JP4274252B2 - Ｐｗｍ出力型センサ回路 - Google Patents

Description

本発明は、物理量の値に関係づけられたパルス幅をもつＰＷＭ出力を当該物理量に関する情報として出力するＰＷＭ出力型センサ回路に関するものである。

物理量の値に関係づけられたパルス幅をもつＰＷＭ出力を当該物理量に関する情報として出力するＰＷＭ出力型センサ回路を有するセンサとして、例えば、下記特許文献１に開示される「ＰＷＭ型圧力センサ」がある。このＰＷＭ型圧力センサでは、センサ素子から出力されるアナログ電圧をＡＤコンバータで１０ビットのデジタル信号に変換した後、ＰＷＭ変換手段によりこのデジタル信号に基づいたデューティ比２％〜９５％のＰＷＭ出力を演算し出力手段を介して出力している。

このＰＷＭ型圧力センサでは、ＡＤコンバータによりサンプリングした複数のデータから適正値を選択する処理を、ＰＷＭ出力の最低値であるデューティ比２％の出力時以前に完了させる必要から、ＡＤコンバータによるサンプル回数を３回に減らすことによって、適正値の選択処理を高速に行い得る構成を採用している（特許文献１；段落００３４〜００３８）。
特開平１１−２３７２９０号公報

しかしながら、上記特許文献１に開示される「ＰＷＭ型圧力センサ」によると、デューティ比が２％である場合のＰＷＭ出力に間に合わせる必要上、ＡＤコンバータのサンプル回数を最低限の３回に減らしていることから、比較的処理時間に余裕のあるデューティ比が５０％以上の場合においても３回のサンプリングでＰＷＭ出力を演算することになる。そのため、サンプル回数の減少から検出データの精度低下を招くという問題がある。

このような問題は、検出データの分解能を上げたり、ＰＷＭ変換手段を実現するマイクロコンピュータ（以下「マイコン」という）やＡＤコンバータの処理速度を十分に高めれば解決し得るものである。ところが、検出データの分解能を上げる場合には、物理量の検出範囲（ダイナミックレンジ）がその分狭くなるという問題や、処理速度の速いマイコンやＡＤコンバータを用いる場合には、部品コストの増加による製品コストの上昇を招いてしまうという問題等々が新たに発生し得る。

また、上記特許文献１に開示される「ＰＷＭ型圧力センサ」では、検出する圧力（物理量）に対してＰＷＭ出力のデューティ比が一定の割合で変化する（特許文献１；図９）。つまり、検出対象となる圧力の全範囲において、同じ分解能でＰＷＭ出力を演算している。このため、ある範囲の圧力については分解能を高め、他の範囲の圧力については分解能を下げる、といった複数の分解能を要求する仕様があっても、このＰＷＭ型圧力センサは分解能が単一であるため、これには十分に応えることができないという問題がある。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、物理量の検出範囲を狭めることなく、検出データの精度を高め得るＰＷＭ出力型センサ回路を提供することにある。
また、本発明の別の目的は、複数の分解能を持つＰＷＭ出力型センサ回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１のＰＷＭ出力型センサ回路では、物理量の値に関係づけられたパルス幅をもつＰＷＭ出力を当該物理量に関する情報として出力するＰＷＭ出力型センサ回路であって、センサ素子により検出された前記物理量に関する情報を取得してセンサデータを出力する物理量取得手段と、前記物理量取得手段から出力された前記センサデータを複数回サンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段により複数回サンプリングされた複数の前記センサデータを同じサンプリング区間ごとに積算して平均値を算出する演算手段と、前記物理量取得手段から出力された前記センサデータ、または、前記サンプリング手段により複数回サンプリングされた複数の前記センサデータ、または、前記演算手段にて算出された前記センサデータの平均値に基づいて、追加するサンプリング回数を決定するサンプリング回数決定手段と、前記演算手段により算出された前記平均値に基づいて前記物理量に関係づけられたパルス幅の前記ＰＷＭ出力を生成するＰＷＭ変換手段と、前記ＰＷＭ変換手段に生成された前記ＰＷＭ出力を出力する出力手段とを備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項２のＰＷＭ出力型センサ回路では、少なくとも、前記サンプリング手段が、所定のサンプリング回数による低精度モードとこの所定のサンプリング回数よりも多いサンプリング回数による高精度モードとにより、前記センサデータをサンプリングする請求項１記載のＰＷＭ出力型センサ回路であって、前記サンプリング回数決定手段は、前記サンプリング手段により前記低精度モードで複数回サンプリングしたセンサデータを前記演算手段により積算して算出された平均値に基づいて前記サンプリング回数を決定することを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項３のＰＷＭ出力型センサ回路では、前記物理量に基づく電気信号を所定利得で増幅可能な増幅手段を前記物理量取得手段の前段に備えた請求項２記載のＰＷＭ出力型センサ回路であって、前記増幅手段の所定利得は、前記サンプリング手段が前記低精度モードで前記センサデータをサンプリングする場合には、前記サンプリング手段が前記高精度モードで前記センサデータをサンプリングするときよりも低い利得に設定され、前記サンプリング手段が前記高精度モードで前記センサデータをサンプリングする場合には、前記サンプリング手段が前記低精度モードで前記センサデータをサンプリングするときよりも高い利得に設定されることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項４のＰＷＭ出力型センサ回路では、請求項１〜３のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路において、サンプリング手段によりサンプリングされる回数は、２の累乗であることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項５のＰＷＭ出力型センサ回路では、前記物理量の所定値に対し正方向の物理量と負方向の物理量とで異なる制御を行う装置またはシステムに前記ＰＷＭ出力を出力する請求項２〜４のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路であって、前記サンプリング回数決定手段は、前記物理量取得手段から出力された前記センサデータが前記所定値を含み前記正方向の物理量および前記負方向の物理量を含む範囲内にある場合には、この範囲内にある前記センサデータのサンプリング区間を前記高精度モードに決定することを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項６のＰＷＭ出力型センサ回路では、請求項１〜５のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路において、前記出力手段は、前記ＰＷＭ出力の波高値を、前記物理量とは異なる他の物理量の値に関係づけて設定することを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項７のＰＷＭ出力型センサ回路では、請求項２〜５のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路において、前記サンプリング回数決定手段は、前記高精度モードと判定した場合に設定するサンプリングが前記低精度モードの出力期間に設定された期間にも行われることを技術的特徴とする。

