JP4524871B2 - 直流電圧変換回路 - Google Patents
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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電圧変換回路に関し、特に、直流電圧を昇圧または降圧して出力する直流電圧変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電池等の出力する直流電圧を昇圧（または降圧）して出力する、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる直流電圧変換回路がある。
【０００３】
図３は、従来の直流電圧変換回路の一例の回路構成図を示す。同図中、電池Ｅ１の負電極は接地され、正電極はコイルＬ１の一端に接続されている。Ｒ０は電池Ｅ１の内部抵抗を表している。コイルＬ１の他端はショットキーダイオードＳＤ１のアノードに接続されると共に、スイッチング用のｎｐｎトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１はエミッタを接地されている。ショットキーダイオードＳＤ１のカソードは出力端子１０に接続されており、出力端子１０は直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接地されている。
【０００４】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は出力端子１０の電圧を分圧するものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から取り出される出力端子１０の検出電圧が差動増幅器１２の反転入力端子に供給される。差動増幅器１２の非反転入力端子には負電極を接地された基準電源Ｅ２の正電極から基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、差動増幅器１２は検出電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を出力する。この差動増幅器１２の出力する誤差電圧はコンパレータ１４の非反転入力端子に供給される。
【０００５】
コンパレータ１４の反転入力端子には発振器（ＯＳＣ）１６で生成された一定周波数の鋸歯状波が供給されており、コンパレータ１４は非反転入力端子の電圧が、反転入力端子の鋸歯状波電圧より高いときにハイレベルで、誤差電圧が鋸歯状波電圧より低いときにローレベルとなるスイッチングパルスを生成してトランジスタＱ１のベースに供給する。
【０００６】
このため、出力端子１０の電圧が低くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して高くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が大となり、出力端子の電圧が高くなるよう制御され、逆に出力端子１０の電圧が高くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して低くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が小となり、出力端子の電圧が低くなるよう制御される。
【０００７】
ところで、電池Ｅ１の正電極には定電流源１６の一端が接続され、定電流源１６の他端はツェナーダイオードＤＺ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＤＺ１のアノードは接地されて定電圧源を構成している。ツェナーダイオードＤＺ１のカソードは抵抗Ｒ３を介してｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースはｎｐｎトランジスタＱ３のベースと共通接続されると共にトランジスタＱ２のコレクタと接続され、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタは接地され、カレントミラー回路を構成している。
【０００８】
トランジスタＱ３のコレクタは、カレントミラー回路を構成するｐｎｐトランジスタＱ４，Ｑ５のベース及びトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタは電池Ｅ１の正電極に接続され、トランジスタＱ５のコレクタは発振器１６に接続されており、発振器１６に一定の動作電流を供給する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の直流電圧変換回路は、消耗して内部抵抗Ｒ０が大きくなった電池Ｅ１を使用した場合、発振器１６が異常動作する可能性がある。内部抵抗Ｒ０が大きくなった電池Ｅ１を使用すると、出力端子１０における負荷電流Ｉｏｕｔが大きい場合には、この負荷電流Ｉｏｕｔが内部抵抗Ｒ０を流れることにより生じる電圧降下が大きくなり、トランジスタＱ５のコレクタ電圧が発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃ未満となり、発振器１６が発振を停止する。
【００１０】
これにより、負荷電流Ｉｏｕｔが減少すると、内部抵抗Ｒ０による電圧降下が小さくなりトランジスタＱ５のコレクタ電圧は発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃ以上となり、発振器１６が発振を開始する。これにより、内部抵抗Ｒ０による電圧降下が大きくなって、発振器１６は発振停止、発振開始を繰り返すことになるという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、消耗した電池を使用した場合に発振器が異常動作を起こすことを防止する直流電圧変換回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、電池（Ｅ１）から供給される直流電圧を昇圧または降圧した出力電圧の検出電圧と基準電圧との誤差電圧を生成して発振器（１６）の出力する傾斜波形信号と比較し、前記誤差電圧に応じたデューティ比のスイッチングパルスを生成して前記電池（Ｅ１）から供給される直流電圧のスイッチングを行う直流電圧変換回路において、
