JPH11316145A

JPH11316145A - 空気流量計測装置

Info

Publication number: JPH11316145A
Application number: JP10123513A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Sugaya; 菅家　　厚; Kenji Ota; 健治太田; Yasuo Makie; 泰生牧絵
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Car Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 1998-05-06
Filing date: 1998-05-06
Publication date: 1999-11-16
Anticipated expiration: 2018-05-06
Also published as: DE19920961A1; DE19920961B4; JP3343509B2; US6397673B1

Abstract

(57)【要約】【課題】サンプリング周期についての制限が少なく、
空気流脈動やノイズによる精度の低下が充分に抑えられ
るようにした空気流量計測装置を提供すること。【解決手段】空気流量変換処理４２で流量に対して非
直線特性を示しているディジタル値Ｖadc を空気流量Ｑ
a に変換する方式の空気流量計測装置において、電圧出
力変換処理４７を設け、同じく書換メモリ２３上にマッ
プ化されているＱＶ−ｍａｐ４８を用い、平滑化された
信号Ｑaf を、非線形特性をもった電圧値Ｖqaf に変換
してセンサ回路から出力された信号Ｖin と同等の特性
の電圧出力信号Ｖout を得るようにしたもの。【効果】空気流量の非線形性による誤差が低減でき、
且つ、適用対象での制限が少なくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空気流量を計測す
る装置に係り、特に自動車用内燃機関の吸入空気流量の
計測に好適な空気流量計測装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】流体の流量を計測する装置の一種に発熱
抵抗式の流量計測装置があり、計測すべき流体の質量流
量が直接計測できるという特質を持つことから、内燃機
関の吸気(吸入空気)流量の計測装置として、従来から広
く用いられている。

【０００３】ところで、一般的な内燃機関では、例えば
それが４気筒以下の少ない気筒数のエンジンで、運転条
件が低回転で重負荷になったときなどには、吸気流の脈
動振幅が大きくなり、一部に逆流を伴う脈動流になって
しまう場合が生じ、従来の流量計測装置では、流量の計
測精度が低下してしまう。そこで、このため、例えば特
開昭６２−８２１号公報では、これに対応した補正方法
について提案している。

【０００４】また、このような吸気逆流による誤差の補
正方法として、例えば特公昭５９−１７３７１号公報で
は、空気流の方向を検知せずに補正する方式について提
案しており、これによれば、空気流量の交流分を検出
し、波形全体に補正を施すことにより、誤差を無くすと
されている。

【０００５】さらに、例えば特開平９−８８７１１号公
報では、ソフトウェアによる補正手段として、空気流量
を電圧として検出し、リニアライズ(単位変換)した後、
進み処理を施して逆流状態を検出し、補正するやり方に
ついて提案している。

【０００６】一方、例えば特開平６−２６５５６５号公
報では、流速計としてフローセンサを用い、その出力を
アナログ・ディジタル変換器でディジタル値に変換し、
所定の係数を記録したメモリの関数式により特性を調整
し、表示器に表示したり、或いはディジタル・アナログ
変換器でアナログ値に変換し、電圧で出力したりする構
成について提案している。

【０００７】さらに、例えば特開平８−９４４０６号公
報では、同様の構成により、圧力変動などによる流速変
動の影響を低減する方法について提案しており、これに
よれば、フローセンサの出力をアナログ・ディジタル変
換器でディジタル値に変換した後、リニアライズ(直線
化)し、この後、平均値を演算することにより、誤差の
ない流量値が表示できるとしている。

【０００８】なお、これらの従来技術は、いずれも、流
量計測機器としてクローズしたシステム構成のものであ
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、計測
すべき空気流に逆流が現れた場合についての配慮が充分
にされているとは言えず、計測精度の保持に問題があっ
た。ここで、この逆流とは、内燃機関の吸気菅内に生じ
る逆方向の空気流のことであるが、これは、次の理由に
より発生する。

【００１０】すなわち、一般的な内燃機関では、吸気弁
と排気弁の開弁タイミングにオーバーラップが持たせて
あるが、この結果、このオーバーラップ期間に、排気弁
側から吸気弁側に空気の吹き返しが現れ、これにより吸
気菅内に逆方向の空気流が生じてしまうのである。

【００１１】ところで、ある種の流量計測装置、例えば
一般的な発熱抵抗式空気流量計は、計測すべき流体の流
れの方向とは無関係に、その流れの速度の絶対値に対応
した正の信号を出力するという特性がある。

【００１２】そこで、このような流量計測装置により、
逆流を含んでいる空気の流量を測定すると、その計測結
果は、本来計測すべき方向の空気の流れ、すなわち順流
の流量だけではなく、これに逆流の流量が加算された流
量を計測値として出力してしまう。

