JPH0273748A - ディジタル伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【産業上の利用分野） 本発明は、有線及び無線によるディジタル伝送装置に関
する。 ［従来の技術］ ディジタル伝送系におけるレベル変動の要因としては、
無線を用いたときにはフェージング、有線を用いたとき
には電話回線上の雑音などがあり、これらは系の特性を
悪化させる主要因となっている。この対策として、受信
信号レベルを一定に保つＡＧＣ（自動利得制御装置）や
、受信しきい値を可変とするＡＴＣ（自動しきい値制御
装置）が知られている。また、伝送媒体に伝送された信
号は、伝送媒体の性質によってその信号レベルや波形が
大きく変わるため、従来技術では、受信信号レベルを検
出して、その値に応じて等化特性を切替る方法をとって
いる。この場合、限られたハード量で広範囲、かつ、高
精度の可変等化特性を得るために、まず、粗調部で受信
信号の大まかな利得制御及び波形等化を行った後、微調
部で細かい利得制御及び符号識別を行うようにした構成
が、例えば、昭和５９年度電子通信学会、光・電波部門
全国大会、５ｌ−３ｒディジタル加入者線伝送用自動等
化器ＬＳＩの試作」に記載されている。 この例では、粗調部に１０ｄＢステツプのＡＧＣおよび
ｉｆ等化器、微調部に０．２　ｄ　ＢステップのＡＧＣ
を用いている。 【発明が解決しようとする課題】 上記従来技術では、粗調部のＡＧＣと微調部のＡＧＣと
が互いに独立して動作する構成となっている。伝送装置
に接続されている伝送媒体の特性が時不変であれば、粗
調部ＡＧＣの利得、及び、微調部ＡＧＣの利得は定常状
態において一定値となる。しかしながら、伝送媒体の特
性が時変の場合、次のような問題が起こる。 第２図は粗調ＡＧＣ入力時の受信波形のピーク値（Ａ）
、粗調ＡＧＣが与える利得（Ｂ）、微調ＡＧＣ入力時の
受信波形のピーク値（Ｃ）、微調ＡＧＣが与える利得（
Ｄ）を共通の時間軸で表したものである。図（Ａ）に示
すように、受信波形のピーク値１０１が粗調ＡＧＣの利
得切替の基準値１０２に対し上下した場合、粗調Ａａｃ
の利得１０３は、図（Ｂ）に示すようにステップ状に切
り替わる。従って、微調ＡＧＣに入力される入力時の受
信波形のピーク値は、図（Ｃ）の波形１０４のようにな
る。一方、微調ＡＧＣの利得１０５は、粗調ＡＧＣの利
得変化に追従して、図（Ｄ）の破線１０６に示す新たな
利得値に収束していく必要があるが、微調ＡＧＣの利得
は、雑音などに過敏に反応してしきい値が揺れ動くこと
を防ぐために、通常は回路時定数を大きくしているので
、収束に時間を要し、その結果系の特性が悪化する。 本発明の目的は、粗調ＡＧＣが定常的に変動する系にお
いて、粗調ＡＧＣの後段に配した微調部の収束性を改善
する方法を提供することにある。

【課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明では粗調部の切替情
報を用いて微調部を制御する手段を設ける。第１図は上
記目的を達成する本発明による伝送装置の基本構成を示
している。端子ＩＮから入力される受信信号７は、粗調
部１にあるＡＧＣ３により利得が与えられ、微調部２に
あるＡＴＣ６から出力されるしきい値に基づき、識別器
５により符号識別される。ＡＧＣ３は、受信信号７のピ
ーク値を検出し、ピーク値が利得制御回路４中にもつ基
準値を超えた場合に利得を切替る構成となっている。微
調部にＡＴＣを用いたのは、一般にＡＧＣに比ベハード
量が少なくてすむためである。 ＡＴＣ６は受信信号７のピーク値を検出し、そのピーク
値から符号判定に用いるしきい値を算出し、識別器に出
力する構成になっている。 ここでＡＧＣ３の利得が切り替わったときの動作を説明
