WO2006051589A1 - 熱式流量測定装置 - Google Patents

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WO2006051589A1
WO2006051589A1 PCT/JP2004/016721 JP2004016721W WO2006051589A1 WO 2006051589 A1 WO2006051589 A1 WO 2006051589A1 JP 2004016721 W JP2004016721 W JP 2004016721W WO 2006051589 A1 WO2006051589 A1 WO 2006051589A1
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WO
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flow rate
signal
response
response recovery
backflow
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Application number
PCT/JP2004/016721
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Inventor
Atsushi Kanke
Original Assignee
Hitachi, Ltd.
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Publication date
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Priority to PCT/JP2004/016721 priority patent/WO2006051589A1/ja
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Priority to JP2006520551A priority patent/JP4602973B2/ja
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    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
    • G01F1/696—Circuits therefor, e.g. constant-current flow meters
    • G01F1/6965—Circuits therefor, e.g. constant-current flow meters comprising means to store calibration data for flow signal calculation or correction
    • G—PHYSICS
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    • G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
    • G01F1/684—Structural arrangements; Mounting of elements, e.g. in relation to fluid flow
    • G01F1/6845—Micromachined devices
    • G—PHYSICS
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    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/72—Devices for measuring pulsing fluid flows

Definitions

  • the present invention relates to a thermal flow rate measuring device for detecting a flow rate of a fluid such as air.
  • a thermal air flow measurement device using a temperature sensitive resistor such as a heating resistor or temperature compensation resistor with temperature characteristics can directly detect the mass air volume. It is widely used to measure the intake air flow rate of an internal combustion engine such as a car. The detected air flow signal is used to calculate the fuel injection amount of the electronically controlled fuel injection device.
  • a temperature sensitive resistor such as a heating resistor
  • a hot wire type in which a platinum wire is wound around a bobbin and coated with glass has been widely put into practical use, and in recent years, a thin film resistor is mounted on a ceramic substrate.
  • a thin film type formed on a silicon substrate and a semiconductor type such as polysilicon have been proposed.
  • the flow rate detection method is a method in which the heating resistor installed in the flow path is heated so that the temperature difference between the temperature compensation resistor and the temperature compensation resistor becomes a predetermined difference, and the current flowing through the heating resistor is directly detected.
  • a temperature detection resistor is placed upstream and downstream of the heating resistor, and the flow rate is detected by the temperature difference of the temperature detection resistor.
  • the resistance temperature characteristics that change when the temperature-sensitive resistor exchanges heat with the fluid are used.
  • the former is an example of digitally correcting the characteristics of a flow meter (sensor), and the latter is a method used on the engine control unit side to improve measurement errors due to sensor response delays. It is an example. Both are used to improve response delay when using sensors with large response delay.
  • the thermal flow sensor has a non-linear output characteristic and may be accompanied by pulsation due to blowback of an engine or the like. Since these are error factors of the output signal, an example in which the output signal is digitally corrected digitally on the sensor circuit side and output to the engine control unit side is described in JP-A-11 94620 and the like.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 8-62012
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 11 14418
  • Patent Document 3 Japanese Patent Laid-Open No. 6-10752
  • Patent Document 4 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-13789
  • Patent Document 5 Japanese Patent Laid-Open No. 11-94620
  • Ih is the current flowing through the heating resistor
  • Rh is the resistance value of the heating resistor
  • Th is the surface temperature of the heating resistor
  • Ta is the air temperature
  • Q is the air flow rate
  • Cl and C2 are determined by the heating resistor. Is a number.
  • the output of the air flow meter detects the heating current Ih as a voltage value using a detection resistor.
  • the relational force of equation (1) also converts the output voltage value of the sensor into a flow rate value to control the ratio of air and fuel in the internal combustion engine.
  • the relationship between the output signal of the thermal flow meter and the actual flow rate is a non-linear relationship (the fourth root of the flow rate is a voltage value) as shown in Equation (1).
  • the fourth root of the flow rate is a voltage value
  • some linear means are required.
  • variable inertia intake system has been proposed in order to increase the output in a high engine speed range.
  • This method increases the intake air pulsation that tends to occur in the low engine speed range even in the high engine speed range (for example, by changing the effective length of the intake pipe in the high engine speed range, causing engine intake resonance)
  • the intake pulsation is increased), and the air intake efficiency in the high rotation range is increased to increase the output.
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a flow meter according to the magnitude of the pulsation and the frequency thereof in a situation where intake pulsation or backflow occurs in the engine. It is to reduce the pulsation error.
  • the present invention basically relates to an output from the flow rate detecting element in a thermal type flow rate measuring device having a flow rate detecting element capable of detecting the flow rate of the fluid and detecting forward and reverse flow of the pulsating flow.
  • Response recovery means for performing response recovery processing for a response delay of a signal to be generated, and determining whether or not the response recovery processing is performed according to the pulsation state of the output signal of the flow rate detection element, or parameter value for response recovery And means for changing.
  • the pulsation state of the output signal of the flow rate detecting element is, for example, the presence or absence of backflow generation or an estimated amount of backflow.
  • the response delay compensation parameter (leading gain) in the operation region for only the forward flow and the pulsation operation region in which the reverse flow is generated is adjusted so as to be suitable for each, and the intake air Response delay compensation of the flow rate signal can be performed.
  • the accuracy of flow rate measurement during pulsation or response is improved without losing the characteristics of the original signal of the sensor.
  • by reducing the measurement error during pulsation at high revolutions, when used for engine control it is possible to perform power-up and more accurate control, thereby reducing exhaust gas and improving fuel efficiency. .
  • FIG. 1 is a system configuration diagram of a flow rate measuring apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of arithmetic processing executed by the digital processing device of the flow rate measuring device.
  • FIG. 3 is a block diagram showing digital processing of the engine control unit used in the embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of backflow determination according to the above embodiment.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view showing an intake passage and a bypass passage used in the embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing a flow rate error due to pulsation generated in the bypass passage.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of the flow sensor.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing reduction of pulsation error according to the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a flow rate measuring device used in the above embodiment.
  • FIG. 10 is a plan view showing a pattern of a resistor formed on a silicon substrate.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view of the silicon substrate and the resistor.
  • FIG. 12 is a system configuration diagram of a flow rate measuring apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a digital processing apparatus in the second embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram of digital processing by the engine control unit used in the second embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram of a digital processing device used in a flow rate measuring device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram of backflow determination according to the third embodiment.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram of a backflow correlation used in the third embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram showing an output selection operation algorithm according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing an output selection correction operation algorithm by the controller in the fourth embodiment.
  • FIG. 20 is a system configuration diagram of a flow rate measuring apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a block diagram of arithmetic processing executed by the digital processing device of the flow rate measuring device.
  • FIG. 22 is a block diagram showing digital processing of the engine control unit used in the embodiment.
  • FIG. 1 shows a system configuration of a flow rate measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows a controller (control unit: signal) by preprocessing the output of the air flow rate sensor 4 of the first embodiment. (Processing unit) Digital processing device 2 sent to 5 is shown.
  • the flow rate measuring device can concentrate the components only on the force flow rate sensor 4 that is constituted by the flow rate sensor 4 and a part of the engine controller 5.
  • a sensor 4 includes a drive circuit 1 for a thermal flow rate detecting element (flow rate measuring element), a power source 10, and a digital processing device 2.
  • the drive circuit 1 is connected to the power supply 10 and controls the current flowing through the heating resistor 11, so that the temperature difference between the heating resistor 11 and the temperature compensation resistor 12 is maintained at a predetermined temperature difference.