【００１３】その場合、逆流についても、それがあたか
も順流であるかの如き信号となるので、真の平均空気流
量よりも大きい流量の信号を出力してしまうことにな
り、これによる計測誤差は３０〜１００％にも達してし
まい、計測精度が保持できなくなってしまうである。

【００１４】次に、発熱抵抗式の空気流量計測装置で
は、空気流量Ｑは、キングの式と呼ばれている次の(1)
式によって表される。Ｉh²・Ｒh ＝(Ｃ₁＋Ｃ₂・√Ｑ)・(Ｔh−Ｔa) …… ……(1) ここで、Ｉh は発熱抵抗体の電流値、Ｒh は発熱抵抗の
抵抗値、Ｔh は発熱抵抗の表面温度、Ｔa は空気の温
度、Ｑは空気流量、Ｃ₁、Ｃ₂ は発熱抵抗の仕様で決ま
る定数である。

【００１５】そして、流量の計測出力は、発熱抵抗の電
流値Ｉh を、抵抗器の電圧降下により、電圧値Ｖに変換
して検出するのが一般的であり、エンジンコントロール
ユニットでは、この電圧値Ｖを、式(1)の関係から流量
値Ｑに変換し、エンジンの制御に使用するようになって
いる。

【００１６】ここで、自動車の吸気流量計測に用いる発
熱抵抗のプローブ(検出部)は、信頼性確保のため、例え
ば抵抗線を用いた場合には、或る程度太い線を用いざる
を得ず、この結果、プローブが或る程度の熱容量をもっ
てしまうのが避けられない。

【００１７】そして、この場合には、脈動など動的な流
量変動に対して応答遅れが生じ、エンジンの吸気に脈動
が現れたとき、正確な脈動波形が計測できず、誤差を含
み易くなってしまうという問題があった。

【００１８】また、自動車の場合で、内燃機関制御用の
コントロールユニットにセンサ信号を送る際、他の機器
によるノイズなどを考慮すると、流量に対して非線形特
性の信号のままでインターフェイスをとる方が、Ｓ／Ｎ
の観点からすれば、有利であるとされている。

【００１９】しかして、このためには、半導体などによ
る熱容量の小さな発熱抵抗プローブを用い、応答性よく
空気流量が検出できるようにした上で、エンジンコント
ロールユニット側では、流量計測部から入力されてくる
信号を高速でサンプリングする必要がある。しかし、一
般のエンジンコントロールユニットでは、それ程高い処
理能力が備えられていないのが通例であり、従って、高
速応答には対応が困難で、サンプリング遅れによる計測
精度低下の問題があった。

【００２０】本発明の目的は、サンプリング周期につい
ての制限が少なく、空気流脈動やノイズによる精度の低
下が充分に抑えられるようにした空気流量計測装置を提
供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的は、空気流通路
に設置した発熱抵抗体を用いて空気流量を計測する発熱
抵抗式の空気流量計測装置において、予め定義されてい
る第１の変換式により、前記発熱抵抗体から検出された
電圧値を流量値に変換する第１の変換手段と、該第一の
変換手段の出力を平滑化するフィルタ手段と、予め定義
されている第２の変換式により、前記フィルタ手段の出
力を前記流量値に対応した電圧値に変換する第２の変換
手段とを設け、該第２の変換手段の出力を流量検出信号
として取り出すようにして達成される。

【００２２】また、空気流量を検出したセンサの電圧信
号を流量に変換する前に、センサの応答性を電圧値で回
復する手段を設けてもよい。さらに、空気流量の脈動特
性に応じて、複数の平滑化する演算手段を切り替える手
段を設けてもよい。空気流量が脈動したときでも、セン
サの本来の信号検出特性を損なわずに平均空気流量の計
測精度を高めることができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、本発明による空気流量計測
装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による空気流量計測装
置１を示したもので、図示のように、この空気流量計測
装置１は、センサ回路２とマイクロコンピュータ３、そ
れに電源回路４で構成されており、計測結果を出力信号
Ｖout としてエンジン制御用のコントロールユニット５
に供給するようになっている。

【００２４】センサ回路２は、発熱抵抗式空気流量計測
装置１のセンシング部分を構成するもので、検出用のプ
ローブとして、内燃機関の吸気菅など、流量を計測すべ
き空気の通路に設置された発熱抵抗体１１と温度補償抵
抗体１２とを備えている。

【００２５】そして、この発熱抵抗体１１に、バッテリ
などの電源１０から電流を供給し、発熱抵抗体１１を一
定温度に加熱し、空気により発熱抵抗体１１から奪われ
る熱量が、空気の流速に応じて変化することにより発熱
抵抗体１１の抵抗値変化を打ち消すために生じる電流値
変化により、空気流量Ｑを表わすアナログの出力信号Ｖ
in を発生する働きをする。