すると次のようになる。ＡＧＣ３の利得はステップ状に
粗く変化するので、利得切替により受信信号７は急変す
る。ＡＴＣ６は、受信信号７のピーク値が変動すること
によるしきい値の更新を大きい回路時定数で行っている
ため、しきい値は上記利得切替に追従できず、その収束
性に問題が生じる。そこで、本発明では、ＡＧＣ３の利
得が一定の場合は、ＡＴＣ６が上記動作を行い、利得変
更がなされた場合は、ＡＴＣ６はＡＧＣ３の利得切替情
報８に基づき動作する構成とする。 具体的には、ＡＧＣ３の利得切替により生じるしきい値
変化分を補正し、新たなしきい値として出力する方法、
または、ＡＧＣ３の利得切替時に一時的にＡＴＣ６のし
きい値更新の回路時定数を小さくし、急激な受信信号７
の変化に対し速く応答できる様にして、しきい値が適切
な値になったときるで回路時定数をまたもとに戻す方法
を用いる。 【作用】 第３図（Ａ）、（Ｂ）に、ＡＧＣ３の利得を１倍から２
倍に切替えた場合の上記ＡＴＣ６の出力するしきい値変
化を示す。図（Ａ）は、ＡＧＣ３の利得切替によりＡＴ
Ｃ６のしきい値を補正する方法を用いたときのしきい値
１０７の変化を示している。利得の切替はステップ状で
あり、１段切り替わったときＡＴＣのしきい値がどれだ
け変化するかはほぼ予測できる。この場合は、受信信号
７が利得切替により２倍になるのでしきい値も２倍にす
る。図（Ｂ）は、ＡＧＣ３の利得切替時から一定期間は
、小さい回路時定数でＡＴＣ６のしきい値の更新を行う
方法を用いたときのしきい値１０８の変化を示している
。ＡＧＣ利得が２倍に変わった時点より一定区間（２）
は、小さい回路時定数に切替えて、しきい値を速く２倍
にする。 しかし、時定数が小さいままだと、回路内雑音に過敏に
反応して安定しないので、区間（３）においては、再び
区間（１）と同じ大きい時定数を用いて制御する。 ［実施例１ 第４図は本発明の１実施例の概略構成を示すブロック図
である。本実施例は、伝送媒体として電話線を用い、受
信部における波形等化をディジタル信号処理により行う
回路構成を示す。伝送装置は、受信信号の振幅を制御す
る増幅器９と、受信信号をディジタル値に変換するＡ／
Ｄ変換器１０と、線路の周波数特性により符号量干渉を
含んだ受信信号の波形等化を行う判定帰還型等化器１６
と、上記判定帰還等化器１６の出力に利得を与える乗算
器１１−１と、Ａ／Ｄ変換器１０の出力から上記乗算器
１１−１の出力を減算する加算器１２−１と、受信信号
の符号識別を行う識別器１３と、識別器１３により生じ
た誤差を検出する誤差検出器１４と、誤差検出器１４か
ら出力される誤差信号２１に利得を与える乗算器１１−
２と、識別器１３の出力である受信データ１９と誤差信
号２１′から符号識別のためのしきい値２０を出力する
しきい値検出器１５と、上記しきい値２０により、増幅
器９の利得と乗算器１１−１〜１１−３に与える利得を
調整する利得制御回路１８と。 識別器１３から位相情報を抽出しディジタル信号処理ブ
ロックにタイミング情報を送るタイミング制御回路１７
からなっている。 上記伝送装置において、入力端子ＩＮから受信信号を入
力された増幅器９は、利得制御回路１８からの命令に基
づき、受信信号に所定の利得を与える。増幅器９の出力
は、Ａ／Ｄ変換器１０によりディジタル値に変換され、
Ａ／Ｄ変換器１０の出力は、加算器１２−１に入力され
１判定帰還型等化器１６の出力との減算により、符号量
干渉を含んだ受信信号の波形等化が行なわれた後、識別
器１３に入力される。上記判定帰還型等化器１６は、例
えば適応制御型フィルタで伝送路の周波数特性により生
じる符号量干渉成分を擬似的に作り出し、上記減算によ
り受信信号から符号量干渉成分を取り除く。識別器１３
は、しきい値検出器１５の出力するしきい値２０′と受
信信号との比較により、受信信号を多値符号化し、出力