  • the heating resistor 11 is heated and controlled.
  • the heating resistor 11 is arranged in the intake passage to be measured for flow rate, and exchanges heat with the fluid according to the flow rate (flow velocity). As the flow rate increases, the amount of heat taken away by the heating resistor 11 increases, so the temperature difference from the temperature compensation resistor 12 is reduced. Heating current for keeping constant increases.
  • thermoelectric detection resistors (not shown in FIG. 1) are provided upstream and downstream of the heating resistor 11. These are shown in Fig. 9 and Fig. 11), and the signals of the output differences of these temperature detection resistors are used.
  • the temperature of the temperature detection resistor positioned upstream of the heating resistor is decreased as the flow rate is increased as compared with the temperature detection resistor positioned downstream of the heating resistor, based on the fluid flow. Focusing on the above, the air flow rate is obtained from the difference between the output signals of the two temperature detection resistors. This method has the advantage that the directionality of the fluid can also be detected.
  • the output of the flow rate detection element is a non-linear output and includes a pulsation component. Such non-linearity and pulsation cause a flow rate error of the output signal.
  • the digital processing device 2 corrects such an error, and serves as a preprocessing unit for the engine controller (signal processing unit) 5 at the subsequent stage.
  • the digital processing device 2 is composed of digital means such as a microcomputer and dedicated logic.
  • the output signal (flow signal) Vin of the drive circuit 1 is converted into a digital value by analog / digital conversion (AZD conversion) 21.
  • the arithmetic circuit 22 performs error correction (for example, linearization processing) using correction data prepared in the rewrite memory 23.
  • the corrected digital signal is digital
  • the output signal is output to the engine controller 5 via the output signal selection means (switching switch) 27.
  • the switching switch 27 performs a switching operation in response to a selection signal Qset from the engine controller 5 input via the input / output port (I / O) 26.
  • a selection signal Qset from the engine controller 5 input via the input / output port (I / O) 26.
  • either the reference clock signal fck of the oscillator (OSC) 25 or the output Vout of the digital / analog conversion (DZA conversion) 24 can be selected and output.
  • the output signal Vout of the flow rate measuring device 4 is converted into a digital value by the analog / digital converter 51 and used for calculation of engine control.
  • the controller 5 inputs the output signal Vout via the input / output port (IZO) 52.
  • IZO input / output port
  • signals other than the normal output signal Vout such as the reference clock fck are also required. Input accordingly.
  • the response recovery processing 43 advances and corrects the response delay of the sensor output signal by correcting using the adjustment parameter T1 (47) for response recovery.
  • the parameter T1 will be described with only T1 as a representative time constant, but there may be a plurality of parameters.
  • the output-adjusted signal is then converted to an analog signal by a digital-to-analog conversion process 45 (executed by the D / A converter 24 in Fig. 1) and, if necessary, soft switch 49 (Fig. 1). Is output to the engine controller 5 via the switch 27).
  • the output selection processing 46 selects the presence / absence of the response recovery processing 43 via the soft switch 48, and selectively outputs the output signal Vout and the reference clock signal fck via the soft switch 49.
  • This output selection processing 46 is executed by the I / O 26 and I / O 52 shown in FIG. 1 based on the control signal Qset from the engine controller 5.
  • the air flow rate sensor 4 can output different signals such as the normal voltage output Vout and the reference clock fck through one switch 49 via the switch 49. This selection can be executed when the digital processing device 2 itself satisfies a certain condition instead of the external selection signal Qset such as the engine controller.
  • the analog output signal Vout from the sensor 4 side is converted into a digital value by an analog / digital conversion process 62 (performed by the AZD converter 51 in FIG. 1) after passing through the analog filter 61.
  • the output signal Vout is converted to the flow rate value Q1 by (1) V-Q conversion (voltage-flow rate conversion) processing 63 or (2) response recovery processing by the soft switch 67 for output switching.
  • 64 improves responsiveness (In other words, this improved signal is also called a signal whose response has been restored or a signal whose response delay has been corrected, and the voltage corresponding to this improved signal is Vsp).
  • Vsp is converted to flow rate value Q2 by V-Q conversion (voltage-flow rate conversion) 65.
  • the signal Q1 is obtained without any special processing as the flow rate signal Qan.
  • the signal Q2 whose response is adjusted by the adjustment parameter T2 for response recovery is obtained as the flow rate signal Qan.
  • T2 will be described as a single time constant, but there may be multiple parameters. Selection of Ql and Q2 is performed by soft switch 67.
  • the switching of the soft switch 67 is executed based on the determination result of the backflow determination processing 68.
  • the reverse flow determination processing 68 is an output of the flow sensor 4 when the engine is stopped (for example, when the engine key switch is turned on and before the engine is started or when the engine is stopped). V-Q conversion (voltage-flow rate conversion) 66 and input as zero point flow rate value Q0, and further input the flow rate signals Ql and Q2 obtained in the conversion process (1) and (2) above.
  • the reverse flow determination processing 68 uses Ql, Q2, and Q0, so that a reverse flow is generated in the pulsating air flow flowing in the engine intake passage, and a state and a reverse flow are generated! / Can be detected with high accuracy. This backflow determination process will be described with reference to FIG.
  • Fig. 4 (a) shows the case where both the flow rate values Ql and Q2 including the pulsating component are larger than the zero flow rate Q0.
  • the flow rate value Q2 shown by a dotted line
  • the flow rate value Q1 shown by a solid line
  • the determination processing 68 determines that there is no backflow.
  • Such a state corresponds to, for example, a pulsating flow of an intake flow in a low engine speed range.
  • the judgment process 68 determines that there is a backflow. In this way, the state where the backflow occurs can be reliably detected immediately before the backflow occurs, and the accuracy (that is, the detection sensitivity) of the backflow generation detection can be improved.
  • the backflow occurs when, for example, an engine like the variable inertia intake system described above. It is conceivable that pulsation is generated in order to increase the intake efficiency at a high engine speed range.
  • the soft switch 67 is controlled to be switched according to the determination of whether or not the pulsating flow of the air flow (fluid) includes a reverse flow. Specifically, when there is no backflow determination, the flow is a pulsating flow when the engine is in the low speed range, and there is almost no response delay in the output of the flow rate detection element. Response switch 43 is not selected, and soft switch 67 selects flow rate value Q1. When there is a backflow judgment, since the pulsating flow is generated when the engine is in the high speed range, the flow rate detection element selects response recovery processing 43 and 64 via the soft switches 48 and 67, and the flow rate value Select Q2.
  • the engine controller 5 selects the response recovery processing 43 on the sensor 4 side via the switch 48 according to the Qset signal, and the engine controller 5 side
  • the response recovery process 64 is selected by the switch 67.
  • both response recovery processes are executed at a predetermined rate.
  • the advantages of performing both of these response recovery processes simultaneously are as follows. In an actual device, depending on the characteristics of both the sensor and the engine controller, the sensor side, engine control port, etc. In some cases, it may be possible to obtain desirable results (good performance) by performing response recovery processing little by little.
  • the ratio of the response recovery processing of both sides is set to 5: 5 (50% each), force 7: 3, force, and 3: 7 force on the sensor side and controller side.
  • the values of Q1 and Q2 used for the backflow determination process 68 are different from those before selection of the response recovery process due to the effect of the response recovery process 43. Therefore, at least when the response recovery process 43 is selected, it is easy to make excessive backflow determination. Therefore, to prevent this situation, the zero-flow level QO for backflow determination is set to zero. The force is also decreased by a certain value in the negative direction. In this way, excessive misjudgment of backflow judgment can be prevented.