【００２６】マイクロコンピュータ３は、出力信号Ｖin
の処理に必要な各種の演算を実行するもので、センサ
回路２の出力信号Ｖin を入力し、アナログ・ディジタ
ル変換器(Ａ／Ｄ変換器)２１によりディジタル値に変換
し、演算回路２２により、書換メモリ２３上に用意され
た補正データを用いて誤差補正を施し、ディジタル・ア
ナログ変換器(Ｄ／Ａ変換器)２４により、センサ回路２
の出力信号Ｖin と同等の電圧値を有するアナログの出
力信号Ｖout にした上で、エンジンコントロールユニッ
ト５に出力する働きをする。

【００２７】電源回路４は、電源１０から電力の供給を
受け、センサ回路２で必要とする基準電圧Ｖref と、マ
イクロコンピュータ３で必要とする動作電圧Ｖcc を発
生する働きをする。図２は、マイクロコンピュータ３に
よる誤差補正のための演算処理４０を示したもので、以
下、この図２により、この実施形態による誤差補正処理
について説明する。

【００２８】この演算処理４０の実行に入ると、まず、
Ａ／Ｄ変換処理４１では、センサ回路２の出力信号Ｖin
を所定のビット数のディジタル値Ｖadc に変換する。
次に、空気流量変換処理４２では、書換メモリ２３(図
１)上にマップ化されているＶＱ−ｍａｐ４３を用い、
流量に対して非直線特性を示しているディジタル値Ｖad
c を空気流量Ｑa に変換する。ここで、このＶＱ−ｍａ
ｐとは、例えば基準のセンサの出力特性により作成した
電圧−流量変換マップ(第１の変換式)として定義される
ものである。

【００２９】次いで、誤差補正処理４４では、書換メモ
リ２３上の補正値４５を用い、空気流量Ｑa に必要とす
る各種の誤差補正を施し、補正された流量信号Ｑcm を
出力する。ここで補正される誤差としては、例えば、電
圧−流量変換マップ(第１の変換式)と、個別のセンサの
特性との差から生じる誤差や、逆流による誤差などがあ
る。

【００３０】なお、入力された空気流量Ｑa の脈動波形
を特徴抽出することによっても、逆流誤差を求めること
ができるが、波形の特徴を認識するためには、脈動周波
数よりも充分に速い速度(高い周波数)でＡ／Ｄ変換処理
を施す必要がある。例えば、いま、脈動周波数の変動範
囲が数１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ程度の場合を想定したとす
ると、Ａ／Ｄ変換処理４１には、１ｍｓ程度で処理可能
な高速のアナログ・ディジタル変換処理を必要とする。

【００３１】さらに、ディジタルフィルタ処理４６で
は、誤差補正による脈動波形の不連続性や脈動振幅特性
を低減するため、誤差補正された流量信号Ｑcm に平滑
化処理を施し、平滑化された信号Ｑaf を得る。

【００３２】そして、電圧出力変換処理４７では、同じ
く書換メモリ２３上にマップ化されているＱＶ−ｍａｐ
４８を用い、平滑化された信号Ｑaf を、非線形特性を
もった電圧値Ｖqaf に変換する。ここで、このＱＶ−ｍ
ａｐとは、例えば基準のセンサの出力特性に基づいて作
成した、流量−電圧変換マップ(第２の変換式)として定
義されるものである。

【００３３】最後に、Ｄ／Ａ変換処理４９により、非線
形特性をもった電圧値Ｖqaf をアナログ値に変化し、セ
ンサ回路２から出力された信号Ｖin と同等の特性の電
圧出力信号Ｖout を得るのである。

【００３４】ここで、この実施形態のように、センサ回
路２の出力信号Ｖin と同等の電圧出力信号Ｖout を得
るようにした場合には、センサ出力の非線形性による誤
差を低減するためにも、ディジタルフィルタ処理４６に
よる平滑化は、極めて有効であるということができる。

【００３５】次に、この実施形態で、第１の変換式と第
２の変換式を変換マップとして用いたことにより得られ
る、センサ出力の非線形特性による誤差の改善につい
て、図３により説明する。まず、図３(1)は、第１の変
換式として、電圧入力に対する流量出力の関係を用い、
電圧−流量変換マップとして特性Ａを持たせた場合を示
したものである。

【００３６】いま、ここで空気流量が脈動したとき、理
想的な正弦(Ｓin)波形を示すものとすると、センサ出力
信号Ｖin は、図示のように、正弦波の電圧がプラス側
で圧縮されたような波形を示す。そこで、このセンサ出
力信号Ｖin を、図示の特性Ａをもつ電圧−流量変換マ
ップにより空気流量Ｑa に変換してやると、元の理想的
な正弦波形に補正され、正弦波形の中心が平均値Ｑave1
になる。

