JP4453719B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents
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Description
水晶振動子の発振周波数は非常に高精度であるが、それでもわずかに温度特性をもっており、通常のATカット水晶振動子の場合は3次曲線のカーブを描く。
この3次曲線をキャンセルするような制御を加えることにより、温度変化を補償した発振器を温度補償型水晶発振器(TCXO)という。
LSIは温度補償回路と発振回路で構成され、温度補償回路にもいくつかの方法が提案されている(たとえば特許文献1参照)。
3次曲線を発生させるために、LSI内部には温度計(1次電圧)を内蔵し、DC電圧(0次電圧)、2乗回路や3乗回路で作った2次電圧・3次電圧をそれぞれ合成する。そして、合成する際の係数をパラメータとすることで、図1に示すように、自由に3次曲線を描くことができる。
式で表すと、次のようになる。
V=A(T-T0)3 + B(T-T0)2 + C(T-T0) + D
また、2乗回路や3乗回路で作った2次電圧・3次電圧には、ノイズ成分が多く、発振器の位相ノイズ特性が良くないとの指摘もある。
本発明は、補償精度を十分に確保でき、しかもノイズ特性が良好な温度補償型水晶発振器を提供することにある。
上記発振回路の温度補償範囲は複数の温度区分に区切られており、上記複数の温度区分それぞれについて、低温側の第1の補正点データと、高温側の第2の補正点データと、上記第1の補正点データより低温側の第3の補正点データと、上記第2の補正点データより高温側の第4の補正点データがそれぞれ予め設定されており、
上記温度補償回路は、
第1および第2の入力部に印加された第1および第2の補正値について、第1および第2の制御入力部に印加された第1および第2の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均手段を有し、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の上記第1および上記第2の補正点データ、および、上記第3の補正点データおよび上記第4の補正点データのいずれかを選択し、
上記第3の補正点データと上記第2の補正点データとの差を演算して第1の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第1の補正点データとの第1の差を算出して第1の差信号を生成し、上記第1の傾きと上記第1の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第1の補正点データを加算して上記第1の補正値を求め、
上記第1の補正点データと上記第4の補正点データとの差を演算して第2の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第2の補正点データとの第2の差を算出して第2の差信号を生成し、上記第2の傾きと上記第2の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第2の補正点データを加算して上記第2の補正値を求め、
上記第1および第2の補正値を上記加重平均回路の第1および第2の入力部に印加し、上記第1および上記第2の差信号を上記加重平均回路の第1および第2の制御入力部に印加する、
温度補償型水晶発振器が提供される。
上記発振回路の温度補償範囲を複数の温度補償区分に区切っておき、
上記温度補償回路は、
第1および第2の入力部に印加された第1および第2の補正値について、第1および第2の制御入力部に印加された第1および第2の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均回路と、
上記複数の温度区分それぞれについて、予め設定された、低温側の第1の補正点データと高温側の第2の補正点データ、および、上記第1の補正点データより低温側の第3の補正点データと、上記第2の補正点データより高温側の第4の補正点データを記憶している記憶手段と、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の第1および第2の補正点データ、および、上記第3の補正点データおよび上記第4の補正点データを選択する選択手段と、
上記第3の補正点データと上記第2の補正点データとの差を演算して第1の傾きを算出する第1の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第1の補正点データとの第1の差を算出して、第1の差信号を生成する第2の減算部と、
上記第1の傾きと上記第1の差信号とを乗算する第1の乗算部と、
当該乗算結果に上記第1の補正点データを加算して上記第1の補正値を求める第1の加算部と、
上記第1の補正点データと上記第4の補正点データとの差を演算して第2の傾きを算出する第3の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第2の補正点データとの第2の差を算出して、第2の差信号を生成する第4の減算部と、
上記第2の傾きと上記第2の差信号とを乗算する第2の乗算部と、
当該乗算結果に上記第2の補正点データを加算して上記第2の補正値を求める第2の加算部と、