  • the response recovery processing 43 on the sensor 4 side is mainly used, and the response recovery processing on the controller 5 side 64. Therefore, the latter response recovery process 64 can also focus on the backflow determination process 68.
  • the response recovery parameter T2 used in the response recovery process 64 on the controller 5 side is rewritten to a small value (the recovery process is a small value).
  • the recovery process is a small value.
  • hysteresis is provided for the timing of response recovery processing switching on the sensor side and parameter change on the controller 5 side.
  • the controller 5 determines the occurrence of a backflow, it can be selected as one of the response recovery processes of the flow rate sensor 4 and the controller 5.
  • the flow rate measuring device of the present embodiment is suitable for an engine that generates pulsation in order to increase the intake efficiency even in a high engine speed range.
  • the engine has a low engine speed range where response delay hardly occurs (pulsation frequency is low! /,), Select “No response recovery process”, while high engine speeds where response delay is a problem. If it is within the range, select “With response recovery process”.
  • the response recovery parameter is switched between the low speed range and the high speed range (the response recovery parameter in the high speed range is set to be larger than that in the low speed range). You may do it. In this way, the measurement error can be improved (reduced) by the responsiveness according to the engine operating state as described above. Further, the response recovery parameter may be changed according to the degree of the backflow, that is, the estimated amount of backflow.
  • the reference clock signal fck is input from the output terminal of the sensor 4 as necessary, such as at the time of startup, instead of Vout relating to the normal flow rate signal by switching the switch 27.
  • the response parameter detection process 65 on the controller 5 side can detect variations in the reference clock fck by detecting the frequency of the reference clock and the number of pulses counted within a certain time. If the variation of the reference clock is known, the parameters used for the response recovery process 64 can be automatically adjusted. [0056]
  • the fluctuation and variation of the clock fck can be optimized by reducing the influence of the fluctuation and optimizing the pulsation error by changing the adjustment parameter of the response recovery according to the force clock that causes the fluctuation of the response recovery process. At the same time, the detection accuracy of the backflow state can be improved.
  • FIG. 5 shows a passage structure of a bypass passage 401 arranged in a main passage 402 in a general engine intake passage, and a flow rate detecting element 211 (a heat generating resistor 11, temperature compensation) arranged in the bypass passage 401. Resistor 12, temperature detection resistor, etc.).
  • the bypass passage 401 has a bent passage structure (for example, a substantially L-shaped passage structure) that allows easy passage of the forward flow and difficulty of the reverse flow. By using such a bypass passage structure, it is possible to reduce the flow rate error during fluid pulsation.
  • a bent passage structure for example, a substantially L-shaped passage structure
  • FIG. 6 shows the effect of improving the pulsation error at a low rotational speed by the bypass passage 401.
  • the horizontal axis is the pulsation rate indicating the magnitude of pulsation
  • the vertical axis is the magnitude of pulsation error in the flow rate measurement value.
  • the flowmeter When the nopass passage 401 is not provided, the flowmeter has a characteristic that a minus error of the flow rate measurement value increases as the pulsation increases due to a response delay such as the heat capacity of the heating resistor 11. In particular, when a backflow occurs, a minus error increases.
  • the flow rate detecting element 211 is arranged in the bypass passage 401, the error can be corrected to the plus side by the correction characteristic by the bypass, and the pulsation error corrected by the no-pass is Error characteristics with relatively little fluctuation.
  • FIG. 7 shows the frequency characteristics of a thermal flow meter with the pulsation frequency on the horizontal axis and the gain characteristics on the vertical axis.
  • the basic frequency characteristic fl of the thermal flow meter is a gain characteristic equivalent to a low-pass filter in which the gain decreases according to the pulsation frequency.
  • the pulsation frequency gain characteristic can be improved by the characteristic f2 of the response recovery means, and the characteristic f3 after the response recovery can be obtained.
  • FIG. 8 shows the characteristics of this example using the characteristics after response recovery.
  • the error in the flow rate value in the region of the pulsation rate after the occurrence of backflow increases to the minus side.
  • the rotation speed (pulsation circumference If the pulsation error changes greatly depending on the wave number)
  • the error is reduced due to the characteristics corrected by the bypass, and further correction may not be necessary! /.
  • the optimum value of the correction parameter for improving the response may be different between the low rotation speed and the high rotation speed. Therefore, if the correction parameters are uniformly unified, the following problems occur. For example, if response delay correction is uniquely performed with a correction parameter suitable for improving flow rate measurement errors in the high speed range, the flow rate measurement plus error in the low speed range without backflow will be increased. End up.
  • the parameter (correction parameter) for improving the response is changed at the high speed and the low speed, in other words, the correction parameter is set before and after the occurrence of the backflow. It can be optimized by changing it.
  • the temperature detection resistor 21 Id-21 lg is arranged at a position (upstream and downstream positions of the heating resistor 11) affected by the heating resistor 11.
  • Such a structure can obtain a flow rate with directionality by a voltage signal corresponding to the temperature difference between the upstream and downstream temperature detection resistors, and is a typical configuration example of a so-called temperature difference type flow meter. It is.
  • This method is suitable for detecting a flow rate that includes large pulsations, such as detecting the reverse flow rate by detecting the flow direction.
  • the drive circuit 1 for the flow rate detection element is connected to a power source 10.
  • the drive circuit 1 has a Wheatstone bridge circuit composed of a heating resistor 11, a temperature compensation resistor 12, and resistors 13, 14, 17, and a differential amplifier 15, a transistor 16 so that the potential difference at the midpoint of the bridge becomes zero.
  • the exothermic resistor is configured to control the current flowing through the antibody 11! Speak.
  • the output of the differential amplifier 15 increases and operates to further heat.
  • the current flowing through the heating resistor 12 is controlled so that the resistance value of the heating resistor 11 is constant regardless of the air flow rate, that is, the temperature is constant.
  • the temperature detection resistors 21 ld, 211e, 21 If, and 211 g arranged upstream and downstream of the heating resistor 11 constitute a bridge, and the temperature difference of the resistor is determined by the difference between the midpoint potentials Vbl and Vb2. Is detected. In this method, an output corresponding to the direction of flow can be obtained.
  • the temperature detection resistors 21 ld, 211 e, 21 If, 211 g are driven at a constant voltage by the power supply voltage Vref 1.
  • This method of detecting the temperature difference between the resistors is suitable for detecting bidirectional flow such as backflow with good sensitivity on the low flow rate side because it is detected differentially.
  • the flow rate detection elements such as the heating resistor and the temperature detection resistor are formed as thin films on the silicon semiconductor substrate 21 la, and an example of the pattern is shown in FIG.
  • the heat generating resistor 11 is a vertically long and folded resistance pattern, and has a structure in which temperature detecting resistors 211d, 211e, 21 If, and 21 lg are arranged on both sides thereof.
  • the heating resistor 11 and the temperature detecting resistors 211d, 211e, 21 If, and 211g are arranged in a diaphragm structure portion having a small heat capacity by etching the back surface of the silicon substrate 211a, for example.
  • the temperature compensation resistor 12 is disposed in a place that is not easily affected by the temperature of the heating resistor 11.
  • Figure 11 shows the cross-sectional structure. The location with the temperature sensing resistor and temperature compensation resistor pattern is the thickest structure.
