JP2004356874A

JP2004356874A - センサ入力装置

Info

Publication number: JP2004356874A
Application number: JP2003151077A
Authority: JP
Inventors: Shigekazu Okumura; 繁一奥村; Makoto Ito; 眞伊藤
Original assignee: Koyo Seiko Co Ltd; Koyo Thermo Systems Co Ltd
Current assignee: Koyo Seiko Co Ltd; JTEKT Thermo Systems Corp
Priority date: 2003-05-28
Filing date: 2003-05-28
Publication date: 2004-12-16

Abstract

【課題】センサからの信号の電位が接地電位に対してドリフトする場合であっても、測定値に誤差が生じないセンサ入力装置を提供する。
【解決手段】本センサ入力装置では、第１および第２の入力抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２を介して熱電対からなるセンサから入力される２つの信号間の電位差（Ｖ２−Ｖ１）を、第１の帰還抵抗器Ｒｆ１が接続される第１の演算増幅器１１０により増幅し第１のＡ／Ｄ変換器１２０によりデジタル値に変換してＣＰＵ３００に与える。また第３および第４の入力抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２を介して与えられる、電圧Ｖ２を示すセンサからの信号とグランドとの電位差を、第２の帰還抵抗器Ｒｆ２が接続される第２の演算増幅器２１０により増幅し第２のＡ／Ｄ変換器２２０によりデジタル値に変換してＣＰＵ３００に与える。ＣＰＵ３００は、電圧Ｖ２を補正値として電位差（Ｖ２−Ｖ１）を算出し、対応する温度を得る。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサ入力装置に関し、より詳細には、差動入力構成のセンサ入力装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
熱電対などのセンサは、電位差を有する２つの電圧信号を出力する。この熱電対などのセンサから、上記電圧信号を受け取り、当該信号に対応する測定値（例えば温度）を得るセンサ入力回路が従来より知られている。
【０００３】
図３は、演算増幅器、複数の抵抗器、およびＡ／Ｄ変換器からなるセンサ入力回路の構成を例示した図である。この従来のセンサ入力回路に含まれる演算増幅器１０の反転入力端子は、第１の入力抵抗器Ｒ１（抵抗値Ｒ１）の一端に接続され、第１の入力抵抗器Ｒ１の他端には、熱電対などからなる図示されないセンサからの−側の信号（電圧値Ｖ１）が与えられる。また、演算増幅器１０の非反転入力端子は、接地抵抗器Ｒｓの一端と第２の入力抵抗器Ｒ２の一端とに接続され、第２の入力抵抗器Ｒ２（抵抗値Ｒ２）の他端には、図示されない上記センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）が与えられ、接地抵抗器Ｒｓの他端は接地される。また、演算増幅器１０の出力端子は、Ａ／Ｄ変換器２０の入力端子に接続されるとともに、帰還抵抗器Ｒｆ（抵抗値Ｒｆ）の一端に接続される。この帰還抵抗器Ｒｆの他端は、演算増幅器１０の反転入力端子に接続される。これらの抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒｆ，Ｒｓおよび演算増幅器１０は差動増幅回路を構成しており、この回路により、図示されないセンサからの入力信号の電圧が当該差動増幅回路における電圧利得に従い増幅または減衰され、出力信号（電圧値Ｖｏｕｔ）が得られる。この電圧値Ｖｏｕｔの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器２０に与えられる。Ａ／Ｄ変換器２０は、演算増幅器１０から与えられるアナログ信号である上記出力信号をデジタル信号に変換し出力する。このデジタル信号は、中央演算装置（以下「ＣＰＵ」という）３０の入力端子に与えられ、与えられたデジタル信号に示される電圧値に基づき、ＣＰＵ３０は、図示されないセンサにより測定された温度を算出する。