前記電池（Ｅ１）の出力電圧が前記発振器（１６）の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給し、前記電池（Ｅ１）の出力電圧が前記第１電圧より低い第２電圧以下となったとき前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給することを停止させるヒステリシス回路（Ｒ１１〜Ｒ１６，Ｑ１０〜Ｑ１４）を有し、
前記ヒステリシス回路（Ｒ１１〜Ｒ１６，Ｑ１０〜Ｑ１４）は、前記電池（Ｅ１）の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗（Ｒ１１〜Ｒ１３）と、前記第３の抵抗（Ｒ１３）の両端電圧が閾値を超えたとき前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給する供給回路（Ｑ１０，Ｑ１２〜Ｑ１４）と、前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給するとき前記第１の抵抗（Ｒ１１）の両端間を短絡する短絡回路（Ｑ１１）とを有する。
【００１３】
このように、電池（Ｅ１）の出力電圧が発振器の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給し、電池（Ｅ１）の出力電圧が第１電圧より低い第２電圧以下となったとき電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給することを停止させるため、消耗した電池（Ｅ１）を使用した場合であっても発振器（１６）が発振停止、発振開始を繰り返す異常動作を防止できる。
【００１５】
また、電池の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗（Ｒ１１〜Ｒ１３）と、第３の抵抗（Ｒ１３）の両端電圧が閾値を超えたとき電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給する供給回路（Ｑ１０，Ｑ１２〜Ｑ１４）と、電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給するとき第１の抵抗（Ｒ１１）の両端間を短絡する短絡回路（Ｑ１１）とから、ヒステリシス回路を構成することができる。
【００１６】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の直流電圧変換回路の一実施例の回路構成図を示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付す。図１において、電池Ｅ１の負電極は接地され、正電極はコイルＬ１の一端に接続されている。Ｒ０は電池Ｅ１の内部抵抗を表している。コイルＬ１の他端はショットキーダイオードＳＤ１のアノードに接続されると共に、スイッチング用のｎｐｎトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１はエミッタを接地されている。ショットキーダイオードＳＤ１のカソードは出力端子１０に接続されており、出力端子１０は直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接地されている。
【００１８】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は出力端子１０の電圧を分圧するものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から取り出される出力端子１０の検出電圧が差動増幅器１２の反転入力端子に供給される。差動増幅器１２の非反転入力端子には負電極を接地された基準電源Ｅ２の正電極から基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、差動増幅器１２は検出電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を出力する。この差動増幅器１２の出力する誤差電圧はコンパレータ１４の非反転入力端子に供給される。
【００１９】
コンパレータ１４の反転入力端子には発振器（ＯＳＣ）１６で生成された一定周波数の鋸歯状波（傾斜波形信号）が供給されており、コンパレータ１４は非反転入力端子の電圧が、反転入力端子の鋸歯状波電圧より高いときにハイレベルで、誤差電圧が鋸歯状波電圧より低いときにローレベルとなるスイッチングパルスを生成してトランジスタＱ１のベースに供給する。
【００２０】
このため、出力端子１０の電圧が低くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して高くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が大となり、出力端子の電圧が高くなるよう制御され、逆に出力端子１０の電圧が高くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して低くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が小となり、出力端子の電圧が低くなるよう制御される。
【００２１】
ところで、電池Ｅ１の正電極には定電流源１６の一端が接続され、定電流源１６の他端はツェナーダイオードＤＺ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＤＺ１のアノードは接地されて定電圧源を構成している。ツェナーダイオードＤＺ１のカソードは抵抗Ｒ３を介してｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースはｎｐｎトランジスタＱ３のベースと共通接続されると共にトランジスタＱ２のコレクタと接続され、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタは接地され、カレントミラー回路を構成している。
【００２２】
トランジスタＱ３のコレクタは、カレントミラー回路を構成するｐｎｐトランジスタＱ４，Ｑ５のベース及びトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタは電池Ｅ１の正電極に接続され、トランジスタＱ５のコレクタは発振器１６に接続されており、発振器１６に一定の動作電流を供給する。
【００２３】
