JP2000329730A - 酸素濃度センサの素子インピーダンス検出方法及び素子インピーダンス検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 酸素濃度センサの素子インピーダンスを、ノ
イズの影響を受けずに正確に検出すると共に、センサの
種別変更に対して容易に対応できるようにする。 【解決手段】 空燃比センサ１１に直列に接続された抵
抗器Ｒ５の両端の電圧VAD1，VAD2から、上記センサ１１
に流れるセンサ電流を検出して、エンジンの空燃比を制
御する装置１は、センサ１１への印加電圧をステップ状
に変化させてから所定時間の間、センサ電流に相当する
上記各電圧VAD1，VAD2をＡ／Ｄ変換器７により連続的に
Ａ／Ｄ変換し、その時系列のＡ／Ｄ変換値に対してＤＳ
Ｐ５によりノイズ除去用のフィルタ処理を行う。そし
て、ＤＳＰ５は、フィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値からセ
ンサ電流の最大変化分を求め、その最大変化分と印加電
圧の変化分とからセンサ１１の素子インピーダンスを算
出する。この装置１によれば、素子インピーダンスを正
確に検出でき、またフィルタ特性を容易に変更できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、内燃機関の空燃比
制御に用いる酸素濃度センサの素子インピーダンス（内
部抵抗値）を検出するための技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、車両用内燃機関の空燃比を制
御する制御装置においては、電圧の印加に伴い被検出ガ
ス中の酸素濃度に応じた信号を出力する酸素濃度センサ
を内燃機関の排気系に設け、その酸素濃度センサの出力
に基づき空燃比を検出すると共に、その検出した空燃比
に応じて内燃機関への燃料噴射量等を制御するようにし
ている。

【０００３】そして、このような空燃比制御に用いられ
る酸素濃度センサ（以下、単にセンサともいう）におい
て、その検出精度を維持するためには、同センサを活性
状態に保つ必要があり、一般には、センサに付設された
ヒータを通電制御することにより当該センサの素子（セ
ンサ素子）を加熱して活性状態を維持するようにしてい
る。

【０００４】ここで、こうしたヒータの通電制御におい
ては、センサ素子の温度（素子温）を検出してその素子
温が所望の活性化温度（例えば約７００℃）となるよう
にフィードバック制御を実施する技術が従来より開示さ
れている。この場合、その時々の素子温を検出するため
には、素子に温度センサを付設してその検出結果から導
き出すことも考えられるが、それではセンサが大型化し
たりコスト高となってしまう。

【０００５】このため、例えば特開昭５９−２１４７５
６号公報には、センサ素子のインピーダンス（素子イン
ピーダンス）と素子温とに相関関係があることを利用し
て、素子インピーダンスを検出し、その検出した素子イ
ンピーダンスが一定値となるように、ヒータへの通電を
制御することが提案されている。そして、この公報に記
載の装置では、センサに所定周波数の電圧を印加すると
共に、そのセンサの出力信号から、抵抗やコンデンサ等
で構成されたフィルタ回路によって特定周波数成分の信
号を抽出し、その抽出した信号の最大電圧値及び最小電
圧値から素子インピーダンスを検出しようとしている。

【０００６】一方、酸素濃度センサの素子インピーダン
スを検出するための他の方法として、センサへの印加電
圧をステップ状に変化させてから所定時間後に、センサ
に流れる電流（センサ電流）を検出し、その検出したセ
ンサ電流と、上記印加電圧を変化させる直前のセンサ電
流との差（即ち、センサ電流の変化分）ΔＩから、素子
インピーダンスを算出するものもある。つまり、上記印
加電圧の変化分ΔＶを上記センサ電流の変化分ΔＩで割
れば、素子インピーダンスＺ（＝ΔＶ／ΔＩ）が求めら
れるからである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記公
報に記載の装置では、フィルタ回路を通過させた後の信
号に基づいてセンサの素子インピーダンスを検出してい
るため、ノイズによる影響を受けにくいという利点があ
るものの、フィルタ回路のフィルタ特性を変えようとし
た場合には、そのフィルタ回路を形成する抵抗及びコン
デンサ等の回路素子やフィルタ回路の構成自体を変更し
なければならず、センサの種別変更に対して柔軟に対応
することができないという大きな欠点がある。

【０００８】つまり、素子インピーダンスと素子温との
関係は、センサの種類によって異なり、例えば、限界電
流式のコップ型センサと、ポンピングセル及びセンシン
グセルを成す２層の固体電解質層を備えた積層型センサ
とでは、同じ素子温であっても、素子インピーダンスの
値は違ってくる。そして同様に、ノイズの発生レベルや
周波数も、センサの種類によって異なる。このため、フ
ィルタ回路のフィルタ特性をセンサの種類に応じて変更
することが必要となるが、上記公報に記載の技術では、
フィルタ回路のフィルタ特性を容易に変更することがで
きず、近年の多彩な車種及びグレードのバリエーション
に対応することが非常に困難となる。

【０００９】一方、前述した他の方法においても、以下
のような問題がある。まず、素子インピーダンスを正確
に検出するためには、センサへの印加電圧を変化させて
から、センサ電流の変化分ΔＩが最大になると予想され
るタイミングで、Ａ／Ｄ変換器を起動しセンサの電流値
を読み取ることとなるが、そのＡ／Ｄ変換器の起動タイ
ミングがソフトウエア或いはハードウエア上の動作ばら
つきによってずれてしまうと、センサ電流の変化分ΔＩ
の最大値を的確に検出することができず、その結果、素
子インピーダンスの正確な検出ができなくなってしま
う。その上、センサの電流値を検出する時点（Ａ／Ｄ変
換タイミング）が１点であるため、ノイズの影響を受け
やすいという問題もある。

【００１０】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
のであり、酸素濃度センサの素子インピーダンスをノイ
ズの影響を受けることなく正確に検出することができる
と共に、センサの種別変更に対して容易に対応すること
ができる酸素濃度センサの素子インピーダンス検出方法
と素子インピーダンス検出装置とを提供することを目的
としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段、及び発明の効果】上記目
的を達成するためになされた請求項１に記載の酸素濃度
センサの素子インピーダンス検出方法は、内燃機関の空
燃比制御に用いる酸素濃度センサの素子インピーダンス
を検出するためのものであり、酸素濃度センサへの印加
電圧をステップ状に変化させてから所定時間の間、該酸
素濃度センサに流れるセンサ電流を前記所定時間よりも
短い周期で連続的にＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換によ
る時系列のＡ／Ｄ変換値に対してソフトウエアによるノ
イズ除去用のフィルタ処理を行い、更に、前記フィルタ
処理後のＡ／Ｄ変換値に基づいて、前記印加電圧をステ
ップ状に変化させる前と後での前記センサ電流の最大変
化分を求め、そのセンサ電流の最大変化分と前記印加電
圧の変化分とから、前記酸素濃度センサの素子インピー
ダンスを求めること、を特徴としている。