【０００４】
このように、上記センサ入力回路の演算増幅器１０は差動入力構成であり、センサからの＋側の入力信号と−側の入力信号との間に発生する電位差を増幅する。ここで、演算増幅器１０が理想演算増幅器であって、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒｓ＝Ｒｆとなるように各抵抗器の抵抗値が定められるとき、出力電圧値Ｖｏｕｔは、次式（１）のように表すことができる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｒｆ／Ｒ１）（Ｖ２−Ｖ１） …（１）
【０００５】
しかし、図３に示すセンサ入力回路では、接地電位の変動による影響を受けることが知られている。このため、接地電位の変動による影響を受けることがないよう、非反転入力端子を接地しない方式（フローティング入力方式と呼ばれる）のセンサ入力回路が用いられることがある。一般的に、バッテリー動作の回路や熱電対などの多くのトランスデューサからの信号は、接地電位をリファレンスとしないいわゆるフローティング信号であり、当該信号はグランドから絶縁されている。そのため、図３に示す回路の構成により測定が行われると、測定エラーが生じたり、信号線や回路を壊してしまうことがあることから、フローティング入力方式のセンサ入力回路が用いられることが多い。
【０００６】
図４は、このフローティング入力方式のセンサ入力回路の構成を示す図である。この従来のセンサ入力回路は、図３に示す回路から接地抵抗器Ｒｓが取り除かれているほかは、図３に示す回路とほぼ同様の構成であるため、同一の構成要素に同一の符号を付して説明を省略する。この従来のセンサ入力回路は、接地抵抗器Ｒｓが存在しないため、接地電位の変動によるコモンモードノイズの影響を受けない。ここでコモンモードノイズとは、演算増幅器１０の反転入力端子および非反転点入力端子において、当該演算増幅器１０の接地点に対して測定される電圧の変動による共通のノイズをいう。このコモンモードノイズは、反転入力端子および非反転点入力端子に共通して加わるため、センサからの＋側入力信号と−側入力信号との間に発生する電位差はコモンモードノイズによって変化することがない。よって、上記センサ回路により、コモンモードノイズの影響を除去することができる。
【０００７】
【特許文献１】
実開平４−１３６５７９号公報
【特許文献２】
特開平１０−１９９４５号公報
【特許文献３】
特開２００２−４８５９７号公報
【特許文献４】
特開平１１−３１６１６７号公報
【特許文献５】
実開平４−１１６７８０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、図４に示す上記従来のセンサ回路からの出力電圧値Ｖｏｕｔは、図３に示す回路のときと同様に上式（１）により表されるわけではない。すなわち、演算増幅器１０の非反転入力端子は接地されていないため、演算増幅器１０の出力電圧値Ｖｏｕｔには、接地電位に対して所定のオフセット値（接地電位からのずれ量）が加算されていることが知られている。そこで、従来のセンサ回路では、上記所定のオフセット値に対応する値が補正値として予め定められており、出力電圧値Ｖｏｕｔから当該補正値を差し引く演算がＣＰＵ３０によって行われることにより、図示されないセンサで測定された温度が算出される。
【０００９】