端子ＯＵＴに受信データ１９として出力する。上記受信
データ１９は、誤差検出器１４としきい値検出器１５と
判定帰還型等化器１６へ入力される。誤差検出器１４は
、受信データ１９と加算器１２−１の出力としきい値２
０′から誤差信号２１を出力する。しきい値検出器１５
は受信データ１９と誤差信号２１′からしきい値２０を
出力する構成となっている。判定帰還型等化器１６は、
受信データ１９と誤差信号２１′から符号量干渉成分を
出力する構成となっている。利得制御回路１８は、しき
い値２０を用いて、増幅器９の利得αをステップ状に切
替えて、乗算器１１−１．１１−３に上記増幅器９の利
得αと同じ値を、また乗算器１１−２に利得の逆数即ち
１／αを与える構成とする。 第５図に判定帰還型等化器１６の一実施例を示す。本実
施例はｍ段の判定帰還型等化器の例であり、遅延器２２
−１．２２−２と１乗算器１１−４．１１−５と、重み
係数器２３−１と加算器１２−２とからなる等化器タッ
プ２４−１が所要補正時間にあたる数だけ並列接続して
おり、各等化器タップ２４−１．・・・・・・、２４−
ｍとその出力を加算する加算器１２−３から構成される
。判定帰還型等化器１６はまず、出力部２６において、
遅延器２２−２の出力と、遅延器２２−１により受信間
隔Ｔだけ遅延された受信データ１９との積を、乗算器１
１−５によってとり、等化器タップ２４−１から出力し
、同様の動作により等化器タップ２４−２．　　・・・
、２４−ｍから出力された値を足しあわせ、符号量干渉
成分として出力する。 次に、係数更新部２５において、誤差検出器１４により
出力された誤差信号２１′は乗算器１１−４によって上
記受信データ１９と積をとり、重み係数器２３−１によ
り利得が与えられた後、上記遅延器２２−２の出力と加
算され、係数が更新される。等化器タップ２４−２．・
・・・・、２４−ｍは、２Ｔ、・・・・・・、ｍＴだけ
遅延された受信データ１９に対して同様の動作を行う。 第６図にしきい値検出器１５の一実施例を示す。 ここに示すしきい値検出器１５はフィードバック制御型
であり、出力したしきい値を用いて識別器で符号化した
場合に生じる誤差により、しきい値の更新を行う。しき
い値検出器１５は、乗算器１１−６と１重み係数器２３
−２と、加算器１２−４と、遅延器２２−３から構成さ
れる。しきい値検出器１５はまず、出力部２６において
、遅延器２２−３の値をしきい値２０として出力する。 次に、係数更新部２５において、識別器１３の出力であ
る受信データ１９は、乗算器１１−６により誤差信号２
１′と積をとり、重み係数器２３−２により利得が与え
られた後、上記遅延器２２−３の値と加算器１２−４に
より加算し、しきい値２０の更新を行う。 第７図に誤差検出器１４の一実施例を示す。誤差検出器
１４は１乗算器１１−７と加算器１２−５から構成され
、受信データ１９としきい値２０’　を乗算器１１−７
により乗じ、加算器１２−５により加算器１２−１の出
力との減算を行い、誤差信号２１として出力する。上記
動作により、例えば＋３．＋１．−１．−３の４値符号
を用い、識別器入力信号が３．２ｍＶ、しきい値が１．
０ｍＶ、受信データが＋３のとき誤差信号は、３．２−
３ｘ１．Ｃ）−０，２（ｍＶ）となる。 第８図に増幅器９の構成の一実施例を示す。ここでは、
増幅器９の利得が１倍、２倍、３倍と切り替わる場合を
示しており、増幅器９は演算増幅器２７と可変抵抗器２
８から構成される。可変抵抗器２８の一方の端子は接地
され、演算増幅器２７の負の端子は、可変抵抗器２８の
分割された点ａ、ｂ、ｃに接続される。可変抵抗器の全
抵抗値をＲとすると、上記演算増幅器２７の負の入力端
子を点ａ、ｂ、ｃに接続したときの抵抗値はＯ２Ｒ／２
．２Ｒ／３となっている。上記構成により増幅器９は正