  • the potentials Vbl and Vb2 at the bridge midpoints of the temperature detection resistors 21 ld, 211 e, 21 If and 21 lg are input to the digital processing device 2.
  • the digital processing device 2 has two analog 'digital converters 21a and 21b, converts the voltage value corresponding to the flow rate into a digital value, reads it, adjusts it as a digital quantity by the CPU 22, and adjusts the digital value.
  • the digital processing device 2 has the same configuration as that of the previous embodiment.
  • the voltage Vcc supplied from the outside is input to the internal power source / protection circuit 228 as a power source.
  • the power supply protection circuit 228 supplies the power supply voltage Vref 1 depending on the external voltage Vcc as a reference voltage to the analog digital converters 21a and 21b and the digital digital converter 24 through the switch 225a.
  • the switch 225a switches between the voltage Vref 2 generated in the reference voltage circuit 229 inside the digital processing device 2 and the power supply voltage Vref 1 depending on the previous external voltage Vcc.
  • the analog / digital converters 2 la and 21b require the accuracy because they directly input the bridge circuit outputs Vbl and Vb2. Ensure accuracy and reduce circuit scale
  • a ⁇ type analog 'digital transformation ⁇ may be used.
  • the reference voltage can be changed by the switch 225a. This is to freely select the standard for interfacing with analog values. If the reference voltage of the analog 'digital converter on the engine controller side connected to the digital processor 2 and the voltage Vcc supplied from the outside fluctuate in the same or synchronous manner, the controller uses the power supply voltage Vrefl as a reference. If it is not relevant, select an independent reference voltage Vref2. As a result, the correspondence between the digital controller 2 and the corresponding controller is easy, and errors due to the unmatching of the analog interface can be reduced.
  • the heating resistor 11 is obtained by forming a platinum or tungsten thin film or thick film, a polysilicon resistor, or the like as a heating element on a plate-type glass, ceramic, silicon, or other substrate.
  • a platinum or tungsten thin film or thick film, a polysilicon resistor, or the like as a heating element on a plate-type glass, ceramic, silicon, or other substrate.
  • the surface of a cylindrical or columnar bobbin made of an insulating material with good thermal conductivity such as ceramic is wound with platinum or tungsten heat wire as a heating element, and coated with glass or ceramics as a coating material. It may be what was done.
  • the heating resistor 11 and the temperature detection resistor 21 Id—21 lg, and the temperature compensation resistor 12 are provided in the intake passage of an internal combustion engine such as an automobile, for example, and correspond to the flow rate of air flowing through the intake passage.
  • the output is output through a differential amplifier. This output voltage is input to an analog / digital converter 21 built in the digital processing device 2 composed of a microcomputer dedicated logic and converted into a digital quantity.
  • the CPU 22 in the digital processing device 2 performs response recovery processing on the converted digital value as necessary, and then performs output adjustment processing to absorb individual variations in sensor characteristics. After that, the sensor voltage signal is converted into a flow rate by an arbitrary first conversion formula fxl and smoothed, and non-uniform linearization processing such as adjusting the sensitivity by the second conversion formula fx2 is performed. The output after unequal linearization is linearized again if necessary, and outputs a non-linear voltage value to the engine controller etc. using digital 'analog conversion 24'.
  • the digital processing device 2 also includes individual difference information such as non-volatile memory 222c having built-in programs, flow rate conversion maps and programs such as various flow rate conversion formulas, resistance value variations of the heating resistor 11, and smoothing. Smoothness of processing (frequency characteristics, etc.) and non-uniform linearization Rewritable memory (PROM) 23 that records adjustment parameters for changing various functions, the degree of response recovery processing, etc., and random access memory (RAM) 222b, which is used for the calculation work area of CPU22 Consists of an oscillator (OSC) 25 that generates an internal clock.
  • OSC oscillator
  • the rewritable PROM 23 does not need to be built in the digital processing device 2, but if it can be written more than once, it can be a fuse-type ROM, an electrically erasable EEPROM, or a flash ROM for batch erasure. It can also be a high-speed nonvolatile memory that uses the polarization phenomenon of a ferroelectric film.
  • the difference from the previous embodiment is that instead of the DZA converter 24, a digital 'frequency converter ( 28 is used to output the signal, and it is easy to superimpose the signal by handling the signal on the pulse.
  • the controller 5 is provided with a timer 53 for counting the frequency, and a reference signal Tref such as an engine crank angle can be input. Similar to the previous embodiment, it is possible to select the response of the output signal fout having a sensor force and to switch to the reference clock signal fck or the like.
  • the detailed calculation process flow will be described with reference to FIG.
  • the digital processing device 2 inputs the output Vin of the sensor 1, converts the input signal into an analog digital value by analog-to-digital conversion processing 41, and performs response recovery processing 43 as required by digital means.
  • the output adjustment process 44 is executed.
  • the parameter T1 of the response recovery process 43 is the same as that of the first embodiment described above, and the parameter T1 will be described by using only T1 as one time constant, but there may be a plurality of parameters.
  • the parameter T1 may be changed according to the state of reverse flow (engine speed).
  • the presence or absence of the response recovery processing 43 can be selected by the soft switch 48.
  • Response recovery processing The signal that has undergone 43 and is subjected to output adjustment 44 is converted into a frequency signal by digital 'frequency conversion processing 45 (executed by D / f conversion 28), and then output through switch 49.
  • the flow rate signal (frequency-converted) is output by the output selection process 46 that operates according to the control signal Qset from the controller 5 (or the sensor internal signal). Output) It is possible to switch between fout and reference clock signal fck for output, and to select 43 response recovery processing.
  • the senor 4 In response to a selection command from the outside (or when the digital processing device 2 itself repeats processing when a certain condition is satisfied), the sensor 4 outputs a normal frequency-converted output fout and a different signal such as a reference clock fck. It is possible to output with one signal line.
  • the controller 5 receives the output (frequency) fout from the sensor 1, converts it to a digital value fqaf by the synchronous sampling process 71, and converts the digitally converted frequency signal fqaf into an fQ conversion (frequency-flow rate). Conversion) Process 73 converts to flow rate value Qfl.
  • a response recovery process 74 to the frequency signal fqaf, a signal fsp corresponding to a frequency with improved responsiveness is obtained, and an fQ conversion (frequency-flow rate conversion) process 75 is applied to the fsp.
  • the flow values Qf2 and Qfl can be selectively output via a switching switch (soft switch) 77.
  • the response recovery process 74 in this case is performed using the adjustment parameter T2 for response recovery described above.
  • T2 is described as a typical time constant, but there may be multiple parameters.
  • the backflow determination processing 78 can be performed by using a signal whose responsiveness has been recovered.
  • the state of backflow per cycle is particularly accurately measured by the simultaneous signal Tref. It becomes possible to do.
  • the backflow determination processing 78 can be performed by using a signal whose responsiveness has been recovered as in the first embodiment.
  • the signals used for backflow judgment processing 78 are Qfl, Qf2, QfO It is. Qfl, Qf2 force If the flow rate value is greater than QfO (Qfl>QfO;Qf2> QfO), determination processing 78 determines that there is no backflow.
  • the determination processing 78 determines that there is a backflow.
  • the presence / absence of backflow is determined. Similar to the first embodiment, the reference flow rate value QfO is reduced or the response parameter T2 is rewritten to a small value. That is, in the first and second embodiments, the former is a flow signal based on voltage, the latter is a flow signal based on frequency, and the rest basically performs the same operation.
  • FIG. 15 shows the contents of the arithmetic processing of the digital processing device 2 on the flow sensor 4 side in the third embodiment of the present invention.