また、電池Ｅ１の正電極には直列接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３のうちの抵抗Ｒ１１の一端が接続され、抵抗Ｒ１３の他端は接地されている。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点にはｐｎｐトランジスタＱ１１のコレクタが接続され、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点にはｎｐｎトランジスタＱ１０のベースが接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタは抵抗Ｒ１４を介して電池Ｅ１の正電極に接続されると共に、ｐｎｐトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベースに接続されており、トランジスタＱ１０のエミッタは接地されている。
【００２４】
トランジスタＱ１１，Ｑ１２それぞれのエミッタは電池Ｅ１の正電極に接続され、トランジスタＱ１２のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ１３のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１５を介して接地されている。トランジスタＱ１３のコレクタは抵抗Ｒ１６を介して電池Ｅ１の正電極に接続されると共に、ｎｐｎトランジスタＱ１４のベースに接続されており、トランジスタＱ１３のエミッタは接地されている。トランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ２のコレクタと接続され、トランジスタＱ１４のエミッタは接地されている。
【００２５】
上記の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６とトランジスタＱ１０〜Ｑ１４とでヒステリシス回路を構成している。
【００２６】
ここで、電池Ｅ１をコイルＬ１と接地との間に接続する電源投入直後には、トランジスタＱ１４がオンする。このため、トランジスタＱ２〜Ｑ５がオフして発振器１６には電源は供給されない。
【００２７】
この状態で、電池Ｅ１の電圧を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３で分圧して得られる抵抗Ｒ１３の両端電圧が約０．６Ｖ（閾値）を超えると、トランジスタＱ１０がオンする。これによって、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３がオンし、トランジスタＱ１４がオフする。この結果、トランジスタＱ２〜Ｑ５がオンして発振器１６に電源が供給され、発振器１６が発振を開始する。また、上記トランジスタＱ１１のオンにより、抵抗Ｒ１１の両端間が短絡されて抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧は電池Ｅ１の正電極の電圧と略同一となる。
【００２８】
つまり、トランジスタＱ１０がオンとなり発振器１６が発振を開始するときのトランジスタＱ１０のベース電圧Ｖｓｔａは（１）式で表され、トランジスタＱ１０がオフとなり発振器１６が発振を停止するときのトランジスタＱ１０のベース電圧Ｖｅｎｄは（２）式で表される。但し、トランジスタＱ１０がオンするベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとする。
【００２９】
Ｖｓｔａ＝Ｖｂｅ（Ｒ１１＋Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１３ …（１）
Ｖｅｎｄ＝Ｖｂｅ（Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１３ …（２）
上記の電圧ＶｓｔａはトランジスタＱ５のコレクタ電圧（電池Ｅ１の出力電圧に略等しい）が発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃより僅かに高い第１電圧となるように抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を選定して設定し、また、電圧ＶｅｎｄはトランジスタＱ５のコレクタ電圧が発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃ程度の第２電圧となるように抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を選定して設定する。
【００３０】
これによって、トランジスタＱ１０のベース電圧と発振器供給電圧との関係は、図２に示すようにヒステリシス特性を持つようになる。このため、消耗して内部抵抗Ｒ０が大きくなった電池Ｅ１を使用した場合であっても、発振器１６が発振停止、発振開始を繰り返すことを防止できる。
【００３１】
【発明の効果】
上述の如く、本発明は、電池の出力電圧が発振器の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき電池の直流電圧を発振器に供給し、電池の出力電圧が第１電圧より低い第２電圧以下となったとき電池の直流電圧を発振器に供給することを停止させるため、消耗した電池を使用した場合であっても発振器が発振停止、発振開始を繰り返す異常動作を防止できる。
【００３２】
また、電池の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗と、第３の抵抗の両端電圧が閾値を超えたとき電池の直流電圧を発振器に供給する供給回路と、電池の直流電圧を発振器に供給するとき第１の抵抗の両端間を短絡する短絡回路とから、ヒステリシス回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直流電圧変換回路の一実施例の回路構成図である。
【図２】トランジスタＱ１０のベース電圧と発振器供給電圧の関係を示す図である。
【図３】従来の直流電圧変換回路の一例の回路構成図である。
【符号の説明】
１０ 出力端子
１２ 差動増幅器
１４ コンパレータ
１６ 発振器
ＳＤ１ ショットキーダイオード
Ｌ１ コイル
Ｒ１〜Ｒ１６ 抵抗
ＤＺ１ ツェナーダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電圧変換回路に関し、特に、直流電圧を昇圧または降圧して出力する直流電圧変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電池等の出力する直流電圧を昇圧（または降圧）して出力する、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる直流電圧変換回路がある。