相増ｌｌ１ｉ器となり、点ａ、ｂ、ｃに接続したときの
増幅器９の利得は１倍、２倍、３倍となる。 第９図に利得制御回路１８の入出力関係の一例を示す。 ここでは第８図の増幅器９の例に合わせて３段階に制御
する場合を示す。しきい値２０が基準値Ａの１／２より
も大きいときは、増幅器９の利得を１倍に設定し、誤差
信号２１に与える利得、判定帰還型等化器１６．しきい
値検出器１５に与える利得は共に１倍である。しきい値
２０が基準値Ａの１／２よりも小さいときは、増幅器９
を制御して、利得を２倍にする。利得を変更する手段は
、演算増幅器２７の負の入力端子をｂ点に切替える方法
で行える。この制御がなされた場合、制御前の状態に比
較して受信信号は２倍に増幅されるので判定帰還型等化
器１６の出方及びしきい値検出器１５の出力を２倍にす
る。一方上記動作の結果、誤差検出器１４の出力は、従
来の２倍の大きさを持っているので、誤差信号２１を１
／２倍にして出力する。しきい値２０が基塾値Ａの１／
３よりも小さいときも同様に、増幅器９は０点に切替え
て３倍の利得を与え、判定帰還型等化器１６、しきい値
検出器１５の出力は３倍、誤差（ｇ号２１は１／３倍に
設定する。 上記実施例は、受信信号の振幅情報であるしきい値２０
を用いて利得を制御する回路について述べたものだが、
第４図においてＡ／Ｄ変換器〕Ｏの出力（加算器１２−
１の入力）のピーク値、あるいは平均値、あるいは２乗
平均値を用いて、増幅器９と、乗算器１１−１〜１１−
３に与える利得を制御することもできる。 次に、受信波形のレベル移動がインパルス雑音によって
生じる場合に有効な本発明用２の実施例について説明す
る。 第１０図は第２実施例の構成を表すブロック図である。 粗調部１は、ＡＧＣ＋（ｆフィルタ３１、ロールオフフ
ィルタ３２．リミッタ３３、粗調部制御回路３４、レベ
ル検出回路３５、バントパスフィルタ３６から構成され
、微調部２は、識別器３７、微調部制御回路３８、レベ
ル比較器３９、サンプルホールド４０から構成される。 受信信号１１３は最初にＡＧＣ＋７ｆフィルタ３１に入
力される。ここで、第１１図を参照して受信波形につい
て説明する。 第１１図（Ａ）は受信データ単体波形１０９であり、こ
の波形はピーク値１１０を持つ。電話線に例えば周囲の
アナログ回線より、第１１図（Ｂ）に示すようなインパ
ルス雑音１１１が誘導され。 これが波形１０９に重なると、入力端子ＩＮには第１０
図（Ｃ）に示す波形１１３が入力される。 インパルス雑音１１１は受信データ単体波形１０９の数
倍から数十倍のピーク値１１２を持っており、雨音の周
波数スペクトルが信号の周波数スペクトルと重なる場合
、従来のＡＧＣ−１−ｖ’ｆフィルタ３１とロールオフ
フィルタ３２を用いて除去することは難しい。そこで、
本発明では、まずＡＧＣ＋ｖ’ｆフィルタ３１で受信波
形１１３を等化し、ロールオフフィルタ３２で高周波雑
音を除去することにより、第１１図（Ｄ）に示す出力波
形１１４を得る。この波形１１４をリミッタ３３に入力
すると、リミッタのしきい値１１５を超える信号が消去
され、第１１図（Ｅ）に示す出力波形１１７が得られる
。 このとき、リミッタのしきい値１１５は、インパルス雑
音１１１を充分抑圧でき、かつ受信データ単体波形１０
９のピーク値１１０よりは大きくなければならない。こ
のための制御を以下のように行う。まずリミッタのしき
い値を、受信データ単体波形１０９のレベル１１０より
も充分大きい値１１６に設定する。リミッタ人力波形１
１４のうち、設定したレベル１１６を超える部分が除去
され、その出力波形がバンドパルスフィルタに入力され
る。上記バンドパスフィルタ３６の周波数特性を第１２
図に示す。インパルス雑音の周波数スペクトル１２０と
受信データ波形の周波数スペクトル１２１は一部重なり