を有し、
上記第1および第2の加算部の出力が、上記加重平均回路の第1および第2の入力部に接続され、
上記第2および第4の減算部の出力が、上記加重平均回路の第1および第2の制御入力部に接続されている、
温度補償型水晶発振器が提供される。
上記第1のトランジスタの第1の入力部に上記第1の補正値が印加され、上記第2のトランジスタの第2の入力部に上記第2の補正値が印加され、
上記第1のトランジスタの第1の制御入力部に上記第1の差信号が印加され、上記第2のトランジスタの第2の制御入力部に上記第2の差信号が印加され、
上記第1および第2のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される。
これらの構成要素のうち、水晶振動子11を除く、発振用素子としてのインバータ12、電圧可変容量素子13,14、出力バッファとしてのインバータ15、温度センサ16、メモリ17、および温度補償回路18は一つのチップ(LSI)20に集積化されている。
インバータ12とインバータ15の入力端子同士および端子T1の接続点によりノードND11が形成され、インバータ12の出力端子と端子T2との接続点によりノードND12が形成されている。
電圧可変容量素子13の一端がノードND11に接続され、電圧可変容量素子14の一端がノードND12に接続されている。
そして、電圧可変容量素子13の他端および電圧可変容量素子14の他端が、温度補償回路18の補償電圧VTの出力端に接続されている。
温度補償回路18は、温度センサ16によって検出された水晶振動子11を含む発振回路21の周囲温度に依存した補償電圧VTを発生し、電圧制御発振器としての電圧可変容量素子13,14に印加する。この温度補償回路18の具体的な構成および機能については、後で詳述する。
電圧可変容量素子13,14はそれぞれ、補償電圧VTによって端子間容量が変化する。その結果、水晶振動子11からみた回路側の直列等価容量(負荷容量)が変化することから、温度センサ16によって検出された温度に応答して水晶発振回路21の発振周波数も変化し、結局、発振回路21が温度補償される。
この温度補償された発振信号は、インバータ15を介して端子T3から出力される。
図3は、図2の温度補償型水晶発振器における温度補償回路の具体的な構成例を示す図である。
図4は、図3の温度補償回路の動作原理を説明するための図である。
この方法を用いれば、2乗回路や3乗回路が不要になる。また、水晶発振子の温度特性が3次関数から著しく逸脱していた場合など、一次関数の加重平均処理でどんな曲線にも補正が可能である。
補正点のデータは8ビット(bit)程度のデジタルデータでLSI20のメモリ17,181中に記憶しておく。温度区分を多くすると補正点のデータの点数が多いので、比較的多くのメモリ容量が必要となる(数百Bit)。補正点のデータそのものは、水晶振動子11を含む発振回路21の温度測定から所定の方法によってオフラインで求めて、LSI20にメモリ181に記憶する。
図4において、A点が温度区分の低温側の温度であり、B点がその温度区分の高温側の温度である。Z点はA点の温度より低温であり、C点はB点の温度より高温である。
メモリ181は、たとえば温度センサ16の検出温度Tがデジタル値に変換された後の温度区分信号S16が、アドレスとして供給され、そのアドレスデータに基づいて記憶された前後4ポイントの補正点データであるメモリ値Z、A、B、Cを読み出す。
メモリ値Aは第1のDAC182に入力され、メモリ値Bは第2のDAC183に入力され、メモリ値ZおよびBが引算器184に供給され、メモリ値ZおよびCが引算器184に供給される。
本実施形態のメモリ181は、図4に図解のごとく、温度センサ16で検出された温度データで規定される各温度区分に対して低温側の第1の補正点データA、高温側の第2の補正点データB、さらに、低温側の第1の補正点データAよりさらに低温側の第3の補正点データZと、高温側の第2の補正点データBよりさらに高温側の第4の補正点データCを記憶しておき、これらのデータをデジタルデータとして出力する。
第2のDAC183は、メモリ値Bをアナログ値に変換し、その結果を信号S183として加算器188に出力する。
第2の乗算器186は、引算器184による第2の傾きB’と温度センサ16で検出した現在温度Tに対する残差bとの乗算を行い、その結果を信号S186として第2の加算器188に出力する。
ここで、図4に図解のごとく、第1の残差aは温度センサ16で検出した現在温度Tと最も隣接する低温側の補正点に対応する温度(図4の例ではメモリ値Aに対応)との差である(たとえば、a=T−A)。第2の残差bは現在温度Tと最も隣接する高温側の補正点に対応する温度(図4の例ではメモリ値Bに対応)との差である(たとえば、b=B−T)。
第2の加算器188は、DAC183の出力信号S183(B値)と第2の乗算器186の出力信号S186(b×B’=(B−T)×B’)を加算し、補正値βとして加重平均回路189に出力する。すなわち、β=B+b×B’=B+(B−T)×(C−A)。
NMOSトランジスタNT1,NT2は補正値αが供給されるラインと補正値βが供給されるラインとの間に直列に接続され、NMOSトランジスタNT1のゲートに第2の残差bのデータが供給され、NMOSトランジスタNT2のゲートに第1の残差aが供給され、両トランジスタNT1、NT2の接続ノードが補正値αと補正値βを加重平均した補償電圧VTを端子T18から出力する。