請求項１の発明では、物理量取得手段から出力されたセンサデータをサンプリング手段が複数回サンプリングし、その複数回サンプリングした複数のセンサデータを、演算手段により同じサンプリング区間ごとに積算して平均値を算出し、この平均値に基づいて物理量に関係づけられたパルス幅のＰＷＭ出力をＰＷＭ変換手段により生成して出力手段により出力する。
ここで、サンプリング回数決定手段は、物理量取得手段から出力されたセンサデータ、または、サンプリング手段により複数回サンプリングされた複数のセンサデータ、または、演算手段にて算出されたセンサデータの平均値に基づいて、追加するサンプリング回数を決定する。
これにより、物理量のセンサデータに基づいて検出データの精度を高めるべき範囲においてはサンプリング回数を多くし、そうでない範囲においてはサンプリング回数を少なくすることによって、物理量の検出範囲を狭めることなく、検出データの精度を高めることができる。また、複数の分解能を持つこともできる。

例えば、１０ビットのサンプリングデータでも、８回（２の３乗）のサンプリングデータを積算したデータは３ビット多い１３ビット化ができ、見かけ上の高分解能化ができる。さらにアンプノイズやＡ／Ｄ変換ミスなどにより複数回のサンプリングデータに（１０ビットに対して）１ＬＳＢ以上のばらつきがある場合、積算したことで変動の増減が相殺されるため、サンプリングデータが多いほど安定した精度の高い結果が得られる。

請求項２の発明では、サンプリング回数決定手段は、サンプリング手段により低精度モードで複数回サンプリングしたセンサデータを演算手段により積算して算出された平均値に、基づいてサンプリング回数を決定する。これにより、サンプリング回数決定手段は、サンプリング手段による所定の低精度モードでセンサデータをサンプリングする機能を利用することによって、サンプリング回数決定手段として、別途、サンプリング機能を持つ必要なくなるので、構成を簡素化することができる。

請求項３の発明では、物理量に基づく電気信号を所定利得で増幅可能な増幅手段を物理量取得手段の前段に備えており、この増幅手段の所定利得は、サンプリング手段が低精度モードでセンサデータをサンプリングする場合には、サンプリング手段が高精度モードでセンサデータをサンプリングするときよりも低い利得に設定され、サンプリング手段が高精度モードでセンサデータをサンプリングする場合には、サンプリング手段が低精度モードでセンサデータをサンプリングするときよりも高い利得に設定される。これにより、増幅手段の所定利得がサンプリング手段のサンプリング回数に合わせて設定されるため、物理量の検出範囲を狭めることなく、検出データの精度を一層高めることができる。

請求項４の発明では、サンプリング手段によりサンプリングされる回数は２の累乗であることから、低次ビット方向にビットシフトをさせることで、１／２，１／４，１／８といった２の累乗による除算演算を簡易なハードウェアロジックにより実現することができる。これにより、演算手段による平均値の算出演算を容易かつ高速にすることができる。

請求項５の発明では、サンプリング回数決定手段は、物理量取得手段から出力されたセンサデータが所定値を含み正方向の物理量および負方向の物理量を含む範囲内にある場合には、この範囲内にあるセンサデータのサンプリング回数を多いサンプリング回数に決定する。これにより、当該所定値に対し正方向の物理量と負方向の物理量とで異なる制御を行う装置またはシステムに対して出力するＰＷＭ出力として、このような範囲内における検出データの精度を高めることができる。

請求項６の発明では、出力手段は、ＰＷＭ出力の波高値を、物理量とは異なる他の物理量の値に関係づけて設定することから、このような他の物理量の値に関する情報をＰＷＭ出力に重畳することができる。

請求項７の発明では、サンプリング回数決定手段は、高精度モードと判定した場合に設定するサンプリングが低精度モードの出力期間に設定された期間にも行われることから、高精度モードの場合のサンプリング回数をより増やすことができ、精度をより高めることができる。