【００３７】しかしながら、このとき、この空気流量Ｑ
a の平均値Ｑave1 に対応した電圧平均値Ｖave1 と、セ
ンサ出力信号Ｖin の電圧平均値Ｖave2 に、図示のよう
にずれが生じ、これがセンサ出力の非線形性による誤差
となる。

【００３８】次に、図３(2)は、第２の変換式として、
流量入力に対する電圧出力の関係を用い、流量−電圧変
換マップとして、特性Ａの逆特性である特性Ａ^-1 を持
たせた場合を示したものである。

【００３９】ここで、まず、破線で示した平滑化前の空
気流量Ｑa に対して、実線で示した平滑化後の空気流量
Ｑaf が、理想的な正弦波形のままで振幅を低下させる
ことができたとすると、双方の波形の平均値は、等しく
空気流量の平均値Ｑave1 となる筈である。

【００４０】次に、第２の変換式、すなわち、図３(2)
に示した特性Ａ^-1 を持つマップ変換によって電圧に変
換した場合には、平滑化後の空気流量Ｑaf に対応する
電圧出力Ｖout は、電圧振幅が大きく低下されているた
め、図示のように、空気流量の平均値Ｑave1 の電圧値
Ｖave1 と、脈動電圧としての平均値Ｖave3 とがほぼ等
しくなっていることが判る。

【００４１】従って、理想的な正弦波形の空気流量Ｑa
に対応して、特性Ａ^-1 を持つマップ変換によって得ら
れる、破線で示した電圧値Ｖin の電圧平均値Ｖave2 に
比して、誤差を大きく低減できることになる。

【００４２】そして、この実施形態では、第２の変換式
を、第１の変換式の逆特性になるようにし、これらを基
本的に同一の関係式として関連付けしてあるので、見か
け上のマップ変換によるセンサ特性の違いについて問題
にする必要がなくなるという利点が得られる。

【００４３】また、この実施形態では、空気流量計測装
置１は、エンジンコントロールユニット５から見た場
合、従来技術のように、センサ回路４から直接、出力電
圧信号Ｖin を取り込んでいる場合と同じに扱うことが
でき、しかも脈動の影響による振幅変動が低減されてい
るので、エンジンコントロールユニット５側にあるアナ
ログ・ディジタル変換器５１のサンプリング周波数を高
くする必要が無いなどのシステムメリットが享受でき
る。

【００４４】次に、本発明の一実施形態での具体的なハ
ードウェア構成について、図４により説明する。センサ
回路２は、発熱抵抗体１１と温度補償抵抗１２に夫々抵
抗１３、１４を接続してホイーストンブリッジ回路を形
成させ、ブリッジ中点の電位差がゼロになるように差動
増幅器１５とトランジスタ１６によって、発熱抵抗体１
１に流れる電流が制御されるように構成してあり、これ
により、空気の流速によらず、発熱抵抗体１１の抵抗値
が常に一定になるように、すなわち温度が一定値になる
ように制御される。

【００４５】この結果、発熱抵抗体１１に流れる電流の
値は、空気の流速に応じて変化することになるので、こ
の電流値を抵抗１３の電圧降下による電圧として取り出
すことにより、空気の流速を表わす電圧信号を得るよう
になっている。

【００４６】こうして発熱抵抗体１１と抵抗１３の接続
点から取り出された、空気流速に対応した電圧は、差動
増幅器１２１と、抵抗１２２、１２３、１２４、１２
５、１２６、１２７とで構成されているゼロスパン回路
に入力され、差動増幅器１２１の出力からゼロ点調整と
感度調整がされた出力信号Ｖin として出力される。

【００４７】ここで、発熱抵抗体１１は、例えばセラミ
ックなどの絶縁材料で作られた円筒状、又は円柱状のボ
ビンに、白金線、タングステン線などの抵抗線を巻き付
け、被覆材としてガラスやセラミックスをコーティング
したものである。なお、ガラスやセラミック、シリコン
などの基板面上に白金、タングステンなどの薄膜、又は
厚膜を形成し、これを発熱抵抗体１１として用いるよう
にしても良い。

【００４８】この発熱抵抗体１１は、自動車用内燃機関
の吸気通路内に設けられ、この吸気通路に流れる空気流
量に対応した電圧が検出され、差動増幅器１２１から出
力信号Ｖin が得られることになる。

【００４９】この出力信号Ｖin は、マイクロコンピュ
ータ３に内蔵されているアナログ・ディジタル変換器２
１によりディジタル量に変換され、同じくマイクロコン
ピュータ３内のＣＰＵ２２１により、図２で説明した空
気流量変換処理４２と誤差補正４４、ディジタルフィル
タ処理４６、それに電圧出力変換処理４７が施された
後、ディジタル・アナログ変換器２４によりアナログ量
に変換され、非線形特性の出力信号Ｖout を出力するよ
うになっている。