【００１２】この素子インピーダンス検出方法によれ
ば、以下の効果が得られる。 ：酸素濃度センサへの印加電圧をステップ状に変化さ
せてから所定時間の間、センサ電流を連続的にＡ／Ｄ変
換すると共に、その時系列のＡ／Ｄ変換値に対してソフ
トウエアによるノイズ除去用のフィルタ処理を行うよう
にしているため、センサ電流の最大変化分をノイズに影
響されることなく求めることができ、その結果、酸素濃
度センサの素子インピーダンスを正確に検出することが
できる。

【００１３】：時系列的な複数のサンプリング値（Ａ
／Ｄ変換値）に基づいて、センサ電流の最大変化分を求
めるようにしているため、センサ電流のＡ／Ｄ変換タイ
ミングが多少ずれたとしても、酸素濃度センサへの印加
電圧をステップ状に変化させた際のセンサ電流の最大変
化分を、実際の値から大きく外れることなく求めること
ができ、信頼性の高い素子インピーダンス検出が可能と
なる。

【００１４】：連続的にＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換値
に対してソフトウエアによるノイズ除去用のフィルタ処
理を行うようにしているため、そのフィルタ処理のフィ
ルタ特性を、ハードウエア構成を変えることなく容易に
変更することができる。よって、素子インピーダンスの
検出対象である酸素濃度センサが変更されても、そのセ
ンサに最適なフィルタ特性に容易に変更することがで
き、センサの種別変更に対して柔軟に対応することがで
きる。

【００１５】ところで、請求項１に記載の素子インピー
ダンス検出方法において、酸素濃度センサへの印加電圧
をステップ状に変化させる前と後でのセンサ電流の最大
変化分を求めるための具体的な手法としては、請求項２
に記載の方法を採用すれば良い。

【００１６】即ち、酸素濃度センサへの印加電圧を変化
させる前のセンサ電流を検出すると共に、前記フィルタ
処理後のＡ／Ｄ変換値から、前記印加電圧を変化させた
後のセンサ電流のピーク値を検出し、そのピーク値と前
記印加電圧を変化させる前のセンサ電流の検出値との差
を、前記センサ電流の最大変化分として求めるのであ
る。

【００１７】そして、この請求項２に記載の方法によれ
ば、酸素濃度センサの素子インピーダンスを求めるため
のセンサ電流の最大変化分（印加電圧をステップ状に変
化させる前と後でのセンサ電流の最大変化分）を正確に
求めることができ、延いては、酸素濃度センサの素子イ
ンピーダンスを正確に検出することができる。

【００１８】尚、素子インピーダンスを求めるために用
いる酸素濃度センサへの印加電圧の変化分は、予め用意
した固定値を用いても良いが、酸素濃度センサへの実際
の印加電圧を測定して求めるようにすれば、素子インピ
ーダンスをより正確に検出することができるようにな
り、有利である。

【００１９】また、上記請求項１，２に記載の素子イン
ピーダンス検出方法において、請求項３に記載の如く、
前記ノイズ除去用のフィルタ処理を、積和演算からなる
デジタルフィルタ処理とし、更に、そのデジタルフィル
タ処理を、内燃機関の空燃比制御を行うマイクロコンピ
ュータとは別に設けたデジタルシグナルプロセッサ（以
下、ＤＳＰという）によって行うようにすれば、より効
果的である。

【００２０】つまり、ノイズ除去用のフィルタ処理とし
ては、所謂なまし処理といった比較的簡単な処理でも良
いが、ノイズ成分だけを的確に除去して素子インピーダ
ンスを正確に求めるためには、積和演算からなるデジタ
ルフィルタ処理を行うことが好ましい。ところが、こう
したデジタルフィルタ処理のための積和演算を通常のマ
イクロコンピュータで行うようにすると、処理に時間が
かかってしまう。そして特に、内燃機関の空燃比制御を
行うマイクロコンピュータにてデジタルフィルタ処理用
の積和演算を行うようにすると、本来の空燃比制御を十
分に行う余裕が無くなってしまう。これに対して、ＤＳ
Ｐは、積和演算をマイクロコンピュータよりも短い時間
（詳しくは、少ないマシンサイクル）で高精度に行うこ
とができ、しかも、内燃機関の空燃比制御を行うマイク
ロコンピュータとは別のマイクロコンピュータを１つ追
加するよりも、コストが安くなるからである。

【００２１】次に、請求項４に記載の酸素濃度センサの
素子インピーダンス検出装置では、印加電圧変更手段
が、酸素濃度センサへの印加電圧をステップ状に変化さ
せ、この印加電圧変更手段が前記印加電圧をステップ状
に変化させてから所定時間の間、電流検出手段が、前記
酸素濃度センサに流れるセンサ電流をＡ／Ｄ変換器によ
り前記所定時間よりも短い周期で連続的にＡ／Ｄ変換す
る。

【００２２】そして、フィルタ手段が、前記電流検出手
段によって順次Ａ／Ｄ変換された時系列のＡ／Ｄ変換値
に対して、ソフトウエアによるノイズ除去用のフィルタ
処理を行い、電流変化分算出手段が、前記フィルタ処理
後のＡ／Ｄ変換値に基づいて、前記印加電圧がステップ
状に変化される前と後での前記センサ電流の最大変化分
を算出する。

【００２３】そして更に、インピーダンス算出手段が、
電流変化分算出手段により算出された前記センサ電流の
最大変化分と前記印加電圧変更手段による前記印加電圧
の変化分とから、酸素濃度センサの素子インピーダンス
を算出する。つまり、この請求項４に記載の素子インピ
ーダンス検出装置では、請求項１に記載の素子インピー
ダンス検出方法を実施しており、このため、前述した
〜の優れた効果が得られる。

【００２４】次に、請求項５に記載の酸素濃度センサの
素子インピーダンス検出装置では、請求項４に記載の素
子インピーダンス検出装置において、電流変化分算出手
段は、印加電圧変更手段が前記印加電圧をステップ状に
変化させる前の前記センサ電流を検出すると共に、前記
フィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値から、前記印加電圧の変
化後の前記センサ電流のピーク値を求め、そのピーク値
と前記印加電圧の変化前における前記センサ電流の検出
値との差を、前記センサ電流の最大変化分として算出す
る。

【００２５】つまり、この請求項５に記載の素子インピ
ーダンス検出装置では、請求項２に記載の素子インピー
ダンス検出方法を実施している。よって、この素子イン
ピーダンス検出装置によれば、酸素濃度センサの素子イ
ンピーダンスを算出するためのセンサ電流の最大変化分
を、正確に求めることができ、延いては、酸素濃度セン
サの素子インピーダンスを正確に検出することができ
る。