合っているため、バントパスフィルタの周波数特性は、
１２２で示されるように、受信データ波形の周波数スペ
クトル１２１をほぼ完全に通し、インパルス雑音の周波
数スペクトル１２０を一部カノドするように選ぶ。 したがってバンドパスフィルタ３６を通すことにより、
受信データ信号をほとんど変えずに、インパルス雑音の
振幅を小さくすることができる。この作用により、バン
トパスフィルタ３６の出力波形からレベル検、出器３５
によってピークレベルを検出すると、得られたピークレ
ベルは、最初リミッタ３３に設定した値１１６よりも小
さくなる。 リミッタ３３はしきい値を、レベル検出器３５より得ら
れたピーク値より少し大きい値に再設定する。このとき
、リミッタ３３のしきい値を検出されたピーク値そのも
のに設定すると、線路特性が変化して受信信号のピーク
値が増加した場合、リミッタ３３でしきい値以上の成分
がカットされ、ピーク値の増加を検出できなくなるので
望ましくない。こうして、リミツタ３３出力信号中のイ
ンパルス雑音のピーク値は、最初のしきい値１１６より
下げられる。そして再びバンドパスフィルタ３６により
、インパルス雑音のピーク値が更に小さくなり、最終的
にインパルス雑音のピーク値は、受信データ信号のピー
ク値１１０まで引き下げられる。このときリミッタのし
きい値は、受信データ信号のピーク値より少し大きい値
１１５で安定する。バンドパスフィルタ３６は受信デー
タ信号を抑圧することはないので、検出されるピーク値
が受信データ信号のピーク値１１０より小さくなること
はない。 このように受信データ信号に影響を与えずに、インパル
ス雑音のピーク値を引き下げ、受信データ信号単体のピ
ーク値１１０を正しく検出することができる。レベル検
出器３５の検出したレベルに応じて、粗調部制御回路３
４はＡＧＣ＋ｖ’ｆ３１フィルタを切替える。リミッタ
３３とバンドパスフィルタ３６のない従来の等化器では
、インパルス雑音が混入すると受信データ信号のレベル
を誤判定して、ＡＧＣ＋７ｆフィルタ３１を切替える恐
れがあったが、本実施例ではこの問題点が解決されてい
る。 上記の構成では、インパルス雑音の振幅を受信データ信
号のレベルよりも小さくできないため、インパルス雑音
による識別誤り生ずる可能性がある。この問題を解決し
た本発明の第３の実施例を第１３図に示す。 第１３図の回路は、リミッタ３３と識別器３７の間にバ
ンド除去フィルタ４１を備えている。上記バンド除去フ
ィルタの特性を第１４図に示す。 リミッタ３３とバンドパスフィルタ３６の効果により、
インパルス雑音の周波数スペクトル１２０は受信データ
波形の周波数スペクトル１２１とほぼ同じレベルまで小
さくなっている。 バンド除去フィルタの周波数特性１２３は、インパルス
雑音の周波数スペクトル１２０をほぼ完全にカットする
。そのかわり受信データ波形の周波数スペクトル１２１
も一部カットされる。このようなバンド除去フィルタ４
１を用いれば、受信データ信号も一部カットされるもの
の、インパルス雑音をほぼ完全に除去した波形が識別器
３７に入力される。受信信号のレベル検出はバント除去
フィルタ４１の入力前の信号を用いて、バンドパスフィ
ルタ３６とレベル検出器３５で行う。従ってバンド除去
フィルタ４１で受信データ信号が一部カットされても、
正しいレベル検出は行われている。 再び第１０図に戻ると、この回路は、リミッタ３３とバ
ンドパスフィルタ３６とレベル検出器３５で形成される
ループにより、最終的にはインパルス雑音の振幅を抑え
ることができるが、収束するまでには有限の時間がかか
る。このため、収束する迄の間に、レベル検出回路３５
は受信データ信号のレベルを誤判定し、ＡＧＣ＋ｖ’ｆ
フィルタ３１が利得の上下を繰返し、それにより受信デ
−夕信号の振幅が変動する。一方、微調部２では、サン