【００５０】このため、マイクロコンピュータ３には、
図示のように、各種流量マップやプログラムを内蔵した
不揮発性メモリ(ＲＯＭ)２２３、発熱抵抗体１１の抵抗
値等のばらつき等の個体差情報を記録した書き換え可能
なメモリ(ＰＲＯＭ)２３、ＣＰＵ２２１の演算作業領域
に用いるランダムアクセスメモリ(ＲＡＭ)２２２、内部
クロックを発生する発振器(ＯＳＣ)２５などが設けてあ
る。

【００５１】ここで、書き換え可能なＰＲＯＭ２３につ
いては、マイクロコンピュータ３に内蔵されたものでな
くても良い。そして、１回でも書き込み可能であれば、
ヒューズ型のＲＯＭや電気的消去可能なＥＥＰＲＯＭ、
一括消去可能なフラッシュＲＯＭ、強誘電体膜の分極現
象を利用した高速の不揮発性メモリなど、何れのメモり
を用いても良い。

【００５２】上記実施形態によれば、低流量領域での高
い分解能を保持しながら、広い流量計測範囲を持つとい
う発熱抵抗式の流量センサが有する基本的な特性を損な
うことなく、非線形性による誤差が低減でき、且つ、流
量計測が必要なシステムへの適用に際して、従来技術に
よるセンサの場合と同じ条件で使用できるという利点が
ある。

【００５３】また、上記実施形態によれば、種々の誤差
補正後に平滑化処理を施すようになっており、この結
果、補正の有無による特性の不連続性が回避され、動的
に安定な流量計測装置を提供することができる。

【００５４】ところで、上記実施形態において、センサ
回路２から供給されてくる出力信号Ｖin を流量に変換
する前に、センサの応答性を電圧値で回復するようにし
ても良く、この場合には、より正確な流量値を得ること
ができる。

【００５５】具体的には、発熱抵抗１１から得られる応
答遅れをもった出力を、数値演算処理することにより応
答性を補償し、空気流量波形を求めるようにするのであ
る。このときの応答性を補償する手段としては、例えば
演算増幅器とコンデンサ及び抵抗からなる回路を用いる
ことができる。

【００５６】数値演算により応答性を補償するには、例
えば、次の(2)式による演算を行なえばよい。Ｖc ＝０.５×(Ｖn＋Ｖ(n+1))＋(Ｋg・ｆ(v))・(Ｖn−Ｖ(n+1)) …………(2) ここで、Ｖn は現在の出力電圧、Ｖ(n+1)は一定時間前
の出力電圧、Ｋg は変化分の係数、ｆ(v)は出力電圧の
入力依存性を示す関数、Ｖc は応答性を補償した出力電
圧である。

【００５７】この出力電圧Ｖc を空気流量変換処理する
ことにより、応答性が補償された空気流量信号を得るこ
とができる。また、このとき、変化分の係数Ｋg とし
て、現在の出力電圧と、所定の一定時間前の出力電圧の
差が正と負の場合に応じて、異なる係数値となるように
してやれば、より効果的に応答遅れを補償できる。

【００５８】発熱抵抗式の空気流量センサでは、吸気管
にバイパス通路を設け、このバイパス通路内に発熱抵抗
を配置する方式のセンサがあるが、この場合には、バイ
パス通路の応答性も同時に補正するようにしてやれば、
より有効である。

【００５９】このように、応答性が補償された空気流量
信号を用ることにより、脈動波形から逆流区間を判定す
る場合、その判定が容易になり、各種の誤差補正につい
ての精度を向上することができる。

【００６０】次に、本発明の第２の実施形態について、
図５により説明する。この実施形態は、自動車用の内燃
機関に適用する際、適用対象となる内燃機関の特性に応
じて、流量計測特性が切換えられるようにしたもので、
このため、第１の実施形態において、図２に示した演算
処理４０で用いられている平滑化のためのディジタルフ
ィルタ処理４６を、複数個設けるようにしたものであ
る。

【００６１】図５において、４６ａは第１のディジタル
フィルタ処理で、４６ｂが第２のディジタルフィルタ処
理であり、これらの出力がソフトスイッチ４６ｃにより
選択されるようになっいる点を除けば、他の処理内容は
図２の場合と同じである。

【００６２】センサ回路２の出力信号Ｖin は、アナロ
グ・ディジタル変換処理４１によりディジタル値Ｖadc
に変換され、空気流量変換処理４２と誤差補正処理４４
が施された信号Ｑcm は、第１のディジタルフィルタ処
理４６ａと第２のディジタルフィルタ処理４６ｂの双方
に入力され、個別に平滑化処理が施される。