【００２６】次に、請求項６に記載の酸素濃度センサの
素子インピーダンス検出装置では、請求項４，５に記載
の素子インピーダンス検出装置において、少なくともフ
ィルタ手段が、内燃機関の空燃比制御を行うマイクロコ
ンピュータとは別に設けたＤＳＰ（デジタルシグナルプ
ロセッサ）からなる。

【００２７】この請求項６に記載の素子インピーダンス
検出装置によれば、ノイズ除去用のフィルタ処理とし
て、積和演算からなるデジタルフィルタ処理を効率的に
且つ高精度に行うことができ、その結果、センサ電流の
時系列のＡ／Ｄ変換値からノイズ成分を確実に除去し
て、センサの素子インピーダンスを正確に検出すること
ができるようになる。その上、内燃機関の空燃比制御を
行うマイクロコンピュータに処理負荷をかけることもな
く、また、そのマイクロコンピュータとは別のマイクロ
コンピュータを１つ追加するよりも、コストが安くなる
という利点がある。

【００２８】次に、請求項７に記載の酸素濃度センサの
素子インピーダンス検出装置では、請求項４〜６に記載
の素子インピーダンス検出装置において、フィルタ手段
は、ノイズ除去用のフィルタ処理として、積和演算から
なるデジタルフィルタ処理を行うと共に、そのデジタル
フィルタ処理を行うためのフィルタ定数を、酸素濃度セ
ンサの種別毎に複数通り記憶したフィルタ定数記憶手段
を備えている。そして更に、このフィルタ手段は、素子
インピーダンスの検出対象となる酸素濃度センサの種別
を示す種別情報を外部から取得し、前記フィルタ定数記
憶手段に記憶されている複数通りのフィルタ定数のう
ち、前記取得した種別情報が示す種別の酸素濃度センサ
に対応するフィルタ定数を用いて前記デジタルフィルタ
処理を行う。

【００２９】このような請求項７に記載の素子インピー
ダンス検出装置によれば、例えば、内燃機関の空燃比制
御を行うマイクロコンピュータからフィルタ手段へ、実
際に使用されている酸素濃度センサの種別を示す種別情
報を与えてやれば、その酸素濃度センサに適したフィル
タ定数のデジタルフィルタ処理を行うことができる。よ
って、センサの種別変更に対して、ハードウエア面だけ
ではなくソフトウエア面でも何ら変更を行うことなく対
応することができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、本発明が適用された実施形
態の空燃比制御装置について、図面を用いて説明する。
尚、本実施形態の空燃比制御装置は、自動車に搭載され
る電子制御ガソリン噴射式のエンジン（内燃機関）に用
いられて、同エンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に
制御するものである。そして、以下では、酸素濃度セン
サを用いた空燃比の検出と、同センサの素子インピーダ
ンス（内部抵抗値）の検出とを行うための構成及び処理
について詳細に説明する。

【００３１】まず図１は、本実施形態の空燃比制御装置
１の構成を表す回路図である。図１に示すように、本実
施形態の空燃比制御装置１には、酸素濃度センサとして
の限界電流式のコップ型の空燃比センサ１１が接続され
ており、この空燃比センサ１１は、図示しないエンジン
の排気管に取り付けられている。そして、空燃比センサ
１１には、電圧の印加に伴って排気ガス中の酸素濃度に
比例した電流が流れる。

【００３２】また、この空燃比制御装置１には、空燃比
センサ１１に付設されたヒータ１３も接続されている。
そして、当該空燃比制御装置１は、上記空燃比センサ１
１が活性状態に維持されるように、上記ヒータ１３への
通電を制御する。次に、本実施形態の空燃比制御装置１
は、図１に示すように、エンジンの空燃比を制御するた
めの処理を行うマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という）３と、主に空燃比センサ１１の素子インピーダ
ンスを検出しつつヒータ１３を制御するための処理を行
うＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）５と、このＤ
ＳＰ５からの指令によって動作するＡ／Ｄ変換器７と、
上記ヒータ１３のバッテリ電圧ＶＢ（通常１２Ｖ）側と
は反対側の端部にドレインが接続され、ソースが接地電
位（＝０Ｖ）に接続されたＭＯＳＦＥＴ９とを備えてい
る。

【００３３】更に、この空燃比制御装置１は、電源電圧
ＶＣ（＝５Ｖ）と接地電位との間に順次直列に接続され
て、電源電圧ＶＣを分圧することにより第１電圧ＶＨと
第２電圧ＶＬとを生成する３つの分圧用抵抗器Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３と、非反転入力端子（＋端子）が上記抵抗器Ｒ
２と抵抗器Ｒ３との接続点に接続され、出力端子及び反
転入力端子（−端子）が空燃比センサ１１のマイナス側
端子ＡＦ−に接続された演算増幅器ＯＰ１とを備えてい
る。尚、本実施形態において、上記各抵抗器Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３の抵抗値は、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との接続
点に生じる第１電圧ＶＨが３．３Ｖとなり、抵抗器Ｒ２
と抵抗器Ｒ３との接続点に生じる第２電圧ＶＬが３．０
Ｖとなるように設定されている。

【００３４】また、本実施形態の空燃比制御装置１は、
非反転入力端子が上記抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との接続
点に接続され、反転入力端子及び出力端子が共通接続さ
れて、その出力端子から上記第１電圧ＶＨ（＝３．３
Ｖ）を出力する演算増幅器ＯＰ２と、反転入力端子が空
燃比センサ１１のプラス側端子ＡＦ＋に接続された演算
増幅器ＯＰ３と、空燃比センサ１１のプラス側端子ＡＦ
＋と演算増幅器ＯＰ３の出力端子との間に接続されたシ
ャント抵抗器Ｒ５と、演算増幅器ＯＰ２の出力端子と演
算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子との間に接続された抵
抗器Ｒ４と、エミッタが電源電圧ＶＣに接続されたＰＮ
Ｐ形のトランジスタＴｒ１と、一端がトランジスタＴｒ
１のコレクタに接続され、他端が演算増幅器ＯＰ３の非
反転入力端子に接続された抵抗器Ｒ６と、エミッタが接
地電位に接続されたＮＰＮ形のトランジスタＴｒ２と、
一端がトランジスタＴｒ２のコレクタに接続され、他端
が演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子に接続された抵抗
器Ｒ７と、演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子と接地電
位との間に接続されたコンデンサＣ１とを備えている。

【００３５】そして、上記両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ
２の各ベースは、夫々、抵抗器Ｒ８，Ｒ９を介してＤＳ
Ｐ５に接続されており、その各トランジスタＴｒ１，Ｔ
ｒ２は、ＤＳＰ５によってオン／オフが制御される。ま
た、上記ＭＯＳＦＥＴ９のゲートには、ＤＳＰ５からの
ヒータ制御信号ＨＳが印加されるようになっており、そ
のＭＯＳＦＥＴ９は、上記ヒータ制御信号ＨＳによって
オン／オフのデューティー比が制御される。