プルホールド回路４０で受信信号のピーク値を検出し、
レベル比較器３９で識別器３７の最適しきい値を決定し
、微調部制御回路３８で制御するＡＴＣを用いている。 一般に微脚部制御回路３８の時定数は回路雑音等の影響
を抑えるため、大きく設定し、入力の変動に対してゆっ
くり反応するようにしているが、前述の受信データ信号
の振幅変動が＠繁に起きると、微調部制御回路３８によ
る制御が追いつかず、最適しきい値の設定に時間がかか
る。 このような問題を防ぐために、本実施例では、以下に述
へる如く、被調部制御回路３４からＡＧＣ十ｖ’ｆフィ
ルタ３１の切替情報を微調部制御回路３８に通知し、素
早い追従速度を可能にする。 第１５図は、ＡＧＣ＋ｖ’ｆフィルタ３１と粗調部制御
回路３４の詳細を示す図であり、オペアンプ５１．抵抗
５２−１〜３、抵抗５３、コンデンサ５４−１〜３によ
って、利得及び周波数特性可変のフィルタを実現してい
る。スイッチ５５−１〜２および５６−１〜２の選択に
よって特性が変化する。これらのスイッチは最初全てＯ
ＦＦ状態（利得最大の状態）に設定しである。レベル検
出器３５によって検出されたレベルは、レベル比較器５
７−１〜２によって電圧Ｖ□、■２と比較され、ｖ２よ
り大きければ、スイッチ５６−１及び５５−１がＯＮに
切換えられて利得が下がる。検出レベルがＶ□より大き
ければ、スイッチ５６−２および５５−２がＯＮ状態と
なって利得がさらに下がる。Ｈレベル計数器５８はＯＮ
状態にあるスイッチの個数を検出するためのものであり
、アップダウンカウンタ５９が、ＯＮ状態のスイッチの
個数の変化を検出する。この出力によってＡＧＣ＋７ｆ
フイルタ３１が何段切り替わったかが分かる。アップ信
号が１つ出るときは利得が１段下がったことを、ダウン
信号が］つ出るときは利得が１段上がったことを示す。 アップダウンカウンタ５９の出力は微調部制御回路３８
につながっている。 微調部制御回路３８の１実施例を第１６図に示す。伝送
符号にＡＭＩ符号を用いた場合、しきい値の最適値はサ
ンプルホールド回路４ｏから出力された受信信号のピー
ク値の１７２であるから、レベル比較器３９は受信信号
のピーク値に１／２を乗じた値と、識別器３８のしきい
値とを比較する。しきい値の方が大きければ正電圧を、
小さければ負電圧を出力する。レベル比較器３９の出力
信号は、回路雑音等により細かく揺れ動く。そこで５ア
ナログ積分器７４は、レベル比較器３９の出力信号の変
動にゆっくり追従し、平均化された電圧を出力する。ア
ナログ加算器７３−１〜３は、平均化された電圧に識別
器３７のしきい値の初期値となるオフセット電圧を加算
する。例えば、アナログ加算器７３−１は電圧Ｖ、を加
算する。電圧■５はＡＧＣ＋（ｆフィルタ３１の利得最
大のときの初期しきい値であり、■４は利得が中間のと
き、■、は利得最小のときの初期しきい値である。スイ
ッチ７２−１〜３によってアナログ加算器が１つ選択さ
れる。アナログ加算器７３−１〜３の出力電圧が、識別
器３７の最終的なしきい値である。 識別器３７のしきい値電圧の変化を第１７図に示す。最
初はスイッチ７２−３はＯＮ、７２−１〜２はＯＦＦで
アナログ加算器７３−３が選択されている。ＡＧＣ＋（
ｆフィルタ３１の利得が最大利得から１段下がり、セレ
クタ７１にダウン信号が１つ入力されるとスイッチ７２
−３がＯＦＦ、スイッチ７２：２がＯＮとなり、アナロ
グ加算器７２−２が選択される。１３１に示すように、
オフセット電圧がＶ、からｖ４へ瞬時的に変わる。さら
にＡＧＣ十ｖ’ｆフィルタ３１の利得が下がり、セレク
タ７１にダウン信号が入力された場合は、スイッチ７２
−２はＯＦＦ、７２−１がＯＮとなりアナログ加算器７
３−１が選択される。しきい値電圧１３１は瞬時的に■
３まで下がり安定する。このように、瞬時的にオフセッ