【０００３】
図３は、従来の直流電圧変換回路の一例の回路構成図を示す。同図中、電池Ｅ１の負電極は接地され、正電極はコイルＬ１の一端に接続されている。Ｒ０は電池Ｅ１の内部抵抗を表している。コイルＬ１の他端はショットキーダイオードＳＤ１のアノードに接続されると共に、スイッチング用のｎｐｎトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１はエミッタを接地されている。ショットキーダイオードＳＤ１のカソードは出力端子１０に接続されており、出力端子１０は直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接地されている。
【０００４】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は出力端子１０の電圧を分圧するものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から取り出される出力端子１０の検出電圧が差動増幅器１２の反転入力端子に供給される。差動増幅器１２の非反転入力端子には負電極を接地された基準電源Ｅ２の正電極から基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、差動増幅器１２は検出電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を出力する。この差動増幅器１２の出力する誤差電圧はコンパレータ１４の非反転入力端子に供給される。
【０００５】
コンパレータ１４の反転入力端子には発振器（ＯＳＣ）１６で生成された一定周波数の鋸歯状波が供給されており、コンパレータ１４は非反転入力端子の電圧が、反転入力端子の鋸歯状波電圧より高いときにハイレベルで、誤差電圧が鋸歯状波電圧より低いときにローレベルとなるスイッチングパルスを生成してトランジスタＱ１のベースに供給する。
【０００６】
このため、出力端子１０の電圧が低くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して高くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が大となり、出力端子の電圧が高くなるよう制御され、逆に出力端子１０の電圧が高くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して低くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が小となり、出力端子の電圧が低くなるよう制御される。
【０００７】
ところで、電池Ｅ１の正電極には定電流源１６の一端が接続され、定電流源１６の他端はツェナーダイオードＤＺ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＤＺ１のアノードは接地されて定電圧源を構成している。ツェナーダイオードＤＺ１のカソードは抵抗Ｒ３を介してｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースはｎｐｎトランジスタＱ３のベースと共通接続されると共にトランジスタＱ２のコレクタと接続され、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタは接地され、カレントミラー回路を構成している。
【０００８】
トランジスタＱ３のコレクタは、カレントミラー回路を構成するｐｎｐトランジスタＱ４，Ｑ５のベース及びトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタは電池Ｅ１の正電極に接続され、トランジスタＱ５のコレクタは発振器１６に接続されており、発振器１６に一定の動作電流を供給する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の直流電圧変換回路は、消耗して内部抵抗Ｒ０が大きくなった電池Ｅ１を使用した場合、発振器１６が異常動作する可能性がある。内部抵抗Ｒ０が大きくなった電池Ｅ１を使用すると、出力端子１０における負荷電流Ｉｏｕｔが大きい場合には、この負荷電流Ｉｏｕｔが内部抵抗Ｒ０を流れることにより生じる電圧降下が大きくなり、トランジスタＱ５のコレクタ電圧が発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃ未満となり、発振器１６が発振を停止する。
【００１０】
これにより、負荷電流Ｉｏｕｔが減少すると、内部抵抗Ｒ０による電圧降下が小さくなりトランジスタＱ５のコレクタ電圧は発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃ以上となり、発振器１６が発振を開始する。これにより、内部抵抗Ｒ０による電圧降下が大きくなって、発振器１６は発振停止、発振開始を繰り返すことになるという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、消耗した電池を使用した場合に発振器が異常動作を起こすことを防止する直流電圧変換回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、電池（Ｅ１）から供給される直流電圧を昇圧または降圧した出力電圧の検出電圧と基準電圧との誤差電圧を生成して発振器（１６）の出力する傾斜波形信号と比較し、前記誤差電圧に応じたデューティ比のスイッチングパルスを生成して前記電池（Ｅ１）から供給される直流電圧のスイッチングを行う直流電圧変換回路において、
前記電池（Ｅ１）の出力電圧が前記発振器（１６）の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給し、前記電池（Ｅ１）の出力電圧が前記第１電圧より低い第２電圧以下となったとき前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給することを停止させるヒステリシス回路（Ｒ１１〜Ｒ１６，Ｑ１０〜Ｑ１４）を有し、