【００３６】また更に、Ａ／Ｄ変換器７には、シャント
抵抗器Ｒ５の両端の各電圧であって、空燃比センサ１１
のプラス側端子ＡＦ＋の電圧ＶＡＤ１（以下、単に「Ｖ
ＡＤ１」ともいう）と、演算増幅器ＯＰ３の出力電圧Ｖ
ＡＤ２（以下、単に「ＶＡＤ２」ともいう）とが、Ａ／
Ｄ変換の対象として入力されている。

【００３７】以上のように構成された空燃比制御装置１
においては、演算増幅器ＯＰ３及びシャント抵抗器Ｒ５
からなる出力回路が、その入力部としての演算増幅器Ｏ
Ｐ３の非反転入力端子に入力される電圧を、空燃比セン
サ１１のプラス側端子ＡＦ＋に印加する。つまり、演算
増幅器ＯＰ３は、自己の非反転入力端子の電圧と空燃比
センサ１１のプラス側端子ＡＦ＋の電圧とが一致するよ
うに、自己の出力電圧を変化させるからである。

【００３８】よって、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ
２が共にオフ状態ならば、演算増幅器ＯＰ２から出力さ
れる第１電圧ＶＨ（＝３．３Ｖ）が演算増幅器ＯＰ３の
非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサ１１の
プラス側端子ＡＦ＋には、その第１電圧ＶＨが印加され
る。

【００３９】また、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２
のうちでトランジスタＴｒ２だけがオン状態ならば、第
１電圧ＶＨと接地電位との差圧（即ち、第１電圧ＶＨ）
を抵抗器Ｒ４と抵抗器Ｒ７とで分圧した電圧（ＶＨ−△
Ｖａ）が演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子に入力され
るため、空燃比センサ１１のプラス側端子ＡＦ＋には、
第１電圧ＶＨよりも△Ｖａだけ低い上記分圧電圧（ＶＨ
−△Ｖａ）が印加される。

【００４０】逆に、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２
のうちでトランジスタＴｒ１だけがオン状態ならば、電
源電圧ＶＣと第１電圧ＶＨとの差圧（ＶＣ−ＶＨ）を抵
抗器Ｒ６と抵抗器Ｒ４とで分圧した電圧（ＶＨ＋△Ｖ
ｂ）が演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子に入力される
ため、空燃比センサ１１のプラス側端子ＡＦ＋には、第
１電圧ＶＨよりも△Ｖｂだけ高い上記分圧電圧（ＶＨ＋
△Ｖｂ）が印加される。

【００４１】尚、本実施形態において、上記各抵抗器Ｒ
４，Ｒ６，Ｒ７の抵抗値は、例えば、上記分圧電圧（Ｖ
１−△Ｖａ）が３．１Ｖとなり、上記分圧電圧（Ｖ１＋
△Ｖｂ）が３．５Ｖとなるように設定されている。つま
り、上記△Ｖａと△Ｖｂは共に０．２Ｖである。

【００４２】一方、演算増幅器ＯＰ１は、自己の非反転
入力端子に入力される電圧を、空燃比センサ１１のマイ
ナス側端子ＡＦ−に出力する。よって、空燃比センサ１
１のマイナス側端子ＡＦ−には、抵抗器Ｒ２と抵抗器Ｒ
３との接続点に生じる第２電圧ＶＬ（＝３．０Ｖ）が常
時印加される。

【００４３】このため、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔ
ｒ２が共にオフ状態である時には、３つの抵抗器Ｒ１〜
Ｒ３により生成される第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとの
差圧（ＶＨ−ＶＬ＝０．３Ｖ）が、空燃比センサ１１の
両端に、排気ガス中の酸素濃度（混合気の空燃比）を検
出するための電圧（酸素濃度検出用電圧）として印加さ
れる。そして、その電圧の印加に伴い、空燃比センサ１
１には、その時の排気ガス中の酸素濃度に応じた電流が
流れることとなる。

【００４４】また、空燃比センサ１１に流れる電流（セ
ンサ電流）Ｉと同じ電流がシャント抵抗器Ｒ５に流れる
ため、シャント抵抗器Ｒ５の両端電位差は、センサ電流
Ｉに比例した値となる。そして、空燃比センサ１１のプ
ラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧（即ち、シャント抵
抗器Ｒ５の空燃比センサ１１側の電圧）ＶＡＤ１と、演
算増幅器ＯＰ３の出力電圧（即ち、シャント抵抗器Ｒ５
の空燃比センサ１１とは反対側の電圧）ＶＡＤ２とが、
Ａ／Ｄ変換器７に入力される。

【００４５】このため、本実施形態の空燃比制御装置１
では、マイコン３とＤＳＰ５とが図２に示す処理を実行
することにより、空燃比センサ１１に流れるセンサ電流
Ｉを検出して混合気の空燃比を求め、また、ＤＳＰ５が
図３に示す処理を実行することにより、空燃比センサ１
１の素子インピーダンスを検出して、その検出結果に基
づきヒータ１３への通電を制御する。

【００４６】そこで以下、マイコン３とＤＳＰ５との各
々で実行される処理について説明する。まず図２は、エ
ンジンの混合気の空燃比を検出するための処理を表すフ
ローチャートであり、（ａ）は、ＤＳＰ５側で定期的
（ここでは８ｍｓ毎）に実行される処理の内容を示し、
（ｂ）は、マイコン３側で定期的に実行される空燃比算
出処理の内容を示している。また、ＤＳＰ５にて図２
（ａ）の処理が行われる空燃比検出時には、上記２つの
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が共にオフ状態となってお
り、前述したように、空燃比センサ１１の両端子ＡＦ
＋，ＡＦ−には、夫々、第１電圧ＶＨ（＝３．３Ｖ）と
第２電圧ＶＬ（＝３．０Ｖ）とが印加された状態になっ
ている。

【００４７】まず、ＤＳＰ５は、８ｍｓ毎に図２（ａ）
の処理を実行し、最初のステップ（以下、単に「Ｓ」と
記す）１００にて、シャント抵抗器Ｒ５の両端の各電圧
ＶＤＡ１，ＶＡＤ２をＡ／Ｄ変換器７にＡ／Ｄ変換させ
る。そして、続くＳ１１０にて、Ａ／Ｄ変換器７による
Ａ／Ｄ変換値を用い、下記の式１により、空燃比センサ
１１に流れているセンサ電流Ｉを算出する。

【００４８】

【数１】Ｉ＝（ＶＡＤ２−ＶＡＤ１）／Ｒ５ …式１ 尚、式１における“ＶＡＤ２”は、上記Ｓ１００でのＶ
ＡＤ２のＡ／Ｄ変換値であり、同様に“ＶＡＤ１”は、
上記Ｓ１００でのＶＡＤ１のＡ／Ｄ変換値である。ま
た、式１における“Ｒ５”は、シャント抵抗器Ｒ５の抵
抗値であり、このことは、後述する他の式においても同
様である。