以下、本発明のＰＷＭ出力型センサ回路（以下「センサ回路」という）の実施形態について図を参照して説明する。ここでは、車両に搭載されたバッテリＢＡＴＴに流れるバッテリ電流Ｉbattを測定し得るセンサ回路に適用した例を挙げて説明する。

図１に示すように、本実施形態に係るセンサ回路２０は、主に、アンプ２１、Ａ／Ｄ変換器２２、定電圧回路２３、出力回路２５、パワーオンリセット回路２６、クロック発生回路２７、ＥＰＲＯＭ２９、ＤＳＰ３０等により構成されている。このセンサ回路２０は、センサ素子１０により検出されたバッテリ電流Ｉbattの値に関係づけられたパルス幅をもつＰＷＭ出力を当該バッテリ電流Ｉbattに関する情報、つまり検出データとして出力するものである。

なお、本実施形態では、バッテリ電流Ｉbattが流れる負荷ＲＬとしては、例えば、エンジンのスタータモータ、電動パワーステアリング装置のアシストモータや、ヘッドライト等の照明装置等、の車載電気機器装置を想定しており、またセンサ素子１０としての電流測定抵抗ＲｉをバッテリＢＡＴＴに直列に接続しこの両端の電位差を測定することによりバッテリ電流Ｉbattを検出可能にしている。

センサ回路２０を構成するアンプ２１は、電流測定抵抗Ｒｉの両端に発生する電位差を差動入力として所定利得倍に増幅して出力する差動増幅器で、バッテリ電流Ｉbattに基づく電気信号を所定利得で増幅するものである。例えば、電流測定抵抗Ｒｉが０．１ｍΩに設定されている場合、８００Ａ（アンペア）のバッテリ電流Ｉbattが当該電流測定抵抗Ｒｉに流れるとすると、電流測定抵抗Ｒｉの両端には８０ｍＶの電位差が発生する。このため、アンプ２１の利得（ゲイン）を２０倍に設定することで、１．６Ｖの出力変化を得ることができる。このアンプ２１には、後述する定電圧回路２３から基準電圧Ｖref1が入力されているほか、例えば、２０倍のゲインＡ、１２０倍のゲインＢというように、複数の利得（ゲイン）を設定可能かつ外部からのゲイン切替えを可能に構成されている。

なお、センサ回路２０に入力されるバッテリ電流Ｉbatt等の物理量に関する電気信号レベルが、後段のＡ／Ｄ変換器２２の入力信号レベルとして、必要十分な値であれば、当該アンプ２１を必ずしも設ける必要はない。このアンプ２１は、特許請求の範囲に記載の「増幅手段」に相当し得るものである。

Ａ／Ｄ変換器２２は、アナログ入力をデジタル出力に変換する機能、いわゆるＡＤ変換機能を有するもので、本実施形態では、アンプ２１から出力されて入力されるアナログ電圧を、例えば１０ビットで表現されるデジタルデータに変換して出力する。即ち、センサ素子１０により検出された物理量としてのバッテリ電流Ｉbattの値を取得して２進化されたセンサデータとしてのデジタルデータを出力する。この実施例のＡ／Ｄ変換方式は逐次比較型Ａ／Ｄ変換方式を想定しており、Ａ／Ｄ変換開始信号を受けて所定のタイミングでサンプル・ホールドした後に内部のＤ／Ａ変換器の出力をＭＳＢ側から設定しながら逐次、入力電圧と比較して各ビットを決定していき、全ビット決定したのち、終了信号を送出する。各ステップは８ＭＨｚのクロックＣＬＫにより進行するため、一定の変換時間がかかる。なお、Ａ／Ｄ変換方式は逐次比較型にとらわれる必要はない。

このＡ／Ｄ変換器２２は、外部からのサンプリング開始信号でアナログ電圧をサンプリングしてデジタルデータを出力し得るように構成されており、本実施形態の場合には、後述する制御回路部３８から、サンプリングの開始信号が入力され、サンプリングが終了すると終了信号を制御回路部３８に出力し得る。Ａ／Ｄ変換器２２には、定電圧回路２３から基準電圧Ｖref2（＝Ｖref1×２）が入力されている。なお、Ａ／Ｄ変換器２２は、特許請求の範囲に記載の「物理量取得手段」および「サンプリング手段」に相当し得るものである。

定電圧回路２３は、バンドギャップ回路により所定の定電圧を発生する機能を有するもので、本実施形態では、基準電圧Ｖref1をアンプ２１に供給し、またこの基準電圧Ｖref1の２倍にあたる基準電圧Ｖref2をＡ／Ｄ変換器２２に供給し得るように構成されている。

出力回路２５は、後述するＤＳＰ３０から出力されるＰＷＭ信号を十分な電流駆動能力で出力するドライブ機能を有するもので、特許請求の範囲に記載の「出力手段」に相当し得るものである。

パワーオンリセット回路２６は、当該センサ回路２０の電源電圧を監視することにより電源投入直後に所定の初期設定動作をＤＳＰ３０に実行させるトリガ信号を、ＤＳＰ３０の制御回路部３８に出力する機能を有するものである。