第1の残差a(a=T−A)および第2の残差b(b=B−T)の値は、温度Tを基準として、いわゆる相補的な関係を持ち、第1の残差aおよび第2の残差bの値に応じてNMOSトランジスタNT1、NT2のオン抵抗が変化する。これにより、補正値αと補正値βの加重平均にかかわる割合が調整され、温度変化に高精度に追従する補償電圧VTが得られる。
次に、上記構成による温度補償回路18の動作について、図3および図4に関連付けて説明する。
いま、補正点A1のメモリ値A、補正点B1のメモリ値BをDAC182,183においてDA変換することで、それぞれのアナログ電圧(あるいは電流)値S182、S183が得られる。
同じく、減算器184において、メモリ値Cからメモリ値Aを減算することによって傾きB’(B’=C−A)が求められる。
この傾きB’と傾きA’のデータを係数として1次関数を生成して、それぞれに補正点A1と補正点B1の電圧(あるいは電流)値を0次係数として与えれば、乗算器185,186、および加算器187,188による演算を通して図4の補正値αと補正値βが得られる。
加重平均には第1の残差aと第2の残差bを用いる。すなわち、現在の測定温度Tがメモリ値Aの温度に近い場合(残差aが小さくて残差bが大きい場合)、現在温度における補正電圧は補正値αを選び、メモリ値AをDA変換した電圧に近くなる。
現在の測定温度Tがメモリ値Bの温度に近づくにつれて第1の残差aが大きく、第2の残差bが小さくなり、加重平均値が補正値αから徐々に補正値βへ移行してゆく。
現在の測定温度Tがメモリ値Bの温度に近くなると、第2の残差bは小さくなり、現在温度Tにおける補償(補正)電圧VTは補正値βを選び、メモリ値BをDA変換した電圧にほぼ等しくなる。
このようにして、メモリ値Aとメモリ値Bの間を、補正値αと補正値βについて、第1の残差aと第2の残差bとで加重平均した1次関数で補間してゆく。
温度区分が高温側に移行することにより、今まで減算に使用していたメモリ値Zは不要になり、新しくメモリ値Dを用いる。そのため、温度区分が次の温度区分に移行した瞬間、補正値αが大きく変化することになる。
本実施形態においては、この影響を回避するため、温度区分が次の温度区分に移行する近辺には加重平均に不感帯を設けておく。
たとえば、メモリ値Bの近辺では補正値αの影響を受けないように、補正値αを不感として補正値βにのみ追従するように設定しておく。この逆も同様である。
このように構成することにより、温度区分が次の温度区分に移行しても、補正電圧はスムーズな曲線が得られる。
そこで、本実施形態においては、温度区分が次の温度区分に移行しても、一方の1次関数(メモリ値B近辺における補正値β)はそのまま利用し、不感帯になっている補正値αのみが変化するような回路構成を採用している。
次の温度区分への移行では、逆側の1次関数のみが変化し、交互に入れ替わる構成にすることで、温度区分の移行によって補正値はスムーズな曲線が得られる。
本発明の方式は1次関数しか使っておらず、高精度なアナログ演算回路を必要としないため、低ノイズな発振器を実現可能である。
また、温度補償範囲内を多数の温度区分に区切り、補間点数を多くしてゆけば、メモリに記憶すべきデータも多くなってしまうものの、1次関数であらゆる温度補償カーブが実現可能となり、補償精度も非常に高くなる。
本実施形態の温度補償型水晶発振器10によれば、周波数偏差±1ppm以下を実現できる。
したがって、本発明を携帯電話等の携帯装置や全方位測位システム(GPS)の発振器として十分に適用可能である。
Claims (8)
- 発振振動子を含む発振回路と、
上記発振回路の発振ループに接続され、印加された電圧に応じて静電容量値が変化する電圧可変容量素子と、
上記発振回路の温度を検出する温度検出部で検出された温度データを受けて上記発振回路の温度特性の変化を補償する補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、
を有し、
上記発振回路の温度補償範囲は複数の温度区分に区切られており、上記複数の温度区分それぞれについて、低温側の第1の補正点データと、高温側の第2の補正点データと、上記第1の補正点データより低温側の第3の補正点データと、上記第2の補正点データより高温側の第4の補正点データがそれぞれ予め設定されており、
上記温度補償回路は、
第1および第2の入力部に印加された第1および第2の補正値について、第1および第2の制御入力部に印加された第1および第2の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均手段を有し、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の上記第1および上記第2の補正点データ、および、上記第3の補正点データおよび上記第4の補正点データのいずれかを選択し、
上記第3の補正点データと上記第2の補正点データとの差を演算して第1の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第1の補正点データとの第1の差を算出して第1の差信号を生成し、上記第1の傾きと上記第1の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第1の補正点データを加算して上記第1の補正値を求め、