【００４９】そして、ＤＳＰ５は、続くＳ１２０にて、
上記Ｓ１１０で算出したセンサ電流Ｉの値をマイコン３
へ送信し、その後、当該８ｍｓ毎処理を終了する。一
方、マイコン３は、ＤＳＰ５から上記Ｓ１２０の処理で
送信されるセンサ電流Ｉの値を受信する。

【００５０】そして、マイコン３は、図２（ｂ）の空燃
比算出処理の実行を開始すると、そのＳ２００にて、Ｄ
ＳＰ５からのセンサ電流Ｉの値に基づき、マップ補間の
手法により、エンジンの混合気の空燃比Ａ／Ｆを算出す
る。つまり、マイコン３内のＲＯＭ（図示省略）には、
センサ電流Ｉの値と空燃比の値とを対応させて記述した
データマップが記憶されており、マイコン３は、ＤＳＰ
５から送られて来たセンサ電流Ｉの値を上記データマッ
プに当てはめて、現在の空燃比Ａ／Ｆを算出する。

【００５１】尚、図示はしていないが、マイコン３は、
上記Ｓ２００で算出した空燃比Ａ／Ｆに基づいてエンジ
ンへの燃料噴射量を補正し、その補正した燃料噴射量に
従ってインジェクタを駆動することにより、上記エンジ
ンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。

【００５２】次に図３は、空燃比センサ１１の素子イン
ピーダンスを検出するためにＤＳＰ５が１２８ｍｓ毎に
実行する処理を表すフローチャートである。図３に示す
ように、ＤＳＰ５が、この１２８ｍｓ毎処理の実行を開
始すると、まずＳ３００にて、シャント抵抗器Ｒ５の両
端の各電圧ＶＤＡ１，ＶＡＤ２をＡ／Ｄ変換器７にＡ／
Ｄ変換させる。そして、図４に示すように、その時のＡ
／Ｄ変換器７によるＶＡＤ１のＡ／Ｄ変換値をＶ１０と
して記憶し、同様に、ＶＡＤ２のＡ／Ｄ変換値をＶ２０
として記憶する。

【００５３】次に、Ｓ３１０にて、トランジスタＴｒ２
をオンさせると共に、時間を計測するための計時用カウ
ンタをクリアする。尚、計時用カウンタは、図示しない
タイマ処理によって定期的にインクリメントされてい
る。すると、図４の時刻ｔ１に示すように、トランジス
タＴｒ２がオンされることにより、空燃比センサ１１の
プラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧ＶＡＤ１が、基準
電圧としての第１電圧ＶＨよりも前述した△Ｖａ（＝
０．２Ｖ）だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）へとステップ状
に変化し、それに伴い、演算増幅器ＯＰ３の出力電圧
（シャント抵抗器Ｒ５の空燃比センサ１１とは反対側の
電圧）ＶＡＤ２及びセンサ電流Ｉも負側に変化すること
となる。

【００５４】そして、ＤＳＰ５は、次のＳ３２０にて、
ＶＡＤ１とＶＡＤ２とを再びＡ／Ｄ変換器７にＡ／Ｄ変
換させる。そして、その時のＡ／Ｄ変換器７によるＶＡ
Ｄ１のＡ／Ｄ変換値をＶ１ｉとして記憶し、同様に、Ｖ
ＡＤ２のＡ／Ｄ変換値をＶ２ｉとして記憶する。

【００５５】尚、このＳ３２０の処理は、後述するＳ３
５０にて、上記Ｓ３１０でトランジスタＴｒ２をオンさ
せてから２００μｓが経過したと判定されるまでの間、
２０μｓ毎に繰り返し実行されるものであり、後述する
Ｓ３３０とＳ３４０の処理も、このＳ３２０の処理と共
に２０μｓ毎に繰り返し実行される。そして、上記Ｖ１
ｉとＶ２ｉとにおける“ｉ”は、Ａ／Ｄ変換値の時系列
番号であり、Ｓ３２０の処理が行われる毎に値が１ずつ
増加するものである。

【００５６】このＳ３２０の処理が１回終わると、続く
Ｓ３３０にて、上記Ｓ３２０で得られたＶＡＤ１の時系
列のＡ／Ｄ変換値Ｖ１ｉと、ＶＡＤ２の時系列のＡ／Ｄ
変換値Ｖ２ｉとの各々に対して、ノイズ除去用のデジタ
ルフィルタ（本実施形態ではローパスフィルタ）処理を
行う。そして更に、続くＳ３４０では、上記Ｓ３３０で
のデジタルフィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値Ｖ２ｉを対象
として、その中のピーク値（ここでは最小値）を選ぶた
めのピークホールド処理を行う。

【００５７】つまり、ＶＡＤ１の方については、デジタ
ルフィルタ処理によるノイズ除去のみを行い、ＶＡＤ２
の方については、デジタルフィルタ処理によるノイズ除
去を行った後、更にピークホールド処理を行う。そし
て、続くＳ３５０にて、上記計時用カウンタの値に基づ
き、Ｓ３１０でトランジスタＴｒ２をオンさせてから２
００μｓが経過したか否かを判定し、２００μｓが経過
したと判定した場合には、次のＳ３６０へ進むが、２０
０μｓが経過していないと判定した場合には、上記Ｓ３
２０へ戻る。

【００５８】ここで、Ｓ３３０でのデジタルフィルタ処
理について説明する。まず、この種のデジタルフィルタ
処理については多くの文献に記載されているが、例えば
ＦＩＲ（有限インパルス応答）システムのフィルタの伝
達関数Ｈ（ｚ）は、下記の式２で表すことができる。

【００５９】

【数２】

【００６０】そして、この式２は、例えば４次の場合、
次の式３のようになる。

【００６１】

【数３】

【００６２】この伝達関数Ｈ（ｚ）の入出力は、入力を
ｘn とし、出力をｙn とすると、次の式４のようにな
る。

【００６３】

【数４】

【００６４】そして、上記式４をブロック図で表すと、
図５のようになる。即ち、現在の入力ｘn と過去の入力
ｘn-1 〜ｘn-4 に適当な定数（フィルタ定数）ｈ0 〜ｈ
4 を乗算して加算すれば、出力ｙn が求められる。よっ
て、上記フィルタ定数ｈ0 〜ｈ4 を、所望の周波数特性
が得られるように決定すれば良い。

【００６５】そこで、本実施形態では、ＤＳＰ５が、Ｖ
ＡＤ１の時系列のＡ／Ｄ変換値Ｖ１ｉを入力ｘn とし
て、式４の如き積和演算からなるデジタルフィルタ処理
を行うと共に、ＶＡＤ２の時系列のＡ／Ｄ変換値Ｖ２ｉ
を入力ｘn として、同様のデジタルフィルタ処理を行う
ことにより、その各Ａ／Ｄ変換値Ｖ１ｉ，Ｖ２ｉからノ
イズ成分を除去するようにしている。