  • the flow sensor 4 itself (digital processing device 2) determines whether or not there is a backflow.
  • the digital processing device 2 inputs the output Vin of the drive circuit 1 and converts it into a digital value by analog / digital conversion processing 41.
  • the converted digital value is subjected to output adjustment processing 44 as it is as Vinl by the soft switch (switching switch) 48, or after response recovery processing 43 by digital means (the response recovered signal is defined as Vin2).
  • Output adjustment processing 44 is performed.
  • the signal subjected to the output adjustment process 44 is converted into an analog signal by the digital / analog converter 45 and output.
  • the backflow determination processing 47 for selecting the presence or absence of the response recovery processing 43 obtains the maximum value and the minimum value of the pulsation waveform in the output value Vinl of the analog / digital variation 41, and the correlation kg based on it. To determine the backflow. The correlation is obtained from the maximum and minimum values of the voltage value Vinl and the difference between the maximum and minimum values as shown in FIG.
  • Correlation Kg (minimum value) Z (maximum value minimum value)-(2)
  • a correlation as shown in FIG. 17 can be obtained. If the slope of this correlation is below a certain level, it can be determined (estimated) that a backflow occurs in the pulsating flow.
  • the correlation value kg of the backflow determination criterion is set to a value that makes it possible to estimate that Vin2 is lower than Voff even if Vin1 is not lower than Voff as shown in FIG. 16 (b).
  • Figure 16 (a) shows Vinl and Vin2 in the case of the determination without backflow.
  • the flow measurement accuracy can be improved by making a self-judgment on the pulsation error and selecting the presence or absence of the response recovery process.
  • the compatibility of the conventional engine control device as a pre-processing device is enhanced because the software change of the engine controller is not necessary due to a slight software load on the sensor 4 side.
  • the maximum and minimum voltages Vinl and Vin2 are obtained and correlated, but instead, the output after response recovery is converted to a flow rate by V-Q conversion, and the maximum It is also possible to obtain the minimum correlation. In that case, the correlation function is different.
  • the presence or absence of backflow determination and response recovery processing is basically the same as in the above-described embodiments.
  • the state of the sensor clock used degradation with time, etc.
  • the type of signal transmission voltage output, frequency output
  • the signal SCI serial “communication” interface
  • an external controller such as an engine controller, etc.
  • FIG. 18 A specific operation will be described with reference to FIG. The operation shown in Fig. 18 is performed on the sensor side or the controller side.
  • the battery voltage VB The period of time Tvbl immediately after is determined from the operation of the digital processing device 2 described above as immediately after starting VB.
  • the output selection signal Qset reaches the fixed time Hi (Tset 1)
  • the clock signal fck is selected as the output Vout and input to the controller 5.
  • a high-frequency digital signal equivalent to the clock signal is output as the output signal.
  • the output selection signal Qset goes Low, the clock selection is completed and normal output operation is resumed.
  • the selected value Qset is 1 (Hi)
  • the normal operation mode of output is maintained. This is the case when the output is voltage, but the same can be said for frequency.
  • step 401 the output selection value Qset is set to 1 (Hi) immediately after starting VB to set the clock mode. Thereafter, in step 402, the clock signal is read.
  • Controller 5 sets the output selection value Qset to either 1 (Hi) force 0 (Lo) (50 1) to determine the response determination mode by itself (502) and select the output.
  • the value Qset is 1 (Hi)
  • various processing is performed on the assumption that there is no response recovery processing.
  • it is assumed that, for example, the response recovery process is not performed, and the exhaust correction amount in the case is learned (505).
  • FIG. 20 shows a configuration in the case where the adjustment at the time of manufacture is made possible by the external adjustment device 80 in the flow rate measurement device according to the embodiment described above.
  • the external adjustment device 80 is communicably connected to the digital processing device 2 for flow measurement in the adjustment stage at the time of manufacturing the flow measurement device, and uses the output signal Vout from the digital processing device 2 to connect the processing device. Adjustment of 2 is performed.
  • the external adjustment device 80 can change the operation mode in the digital processing device 2 and rewrite the data in the rewrite memory 23 by communicating with the digital processing device 2 through serial communication, for example. It is a thing.
  • the input circuit 82 of the external adjustment device is composed of an analog / digital conversion, a frequency counter, or the like, and inputs data necessary for adjustment from the digital processing device 2 using this.
  • Optimum adjustment data is calculated by optimizing the input signal within the external adjustment device 80 to a predetermined characteristic or by optimizing it according to a clock signal or the like.
  • the calculated adjustment data transmits a signal to the serial communication interface (SCI) 26b of the digital processing device 2 via the communication device 81, and rewrites the adjustment parameter 47 in the internal rewrite memory 23.
  • SCI serial communication interface
  • FIG. This shows the soft operation in the previous digital processor 2.
  • the signal data (data) sent by serial communication is interpreted by the communication processing 47b, and the adjustment parameter 47 is changed based on the interpretation.
  • Various operations related to the response recovery processing 43 are the same as those in the previous embodiment. In the above embodiment, it is possible to optimize the response variation by reading the clock signal of the arithmetic processing 40 and optimizing the adjustment constant of the response recovery processing according to the individual flow rate measuring device 4.
  • FIG. 22 shows another example of the engine controller 5 connected to the flow rate measuring device 2 after adjustment.
  • the response recovery process 43 is performed by the digital processing device 2 on the sensor 4 side, and the engine controller 5 does not perform the! / Configuration.
  • the determination of the backflow for determining the presence or absence of the response recovery process is as follows. line It has become.
  • the backflow generation region can be predicted by mapping the throttle opening and the engine speed (no correction !, turning the engine in a state to distinguish the region where the flow rate error is large, etc.). If the intake pipe negative pressure (boost pressure) is used for this, it can be predicted more accurately.
  • the presence or absence of response recovery processing on the sensor 4 side is determined, or Change the response recovery process parameters.
  • FIG. 22 shows the processing on the engine controller 5 side.
  • the controller 5 of the present embodiment when noise is removed by the analog filter 61 and then the voltage signal digitized by the normal analog-digital conversion process 62 is converted into a flow rate by the V-Q conversion process 63, Easy processing. According to the present invention, a response recovery process with good reproducibility can be obtained, and a system merit can be obtained such that a certain effect can be obtained even if no special process is required on the engine control side.
  • the pulsation error can be easily reduced without greatly changing the characteristics of the intake system or the sensor itself. Can do. As a result, the development period of the engine intake system measurement system and the like can be greatly shortened.