クロック発生回路２７は、ＤＳＰ３０の基準クロックＣＬＫを発生するタイムベースの機能を有するもので、本実施形態では１ＭHzで発振するＣＲ発振回路とそれを８逓倍する逓倍回路とにより構成されている。これにより、クロック発生回路２７は、８ＭHzの基準クロックＣＬＫをＤＳＰ３０の制御回路部３８に出力可能にしている。

ＥＰＲＯＭ２９は、ＤＳＰ３０の制御データや各設定データ（アンプ２１のゲイン設定データやＡ／Ｄ変換器２２のサンプリング設定データ等）を記憶している半導体不揮発性メモリ装置で、後述するＤＳＰ３０のデジタル入出力部３６を介して記憶されるデータの入力（書き込み）や記憶されている（書き込まれている）データの整合性を確認可能に構成されている。なお、ＥＰＲＯＭ２９に接続されている端子は、当該ＥＰＲＯＭ２９にデータを書き込む際に必要となる書込電圧を印加するための入力端子である。

ＤＳＰ３０は、入力されるデジタル信号に対して所定の信号処理を施し得る信号処理回路で、デジタルシグナルプロセッサのことである。本実施形態では、演算部３２、ＰＷＭ変換部３４、デジタル入出力部３６、制御回路部３８等の各機能を実現可能に構成されている。

演算部３２は、Ａ／Ｄ変換器２２から入力されたデジタルデータを、同じサンプリング区間ごとに積算したり、また積算されたデータの平均値を算出したりする各種演算機能を実現するものである。なお、本願では、サンプリング区間＝サンプリング周期×サンプリング回数 とする。この演算部３２では、後述するオフセット処理も行っており、制御回路部３８との間で制御信号を授受可能に構成されている。なお、この演算部３２は、特許請求の範囲に記載の「演算手段」に相当し得るものである。

ＰＷＭ変換部３４は、演算部３２により算出された平均値に基づいてバッテリ電流Ｉbattに関係づけられたパルス幅のＰＷＭ出力を生成する機能を有するもので、制御回路部３８との間で授受される制御信号に従って処理が行われる。なお、このＰＷＭ変換部３４は、特許請求の範囲に記載の「ＰＷＭ変換手段」に相当し得るものである。

デジタル入出力部３６は、ＥＰＲＯＭ２９に書き込まれるデータやＥＰＲＯＭ２９に書き込まれたデータを、外部との間でシリアル形式で入出力可能にするシリアル−パラレル変換機能を有するものである。これらのデータのほかに、ＤＳＰ３０に対して直接制御可能な命令やデータ（例えばテスト命令等）も、当該デジタル入出力部３６を介して入出力される。

制御回路部３８は、ＥＰＲＯＭ２９から読み込まれた制御データに従って各種信号処理を制御し得る論理回路で、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２２から出力されたデジタルデータ（センサデータ）に基づいてサンプリング回数を決定する機能や、デジタルデータの積算処理、平均化処理、オフセット処理やＰＷＭ出力生成処理等の諸機能、さらには前述したアンプ２１のゲイン切替制御処理やＡ／Ｄ変換器２２のサンプリング制御処理等のハードウェアの制御機能をも有する。これらの処理は、前述したクロック発生回路２７から入力される８ＭHzの基準クロックＣＬＫをベースに行われている。なお、制御回路部３８は、特許請求の範囲に記載の「サンプリング回数決定手段」に相当し得るものである。

このように構成されるセンサ回路２０は、図２に示す制御フローに従った信号処理を行う。即ち、センサ回路２０に電源が投入されると（パワーオン）、まずステップＳ１０１によりパワーオンリセット処理が行われると、ほぼ同時に、前述したＥＰＲＯＭ２９に記憶されているＤＳＰ３０の制御データに従って制御回路部３８がこれから説明する各制御を実行する。ステップＳ１０１によるパワーオンリセット処理は、前述したパワーオンリセット回路２６から出力されるトリガ信号をきっかけに行われるもので、制御回路部３８が、例えばＤＳＰ３０を構成する各ハードウェア等を初期値に設定する制御を行う。

次のステップＳ１０２では、出力初期設定処理が行われる。この処理は、ＰＷＭ変換部３４に対してＰＷＭ出力の論理設定を行うもので、例えば、図３(A) に示すように、１周期（図３(A) に示す時間Ｔ、「１サイクル」ともいう）の開始時点においてはＬレベルの信号を出力し、デューティ比に達する時点（図３(A) に示す時間ｔ）で出力レベルを反転させてＨレベルの信号を出力するように設定したり、またこれとは逆に、図３(B) に示すように、１周期（図３(B) に示す時間Ｔ）の開始時点においてはＨレベルの信号を出力し、デューティ比に達する時点（図３(B) に示す時間ｔ）で出力レベルを反転させてＬレベルの信号を出力するように設定する。ここでは図３(A) に示すように設定する。