【００６６】一方更に、前述したように、センサの素子
インピーダンスと素子温との関係は、そのセンサの種類
によって異なり、本実施形態で用いている限界電流式の
センサ１１と、例えばポンピングセル及びセンシングセ
ルを成す２層の固体電解質層を備えた積層型センサとで
は、ノイズの発生レベルや周波数が異なる。よって、デ
ジタルフィルタ処理のフィルタ定数をセンサの種類によ
って変えることが必要となる。

【００６７】そこで、本実施形態の空燃比制御装置１で
は、まず図６に示すように、センサＡ（限界電流式セン
サ）用のフィルタ定数とセンサＢ（積層型センサ）用の
フィルタ定数といった具合に、２種類のセンサＡ，Ｂに
夫々応じた２通りのフィルタ定数を、ＤＳＰ５内のフィ
ルタ定数記憶手段としてのメモリ（ＲＯＭ）５ａに予め
記憶させている。

【００６８】そして、マイコン３が、図７（ａ）に示す
ように、動作を開始した直後に実行される初期化処理の
Ｓ４００にて、空燃比制御に用いられているセンサ（即
ち、素子インピーダンスの検出対象となるセンサ）の種
別情報をＤＳＰ５へ送信するようにしている。

【００６９】そして更に、ＤＳＰ５は、図７（ｂ）に示
すように、動作を開始した直後に実行される初期化処理
のＳ５００にて、マイコン３からの種別情報に基づい
て、実際に用いられているセンサがセンサＡとセンサＢ
との何れであるかを判定し、センサＡであると判定した
場合には、同初期化処理のＳ５１０にて、上記メモリ５
ａ内のフィルタ定数のうち、センサＡ用のフィルタ定数
を、上記Ｓ３３０でのデジタルフィルタ処理に使用する
フィルタ定数として設定するようにしている。また逆
に、上記Ｓ５００にて、実際に用いられているセンサが
センサＢであると判定した場合には、同初期化処理のＳ
５２０にて、上記メモリ５ａ内のフィルタ定数のうち、
センサＢ用のフィルタ定数を、上記Ｓ３３０でのデジタ
ルフィルタ処理に使用するフィルタ定数として設定する
ようにしている。

【００７０】尚、マイコン３の方は、センサが異なれ
ば、空燃比算出用の処理も異なるため、プログラムが記
憶されているＲＯＭの記憶内容はセンサの種別毎に変更
されることとなる。よって、その空燃比算出用のプログ
ラムと共にセンサの種別情報を記憶させておけば良い。
また、本実施形態では、ＤＳＰ５のメモリ５ａに２種類
のセンサＡ，Ｂに各々対応する２通りのフィルタ定数を
記憶させているが、その種類は２種類に限らず、３種類
以上であっても同様である。

【００７１】図３に戻り、ＤＳＰ５は、上記Ｓ３５０に
て２００μｓが経過したと判定すると、Ｓ３６０へ進
み、以下の（１）〜（５）の手順で空燃比センサ１１の
素子インピーダンスＺを算出する。 （１）Ｓ３００で記憶したＶ１０とＶ２０を用いて、下
記の式５により、空燃比センサ１１への印加電圧をステ
ップ状に変化させる前のセンサ電流Ｉ０を算出する。

【００７２】

【数５】Ｉ０＝（Ｖ２０−Ｖ１０）／Ｒ５ …式５ （２）Ｓ３３０のデジタルフィルタ処理でノイズ除去さ
れた２００μｓ後のＶＡＤ１のＡ／Ｄ変換値Ｖ１Ｓと、
Ｓ３３０のデジタルフィルタ処理でノイズ除去されると
共にＳ３４０のピークホールド処理でピークホールドさ
れた２００μｓ後のＶＡＤ２のＡ／Ｄ変換値Ｖ２Ｐとを
用いて、下記の式６により、空燃比センサ１１への印加
電圧を変化させた後のセンサ電流のピーク値Ｉ１を算出
する。

【００７３】

【数６】Ｉ１＝（Ｖ２Ｐ−Ｖ１Ｓ）／Ｒ５ …式６ （３）センサ電流のピーク値Ｉ１と、空燃比センサ１１
への印加電圧を変化させる前のセンサ電流Ｉ０とを用い
て、下記の式７により、空燃比センサ１１への印加電圧
を変化させる前と後でのセンサ電流の最大変化分△Ｉを
算出する。

【００７４】

【数７】△Ｉ＝Ｉ１−Ｉ０ …式７ （４）下記の式８により、空燃比センサ１１への印加電
圧の実際の変化分△Ｖを算出する。

【００７５】

【数８】△Ｖ＝Ｖ１Ｓ−Ｖ１０ …式８ （５）下記の式９により、空燃比センサ１１の素子イン
ピーダンスＺを算出する。

【００７６】

【数９】Ｚ＝△Ｖ／△Ｉ …式９ そして更に、ＤＳＰ５は、このようにして素子インピー
ダンスＺの算出を完了すると、その素子インピーダンス
Ｚの値に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ９へのヒータ制御信号
ＨＳのデューティー比を算出し、そのデューティー比で
ＭＯＳＦＥＴ９をオン／オフさせる。つまり、空燃比セ
ンサ１１の素子インピーダンスＺが、同センサ１１が活
性状態である時の値となるように、ＭＯＳＦＥＴ９を駆
動して、ヒータ１３への通電を制御する。

【００７７】次に、ＤＳＰ５は、続くＳ３７０にて、図
４の時刻ｔ２に示すように、トランジスタＴｒ２をオフ
させると共に、トランジスタＴｒ１をオンさせる。そし
て更に、計時用カウンタをクリアする。すると、図４の
時刻ｔ２に示すように、トランジスタＴｒ１がオンされ
ることにより、空燃比センサ１１のプラス側端子ＡＦ＋
に印加される電圧ＶＡＤ１が、第１電圧ＶＨよりも前述
した△Ｖｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）
へとステップ状に変化し、それに伴い、演算増幅器ＯＰ
３の出力電圧ＶＡＤ２及びセンサ電流Ｉも正側に変化す
ることとなる。

【００７８】そして、続くＳ３８０にて、上記計時用カ
ウンタの値に基づき、Ｓ３７０でトランジスタＴｒ１を
オンさせてから２００μｓが経過したか否かを判定し、
２００μｓが経過したと判定すると、次のＳ３９０に進
んで、図４の時刻ｔ３に示すように、トランジスタＴｒ
１をオフさせる。すると、空燃比センサ１１のプラス側
端子ＡＦ＋に印加される電圧ＶＡＤ１が元の第１電圧Ｖ
Ｈに戻ると共に、演算増幅器ＯＰ３の出力電圧ＶＡＤ２
及びセンサ電流Ｉも元の状態に復帰することとなる。
尚、上記Ｓ３７０及びＳ３８０処理で、空燃比センサ１
１のプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧ＶＡＤ１を、
基準電圧としての第１電圧ＶＨよりも高い電圧（＝３．
５Ｖ）へと変化させてから、元の第１電圧ＶＨに戻して
いるのは、空燃比センサ１１の出力を早期に元の状態へ
と戻すためである。