前記ヒステリシス回路（Ｒ１１〜Ｒ１６，Ｑ１０〜Ｑ１４）は、前記電池（Ｅ１）の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗（Ｒ１１〜Ｒ１３）と、前記第３の抵抗（Ｒ１３）の両端電圧が閾値を超えたとき前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給する供給回路（Ｑ１０，Ｑ１２〜Ｑ１４）と、前記電池（Ｅ１）の直流電圧を前記発振器（１６）に供給するとき前記第１の抵抗（Ｒ１１）の両端間を短絡する短絡回路（Ｑ１１）とを有する。
【００１３】
このように、電池（Ｅ１）の出力電圧が発振器の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給し、電池（Ｅ１）の出力電圧が第１電圧より低い第２電圧以下となったとき電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給することを停止させるため、消耗した電池（Ｅ１）を使用した場合であっても発振器（１６）が発振停止、発振開始を繰り返す異常動作を防止できる。
【００１５】
また、電池の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗（Ｒ１１〜Ｒ１３）と、第３の抵抗（Ｒ１３）の両端電圧が閾値を超えたとき電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給する供給回路（Ｑ１０，Ｑ１２〜Ｑ１４）と、電池（Ｅ１）の直流電圧を発振器（１６）に供給するとき第１の抵抗（Ｒ１１）の両端間を短絡する短絡回路（Ｑ１１）とから、ヒステリシス回路を構成することができる。
【００１６】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の直流電圧変換回路の一実施例の回路構成図を示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付す。図１において、電池Ｅ１の負電極は接地され、正電極はコイルＬ１の一端に接続されている。Ｒ０は電池Ｅ１の内部抵抗を表している。コイルＬ１の他端はショットキーダイオードＳＤ１のアノードに接続されると共に、スイッチング用のｎｐｎトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１はエミッタを接地されている。ショットキーダイオードＳＤ１のカソードは出力端子１０に接続されており、出力端子１０は直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接地されている。
【００１８】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は出力端子１０の電圧を分圧するものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から取り出される出力端子１０の検出電圧が差動増幅器１２の反転入力端子に供給される。差動増幅器１２の非反転入力端子には負電極を接地された基準電源Ｅ２の正電極から基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、差動増幅器１２は検出電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を出力する。この差動増幅器１２の出力する誤差電圧はコンパレータ１４の非反転入力端子に供給される。
【００１９】
コンパレータ１４の反転入力端子には発振器（ＯＳＣ）１６で生成された一定周波数の鋸歯状波（傾斜波形信号）が供給されており、コンパレータ１４は非反転入力端子の電圧が、反転入力端子の鋸歯状波電圧より高いときにハイレベルで、誤差電圧が鋸歯状波電圧より低いときにローレベルとなるスイッチングパルスを生成してトランジスタＱ１のベースに供給する。
【００２０】
このため、出力端子１０の電圧が低くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して高くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が大となり、出力端子の電圧が高くなるよう制御され、逆に出力端子１０の電圧が高くなって誤差電圧が鋸歯状波電圧に対して低くなると、コンパレータ１４の出力するスイッチングパルスのデューティ比が小となり、出力端子の電圧が低くなるよう制御される。
【００２１】
ところで、電池Ｅ１の正電極には定電流源１６の一端が接続され、定電流源１６の他端はツェナーダイオードＤＺ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＤＺ１のアノードは接地されて定電圧源を構成している。ツェナーダイオードＤＺ１のカソードは抵抗Ｒ３を介してｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースはｎｐｎトランジスタＱ３のベースと共通接続されると共にトランジスタＱ２のコレクタと接続され、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタは接地され、カレントミラー回路を構成している。
【００２２】
トランジスタＱ３のコレクタは、カレントミラー回路を構成するｐｎｐトランジスタＱ４，Ｑ５のベース及びトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタは電池Ｅ１の正電極に接続され、トランジスタＱ５のコレクタは発振器１６に接続されており、発振器１６に一定の動作電流を供給する。
【００２３】
また、電池Ｅ１の正電極には直列接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３のうちの抵抗Ｒ１１の一端が接続され、抵抗Ｒ１３の他端は接地されている。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点にはｐｎｐトランジスタＱ１１のコレクタが接続され、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点にはｎｐｎトランジスタＱ１０のベースが接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタは抵抗Ｒ１４を介して電池Ｅ１の正電極に接続されると共に、ｐｎｐトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベースに接続されており、トランジスタＱ１０のエミッタは接地されている。