しかし、熱電対などのセンサから出力される信号の電位は、温度変化等の各種原因により接地電位に対してドリフトすることがある。そのため、上記所定のオフセット値は、必ずしも一定ではない。にもかかわらず、従来のセンサ回路では、ＣＰＵ３０に記憶された固定値である上記所定の補正値を出力電圧値Ｖｏｕｔから差し引く演算が行われており、上記ドリフトに応じた演算が行われているわけではない。そのため、従来のセンサ入力回路では、温度等の測定値を算出する際に誤差が生じることになる。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、センサから出力される信号の電位が接地電位に対してドリフトする場合であっても、測定値に誤差が生じないセンサ入力装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
第１の発明は、所定のセンサから、その測定値に対応する電位差を有しており、かつグランドから絶縁された第１および第２の信号を受け取るフローティング入力方式のセンサ入力装置であって、
前記第１および第２の信号を受け取り、受け取られた信号間の電位差を増幅または減衰して得られる電圧に対して所定のオフセット値が加えられた電圧を有する信号を出力する第１の差動増幅手段と、
前記第１の差動増幅手段から出力される信号の電圧値から、前記第１または第２の信号の電圧値に基づき算出される値を前記オフセット値として差し引くことにより、前記第１および第２の信号間の電位差を算出する演算手段と
を含むことを特徴とする。
【００１２】
このような第１の発明によれば、固定値ではなく、第１または第２の信号の電圧値に基づき算出される値をオフセット値とする補正を行うことにより、センサから出力される第１または第２の信号の電位が接地電位に対してドリフトする場合であっても、測定値に誤差が生じない。
【００１３】
第２の発明は、第１の発明において、
前記第１の差動増幅手段は、
第１の入力抵抗器と、
前記第１の入力抵抗器を介して前記第１の信号を受け取る反転入力端子および前記第２の信号を受け取る非反転入力端子を有し、前記第１および第２の信号間の電位差が所定の電圧利得で増幅または減衰された電圧信号を出力する第１の演算増幅器と、
前記第１の演算増幅器から出力される信号を前記第１の演算増幅器の反転入力端子に帰還する第１の帰還抵抗器とを含み、
前記演算手段は、前記第１の差動増幅手段から出力される信号の電圧値から、前記第２の信号の電圧値を前記オフセット値として差し引くことにより、前記第１および第２の信号間の電位差を算出することを特徴とする。
【００１４】
このような第２の発明によれば、第１の演算増幅器１１０は、第１および第２の信号の差に相当する電圧を所定の電圧利得に従って増幅または減衰する。そのため、演算手段への最大入力電圧をそのフルスケール値（レンジ）に合わせることができるので、精度よく測定することができる。
【００１５】
第３の発明は、第１または第２の発明において、
前記第２の信号を受け取り、受け取られた信号とグランドとの電位差を増幅または減衰して得られる電圧を有する信号を出力する第２の差動増幅手段をさらに備え、
前記第２の差動増幅手段は、
第２の入力抵抗器と、
前記第２の入力抵抗器を介して前記第２の信号を受け取る反転入力端子およびグランドの電位を受け取る非反転入力端子を有し、前記第２の信号とグランドとの電位差が所定の電圧利得で増幅または減衰された電圧信号を出力する第２の演算増幅器と、
前記第２の演算増幅器から出力される信号を前記第２の演算増幅器の反転入力端子に帰還する第２の帰還抵抗器とを含み、
前記演算手段は、前記第２の演算増幅器から出力される信号の電圧値を前記第２の差動増幅手段における所定の電圧利得で除算して得られる前記第２の信号の電圧値を前記オフセット値として、前記第１の差動増幅手段から出力される信号の電圧値から差し引くことにより、前記第１および第２の信号間の電位差を算出することを特徴とする。
【００１６】
このような第３の発明によれば、第２の演算増幅器は、第２の信号とグランドとの電位差に相当する電圧を所定の電圧利得に従って増幅または減衰する。そのため、演算手段への最大入力電圧をそのフルスケール値（レンジ）に合わせることができるので、精度よく測定することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の一実施形態について説明する。