【００７９】そして、ＤＳＰ５は、上記Ｓ３９０の処理
を行った後、当該１２８ｍｓ毎処理を終了する。以上の
ような本実施形態の空燃比制御装置１では、トランジス
タＴｒ２をオンして空燃比センサ１１への印加電圧をス
テップ状に変化させるＳ３１０の処理が、印加電圧変更
手段に相当し、トランジスタＴｒ２をオンさせてから２
００μｓの間、ＶＡＤ１とＶＡＤ２とをＡ／Ｄ変換器７
により２０μｓの周期で連続的にＡ／Ｄ変換するＳ３２
０の処理が、電流検出手段に相当している。そして、上
記Ｓ３２０で得られるＶＡＤ１の時系列のＡ／Ｄ変換値
Ｖ１ｉ（ｉ＝１〜１０）と、ＶＡＤ２の時系列のＡ／Ｄ
変換値Ｖ２ｉ（ｉ＝１〜１０）との各々に対して、ノイ
ズ除去用のデジタルフィルタ処理を行うＳ３３０の処理
が、フィルタ手段に相当している。

【００８０】つまり、本実施形態では、前述した式１か
らも分かるようにＶＡＤ２とＶＡＤ１との差がセンサ電
流に比例した値になることから、そのＶＡＤ２とＶＡＤ
１とを、センサ電流として扱いＡ／Ｄ変換すると共に、
そのＡ／Ｄ変換値に対してデジタルフィルタ処理を実施
するようにしている。

【００８１】そして更に、本実施形態の空燃比制御装置
１では、トランジスタＴｒ２をオンさせる前のＶＡＤ１
とＶＡＤ２とをＡ／Ｄ変換器７によりＡ／Ｄ変換するＳ
３００の処理と、そのＳ３００でのＡ／Ｄ変換値Ｖ１
０，Ｖ２０から、空燃比センサ１１への印加電圧をステ
ップ状に変化させる前のセンサ電流Ｉ０を算出するＳ３
６０での前述した（１）の処理と、Ｓ３４０でのＶ２ｉ
を対象としたピークホールド処理と、Ｓ３６０での前述
した（２）及び（３）の処理とが、空燃比センサ１１へ
の印加電圧をステップ状に変化させる前と後でのセンサ
電流の最大変化分△Ｉを算出する電流変化分算出手段に
相当しており、Ｓ３６０での前述した（４）及び（５）
の処理が、インピーダンス算出手段に相当している。

【００８２】このような本実施形態の空燃比制御装置１
では、空燃比センサ１１への印加電圧をステップ状に変
化させてから２００μｓの間、センサ電流に相当するＶ
ＡＤ１とＶＡＤ２とを２０μｓの周期で連続的にＡ／Ｄ
変換し、その時系列のＡ／Ｄ変換値Ｖ１ｉ，Ｖ２ｉに対
してソフトウエアによるノイズ除去用のデジタルフィル
タ処理を行い、更に、そのデジタルフィルタ処理後のＡ
／Ｄ変換値に基づいて、印加電圧をステップ状に変化さ
せる前と後でのセンサ電流の最大変化分△Ｉを求め、そ
のセンサ電流の最大変化分△Ｉと印加電圧の変化分△Ｖ
とから、空燃比センサ１１の素子インピーダンスＺを算
出するようにしている。

【００８３】よって、本実施形態の空燃比制御装置１に
よれば、時系列のＡ／Ｄ変換値Ｖ１ｉ，Ｖ２ｉに対して
ソフトウエアによるデジタルフィルタ処理を行うように
しているため、センサ電流の最大変化分△Ｉをノイズに
影響されることなく求めて、空燃比センサ１１の素子イ
ンピーダンスＺを正確に検出することができ、しかも、
デジタルフィルタ処理のフィルタ特性を、ハードウエア
構成を変えることなく容易に変更することができる。こ
のため、空燃比センサ１１が変更されても、そのセンサ
に最適なフィルタ特性に容易に変更することができ、セ
ンサの種別変更に対して柔軟に対応することができる。

【００８４】そして更に、本実施形態の空燃比制御装置
１によれば、時系列的な複数のサンプリング値（Ａ／Ｄ
変換値）に基づいて、センサ電流の最大変化分△Ｉを求
めるようにしているため、センサ電流（ＶＡＤ１，ＶＡ
Ｄ２）のＡ／Ｄ変換タイミングが多少ずれたとしても、
空燃比センサ１１への印加電圧をステップ状に変化させ
た際のセンサ電流の最大変化分△Ｉを、実際の値から大
きく外れることなく求めることができ、信頼性の高い素
子インピーダンス検出が可能となる。

【００８５】また、本実施形態の空燃比制御装置１で
は、図３のＳ３３０におけるフィルタ処理として、積和
演算からなるデジタルフィルタ処理を行うと共に、その
デジタルフィルタ処理を、エンジンの空燃比制御を行う
マイコン３とは別に設けたＤＳＰ５によって行うように
しているため、一般的なマイコンでは時間のかかるデジ
タルフィルタ処理を効率的に且つ高精度に行うことがで
き、その結果、センサ電流の時系列のＡ／Ｄ変換値Ｖ１
ｉ，Ｖ２ｉからノイズ成分を確実に除去して、空燃比セ
ンサ１１の素子インピーダンスＺを正確に検出すること
ができるようになる。しかも、マイコン３に処理負荷を
かけることが無く、また、そのマイコン３とは別のマイ
コンを１つ追加するよりも、コストが安くなるという利
点がある。

【００８６】そして更に、本実施形態の空燃比制御装置
１では、図６及び図７を用いて説明したように、ＤＳＰ
５のメモリ５ａ内に、複数種類のセンサに各々対応する
フィルタ定数が予め記憶されており、ＤＳＰ５は、その
メモリ５ａ内の複数通りのフィルタ定数のうち、動作開
始直後にマイコン３から送信されて来るセンサの種別情
報に対応したフィルタ定数を用いて、Ｓ３３０でのデジ
タルフィルタ処理を行うようにしている。

【００８７】よって、上記メモリ５ａ内に予め該当する
フィルタ定数が記憶されているセンサであれば、その何
れのセンサが実際に使用されても、ハードウエア面及び
ソフトウエア面の双方に関して何ら変更を行うことなく
対応することができる。以上、本発明の一実施形態につ
いて説明したが、本発明は、上記実施形態に限定される
ものではなく、種々の形態を採り得ることは言うまでも
ない。