続くステップＳ１０３では、ＥＰＲＯＭ２９の読出し処理が行われる。この処理では、ＥＰＲＯＭ２９に記憶されたアンプ２１のゲイン設定データ、ゼロ点設定データやＡ／Ｄ変換器２２のサンプリング設定データ等の各設定データを、制御回路部３８がＥＰＲＯＭ２９から読み出す。例えば、アンプ２１に対する設定データとしては、低いゲインＡ（例えば２０倍）や高いゲインＢ（例えば１２０倍）といった利得設定に関するデータで、またＡ／Ｄ変換器２２に対する設定データとしては、低精度モードのサンプリング設定に相当するサンプリング回数２回や高精度モードのサンプリング設定に相当するサンプリング回数８回といったサンプリング設定に関するデータである。

次のステップＳ１０４では、ゲイン設定処理（低精度）が行われる。この処理は、ステップＳ１０３によってＥＰＲＯＭ２９から読み出されたアンプ２１に対する設定データのうち、低精度モードでサンプリングする際に用いられるゲイン設定データがアンプ２１に設定される。本実施形態では、例えば、アンプ２１が低いゲインＡ（例えば２０倍）で機能するデータを当該アンプ２１に設定する。

続くステップＳ１０５では、アンプ２１の安定化処理が行われる。この処理は、ステップＳ１０４によってゲイン設定されたアンプ２１が、当該ゲインで安定して動作するのに必要な時間を待つために行われるもので、例えば、０．１ミリ秒間待機する。この時間は、前述した８ＭHzの基準クロックＣＬＫを所定数カウントすることにより行われる。

ステップＳ１０６では、Ａ／Ｄ変換処理および積算処理が行われる。これらの処理は、アンプ２１から出力されるアナログ電圧（バッテリ電流Ｉbattを電圧値に変換したもの）を、まずは低精度でサンプリングした後、積算し平均値を求めるもので、これにより検出対象となる物理量としてのバッテリ電流Ｉbattを大雑把な値として把握することを可能にしている。

具体的には、Ａ／Ｄ変換処理では、前述したステップＳ１０３によってＥＰＲＯＭ２９から読み出されたＡ／Ｄ変換器２２に対する設定データのうち、サンプリング回数の少ない低精度モードのサンプリング設定に相当するサンプリング回数２回のデータに基づき、２回のサンプリングおよび平均化処理を行う。

まず、サンプリングの開始信号を制御回路部３８からＡ／Ｄ変換器２２に送ることでＡ/Ｄ変換が開始され、終了するとＡ／Ｄ変換器２２から制御回路部３８へ終了信号が返される。これを受けてＡ／Ｄ変換されたデータはＤＳＰ３０の演算部３２に取り込まれ、再びサンプリングの開始信号を送り出し、同様にＡ／Ｄ変換データを取り込んで積算する。これにより、演算部３２では、２回分のセンサデータを積算した後、その平均値を算出する。本実施形態では、２回分の平均値を得るために、２の１乗（＝２）で除算するので、実際の演算では、積算結果を格納したレジスタから、最小値ビット側を１ビット除いた値を取り出す。これにより、最小値ビット側に１ビットシフトしたのと同様の演算結果が得られるので、極めて容易かつ高速に除算演算を行うことができる。

ステップＳ１０７では、オフセット補正処理が行われる。前述のようにＡ／Ｄ変換器２２の基準電圧Ｖref2に対してアンプ２１の基準電圧Ｖref1は１／２、すなわち５０％に設定したので、被計測電流の０Ａに対してＡ／Ｄ変換値は５０％になっている。これに対して本実施例ではＰＷＭ出力のデューティ比は図４のように３５％に定義されているので、このずれ（−１５％）を補正する必要があるため、ステップＳ１０６により得られた平均値に対して、このオフセット補正処理を行う。実際にはアンプ２のオフセット電圧に基づく誤差も含めて補正を行う。

続くステップＳ１０８では、高精度モードに入るか否かの判断処理が行われる。即ち、ステップＳ１０７により補正された平均値に基づいて、高精度モードで再度、サンプリングするか否かを判断する。例えば、図４に示すように、ステップＳ１０６，Ｓ１０７から得られた平均値が、所定の範囲（図４に示す例では、−１００Ａ以上＋１００Ａ以下の範囲）にある場合には、高精度モードに入る判断を行う（ステップＳ１０８；Ｙｅｓ）。これに対し、ステップＳ１０６，Ｓ１０７から得られた平均値が、所定の範囲にない場合には（図４に示す例で、−１００Ａ未満の範囲）、高精度モードに入る判断を行うことなく（ステップＳ１０８；Ｎｏ）、ステップＳ１１３に処理を移行する。

ステップＳ１０９〜Ｓ１１２は、高精度モードに入る場合に行われる処理である。ステップＳ１０９では、ゲイン設定処理（高精度）が行われる。この処理は、ステップＳ１０３によってＥＰＲＯＭ２９から読み出されたアンプ２１に対する設定データのうち、高精度でサンプリングする際に用いられるゲイン設定データがアンプ２１に設定される。本実施形態では、例えば、アンプ２１が高いゲインＢ（例えば１２０倍）で機能するデータを当該アンプ２１に設定する。