＜１．センサ入力装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係るセンサ入力装置の構成を例示した回路図である。このセンサ入力装置は、図４に示す従来のセンサ入力装置と同様、第１の入力抵抗器Ｒ１１、第２の入力抵抗器Ｒ１２、第１の帰還抵抗器Ｒｆ１、第１の演算増幅器１１０、第１のＡ／Ｄ変換器１２０、および中央演算装置（以下「ＣＰＵ」という）３００を備えるとともに、新たに第３の入力抵抗器Ｒ２１、第４の入力抵抗器Ｒ２２、第２の帰還抵抗器Ｒｆ２、第２の演算増幅器２１０、および第２のＡ／Ｄ変換器２２０を備える。このセンサ入力装置は、熱電対などからなる図示されないセンサから、電位差を有する２つの電圧信号を受け取り、当該信号に対応する測定値（温度）を得る。
【００１８】
このセンサ入力装置に備えられる第１の演算増幅器１１０の反転入力端子は、第１の入力抵抗器Ｒ１１（抵抗値Ｒ１１）の一端に接続され、第１の入力抵抗器Ｒ１１の他端には、熱電対からなる図示されないセンサからの−側の信号（電圧値Ｖ１）が与えられる。また、第１の演算増幅器１１０の非反転入力端子は、第２の入力抵抗器Ｒ１２（抵抗値Ｒ１２）の一端とに接続され、第２の入力抵抗器Ｒ１２の他端には、図示されない上記センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）が与えられる。また、第１の演算増幅器１１０の出力端子は、Ａ／Ｄ変換器１２０の入力端子に接続されるとともに、第１の帰還抵抗器Ｒｆ１（抵抗値Ｒｆ１）の一端に接続される。この第１の帰還抵抗器Ｒｆ１の他端は、第１の演算増幅器１１０の反転入力端子に接続される。これらの抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒｆおよび第１の演算増幅器１１０は第１の差動増幅回路を構成する。この回路により、図示されないセンサからの入力信号の電位差が当該第１の差動増幅回路における電圧利得に従い増幅または減衰され、出力信号（電圧値Ｖｏｕｔ）が得られる。なお、この第１の差動増幅回路の電圧利得が１である場合には信号は増幅されず、電圧利得が１未満である場合には信号は減衰される。上記電圧値Ｖｏｕｔの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１２０に入力される。Ａ／Ｄ変換器１２０は、第１の演算増幅器１１０から与えられるアナログ信号である上記出力信号をデジタル信号に変換し出力する。このデジタル信号は、ＣＰＵ３００の入力端子に与えられる。以上の構成および動作は、図４に示す従来のセンサ入力装置と同様である。
【００１９】
第２の演算増幅器２１０の反転入力端子は、第３の入力抵抗器Ｒ２１（抵抗値Ｒ２１）の一端に接続され、第３の入力抵抗器Ｒ２１の他端には、図示されないセンサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）が与えられる。また、第２の演算増幅器２１０の非反転入力端子は、第４の入力抵抗器Ｒ２２を介して接地される。また、第２の演算増幅器２１０の出力端子は、Ａ／Ｄ変換器２２０の入力端子に接続されるとともに、第２の帰還抵抗器Ｒｆ２（抵抗値Ｒｆ２）を介して、第２の演算増幅器２１０の反転入力端子に接続される。これらの抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒｆ２と第２の演算増幅器２１０とにより第２の差動増幅回路が構成される。この回路により、センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）と接地電位との電位差が当該第２の差動増幅回路における電圧利得に従い増幅または減衰され、出力信号が得られる。この出力信号は、Ａ／Ｄ変換器２２０によりデジタル信号に変換される。このデジタル信号は、ＣＰＵ３００の入力端子に与えられる。なお、第２の差動増幅回路の電圧利得が１である場合には信号は増幅されず、電圧利得が１未満である場合には信号は減衰される。