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Abstract

  自動車などの内燃機関の吸入空気量を測定する熱式流量計において、高回転数、高脈動時に脈動誤差が増加するといった課題があった。同時にディジタル的に応答性を回復する場合はクロックなどのバラツキの影響をうけ、より脈動性能が悪化しやすいという課題があった。   センサ側に応答のばらつき要因をエンジンコントロールユニットに伝達する手段を設ける。エンジンコントロールユニット側では、ばらつき要因を自動的に判別して応答を補正するロジックを設ける。逆流発生を検出する手段を設け、逆流の発生の前後で応答性を回復するパラメータを変更する、センサの応答を選択して得ることのできる選択手段をセンサ側に設け、エンジンコントロールユニット側で選択できるような手段を設ける。

Description

明 細 書
熱式流量測定装置
技術分野
[0001] 本発明は、空気等の流体の流量を検出するための熱式流量測定装置に関する。
背景技術
[0002] 温度特性を有する発熱抵抗体，温度補償抵抗体等の感温抵抗体を用いた熱式空 気流量測定装置 (熱式空気流量計)は、質量空気量を直接検知できることから、自動 車などの内燃機関の吸入空気流量を測定するために広く使用されている。検出され た空気流量信号は、電子制御燃料噴射装置の燃料噴射量の演算などに利用される
[0003] 発熱抵抗体などの感温抵抗体は、白金線をボビンに巻きつけてガラスでコーティン グする熱線式タイプのものが広く実用化され、さらに近年では、薄膜抵抗体をセラミツ ク基板上やシリコン基板上に形成する薄膜タイプ、ポリシリコンなどの半導体タイプが 提案されている。
[0004] 流量の検出方式は、流路に設置される発熱抵抗体に温度補償抵抗体との温度差 が所定差になるように加熱制御し、その発熱抵抗体に流れる電流を直接検出する方 式と、発熱抵抗体の上流、下流に温度検出抵抗体を配置し、温度検出抵抗体の温 度差により流量を検出する方式等がある。いずれも、基本的には、感温抵抗体が流 体と熱交換するときに変化する抵抗温度特性を利用して!ヽる。
[0005] 出力の応答遅れが比較的大きな流量検出素子を使用する場合には、応答遅れの 時定数を逆変換して応答遅れを補正する必要がある。このような応答遅れの補正は 、制御装置 (例えばエンジン制御ユニット）に流量信号が入力される前の段階 (前処 理）でセンサ側で行ったり（特開平 8— 62012号、特開平 11— 14418号等）、エンジン 制御ユニット側で行ったりしている（例えば特開平 6— 10752号、特開 2003— 13789 号等)。
[0006] 前者が、流量計 (センサ）の特性をディジタル的に補正する一例で、後者がセンサ の応答遅れによる計測誤差を改善するためにエンジン制御ユニット側で用いる方式 の一例である。いずれも応答遅れの大きなセンサを活用する場合に、その応答遅れ を改善するために用いて 、る。
[0007] また、熱式流量センサは、非線形な出力特性を有し、かつエンジンなどの吹き返し により脈動を伴うこともある。これらは、出力信号の誤差要因であるために、出力信号 をディジタル的にセンサの回路側でディジタル補正して、エンジン制御ユニット側に 出力する一例が特開平 11 94620等に記載されて 、る。
[0008] 特許文献 1 :特開平 8— 62012号公報
特許文献 2：特開平 11 14418号公報
特許文献 3：特開平 6— 10752号公報
特許文献 4:特開 2003— 13789号公報
特許文献 5：特開平 11—94620号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0009] 一般に発熱抵抗体を用いた熱式流量計の出力と空気流量との関係は、キングの式 と呼ばれる次式によって表される。
[0010] Ih2-Rh=Cl+C2^Q)(Th-Ta) …ひ）
ここで Ihは発熱抵抗体に流れる電流、 Rhは発熱抵抗体の抵抗値、 Thは発熱抵抗 体の表面温度、 Taは空気の温度、 Qは空気流量、 Cl、 C2は発熱抵抗体で決まる定 数である。
[0011] 空気流量計の出力は、加熱電流 Ihを、検出抵抗を用いて電圧値として検出するの が一般的である。内燃機関の制御に用いるエンジン制御ユニットでは、（1)式の関係 力もセンサの出力電圧値を流量値に変換して内燃機関の空気と燃料の割合などを 制御している。
[0012] このように、熱式流量計の出力信号と実際の流量との関係は、（1)式に示されるよう に、非線形な関係（流量の 4乗根が電圧値)であるため、流量を検出するためには、 何らかの線形ィ匕手段が必要となる。
[0013] 上記従来技術においては脈動等の動的な流れの変動に対して、検出素子の応答 性が遅 、場合は、センサの非線形性な特性によって脈動誤差を発生すると!、つた課 題があった。
[0014] このような課題は、センサ応答性を改善する逆変換法や、信号の補正などの改善で 通常の脈動動作領域においてはある程度対処することも可能であるが、高回転、高 脈動等の通常の脈動動作領域よりも大きな脈動の領域においては対処が難しぐ特 性改善が望まれていた。
[0015] 例えば、近年のエンジンにおいて、高回転域の出力アップを図るために、可変慣性 吸気システムが提案されている。この方式は、エンジンの低回転域で生じやすい吸 気脈動を、高回転領域でも大きくして (例えば、高回転域で吸気管の有効長を変える などしてエンジン吸気共鳴を生じさせ、それにより吸気脈動を大きくする）、高回転域 における空気取り込み効率を高めて高出力化を図っている。
[0016] 高回転域で吸気脈動を生じさせると、センサエレメント (発熱抵抗体)の応答遅れに より空気流量精度が低下するおそれがある。この吸気脈動による応答遅れを防止す るために、応答遅れ回復パラメータ (進み補償ゲイン)を用いて応答遅れを解消する ことが考えられる。ただし、エンジンの全運転領域において、一様な応答回復処理を 行なうと、脈動がさほど大きくない（共鳴のない)運転領域では、過剰応答遅れ回復 処理となり、力えって空気流量精度を低下させることも考えられる。
[0017] 本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、その目的は、エンジンに吸気脈 動や逆流が生じる状況にぉ 、て、脈動の大きさやその周波数に応じて流量計の脈動 誤差を低減することにある。
課題を解決するための手段
[0018] 本発明は、基本的には、流体の流量を検出し、かつ脈動流の順流と逆流を検出可 能な流量検出素子を有する熱式流量測定装置において、前記流量検出素子から出 力される信号の応答遅れに対して応答回復の処理を行なう応答回復手段と、前記流 量検出素子の出力信号の脈動状態に応じて前記応答回復処理の有無を決定する か或いは応答回復のパラメータ値を変える手段とを備える。前記流量検出素子の出 力信号の脈動状態は、例えば逆流発生の有無或いは逆流の推定量である。
[0019] このようにすれば、順流だけの運転領域と逆流が生じる脈動運転領域の応答遅れ 補償パラメータ (進みゲイン)を、それぞれに合ったものに換えるように調整して、吸気 流量信号の応答遅れ補償を行うことができる。
発明の効果
[0020] 本発明によれば、流量の脈動時や過渡応答時にお!、て、センサの本来の信号の 特性を失わずに脈動や応答時の流量の測定精度を高める。特に、応答回復補正時 の補正バラツキを低減した流量計を実現することが可能となる。自動車用の場合には 、運転性の向上、生産性の向上などが図りやすくなる。また、高回転時の脈動時の計 測誤差を低減することで、エンジン制御に用いた場合はパワーアップやより精度の良 い制御が可能となり、排ガスの低減や燃費の向上を図ることができる。
図面の簡単な説明
[0021] [図 1]本発明の第 1の実施例に係る流量測定装置のシステム構成図。