続くステップＳ１１０では、アンプ２１の安定化処理が行われる。この処理は、前述したステップＳ１０５と同様に、ステップＳ１０９によってゲイン設定されたアンプ２１が、当該ゲインで安定して動作するのに必要な時間を待つために行われる。

次のステップＳ１１１では、Ａ／Ｄ変換処理および積算処理が行われる。この処理は、前述したステップＳ１０６と同様であるが、ここでは、アンプ２１から出力されるアナログ電圧を高精度でサンプリングした後、積算し平均値を求める。これにより、検出対象となる物理量としてのバッテリ電流Ｉbattを高精度で把握することを可能にしている。

具体的には、Ａ／Ｄ変換処理では、前述したステップＳ１０３によってＥＰＲＯＭ２９から読み出されたＡ／Ｄ変換器２２に対する設定データのうち、サンプリング回数の多い高精度モードのサンプリング設定に相当するサンプリング回数８回のデータに基づき、８回のサンプリングおよび平均化処理を行う。

まず、サンプリングの開始信号を制御回路部３８からＡ／Ｄ変換器２２に送ることでＡ/Ｄ変換が開始され、終了するとＡ／Ｄ変換器２２から制御回路部３８へ終了信号が返される。これを受けてＡ／Ｄ変換されたデータはＤＳＰ３０の演算部３２に取り込まれ、再びサンプリングの開始信号を送り出し、同様にＡ／Ｄ変換データを取り込んで積算する。同様にして、計８回分のサンプリングデータの積算を行う。これにより、演算部３２では、８回分のセンサデータを積算した後、その平均値を算出する。本実施形態では、８回分に平均値を得るために、２の３乗（＝８）で除算するので、実際の演算では、積算結果を格納したレジスタから、最小値ビット側を３ビット除いた値を取り出す。これにより、最小値ビット側に３ビットシフトのと同様の演算結果が得られるので、極めて容易かつ高速に除算演算を行うことができる。

続くステップＳ１１２では、オフセット補正処理が行われる。前述のようにＡ／Ｄ変換器２２の基準電圧Ｖref2に対してアンプ２１の基準電圧Ｖref1は１／２、すなわち５０％に設定したので、被計測電流の０Ａに対してＡ／Ｄ変換値は５０％になっている。これに対して本実施例ではＰＷＭ出力のデューティ比は図４のように６０％に定義されているので、このずれ（＋１０％）を補正する必要があるため、ステップＳ１０６により得られた平均値に対して、このオフセット補正処理を行う。実際にはアンプ２のオフセット電圧に基づく誤差も含めて補正を行う。

このようにして得られた平均値に基づいて、ステップＳ１１３では、出力タイミングを決定する処理が行われる。例えば、本実施形態の場合、図４に示すように、当該平均値が−５００Ａ以上−１００Ａ未満の場合には、ＰＷＭ出力のディーティ比（ｔ／Ｔ）を１０％以上３０％未満となるように、ＰＷＭ出力の反転タイミングを設定し、当該平均値が−１００Ａ以上＋１００Ａ未満の場合には、ＰＷＭ出力のディーティ比（ｔ／Ｔ）を３０％以上９０％未満となるように、ＰＷＭ出力の反転タイミングを設定する。

なお、ＰＷＭ出力のディーティ比は、図３(A) に示すように、ＰＷＭ出力のＬレベルの出力時間ｔを１周期（１サイクル）分の時間Ｔで割った値（ｔ／Ｔ）、または図３(B) に示すように、ＰＷＭ出力のＨレベルの出力時間ｔを１周期（１サイクル）分の時間Ｔで割った値（ｔ／Ｔ）をいう。

なお、図５に示すように、低精度のディーティ比の最大値までの時間をＴｄｌとし、低精度時のサンプリング開始までに要する処理時間をＴｓ、高精度時のサンプリング終了後の処理に要する時間をＴｅ、低精度時のサンプリング回数をＮｓｌ、高精度時のサンプリング回数をＮｓｈ、ＰＷＭ出力への変換に要する時間をＴｃｏｎとすると、Ｔｄｌ＞Ｔｓ＋Ｔｃｏｎ×（Ｎｓｌ＋Ｎｓｈ）＋Ｔｅが成り立つ場合にＰＷＭ出力を生成できる。このことを利用して図５の例では、低精度のサンプリング後に高精度の範囲であることが判断された場合には、低精度のデューティ比の出力期間にもサンプリング回数の多い高精度用のサンプリングを実施している。この低精度の出力期間を有効利用することで、高精度モードの場合のサンプリング回数をより増やすことができ、精度をより高めることができるという利点がある。

続くステップＳ１１４では、ステップＳ１１３により決定された出力タイミングに基づいて、ＰＷＭ出力波形をＬレベルからＨレベルに反転するタイミングになるまで待つ処理が行われる。そして、出力反転タイミングが到来すると（Ｓ１１４；Ｙｅｓ）、ステップＳ１１５によりＰＷＭ出力をＬレベルからＨレベルに反転する出力反転処理を行った後、さらにステップＳ１１６によってＰＷＭ出力の１サイクル（周期）分の時間Ｔが経過したか否かを判断する処理が行われる（図３参照）。