【００２０】
以上のように、上記センサ入力回路の第１および第２の演算増幅器１１０，２１０は差動入力構成であり、センサからの＋側の入力信号と−側の入力信号との間に発生する電位差を増幅する。なお、これらの演算増幅器は、理想増幅器に近い差動増幅器であれば、例えばアナログＩＣやトランジスタ素子などを用いたどのような回路構成であってもよい。また、このセンサ入力装置に備えられるＣＰＵ３００にＡ／Ｄ変換器の機能が内蔵される場合には、第１および第２のＡ／Ｄ変換器１２０，２２０は省略される。
【００２１】
＜２．センサ入力装置の動作＞
次に、上記センサ入力装置の動作につき説明する。第１の演算増幅器１１０が理想演算増幅器であるとすると、入力抵抗が無限大となるため、第１の入力抵抗器Ｒ１１を流れる電流は全て第１の帰還抵抗器Ｒｆ１を流れることになる。そこで、反転入力端子の電位をＶｍとするとき、これらの抵抗器を流れる電流は次式（２）のように表される。
（Ｖ１−Ｖｍ）／Ｒ１１＝（Ｖｍ−Ｖｏｕｔ）／Ｒｆ１ …（２）
【００２２】
また、非反転入力端子には電流が流れ込まないため、非反転入力端子の電位Ｖｐは、第２の入力抵抗器Ｒ１２の抵抗値にかかわらずセンサからの＋側の入力信号の電圧値Ｖ２とほぼ同一の電位となる。すなわち、Ｖｐ＝Ｖ２としてよい。
【００２３】
ここで、反転入力端子の電位と非反転入力端子の電位とは同じであるとみなすことができるため（「イマジナリショート」と呼ばれる）、Ｖｍ＝Ｖｐ（＝Ｖ２）とすることができる。これを上式（２）に代入すると、次式（３）のように表される。
（Ｖ１−Ｖｍ）／Ｒ１１＝（Ｖ２−Ｖｏｕｔ）／Ｒｆ１ …（３）
【００２４】
この上式（３）を整理して出力電圧値Ｖｏｕｔを求めると、次式（４）のように表される。
Ｖｏｕｔ＝ −（Ｖ１−Ｖ２）・（Ｒｆ１／Ｒ１１）＋Ｖ２ …（４）
【００２５】
この上式（４）に示す出力電圧値Ｖｏｕｔは、図３に示す従来のセンサ入力装置における前述の式（１）に示す出力電圧値と比較すると、Ｖ２だけ高いことが分かる。すなわち、本センサ入力装置の構成では、センサからの入力信号間の電位差（Ｖ２−Ｖ１）に所定の電圧利得（Ｒｆ１／Ｒ１１）を乗じた値が出力電圧値Ｖｏｕｔと等しくなるのではなく、常にその値よりＶ２だけ高い値となる。したがって、この電圧値Ｖ２が前述のオフセット値にあたる。そこで、補正のためにこの電圧値Ｖ２を、第３の入力抵抗器Ｒ２１、第４の入力抵抗器Ｒ２２、第２の帰還抵抗器Ｒｆ２、第２の演算増幅器２１０、および第２のＡ／Ｄ変換器２２０からなる回路により取得する。すなわち、センサからの＋側の信号とグランドとの電位差はＶ２であり、非反転入力端子は第４の入力抵抗器Ｒ２１を介して接地されているので、第２の演算増幅器２１０からの出力電圧値は、上式（１）のＶ１をＶ２とし、上式（１）のＶ２を０とすることにより、−（Ｒｆ２／Ｒ２１）・Ｖ２と表すことができる。この出力電圧値は第２のＡ／Ｄ変換器２２０によりデジタル値ｂに変換され、ＣＰＵ３００に与えられる。また、第１の演算増幅器１１０からの出力電圧値Ｖｏｕｔは、第１のＡ／Ｄ変換器１２０によりデジタル値ａに変換され、ＣＰＵ３００に与えられる。
【００２６】
ＣＰＵ３００は、上記デジタル値ｂを（Ｒｆ２／Ｒ２１）で除算することによりＶ２を得て、得られたＶ２を補正値とし上記デジタル値ａから差し引いた値を得る。この得られた値と上記センサの測定温度との間には所定の対応関係があり、ＣＰＵ３００には、当該対応関係を示すテーブルまたは関数式等が予め記憶されている。ＣＰＵ３００は、このテーブル等を参照することにより、Ｖｏｕｔから測定温度を算出する。
【００２７】
