der Brücke durch die quadratische Abhängigkeit des Kanalwiderstands und des Stroms Idsat von der Gatespannung mit Blick auf eine Demodulation der Störung an nichtlinearer Kennlinie wirksam zu bekämpfen.
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Der Abgleich der Brücke auf eine Differenzspannung mit dem Wert 0 erlaubt eine Vereinfachung, indem anstatt des Analog-/Digital-Umsetzers ADC nur noch ein Komparator, also ein 1-Bit-Analog-Digital-Umsetzer verwendet wird, wie dies in 15 skizziert ist. Gemäß dem vereinfachten Schema ist der Komparator direkt zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers D und den Eingang des digitalen Automaten FSM geschaltet.
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Der digitale Automat FSM führt die Integration durch, indem der digitale Automat FSM die Takte zählt, bei denen der Komparator beim Abwärtszählen den Wert 0 oder beim Aufwärtszählen den Wert 1 annimmt. Erst die höherwertigen Zählerbits werden für die Einstellung des Widerstandsnetzes R3 herangezogen. Es ergibt sich dadurch ein Regelkreis mit digitalem Integrator, der dafür sorgt, dass die Brückenspannung um den Mittelwert 0 herum pendelt. Durch geeignete digitale Verarbeitung, insbesondere Filterung, der Schaltstufenwerte des Widerstandsnetzes R3 in den digitalen Automaten FSM lässt sich die Qualität der Messung. weiter verbessern und das Pendeln der Ausgangswerte reduzieren.
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Im Vergleich zu 14 ist die Position von Komparator K und Integrator, hier digital in dem digitalen Automaten FSM umgesetzt, vertauscht, wodurch die Störunterdrückung für den Regelkreis aus Brücke, Differenzverstärker D, Komparator K, digitalem Automaten FSM in 15 geringer ist.
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Man kann 15 auch so betrachten, dass der Sigma-Delta-Konverter rein digital ausgeführt wäre und der Eingang dazu von einem Analog-/Digital-Umsetzer mit nur 1 Bit Auflösung, das heißt mittels des Komparators K, gespeist wird. Allerdings sind die Stellgeschwindigkeit des Widerstandsnetzes R3 und die Verarbeitungsgeschwindigkeit des Differenzverstärkers D einer solchen Funktion hinderlich, da das Widerstandsnetz R3 mit geringerer Frequenz variiert, als der Komparator K Pulse liefern kann, wodurch das Rauschformen des impliziten Sigma-Delta-Konverters so nur bedingt oder nicht funktionieren kann.
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Aus dieser Betrachtung folgt, dass die Schaltungsanordnung gemäß 15 einen Delta-Modulator für die genannte Regelschleife repräsentieren kann, wenn der digitale Automat FSM einen digitalen Integrierer für den Bitstrom aus dem Komparator K enthält. Ein Steuerausgang ist dann eine digital tiefpass-gefilterte Repräsentation der Steuerbits für das Widerstandsnetz R3. Das heißt, die Störungen auf dem Regelkreis können ausgefiltert werden und sind für das Steuersignal nicht relevant. Dies ist jedoch nur dann erfüllt, wenn der digitale Automat FSM und der Komparator K genügend schnell arbeiten, so dass es nicht zu Alias-Fehlern kommt, die, wenn sie in das Nutzband geraten, nicht mehr wegzufiltern sind.
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Da digitale Gatterfunktionen auf integrierten Schaltungen verhältnismäßig immer preiswerter werden, können auch kompliziertere digitale Regelungs- und Filterungsalgorithmen in dem digitalen Automaten Anwendung finden. Der digitale Automat FSM kann somit als reine Hardwareschaltung, aber auch als ein durch Software kontrollierter Prozessor oder eine Kombination aus beidem angesehen werden.
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Die Komponenten können insbesondere in komplementärer Metall-Oxid-Halbleitertechnik ausgebildet sein. Eine derartige Messung und Steuerung kann aber auf allen integrierten Schaltungen Anwendung finden. Hinsichtlich der Technologie gibt es praktisch keine Einschränkungen, auch wenn vorliegend eine CMOS-Schaltung unterstellt wurde.
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Jede Schaltanwendung, in der nicht Prinzipien der analogen Regelung oder Stromspiegel usw. Anwendung finden können, kann von dem vorstehend beschriebenen Konzept profitieren, indem Überspannungen reduziert werden, gegebenenfalls eine Lebensdauer von Transistoren, insbesondere den Schalttransistoren, erhöht wird, eine Schaltgeschwindigkeit bei der Nebenbedingung von geringen RLC-Schwingungen optimiert wird, das EMV-Abstrahlverhalten durch moderatere Stromkurvenformen verbessert wird und das Ausgangssignal eher monoton ansteigt oder abfällt, statt wild zu schwingen. Typische Anwendungen können insbesondere so genannte Off-Chip-Bustreiber oder auch einzelne Leitungstreiber sein.
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Bezugszeichenliste:
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- A
- kapazitive Last
- ADC
- Analog-Digital-Umsetzer
- C
- kapazitive Komponente
- C1–C4
- erste bis vierte kapazitive Komponente
- CP
- Kristall eines Chips
- CVDD
- positive Chip-Versorgungsspannung
- CVSS
- Basis-Chip-Versorgungsspannung
- PCB
- elektronische Leiterplatte
- PVDD
- positive PCB-Versorgungsspannung
- PVSS
- PCB-Basis-Versorgungsspannung
- D
- Differenzverstärker
- E
- Betriebs-Spannungsquelle
- FSM
- digitaler Automat
- I/O
- Ein/Ausgang
- Idsat
- Sättigungsstrom eines MOS-Transistors
- Idsat*
- Ausgangsstrom einer Treiberstufe
- K
- Komparator
- L1–L3
- induktive Komponente
- A
- Last
- M
- Steuereinrichtung
- m
- Steuersignal
- R1*, R2*; R1°, R2°, R3°; R1, R2, R4, R5
- ohmsche Widerstände
- R3*, R3
- Widerstand bzw. Widerstandsnetz
- Ron
- Kanalwiderstand
- s
- Einstellsignal
- T
- Treiberschaltung
- T1, T1', T1''
- Transistoren als Messtransistoren
- TE
- Einstelltransistoren im Widerstandsnetz
- TT
- Transistoren als Schalttransistoren in der Treiberschaltung
- Ued
- Differenzeingangsspannung
- PVDD-PVSS; VDD-VSS
- Betriebsspannung
- Vgs
- Gatespannung
- VDD
- positive Versorgungsspannung
- VSS
- Basis-Versorgungsspannung