【００２４】
トランジスタＱ１１，Ｑ１２それぞれのエミッタは電池Ｅ１の正電極に接続され、トランジスタＱ１２のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ１３のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１５を介して接地されている。トランジスタＱ１３のコレクタは抵抗Ｒ１６を介して電池Ｅ１の正電極に接続されると共に、ｎｐｎトランジスタＱ１４のベースに接続されており、トランジスタＱ１３のエミッタは接地されている。トランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ２のコレクタと接続され、トランジスタＱ１４のエミッタは接地されている。
【００２５】
上記の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６とトランジスタＱ１０〜Ｑ１４とでヒステリシス回路を構成している。
【００２６】
ここで、電池Ｅ１をコイルＬ１と接地との間に接続する電源投入直後には、トランジスタＱ１４がオンする。このため、トランジスタＱ２〜Ｑ５がオフして発振器１６には電源は供給されない。
【００２７】
この状態で、電池Ｅ１の電圧を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３で分圧して得られる抵抗Ｒ１３の両端電圧が約０．６Ｖ（閾値）を超えると、トランジスタＱ１０がオンする。これによって、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３がオンし、トランジスタＱ１４がオフする。この結果、トランジスタＱ２〜Ｑ５がオンして発振器１６に電源が供給され、発振器１６が発振を開始する。また、上記トランジスタＱ１１のオンにより、抵抗Ｒ１１の両端間が短絡されて抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧は電池Ｅ１の正電極の電圧と略同一となる。
【００２８】
つまり、トランジスタＱ１０がオンとなり発振器１６が発振を開始するときのトランジスタＱ１０のベース電圧Ｖｓｔａは（１）式で表され、トランジスタＱ１０がオフとなり発振器１６が発振を停止するときのトランジスタＱ１０のベース電圧Ｖｅｎｄは（２）式で表される。但し、トランジスタＱ１０がオンするベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとする。
【００２９】
Ｖｓｔａ＝Ｖｂｅ（Ｒ１１＋Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１３ …（１）
Ｖｅｎｄ＝Ｖｂｅ（Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１３ …（２）
上記の電圧ＶｓｔａはトランジスタＱ５のコレクタ電圧（電池Ｅ１の出力電圧に略等しい）が発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃより僅かに高い第１電圧となるように抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を選定して設定し、また、電圧ＶｅｎｄはトランジスタＱ５のコレクタ電圧が発振器１６の動作電圧Ｖｏｓｃ程度の第２電圧となるように抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を選定して設定する。
【００３０】
これによって、トランジスタＱ１０のベース電圧と発振器供給電圧との関係は、図２に示すようにヒステリシス特性を持つようになる。このため、消耗して内部抵抗Ｒ０が大きくなった電池Ｅ１を使用した場合であっても、発振器１６が発振停止、発振開始を繰り返すことを防止できる。
【００３１】
【発明の効果】
上述の如く、本発明は、電池の出力電圧が発振器の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき電池の直流電圧を発振器に供給し、電池の出力電圧が第１電圧より低い第２電圧以下となったとき電池の直流電圧を発振器に供給することを停止させるため、消耗した電池を使用した場合であっても発振器が発振停止、発振開始を繰り返す異常動作を防止できる。
【００３２】
また、電池の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗と、第３の抵抗の両端電圧が閾値を超えたとき電池の直流電圧を発振器に供給する供給回路と、電池の直流電圧を発振器に供給するとき第１の抵抗の両端間を短絡する短絡回路とから、ヒステリシス回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直流電圧変換回路の一実施例の回路構成図である。
【図２】トランジスタＱ１０のベース電圧と発振器供給電圧の関係を示す図である。
【図３】従来の直流電圧変換回路の一例の回路構成図である。
【符号の説明】
１０ 出力端子
１２ 差動増幅器
１４ コンパレータ
１６ 発振器
ＳＤ１ ショットキーダイオード
Ｌ１ コイル
Ｒ１〜Ｒ１６ 抵抗
ＤＺ１ ツェナーダイオード
Claims (1)
- 電池から供給される直流電圧を昇圧または降圧した出力電圧の検出電圧と基準電圧との誤差電圧を生成して発振器の出力する傾斜波形信号と比較し、前記誤差電圧に応じたデューティ比のスイッチングパルスを生成して前記電池から供給される直流電圧のスイッチングを行う直流電圧変換回路において、
前記電池の出力電圧が前記発振器の動作電圧より高い第１電圧以上となったとき前記電池の直流電圧を前記発振器に供給し、前記電池の出力電圧が前記第１電圧より低い第２電圧以下となったとき前記電池の直流電圧を前記発振器に供給することを停止させるヒステリシス回路を有し、
前記ヒステリシス回路は、前記電池の出力電圧を分圧する第１〜第３の抵抗と、前記第３の抵抗の両端電圧が閾値を超えたとき前記電池の直流電圧を前記発振器に供給する供給回路と、前記電池の直流電圧を前記発振器に供給するとき前記第１の抵抗の両端間を短絡する短絡回路とを
有することを特徴とする直流電圧変換回路。
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