【００６３】そして、これら第１のディジタルフィルタ
処理４６ａと第２のディジタルフィルタ処理４６ｂによ
り平滑化された信号Ｑaf1 と信号Ｑaf2 は、外部から供
給されるフィルタ選択信号により制御されるソフトスイ
ッチ４６ｃにより、何れか一方が選択されてから電圧出
力変換処理４７を施し、ディジタル・アナログ変換処理
４９でアナログ値に戻し、センサ回路２の出力信号Ｖin
と同等の非線形電圧出力信号Ｖout として出力される
ようになっている。

【００６４】従って、この実施形態によれば、フィルタ
選択信号により、適用すべき内燃機関の特性に応じて２
個のディジタルフィルタ処理４６ａ、４６ｂの何れかを
選択してやることにより、吸気脈動特性が異なる内燃機
関に対しても常に最適な特性合わせを図ることができ、
センサ出力の非線形性による誤差の低減を充分に図るこ
とができる。

【００６５】次に、これらディジタルフィルタ処理４６
ａ、４６ｂの具体的な構成例について、図６により説明
する。まず、第１のディジタルフィルタ処理４６ａは、
一定期間の信号の平均値をとることによりフィルタ機能
を得るように構成したもので、図示のように、入力信号
をサンプリングごとに遅延、積算し、一定のゲインを掛
けて出力するようになっている。

【００６６】従って、この第１のディジタルフィルタ処
理４６ａを式で示すと、次の(3)式となる。Ｙn＝(Ｘn＋Ｘ(n-1)＋Ｘ(n-2)＋ …… ＋Ｘ(n-m))×Ｋ１ …………(3) ここで、Ｘn は入力信号で、Ｘ(n-1)は１サンプリング
前の入力信号、そしてＸ(n-m)はｍサンプリング前の入
力信号を、それぞれ示す。従って、ゲインＫ１を１／(m
+1)とすることにより、ｍサンプルの入力信号Ｑcm の平
均値Ｙn が求められる。

【００６７】この形式のフィルタは、平均値が安定して
得られる反面、フィルタ効果を大きく得ようとすると遅
延量が増加してしまうという特性がある。そこで、この
第１のディジタルフィルタ処理４６ａは、吸気脈動振幅
が比較的小さい内燃機関を対象として、フィルタ効果を
小さくして、つまり遅延量を少なくして用いる場合に好
適であり、計算負荷も小さくて済むため、誤差低減に有
効である。

【００６８】一方、第２のディジタルフィルタ処理４６
ｂは、差分方程式を用いたフィルタで構成され、図示の
ように、入力信号と、１回前の出力との差分をとり、重
み付けを行ってｍサンプルの入力信号Ｑcm の平均値Ｙn
を得るようになっている。

【００６９】従って、この第２のディジタルフィルタ処
理４６ｂは、次の(3)式に示すようになる。Ｙｎ＝Ｙ(n-1)＋(Ｘn−Ｙ(n-1))×Ｋ２ …… ……(4) ここで、Ｘn は入力信号を示し、Ｙ(n-1)は１サンプリ
ング前の出力を示す。そして、ゲインＫ２は１以下にし
てあり、このゲインＫ２を変えることによりサンプリン
グ周波数に対する平滑効果を変えることができる。

【００７０】この第２のディジタルフィルタ処理４６ｂ
は、吸気脈動振幅が比較的大きな内燃機関を対象とした
場合に効果的で、計算負荷が小さい演算処理で大きな振
幅低減効果を得ることができる。

【００７１】従って、この第２の実施形態によれば、フ
ィルタ選択により、異なった吸気脈動特性を有する内燃
機関に対しても、最適化が容易で、計算負荷が小さい演
算処理で、センサ出力の非線形性による誤差の低減を充
分に図ることができる。

【００７２】ところで、この第２の実施形態では、一次
のディジタルフィルタを用いた場合の一例であり、この
結果、計算負荷が最小限で済むという利点が得られる
が、より大きな平滑効果を得るために、二次以上の高次
のフィルタを用いるようにしても良い。また、選択され
ていない方のディジタルフィルタ処理については、演算
処理を停止させておくようにしても良い。

【００７３】次に、本発明の第３の実施形態について、
図７により説明する。この第３の実施形態は、図示のよ
うに、第１の実施形態による演算処理４０において、電
圧出力変換処理４７に代えて出力流量変換処理４７１
を、そしてＤ／Ａ変換処理４９に代えてＰＷＭ変換処理
４７４を、それぞれ設けると共に、ハードウェアによる
アナログフィルタ４７４を付加して、より一層の平滑化
が得られるようにしたものである。

【００７４】そして、この第３の実施形態による演算処
理４０でも、センサ回路２から供給された出力信号Ｖin
に対して、アナログ・ディジタル変換処理４１を施し
てから、ディジタルフィルタ処理４６により流量値の振
幅を低減処理して、信号Ｑafを得るまでの処理は、図２
に示した第１の実施形態と同じである。