[図 2]上記流量測定装置のディジタル処理装置で実行される演算処理のブロック図。
[図 3]上記実施例に用いるエンジンコントロールユニットのディジタル処理を示すブロ ック図。
[図 4]上記実施例による逆流判定の説明図。
[図 5]上記実施例に用いる吸気通路およびバイパス通路を示す断面図。
[図 6]上記バイパス通路に生じる脈動による流量誤差を示す説明図。
[図 7]流量センサの周波数特性を示す説明図。
[図 8]本発明の脈動誤差の低減を示す説明図。
[図 9]上記実施例に用いる流量測定装置の回路図。
[図 10]シリコン基板上に形成された抵抗体のパターンを示す平面図。
[図 11]上記シリコン基板及び抵抗体の断面図。
[図 12]本発明の第 2の実施例に係る流量測定装置のシステム構成図。
[図 13]上記第 2の実施例におけるディジタル処理装置を示すブロック図。
[図 14]上記第 2の実施例に用いるエンジンコントロールユニットによるディジタル処理 のブロック図。
[図 15]本発明の第 3の実施例に係る流量測定装置に用いるディジタル処理装置のブ ロック図。
[図 16]上記第 3の実施例による逆流判定の説明図。 [図 17]上記第 3実施例に利用する逆流相関の説明図。
[図 18]本発明の第 4の実施例に係る出力選択動作アルゴリズムを示す図。
[図 19]上記第 4の実施例におけるコントローラによる出力選択補正動作アルゴリズム を示す図。
[図 20]本発明の第 5の実施例に係る流量測定装置のシステム構成図。
[図 21]上記流量測定装置のディジタル処理装置で実行される演算処理のブロック図
[図 22]上記実施例に用いるエンジンコントロールユニットのディジタル処理を示すブ ロック図。
符号の説明
[0022] 1…流量検出素子の駆動回路、 2…ディジタル処理装置、 3…電源回路、 4…流量セ ンサ、 5…エンジンコントロールユニット、 11· ··発熱抵抗体、 12· ··温度補償抵抗体、 4 2…応答回復処理、 211…シリコン基板、 211d, 211e, 21 If, 211g…温度検出抵 抗体。
発明を実施するための最良の形態
[0023] 本発明の好ましい実施例を図面に基づき説明する。
[0024] 図 1は、本発明の第 1実施例に係る流量測定装置のシステム構成を示し、図 2に第 1実施例の空気流量センサ 4の出力を前処理してコントローラ (制御ユニット:信号処 理ユニット） 5に送るディジタル処理装置 2を示す。本実施例では、流量測定装置は、 流量センサ 4とエンジンコントローラ 5の一部で構成する力 流量センサ 4だけに構成 要素を集中させることも可能である。
[0025] 図 1において、センサ 4は、熱式流量検出素子 (流量測定素子)の駆動回路 1と電 源 10とディジタル処理装置 2を備える。
[0026] 駆動回路 1は、電源 10に接続され、発熱抵抗体 11に流れる電流を制御すること〖こ より、発熱抵抗体 11と温度補償抵抗体 12との温度差が所定温度差を保つように発 熱抵抗体 11を加熱制御する。発熱抵抗体 11は、流量測定対象の吸気通路に配置 され、流体との間で流量 (流速）に応じた熱交換をする。そして、流量が増大するほど 、発熱抵抗体 11の奪われる熱量が増加するので、温度補償抵抗体 12との温度差を 一定に保っための加熱電流が大きくなる。
[0027] 流量信号としては、発熱抵抗体 11に流れる電流を電圧に変換した出力信号が利 用されるか、或いは発熱抵抗体 11の上流、下流に温度検出抵抗体（図 1では、図示 省略；図 9一図 11に示す)を設け、これらの温度検出抵抗体の出力差の信号が利用 される。
[0028] 後者の方式は、流体の流れを基準にして、発熱抵抗体の上流に位置する温度検 出抵抗体の温度が下流に位置する温度検出抵抗体よりも流量が増大するほど低下 することに着目して、両温度検出抵抗体の出力信号の差から空気流量を求める。こ の方式は、流体の方向性も検出できる利点がある。
[0029] 流量検出素子 (発熱抵抗体或いは温度検出抵抗体)の出力は、非線形出力であり 、脈動成分を含む。このような非線形、脈動は出力信号の流量誤差要因となる。ディ ジタル処理装置 2は、このような誤差を補正するものであり、その後段のエンジンコン トローラ (信号処理ユニット） 5の前処理ユニットとなる。ディジタル処理装置 2は、マイ クロコンピュータや専用ロジックなどのディジタル手段で構成される。
[0030] ディジタル処理装置 2では、駆動回路 1の出力信号 (流量信号) Vinをアナログ'デ イジタル変翻 (AZD変翻） 21によりディジタル値に変換する。このディジタル信 号に対して、演算回路 22は、書き換えメモリ 23に用意された補正データを用いて誤 差補正 (例えば線形化処理)する。補正されたディジタル信号は、ディジタル 'アナ口
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、出力信号選択手段 (切替スィッチ) 27を介してエンジンコントローラ 5に出力される。
[0031] ここで、切替スィッチ 27は、入出力ポート (I/O) 26を介して入力されるエンジンコ ントローラ 5からの選択信号 Qsetにより切り替え動作を行なう。この切り替えにより、発 振器 (OSC) 25の基準クロック信号 fckとディジタル ·アナログ変翻 (DZA変翻） 24の出力 Voutのいずれか一つを選択して出力できる。
[0032] エンジンコントローラ 5では、流量測定装置 4の出力信号 Voutの信号を、アナログ' ディジタル変換器 51によりディジタル値に変換してエンジン制御の演算に用いる。同 時に、コントローラ 5は、出力信号 Voutを入出力ポート (IZO) 52を介して入力する。 また、既述のように基準クロック fckなど、通常の出力信号 Vout以外の信号も必要に 応じて入力される。
[0033] ここで、ディジタル処理装置 2の演算回路 22が実行する演算処理の流れを図 2によ り説明する。
[0034] センサ回路 1の出力 Vinが入力されると、この入力アナログ信号をアナログ 'デイジ タル変換処理 41 (図 1の A/D変翻21が実行）によりディジタル値に変換する。出力 切り替え用のソフトウェアによるスィッチ (ソフトスィッチ) 48により応答回復処理が選 択された場合、流量信号 (ディジタル信号）に対し演算回路 22により応答回復処理 4
3を施したのち出力調整処理 44を施す。応答回復処理 43は、応答回復のための調 整用パラメータ T1 (47)を用いてセンサ出力信号の応答遅れを補正により進み補正 する。ここでは、ノ ラメータ T1は、代表的に一つの時定数として T1のみで説明するが ノ ラメータは複数あっても構わな ヽ。
[0035] 出力調整された信号は、その後に、ディジタル ·アナログ変換処理 45 (図 1の D/A変 換器 24が実行）によりアナログ信号に変換され、必要に応じてソフトスィッチ 49 (図 1 のスィッチ 27に相当する）を介してエンジンコントローラ 5に出力される。
[0036] 出力選択処理 46は、ソフトスィッチ 48を介して応答回復処理 43の有無を選択し、 また、ソフトスィッチ 49を介して出力信号 Voutと基準クロック信号 fckを選択的に出力 する。この出力選択処理 46は、エンジンコントローラ 5からの制御信号 Qsetに基づき 図 1に示す I/O 26および I/O 52により実行される。
[0037] 上記のように、空気流量センサ 4からは、スィッチ 49を介して通常の電圧出力 Vout 、基準クロック fckなどの異なる信号を一本の信号線で出力することが可能である。こ の選択は、エンジンコントローラのような外部からの選択信号 Qsetに代えて、ディジタ ル処理装置 2自身が一定条件を満たす場合に実行することも可能である。