上記の（Ｒｆ２／Ｒ２１）および（Ｒｆ１／Ｒ１１）は任意に設定可能であるが、第１および第２のＡ／Ｄ変換器１２０，２２０へ入力される電圧値が適切な値となるよう適宜に設定されることが好ましい。例えば、第１のＡ／Ｄ変換器１２０のフルスケール値（レンジ）が３Ｖであり、電位差（Ｖ２−Ｖ１）が最大で１．５Ｖであるときには、Ｒｆ１がＲ１１の２倍の抵抗値になるよう設定する。そうすれば、第１のＡ／Ｄ変換器１２０への最大入力電圧を第１のＡ／Ｄ変換器１２０のフルスケール値（レンジ）に合わせることができるので、精度よく変換できるため好ましい。また例えば、第２のＡ／Ｄ変換器２２０のフルスケール値（レンジ）が３Ｖであり、電圧値Ｖ２が最大で６Ｖであるときには、Ｒｆ２がＲ２１の半分の抵抗値になるよう設定する。そうすれば、第２のＡ／Ｄ変換器２２０への最大入力電圧を第２のＡ／Ｄ変換器２２０のフルスケール値（レンジ）に合わせることができるので、精度よく変換できるため好ましい。なおこの場合、第２の演算増幅器２１０を含む第２の差動増幅回路は、０．５の電圧利得を有する増幅器、すなわち減衰器として動作することになる。このように、第１および第２のＡ／Ｄ変換器１２０，２２０の各フルスケール値（レンジ）に合わせて、Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒ１１，Ｒ２１の各値は適宜に設定される。
【００２８】
ここで、（Ｒｆ２／Ｒ２１）および（Ｒｆ１／Ｒ１１）はＣＰＵ３００に予め記憶されるが、Ｒｆ１＝Ｒｆ２，Ｒ１１＝Ｒ２１とすれば、これらの値は同じ値となり、簡易に計算可能となるため好ましい。また、この場合、第１および第２の差動増幅回路の電圧利得は一致する。したがって、温度等の環境変化やその他の原因によって第１および第２の演算増幅器１１０，２１０の動作状態が所定の初期状態からずれを生じるとき、これらの増幅器からの出力電圧がともに等しいずれを生じるため、当該ずれによる測定温度の算出誤差を小さくするよう容易に補正することができる。
【００２９】
＜３．変形例＞
以上のように、上記一実施形態に係るセンサ入力装置では、第３の入力抵抗器Ｒ２１、第４の入力抵抗器Ｒ２２、第２の帰還抵抗器Ｒｆ２、第２の演算増幅器２１０、および第２のＡ／Ｄ変換器２２０により電圧値Ｖ２を取得する。しかし、電圧値Ｖ２が第２のＡ／Ｄ変換器２２０に直接与えられる簡易な構成例も考えられる。図２は、上記一実施形態の変形例である簡易な構成のセンサ入力装置の構成を示す図である。このセンサ入力装置は、図１に示すセンサ入力装置に備えられる第３の入力抵抗器Ｒ２１、第４の入力抵抗器Ｒ２２、第２の帰還抵抗器Ｒｆ２、および第２の演算増幅器２１０が省略されており、その他の構成要素は図１に示すセンサ入力装置と同様であるため、同一の構成要素に同一の符号を付してその説明を省略する。本センサ入力装置に備えられる第２のＡ／Ｄ変換器２２０には、図示されないセンサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）が直接与えられる。このことにより、図１に示すセンサ入力装置よりもコストを抑えることができる。しかし、この構成では、前述のようにＡ／Ｄ変換器のフルスケール値（レンジ）を考慮することができないため、適切なフルスケール値（レンジ）を有するＡ／Ｄ変換器を適宜選択する必要がある。
【００３０】
上記一実施形態に係るセンサ入力装置は、第２のＡ／Ｄ変換器２２０に上記センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）を与える構成であるが、上記センサからの−側の信号（電圧値Ｖ１）を与える構成であってもよい。その場合、ＣＰＵ３００は、上式（４）を参照することにより、電圧値Ｖ１に基づいて電圧値Ｖ２を算出する。
【００３１】
＜４．効果＞
上記一実施形態に係るセンサ入力装置は、上記センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）のグランドに対する電位差を得て、これをオフセット値とする補正を行うことにより、センサから出力される信号の電位が接地電位に対してドリフトする場合であっても、測定値に誤差が生じない。
【００３２】