ト電圧を切替えることで、従来例１３０に比べて速くし
きい値電圧を収束させることができる。 第１８図には微調部制御回路３８の他の実施例を示す。 レベル比較器３９の出力電圧を平均化するために、時定
数の大きい（τ、）アナログ積分器８５と時定数の小さ
い（τ２）アナログ積分器８６の２種類があり、セレク
タ８１はスイッチ８４−１〜２のＯＮ、ＯＦＦによって
どちらかの積分器を選択する。アナログ加算器はしきい
値の初期′重圧Ｖを加算して、最終的なしきい値を出力
する。 識別器３７のしきい値電圧の変化を第１９図に示す。最
初はスイッチ８４−１がＯＮ、スイッチ８４−２がＯＦ
Ｆとなっておりアナログ精分器８５が選択されている。 ＡＧＣ＋ｖ″ｆフィルタ３１の利得が最大利得から１段
下がり、セレクタ８１にダウン信号が１つ入力されると
、スイッチ８４−１はＯＦＦ、スイッチ８４−２はＯＮ
になりアナログ積分器８６を選択する。小さい時定数で
２が選択されるため１３２に示されるように、従来例１
３０に比べて収束が速い。はぼ収束した時間（し秒後）
に、タイマ８２の指示により、セレクタ８１はスイッチ
８４−１ｋＯＮ、スイッチ８４−２をＯＦＦとし、アナ
ログ積分器８５を再び選択する。大きい時定数τ□が選
択されるため、受信信号のピーク値が雑音の影響を受け
て変動しても、しきい値電圧１３２は安定している。 本実施例では上記説明のように、インパルス雑音による
不要の等化特性切替を防止し、また仮りに粗調部が頻繁
に切り替わっても、微調部を急速に収束させることがで
きる。 ［発明の効果） 本発明によれば、粗調部の切替動作に起因する微調部の
収束性を改碧することができる。また、インパルス雑音
による不要の等化特性の切替を防ぐことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
受信波形のピーク値及び等化特性の時間変化を示す図、
第３図は本発明を用いたときのしきい値レベルの変化を
示した図、第４図は本発明の」一実施例の概略構成を示
すブロック図、第５図は、判定帰還型等化器の構成図、
第６図はしきい値検出器の構成図、第７図は誤差検出器
の構成図、第８図は増幅器の構成国、第９図は利得制御
回路の人出力関係の一実施例を示す図、第１０図は本発
明の他の実施例の概略構成を示すブロック図、第１１図
は受信波形および信号処理された波形を示す図、第１２
図は受信データ信号単体とインパルス雑音の周波数スペ
クトルおよびバンドパスフィルタの特性を示す図、第１
３図は本発明の他の実施例の概略構成を示すブロック図
、第１４図はバンド除去フィルタの特性を示す図、第１
５図はＡＧＣ＋ｖ’ｆフィルタと粗調部制御回路の内部
構成を示す図、第１６図は微調部制御回路の１実施例を
示す図、第１７図は第１６図におけるしきい値電圧の時
間変化を示す図、第１８図は微調部制御回路の他の実施
例を示す図、第１９図は第１８図における電圧の時間変
化を示す図である。 符号の説明 １　粗調部、２・・微調部、３・・ＡＧＣ１４・利得制
御回路、５・・識別器、６・・・ＡＴＣ１７・・受信信
号、８・・利得切替情報、９・・増幅器、１０・・・Ａ
／Ｄ変換器、１１−１〜７・・・乗算器、１２−１〜５
・・・加算器、１３・・・識別器、１４・・誤差検出器
、１５・・・しきい値検出器、１６・・・判定帰還型等
化器、１７・・・タイミング制御回路、１８・・利得制
御回路、１９・・受信データ、２０．２０’　・・・し
きい値、 ２１．２１’・・・誤差信号、２２−１〜３・・・遅延
器、２３−１．２３−２・・・重み係数器、２４−１〜
ｍ・・・等化器タップ、２５・・・係数更新部。 ２６・・・出力部、２７・・・演算増幅器、２８・・可
変抵抗器、３．１−ＡＧＣ＋ｖ′ｆフィルタ、３２・　
ロールオフフィルタ、３３・・・リミッタ、３４・・・