【００８８】例えば、前述した式９で用いる印加電圧の
変化分△Ｖとしては、既知の値△Ｖａ（上記例では０．
２Ｖ）を用いるようにしても良い。但し、前述した実施
形態のように、空燃比センサ１１への印加電圧の変化分
△Ｖを実際に測定して求めた方が、空燃比センサ１１の
素子インピーダンスＺをより正確に検出できるという点
で有利である。

【００８９】また、上記実施形態では、ＤＳＰ５からＭ
ＯＳＦＥＴ９のゲートへヒータ制御信号ＨＳを出力する
ようにしたが、ＤＳＰ５が、上記Ｓ３６０で算出した素
子インピーダンスＺの値をマイコン３へ送信し、マイコ
ン３が、ＤＳＰ５からの素子インピーダンスＺの値に基
づいてヒータ制御信号ＨＳのデューティー比を算出する
と共に、そのデューティー比のヒータ制御信号ＨＳを図
１の点線で示すようにＭＯＳＦＥＴ９のゲートへ出力す
るように構成しても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施形態の空燃比制御装置の構成を表す回路
図である。

【図２】 空燃比を検出するための処理を表すフローチ
ャートである。

【図３】 空燃比センサの素子インピーダンスを検出す
るために、ＤＳＰで実行される処理を表すフローチャー
トである。

【図４】 図３の処理の作用を表すタイムチャートであ
る。

【図５】 ＤＳＰで行われるデジタルフィルタ処理を表
すブロック図である。

【図６】 ＤＳＰのメモリに記憶された複数通りのフィ
ルタ定数を説明する説明図である。

【図７】 マイコンとＤＳＰとの各々で実行される初期
化処理の内容を表すフローチャートである。

【符号の説明】

１…空燃比制御装置 ３…マイコン（マイクロコンピ
ュータ） ５…ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ） ５ａ…
メモリ ７…Ａ／Ｄ変換器 ９…ＭＯＳＦＥＴ １１…空燃
比センサ １３…ヒータ ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３…演算増幅器 Ｒ５…シャント抵抗器 Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ６〜Ｒ９…抵
抗器 Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 内燃機関の空燃比制御に用いる酸素濃度
   センサの素子インピーダンスを検出するための素子イン
   ピーダンス検出方法であって、 前記酸素濃度センサへの印加電圧をステップ状に変化さ
   せてから所定時間の間、該酸素濃度センサに流れるセン
   サ電流を前記所定時間よりも短い周期で連続的にＡ／Ｄ
   変換し、 そのＡ／Ｄ変換による時系列のＡ／Ｄ変換値に対してソ
   フトウエアによるノイズ除去用のフィルタ処理を行い、 更に、前記フィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値に基づいて、
   前記印加電圧をステップ状に変化させる前と後での前記
   センサ電流の最大変化分を求め、 そのセンサ電流の最大変化分と前記印加電圧の変化分と
   から、前記酸素濃度センサの素子インピーダンスを求め
   ること、 を特徴とする酸素濃度センサの素子インピーダンス検出
   方法。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の酸素濃度センサの素子
   インピーダンス検出方法において、 前記印加電圧を変化させる前の前記センサ電流を検出す
   ると共に、前記フィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値から、前
   記印加電圧を変化させた後の前記センサ電流のピーク値
   を検出し、そのピーク値と前記印加電圧を変化させる前
   の前記センサ電流の検出値との差を、前記センサ電流の
   最大変化分として求めること、 を特徴とする酸素濃度センサの素子インピーダンス検出
   方法。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載の酸素濃度
   センサの素子インピーダンス検出方法において、 前記フィルタ処理は、積和演算からなるデジタルフィル
   タ処理であると共に、そのデジタルフィルタ処理を、前
   記内燃機関の空燃比制御を行うマイクロコンピュータと
   は別に設けたデジタルシグナルプロセッサによって行う
   こと、 を特徴とする酸素濃度センサの素子インピーダンス検出
   方法。
4. 【請求項４】 内燃機関の空燃比制御に用いる酸素濃度
   センサの素子インピーダンスを検出するための素子イン
   ピーダンス検出装置であって、 前記酸素濃度センサへの印加電圧をステップ状に変化さ
   せる印加電圧変更手段と、 該印加電圧変更手段が前記印加電圧をステップ状に変化
   させてから所定時間の間、前記酸素濃度センサに流れる
   センサ電流をＡ／Ｄ変換器により前記所定時間よりも短
   い周期で連続的にＡ／Ｄ変換する電流検出手段と、 該電流検出手段によって順次Ａ／Ｄ変換された時系列の
   Ａ／Ｄ変換値に対して、ソフトウエアによるノイズ除去
   用のフィルタ処理を行うフィルタ手段と、 前記フィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値に基づいて、前記印
   加電圧がステップ状に変化される前と後での前記センサ
   電流の最大変化分を算出する電流変化分算出手段と、 該電流変化分算出手段により算出された前記センサ電流
   の最大変化分と前記印加電圧変更手段による前記印加電
   圧の変化分とから、前記酸素濃度センサの素子インピー
   ダンスを算出するインピーダンス算出手段と、 を備えていることを特徴とする酸素濃度センサの素子イ
   ンピーダンス検出装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載の酸素濃度センサの素子
   インピーダンス検出装置において、 前記電流変化分算出手段は、 前記印加電圧変更手段が前記印加電圧をステップ状に変
   化させる前の前記センサ電流を検出すると共に、前記フ
   ィルタ処理後のＡ／Ｄ変換値から、前記印加電圧の変化
   後の前記センサ電流のピーク値を求め、そのピーク値と
   前記印加電圧の変化前における前記センサ電流の検出値
   との差を、前記センサ電流の最大変化分として算出する
   こと、 を特徴とする酸素濃度センサの素子インピーダンス検出
   装置。
6. 【請求項６】 請求項４又は請求項５に記載の酸素濃度
   センサの素子インピーダンス検出装置において、 少なくとも前記フィルタ手段は、前記内燃機関の空燃比
   制御を行うマイクロコンピュータとは別に設けたデジタ
   ルシグナルプロセッサからなること、 を特徴とする酸素濃度センサの素子インピーダンス検出
   装置。
7. 【請求項７】 請求項４ないし請求項６の何れかに記載
   の酸素濃度センサの素子インピーダンス検出装置におい
   て、 前記フィルタ手段は、 前記フィルタ処理として、積和演算からなるデジタルフ
   ィルタ処理を行うと共に、前記デジタルフィルタ処理を
   行うためのフィルタ定数を、酸素濃度センサの種別毎に
   複数通り記憶したフィルタ定数記憶手段を備えており、
   更に、素子インピーダンスの検出対象となる酸素濃度セ
   ンサの種別を示す種別情報を外部から取得し、前記フィ
   ルタ定数記憶手段に記憶されている複数通りのフィルタ
   定数のうち、前記取得した種別情報が示す種別の酸素濃
   度センサに対応するフィルタ定数を用いて前記デジタル
   フィルタ処理を行うこと、 を特徴とする酸素濃度センサの素子インピーダンス検出
   装置。