また、本センサ入力装置に備えられる第１の演算増幅器１１０は、上記センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）と−側の信号（電圧値Ｖ１）との差に相当する電圧を所定の電圧利得に従って増幅または減衰する。そのため、第１のＡ／Ｄ変換器１２０への最大入力電圧を第１のＡ／Ｄ変換器１２０のフルスケール値（レンジ）に合わせることができるので、精度よく変換することができる。同様に、本センサ入力装置に備えられる第２の演算増幅器２１０は、上記センサからの＋側の信号（電圧値Ｖ２）と接地電位との差に相当する電圧を所定の電圧利得に従って増幅または減衰するため、第２のＡ／Ｄ変換器２２０への最大入力電圧を第２のＡ／Ｄ変換器２２０のフルスケール値（レンジ）に合わせることができるので、精度よく変換することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るセンサ入力装置の構成を示す図である。
【図２】上記一実施形態の変形例に係るセンサ入力装置の構成を示す図である。
【図３】従来のセンサ入力回路の構成を例示した図である。
【図４】従来のフローティング入力方式のセンサ入力回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１１０，２１０ …演算増幅器
１２０，２２０ …Ａ／Ｄ変換器
３００ …中央演算装置（ＣＰＵ）
Ｒ１１〜Ｒ２２ …入力抵抗器
Ｒｆ１，Ｒｆ２ …帰還抵抗器
Ｖｏｕｔ …出力電圧値
Ｖ１，Ｖ２ …センサからの信号の電位

Claims

所定のセンサから、その測定値に対応する電位差を有しており、かつグランドから絶縁された第１および第２の信号を受け取るフローティング入力方式のセンサ入力装置であって、
前記第１および第２の信号を受け取り、受け取られた信号間の電位差を増幅または減衰して得られる電圧に対して所定のオフセット値が加えられた電圧を有する信号を出力する第１の差動増幅手段と、
前記第１の差動増幅手段から出力される信号の電圧値から、前記第１または第２の信号の電圧値に基づき算出される値を前記オフセット値として差し引くことにより、前記第１および第２の信号間の電位差を算出する演算手段と
を含むことを特徴とする、センサ入力装置。
前記第１の差動増幅手段は、
第１の入力抵抗器と、
前記第１の入力抵抗器を介して前記第１の信号を受け取る反転入力端子および前記第２の信号を受け取る非反転入力端子を有し、前記第１および第２の信号間の電位差が所定の電圧利得で増幅または減衰された電圧信号を出力する第１の演算増幅器と、
前記第１の演算増幅器から出力される信号を前記第１の演算増幅器の反転入力端子に帰還する第１の帰還抵抗器とを含み、
前記演算手段は、前記第１の差動増幅手段から出力される信号の電圧値から、前記第２の信号の電圧値を前記オフセット値として差し引くことにより、前記第１および第２の信号間の電位差を算出することを特徴とする、請求項１に記載のセンサ入力装置。
前記第２の信号を受け取り、受け取られた信号とグランドとの電位差を増幅または減衰して得られる電圧を有する信号を出力する第２の差動増幅手段をさらに備え、
前記第２の差動増幅手段は、
第２の入力抵抗器と、
前記第２の入力抵抗器を介して前記第２の信号を受け取る反転入力端子およびグランドの電位を受け取る非反転入力端子を有し、前記第２の信号とグランドとの電位差が所定の電圧利得で増幅または減衰された電圧信号を出力する第２の演算増幅器と、
前記第２の演算増幅器から出力される信号を前記第２の演算増幅器の反転入力端子に帰還する第２の帰還抵抗器とを含み、
前記演算手段は、前記第２の演算増幅器から出力される信号の電圧値を前記第２の差動増幅手段における所定の電圧利得で除算して得られる前記第２の信号の電圧値を前記オフセット値として、前記第１の差動増幅手段から出力される信号の電圧値から差し引くことにより、前記第１および第２の信号間の電位差を算出することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のセンサ入力装置。