そして、１サイクル（周期）分の時間Ｔが経過した判断すると（Ｓ１１６；Ｙｅｓ）、ステップＳ１０４に処理を戻して次のサンプリング処理を前述と同様に行う。これにより、図４および図５に示すように、バッテリ電流Ｉbattのセンサデータに基づいて検出データの精度を高めるべき範囲（図４に示す−１００Ａ以上＋１００Ａ以下の範囲）においてはサンプリング周期を短し（サンプリング回数を多くし（図５に示すサンプリング８回））、そうでない範囲（図４に示す−５００Ａ以上−１００Ａ未満の範囲）においてはサンプリング周期を長く（サンプリング回数を少なく（図５に示すサンプリング２回））することができるので、物理量としてのバッテリ電流Ｉbattの検出範囲を狭めることなく、検出データの精度を高めることができる。また、図４に示すように、２つの分解能を持つこともできる。

また、本実施形態では、制御回路部３８は、Ａ／Ｄ変換器２２により低精度モードで２回サンプリングしたセンサデータを演算部３２により積算して算出された平均値に基づいて高精度モードに入るか否かを決定したので、制御回路部３８としては、別途、サンプリング機能を持つ必要はない。このため、センサ回路２０の構成を簡素化することができる。なお、このように構成することなく、制御回路部３８として別途Ａ／Ｄ変換器等によるサンプリング手段を設ける構成を採っても良い。

さらに、バッテリ電流Ｉbattに基づく電気信号を増幅可能なアンプ２１をＡ／Ｄ変換器２２の前段に設け、このアンプ２１の所定利得を、Ａ／Ｄ変換器２２が低精度モードでセンサデータをサンプリングする場合には、Ａ／Ｄ変換器２２が高精度モードでセンサデータをサンプリングするときよりも低い利得として２０倍に設定し、Ａ／Ｄ変換器２２が高精度モードでセンサデータをサンプリングする場合には、Ａ／Ｄ変換器２２が低精度モードでセンサデータをサンプリングするときよりも高い利得として１００倍に設定する。これにより、アンプ２１の利得は、Ａ／Ｄ変換器２２のサンプリング回数に合わせて設定されるため、バッテリ電流Ｉbattの検出範囲を狭めることなく、検出データの精度を一層高めることができる。

さらにまた、Ａ／Ｄ変換器２２によりサンプリングされる回数は、２の累乗であることから、低次ビット方向にビットシフトをさせることで、１／２，１／４，１／８といった２の累乗による除算演算を簡易なハードウェアロジックにより実現することができる。これにより、演算部３２による平均値の算出演算を容易かつ高速にすることができる。

また、制御回路部３８は、Ａ／Ｄ変換器２２から出力されたセンサデータが、０（ゼロ）Ａを含み正負方向に１００Ａづつの範囲、つまり−１００Ａ以上＋１００Ａ以下の範囲内にある場合には、この範囲内にあるセンサデータのサンプリング回数を高精度モードに決定する。これにより、例えば、正方向（＋方向）のバッテリ電流Ｉbattを検出した場合に行う制御と、負方向（−方向）のバッテリ電流Ｉbattを検出した場合に行う制御と、がそれぞれ異なる装置やシステムに当該検出データを出力する場合においては、この範囲内における検出精度をより高めることでより確実な制御の切替ができる。また、このような範囲以外の範囲においては、高精度である場合に比べて精度は低くなるものの、検出データが高精度である場合に比べ、ディーティ比が低くなる分、速やかに検出データを出力することができる。

なお、バッテリ電流Ｉbatt以外の情報、例えば、バッテリＢＡＴＴの温度情報をＰＷＭ出力に重畳させ得るように出力回路２５を構成しても良い。具体的には、図６に示すように、温度センサにより検出されたセンサデータに基づいてＰＷＭ出力の波高値を設定する。これにより、このような他の物理量の値に関する情報をＰＷＭ出力に重畳することができる。

また、以上説明した実施形態では、図４および図５に示すように、低精度モードと高精度モードとの２種類の分解能でバッテリ電流Ｉbattを検出（計測）する例を挙げて説明したが、例えば、アンプ２１のゲイン（利得）やＡ／Ｄ変換器２２のサンプリング回数を多種多様（３種類以上）に設定可能に構成しても良い。

また、以上説明した実施形態では、センサ回路２０により検出される検出対象として、バッテリ電流Ｉbattを例示して説明したが、本発明に係るセンサ回路の検出対象はこれに限られることはなく、物理量であれば、例えば、光、温度、圧力等でも良く、これらの場合においても上述と同様の作用および効果を得ることができる。

さらに、以上説明した実施形態では、低精度モードにおけるサンプリング回数を２回、高精度モードにおけるサンプリング回数を８回、にそれぞれ設定したが、これ以外の回数、例えば、低精度モードのサンプリング回数を１０回等、高精度モードのサンプリング回数を１００回等に設定しても良い。