【００７５】そして、こうして得た、平滑化された信号
Ｑaf は、まず、出力流量変換処理４７１により、書換
メモリ２３上にマップ化されているＱＱ−ｍａｐ４７２
を用い、オフセット付きの線形な流量値Ｑao に変換さ
れる。ここで、このＱＱ−ｍａｐとは流量−流量変換マ
ップのことで、この実施形態では、これが第２の変換式
となっているものである。

【００７６】次に、このオフセット付きの線形な流量値
Ｑao は、ＰＷＭ変換処理４７３により、ディジタル値
をＰＷＭ(パルス幅変調)されたパルス出力、つまりＰＷ
Ｍ変換出力Ｑpwm に変換し、これをアナログフィルタ４
７４により平滑化してアナログ出力Ｖqpwm を得、これ
を出力信号Ｖout として出力するのである。

【００７７】この第３の実施形態によれば、流量値がデ
ィジタルフィルタ処理４６と、アナログフィルタ４７４
の双方により平滑化されるので、誤差補正による脈動波
形の不連続性や脈動振幅を低減することができる。ま
た、この第３の実施形態の場合、ディジタルフィルタ処
理４６に加えて、アナログフィルタ４７４が用いられて
いるため、ディジタルフィルタ処理４６の特性が緩やか
でにも効果が得られる。

【００７８】次に、この第３の実施形態で、第２の変換
式として、流量−流量変換マップによる処理を用いたこ
とによる特徴について、図８により説明する。この実施
形態の特徴は、出力信号Ｖout をエンジンコントロール
ユニット５に送る際、自動車内の他の機器のノイズ等を
考慮し、センサ出力に流量のオフセットＱoff が設定さ
れた電圧信号としてインターフェイスをとる点にあり、
Ｓ／Ｎの点で有効である。

【００７９】空気流量変換処理４２で、第１の変換式に
よるマップで電圧を流量に変換した後、空気流量が脈動
時において、理想的な正弦波形を示す流量として、図８
に示す流量Ｑcm を考えると、ディジタルフィルタ処理
４６により流量値の振幅を低減した信号Ｑaf は、流量
に与えられたオフセット分Ｑoff だけ、流量のゲインが
変って、図示のように、新しい流量Ｑao となる。

【００８０】これをフィルタ処理することにより、振幅
が減少して最終的には信号Ｖqpwmが得られるが、このと
き、流量の平均値Ｑave1 には変化が生じないので、非
線形誤差を発生させずに振幅値の低減が得られ、従っ
て、Ｓ／Ｎの点で有利になるのである。

【００８１】次に、この第３の実施形態による具体的な
ハードウェア構成について、図９により説明する。図９
において、図８に示したＰＷＭ変換処理４７３に対応し
た部分がＰＷＭタイマ２７で、アナログフィルタ４７４
に対応した部分が平滑回路６１であり、その他の構成
は、マイクロコンピュータ３のＣＰＵ２２１による処理
の内、電圧出力変換処理４７に代えて、出力流量変換処
理４７１が実行されるようになっており、このため、書
換メモリ２３上にマップ化されている第２の演算式がＱ
Ｑ−ｍａｐ４７２になっている点が異なっているだけ
で、他は図４の実施形態と同じである。

【００８２】ＰＷＭタイマ２７は、出力流量変換処理４
７１が施された流量信号Ｑao を入力し、その電圧値に
対応したパルス幅を有するパルスに変換して出力する。
そして、このＰＷＭタイマ２７から出力されたパルス幅
出力を、外部の電源から与えられる電圧Ｖdd で動作す
るインバータ６０に入力し、これにより振幅が電圧Ｖdd
のパルスを出力させ、これを抵抗６２、６３とコンデ
ンサ６３、６５で構成した平滑回路６１に入力し、平滑
化によりアナログ値の信号に変換し、これをバッファア
ンプ６６を介することにより、線形の電圧値形式の出力
信号Ｖout として取り出し、エンジンコントロールユニ
ット５などに供給するようにしたものである。

【００８３】この実施形態によれば、外部電源の電圧Ｖ
dd で振幅が規定されたＰＷＭパルスを用いているの
で、レシオメトリック特性をもった出力信号Ｖout を直
接得ることができるという利点がある。また、この実施
形態によれば、ＰＷＭタイマ２７と平滑回路６１を用い
てアナログ信号を出力するようにしているので、ディジ
タル・アナログ変換器が不要になり、マイクロコンピュ
ータ３のチップ面積を少なくすることができ、コストが
低減できる。