粗調部制御回路、３５・・・レベル検出回路。 ３６　・バントパスフィルタ、３７・・・識別器、３８
・・・微調部制御回路、３９・・・レベル比較器、４０
・・・サンプルホールド回路、４１・・バンド除去フィ
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Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタル伝送装置において、受信信号の利得を粗
   調整する部分と、符号識別のための利得またはしきい値
   を微調整する部分から構成され、粗調整は複数の異なる
   特性の切替によって行われ、前記切替の情報を用いて微
   調整を行うことを特徴とするディジタル伝送装置。 ２、第１項記載のディジタル伝送装置において、前記粗
   調整する部分はＡＧＣ（自動利得制御装置）、微調整す
   る部分は識別器とＡＴＣ（自動しきい値制御装置）から
   構成されることを特徴とするディジタル伝送装置。 ３、第２項記載のディジタル伝送装置において、前記微
   調整は、前記識別器のしきい値を前記切替の情報に応じ
   て特定電圧だけ増加または減少させることを特徴とする
   ディジタル伝送装置。 ４、第２項記載のディジタル伝送装置において、前記識
   別器の直前の信号及びしきい値の差電圧を異なる時定数
   で積分する複数の積分回路と、前記複数の積分回路から
   １つの積分回路を選択して前記識別器のしきい値端子に
   接続する手段を備えたことを特徴とするディジタル伝送
   装置。 ５、第１項、第２項または第４項記載のディジタル伝送
   装置において、特定の時間をカウントするタイマを備え
   、前記特性の切替以前は時定数の大きい積分回路を選択
   し、切替時には時定数の小さい積分回路を選択し、切替
   時より前記特定の時間経過後に時定数の大きい積分回路
   を選択することを特徴とするディジタル伝送装置。 ６、第１項または第２項記載のディジタル伝送装置にお
   いて、前記粗調整をする部分と前記微調整をする部分の
   間に適応制御フィルタを有し、前記切替の情報を用いて
   前記適応制御フィルタの制御を行うことを特徴とするデ
   ィジタル伝送装置。 ７、第１項記載のディジタル伝送装置が、電話線を伝送
   媒体として用い、かつ数１０キロヘルツ以上の周波数帯
   域を用いるディジタル伝送装置であって、受信データ信
   号のピーク電圧を検出する手段とリミッタとを備え、リ
   ミッタのしきい値は前記ピーク電圧以上となるように制
   御されることを特徴とするディジタル伝送装置。 ８、第７項記載のディジタル伝送装置において、前記リ
   ミッタ回路は前記粗調整部に含まれることを特徴とする
   ディジタル伝送装置。 ９、第７項または第８項記載のディジタル伝送装置にお
   いて、受信信号から特定の周波数成分を取り出すバンド
   パスフィルタを有し、前記ピーク電圧の検出を、上記バ
   ンドパスフィルタの出力信号を用いて行うことを特徴と
   するディジタル伝送装置。 １０、第９項記載のディジタル伝送装置において、前記
   特定の周波数は、受信データ信号のエネルギーが集中す
   る周波数であることを特徴とするディジタル伝送装置。 １１、第７項〜第１０項のいずれかに記載のディジタル
   伝送装置において、前記リミッタ回路の後に、特定の周
   波数成分を除去するバンド除去フィルタを備えたことを
   特徴とするディジタル伝送装置。 １２、第１１項に記載のディジタル伝送装置において、
   前記特定周波数は、前記電話線に漏れ込んだインパルス
   雑音のエネルギーが集中する周波数であることを特徴と
   するディジタル伝送装置。