本発明の一実施形態に係るセンサ回路の構成例を示すブロック図である。 本実施形態に係るセンサ回路による制御フローの流れを示すフローチャートである。 本実施形態に係るセンサ回路により出力されるＰＷＭ出力波形の例を示す説明図で、図３(A) は１周期の開始時点でＬレベルの信号、デューティ比に達する時点でＨレベルの信号をそれぞれ出力する例、図３(B) は１周期の開始時点でＨレベルの信号、デューティ比に達する時点でＬレベルの信号をそれぞれ出力する例、である。 本実施形態に係るセンサ回路により検出される被計測電流と、出力されるＰＷＭ出力波形のディーティ比との関係を示す説明図である。 本実施形態に係るセンサ回路により出力されるＰＷＭ出力波形の例と、サンプリング回数との関係を示す説明図である。 温度センサにより検出されたセンサデータに基づいてＰＷＭ出力の波高値を設定した例を示す説明図である。

符号の説明

１０…センサ素子
２０…ＰＷＭ出力型センサ回路
２１…アンプ（増幅手段）
２２…Ａ／Ｄ変換器（物理量取得手段、サンプリング手段）
２３…定電圧回路
２５…出力回路（出力手段）
２６…パワーオンリセット回路
２７…クロック発生回路
２９…ＥＰＲＯＭ
３０…ＤＳＰ（演算手段、ＰＷＭ変換手段、サンプリング回数決定手段）
３２…演算部（演算手段）
３４…ＰＷＭ変換部（ＰＷＭ変換手段）
３６…デジタル入出力部
３８…制御回路部（サンプリング回数決定手段）
ＢＡＴＴ…バッテリ
Ｉbatt…バッテリ電流（物理量）
Ｒｉ…電流測定抵抗
ＲＬ…負荷

Claims (7)

1. 物理量の値に関係づけられたパルス幅をもつＰＷＭ出力を当該物理量に関する情報として出力するＰＷＭ出力型センサ回路であって、
   センサ素子により検出された前記物理量に関する情報を取得してセンサデータを出力する物理量取得手段と、
   前記物理量取得手段から出力された前記センサデータを複数回サンプリングするサンプリング手段と、
   前記サンプリング手段により複数回サンプリングされた複数の前記センサデータを同じサンプリング区間ごとに積算して平均値を算出する演算手段と、
   前記物理量取得手段から出力された前記センサデータ、または、前記サンプリング手段により複数回サンプリングされた複数の前記センサデータ、または、前記演算手段にて算出された前記センサデータの平均値に基づいて、追加するサンプリング回数を決定するサンプリング回数決定手段と、
   前記演算手段により算出された前記平均値に基づいて前記物理量に関係づけられたパルス幅の前記ＰＷＭ出力を生成するＰＷＭ変換手段と、
   前記ＰＷＭ変換手段に生成された前記ＰＷＭ出力を出力する出力手段と
   を備えることを特徴とするＰＷＭ出力型センサ回路。
2. 少なくとも、前記サンプリング手段が、所定のサンプリング回数による低精度モードとこの所定のサンプリング回数よりも多いサンプリング回数による高精度モードとにより、前記センサデータをサンプリングする請求項１記載のＰＷＭ出力型センサ回路であって、
   前記サンプリング回数決定手段は、前記サンプリング手段により前記低精度モードで複数回サンプリングしたセンサデータを前記演算手段により積算して算出された平均値に基づいて前記サンプリング回数を決定することを特徴とするＰＷＭ出力型センサ回路。
3. 前記物理量に基づく電気信号を所定利得で増幅可能な増幅手段を前記物理量取得手段の前段に備えた請求項２記載のＰＷＭ出力型センサ回路であって、
   前記増幅手段の所定利得は、
   前記サンプリング手段が前記低精度モードで前記センサデータをサンプリングする場合には、前記サンプリング手段が前記高精度モードで前記センサデータをサンプリングするときよりも低い利得に設定され、
   前記サンプリング手段が前記高精度モードで前記センサデータをサンプリングする場合には、前記サンプリング手段が前記低精度モードで前記センサデータをサンプリングするときよりも高い利得に設定されることを特徴とするＰＷＭ出力型センサ回路。
4. サンプリング手段によりサンプリングされる回数は、２の累乗であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路。
5. 前記物理量の所定値に対し正方向の物理量と負方向の物理量とで異なる制御を行う装置またはシステムに前記ＰＷＭ出力を出力する請求項２〜４のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路であって、
   前記サンプリング回数決定手段は、前記物理量取得手段から出力された前記センサデータが前記所定値を含み前記正方向の物理量および前記負方向の物理量を含む範囲内にある場合には、この範囲内にある前記センサデータのサンプリング区間を前記高精度モードに決定することを特徴とするＰＷＭ出力型センサ回路。
6. 前記出力手段は、前記ＰＷＭ出力の波高値を、前記物理量とは異なる他の物理量の値に関係づけて設定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路。
7. 前記サンプリング回数決定手段は、前記高精度モードと判定した場合に設定するサンプリングが前記低精度モードの出力期間に設定された期間にも行われることを特徴とする請求項２〜５のいずれか一項に記載のＰＷＭ出力型センサ回路。

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