上記第1の補正点データと上記第4の補正点データとの差を演算して第2の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第2の補正点データとの第2の差を算出して第2の差信号を生成し、上記第2の傾きと上記第2の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第2の補正点データを加算して上記第2の補正値を求め、
上記第1および第2の補正値を上記加重平均回路の第1および第2の入力部に印加し、上記第1および上記第2の差信号を上記加重平均回路の第1および第2の制御入力部に印加する、
温度補償型水晶発振器。 - 上記加重平均手段は、同じ導電型の第1および第2のトランジスタが2個直列に接続されて構成され、
上記第1のトランジスタの第1の入力部に上記第1の補正値が印加され、
上記第2のトランジスタの第2の入力部に上記第2の補正値が印加され、
上記第1のトランジスタの第1の制御入力部に上記第1の差信号が印加され、
上記第2のトランジスタの第2の制御入力部に上記第2の差信号が印加され、
上記第1および第2のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される、
請求項1に記載の温度補償型水晶発振器。 - 隣接する温度区分の両端の上記第1および第2の補正点データに、上記第1および第2の傾きが急激に変化しないように、不感帯を設けた、
請求項1または2に記載の温度補償型水晶発振器。 - 当該温度補償型水晶発振器は、上記発振回路の周囲の温度を検出する、上記温度検出部を有する、
請求項1〜3のいずれかに記載の温度補償型水晶発振器。 - 発振振動子を含む発振回路と、
上記発振回路の発振ループに接続され、印加された電圧に応じて静電容量値が変化する電圧可変容量素子と、
上記発振回路の温度を検出する温度検出部で検出された温度データを受けて上記発振回路の温度特性の変化を補償する補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、
を有し、
上記発振回路の温度補償範囲を複数の温度補償区分に区切っておき、
上記温度補償回路は、
第1および第2の入力部に印加された第1および第2の補正値について、第1および第2の制御入力部に印加された第1および第2の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均回路と、
上記複数の温度区分それぞれについて、予め設定された、低温側の第1の補正点データと高温側の第2の補正点データ、および、上記第1の補正点データより低温側の第3の補正点データと、上記第2の補正点データより高温側の第4の補正点データを記憶している記憶手段と、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の第1および第2の補正点データ、および、上記第3の補正点データおよび上記第4の補正点データを選択する選択手段と、
上記第3の補正点データと上記第2の補正点データとの差を演算して第1の傾きを算出する第1の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第1の補正点データとの第1の差を算出して、第1の差信号を生成する第2の減算部と、
上記第1の傾きと上記第1の差信号とを乗算する第1の乗算部と、
当該乗算結果に上記第1の補正点データを加算して上記第1の補正値を求める第1の加算部と、
上記第1の補正点データと上記第4の補正点データとの差を演算して第2の傾きを算出する第3の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第2の補正点データとの第2の差を算出して、第2の差信号を生成する第4の減算部と、
上記第2の傾きと上記第2の差信号とを乗算する第2の乗算部と、
当該乗算結果に上記第2の補正点データを加算して上記第2の補正値を求める第2の加算部と、
を有し、
上記第1および第2の加算部の出力が、上記加重平均回路の第1および第2の入力部に接続され、
上記第2および第4の減算部の出力が、上記加重平均回路の第1および第2の制御入力部に接続されている、
温度補償型水晶発振器。 - 上記加重平均回路は、同じ導電型の第1および第2のトランジスタが2個直列に接続されて構成され、
上記第1のトランジスタの第1の入力部に上記第1の補正値が印加され、
上記第2のトランジスタの第2の入力部に上記第2の補正値が印加され、
上記第1のトランジスタの第1の制御入力部に上記第1の差信号が印加され、
上記第2のトランジスタの第2の制御入力部に上記第2の差信号が印加され、
上記第1および第2のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される、
請求項5に記載の温度補償型水晶発振器。 - 隣接する温度区分の両端の上記第1および第2の補正点データに、上記第1および第2の傾きが急激に変化しないように、不感帯を設けた、
請求項5または6に記載の温度補償型水晶発振器。 - 当該温度補償型水晶発振器は、上記発振回路の周囲の温度を検出する、上記温度検出部を有する、
請求項5〜7のいずれかに記載の温度補償型水晶発振器。
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