【００８４】

【発明の効果】本発明によれば、発熱抵抗式の流量セン
サが持つ基本的な特性を損なうことなく、確実に非線形
性による誤差が低減できるので、内燃機関の吸気流量計
測などへの適用に際して、サンプリング時間の制限を受
ける度合いが少なくて済むという効果がある。

【００８５】また、本発明によれば、種々の誤差補正処
理の後で平滑化処理を施すようになっているので、補正
の有無による特性の不連続性を回避し、動的に安定なセ
ンサシステムを確実に提供することができるという効果
がある。

【００８６】さらに、本発明にれば、計算負荷が小さい
演算で、異なった吸気脈動特性の内燃機関に対しても容
易に特性の適合化が得られ、センサ出力の非線形性によ
る誤差の低減を充分に図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による空気流量計測装置の第１の実施形
態を示すブロック図である。

【図２】本発明の第１の実施形態による演算処理の説明
図である。

【図３】本発明の第１の実施形態における変換マップの
動作原理を説明するための特性図である

【図４】本発明の第１の実施形態のハード構成を示す回
路図である。

【図５】本発明による空気流量計測装置の第２の実施形
態による演算処理の説明図である。

【図６】本発明の第２の実施形態におけるディジタルフ
ィルタの動作原理図である。

【図７】本発明による空気流量計測装置の第３の実施形
態による演算処理の説明図である。

【図８】本発明の第３の実施形態における変換マップの
動作原理を説明するための特性図である。

【図９】本発明の第３の実施形態のハード構成を示す回
路図である。

【符号の説明】

１空気流量計測装置２センサ回路３マイクロコンピュータ４電源回路５エンジンコントロールユニット１０電源１１発熱抵抗体１２温度補償抵抗体１３〜１４、６２、６４、１２２〜１２７抵抗１５、６６、１２１差動増幅器１６トランジスタ２１、５１Ａ／Ｄ変換器(アナログ・ディジタル変換
器) ２２演算回路２３書き換え可能メモリ２４Ｄ／Ａ変換器(ディジタル・アナログ変換器) ２５発振器２６入出力ポート２７ＰＷＭタイマ４０演算処理４１アナログ・ディジタル変換処理４２空気流量変換処理４３電圧−流量変換マップ４４誤差補正処理４５補正値４６、４６ａ、４６ｂディジタルフィルタ処理４７電圧出力変換処理４８流量−電圧変換マップ４９ディジタル・アナログ変換処理４６ｃソフトスイッチ５０ＰＷＭタイマ６０インバータ６１フィルタ回路６３、６５コンデンサ２２１ＣＰＵ(プロセッサ) ２２２ランダムアクセスメモリ２２３不揮発性メモリ４７１出力流量変換処理４７２流量−流量変換マップ４７３ＰＷＭ変換処理４７４アナログフィルタ

フロントページの続き (72)発明者牧絵泰生茨城県ひたちなか市高場2477番地株式会社日立カーエンジニアリング内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】空気流通路に設置した発熱抵抗体を用い
て空気流量を計測する発熱抵抗式の空気流量計測装置に
おいて、予め定義されている第１の変換式により、前記発熱抵抗
体から検出された電圧値を流量値に変換する第１の変換
手段と、該第一の変換手段の出力を平滑化するフィルタ手段と、予め定義されている第２の変換式により、前記フィルタ
手段の出力を前記流量値に対応した電圧値に変換する第
２の変換手段とを設け、該第２の変換手段の出力を流量検出信号として取り出す
ように構成したことを特徴とする空気流量計測装置。
【請求項２】請求項１の発明において、前記第１の変換手段と前記フィルタ手段の間に、前記検
出された電圧値に生じる特性の誤差を予め流量値として
補正する手段がもうけられていることを特徴とする空気
流量計測装置。
【請求項３】請求項１の発明において、前記第２の変換式が、前記第１の変換式の逆関数として
定義されていることを特徴とする空気流量計測装置。
【請求項４】請求項１の発明において、前記第１の変換手段の前に、前記発熱抵抗体の流量変化
に対する応答遅れを回復する手段が設けられていること
を特徴とする空気流量計測装置。
【請求項５】請求項１の発明において、前記フィルタ手段を複数種設け、流量計測対象に応じ
て、フィルタ手段の１種が選択できるように構成したこ
とを特徴とする空気流量計測装置。
【請求項６】請求項１の発明において、前記第２の変換手段の後に第２のフィルタ手段を備え、該第２のフィルタ手段の時定数が、前記フィルタ手段の
時定数よりも大きくなるように構成されていることを特
徴とする空気流量計測装置。
【請求項７】請求項４の発明において、前記発熱抵抗体が空気流通路のバイパス通路内に配置さ
れ、前記発熱抵抗体の流量に対する応答遅れを回復する手段
に加えて、前記バイパス通路による応答遅れを回復する
手段が設けられていることを特徴とする空気流量計測装
置。