[0038] 次にエンジンコントローラ 5の演算処理の流れを図 3により説明する。
[0039] エンジンコントローラ 5において、センサ 4側からのアナログ出力信号 Voutは、アナ ログフィルタ 61を経由した後にアナログ ·ディジタル変換処理 62 (図 1の AZD変換 器 51が行なう）によりディジタル値に変換される。その後に、出力信号 Voutは、出力 切替用のソフトスィッチ 67により、（1)そのまま V— Q変換 (電圧—流量変換)処理 63 により流量値 Q1に変換される力、或いは（2)応答回復処理 64により応答性が改善さ れた後に (この改善された信号は、換言すれば、応答性が回復した信号或いは応答 遅れが補正された信号とも称せられ、この改善された信号に相当する電圧を Vspとす る）、この Vspが V— Q変換 (電圧—流量変換) 65により流量値 Q2に変換される。
[0040] 上記（1)の信号処理では、流量信号 Qanとして特別な処理の施されな 、信号 Q1 が得られる。これに対し、（2)の信号処理では、流量信号 Qanとして応答回復のため の調整用パラメータ T2により応答性が調整された信号 Q2が得られる。ここでは、代 表的に一つの時定数として T2のみで説明するがパラメータは複数あっても構わない 。 Ql, Q2の選択は、ソフトスィッチ 67により行なわれる。
[0041] ソフトスィッチ 67の切り替えは、逆流判定処理 68の判定結果に基づき実行される。
[0042] 逆流判定処理 68は、エンジン停止時 (例えば、エンジンキースィッチにより電源投 入状態で、エンジン始動前或いはエンジン停止時)の空気流量零の場合の流量セン サ 4の出力（ゼロフロー) Voffを V— Q変換 (電圧—流量変換) 66して零点流量値 Q0と して入力し、さらに、上記（1) (2)の変換処理で得られた流量信号 Ql, Q2を入力す る。そして、逆流判定処理 68は、 Ql, Q2, Q0を用いることで、エンジン吸気通路に 流れる脈動中の空気流に、逆流が発生して 、な 、状態と逆流が発生して!/、る状態を 精度良く検出することができる。この逆流判定処理の仕方を、図 4を用いて説明する
[0043] 図 4 (a)は、脈動成分を含む流量値 Ql, Q2のいずれもが零流量 Q0よりも大きい場 合であり。ここで、応答回復処理された流量値 (点線で示す) Q2は、応答回復処理の ない流量値 (実線で示す) Q1より振幅が大きくなる。これら 2つの信号 Ql, Q2が、流 量値 Q0よりも大きければ (Q1 >Q0 ;Q2>Q0)、判定処理 68は、逆流がないと判定 する。このような状態は、例えば、エンジンの低回転数域の吸気流の脈動流が該当 する。
[0044] 一方、図 4 (b)に示すように、流量値 Q1が流量値 Q0よりも大きくても、流量値 Q2の 下限が少なくとも流量値 Q0よりも小さければ (Q2がマイナス）、判定処理 68は、逆流 有りと判定する。このようにすれば、逆流の発生する状態を逆流発生直前から確実に 検出することができ、逆流発生検出の精度 (すなわち検出感度)を向上させることが できる。逆流が発生するのは、例えば既述した可変慣性吸気システムのようにェンジ ンの高回転数域で吸気効率を高めるために脈動を生じさせる場合が考えられる。
[0045] このように、空気流 (流体)の脈動流に逆流が含まれる力否かの判定に応じて、ソフ トスイッチ 67は切り替え制御される。具体的には、逆流判定無しの場合には、ェンジ ンが低回転数域のときの脈動流であり、流量検出素子の出力の応答遅れもほとんど 生じないので、センサ 2側ではソフトスィッチ 48が応答回復処理 43を選択せず、ソフ トスイッチ 67は、流量値 Q1を選択する。逆流判定有りの場合には、エンジンが高回 転数域のときに生じる脈動流であるので、流量検出素子は上記ソフトスィッチ 48, 67 を介して応答回復処理 43および 64を選択し、流量値 Q2を選択する。
[0046] (a)本実施例では、流量センサ 4とエンジンコントローラ 5とがそれぞれ応答回復処 理機能を有するため、応答回復処理の負担を、センサ 4側とエンジンコントローラ 5と が所定の割合で分担する。
[0047] 例えば、逆流判定処理 68が「逆流有り」を判定した場合に、エンジンコントローラ 5 は、 Qset信号によりスィッチ 48を介してセンサ 4側の応答回復処理 43を選択すると 共に、エンジンコントローラ 5側の応答回復処理 64をスィッチ 67により選択する。それ により、両応答回復処理が所定の割合で実行される。このような両応答回復処理を同 時に行なう利点は、次の通りである。実際の装置では、個々の装置の回路間の接続 やそれに付随する各種のフィルタ処理、装置間のサンプリング等の相違などにより、 センサ及びエンジンコントローラの双方の特性に応じて、センサ側、エンジンコント口 ーラで少しずつ応答回復処理をした方が、望ましい結果 (良い性能)が得られる場合 がある。そのために、双方の応答回復処理の割合を、センサ側、コントローラ側力 例 えばそれぞれ 5 : 5 (50%ずつ）と力 7 : 3と力、 3 : 7と力にする。
[0048] なお、双方の応答回復処理を選択した場合には、逆流判定処理 68に使用する Q1 , Q2の値が応答回復処理 43の影響で応答回復処理の選択前と変わってしまう。し たがって、少なくとも応答回復処理 43が選択されている場合には、逆流の判定を過 剰に行い易くなるので、このような事態を防止するために逆流判定のためのゼローフ ローレベル QOを零力もマイナス方向に一定値減少させる。このようにすれば、逆流 判定の過剰な誤判定を防ぐことができる。
[0049] また、センサ 4側の応答回復処理 43を主とし、コントローラ 5側の応答回復処理 64 を従とし、後者の応答回復処理 64は、逆流判定処理 68に重点を置くことも可能であ る。この場合には、応答回復処理 43が選択されると、コントローラ 5側の応答回復処 理 64で用いられる応答回復のパラメータ T2が小さな値（回復処理が小さな値）に書 き換えられる。それによつて、過剰な応答回復が防止され、また、逆流判定の過剰な 誤判定を防ぐことができる。なお、応答回復切り替え判定 (逆流判定）にハンチングを 生じないように、センサ側の応答回復処理の切り替えと、コントローラ 5側のパラメータ 変更のタイミングにはヒステリシスを設ける。
[0050] また、上記に代わって、例えばコントローラ 5で逆流の発生を判定したら、流量セン サ 4とコントローラ 5の応答回復処理のうち、いずれか一つに選択することも可能であ る。
[0051] これらはいずれも、脈動時の測定誤差を低減するために実施される。
[0052] 本実施例の流量測定装置は、エンジンの高回転数域でも吸気効率を高めるために 脈動を生じさせるエンジンに好適である。すなわち、応答遅れがほとんど生じないェ ンジンの低回転数域 (脈動周波数が小さ!/、)であれば「応答回復処理無し」を選択し 、一方、応答遅れが問題となるエンジンの高回転数域であれば「応答回復処理有り」 を選択する。
[0053] この場合、応答回復処理の有無に代わって、低回転数域と高回転数域とで応答回 復のパラメータを切り替える (低回転数域よりも高回転数域の応答回復パラメータを 大きくする）ようにしてもよい。このようにすれば、上記同様にエンジン運転状態に応じ た応答性により、測定誤差を改善 (低減)することができる。また、逆流の発生の有無 だけでなぐその程度すなわち逆流の推定量に応じて応答回復パラメータを変えても よい。
[0054] センサ 4の出力端子からは、スィッチ 27の切り替えにより、通常の流量信号に関す る Voutに代わって、起動時など必要に応じて基準クロック信号 fckが入力される。
[0055] コントローラ 5側の応答パラメータ検出処理 65は、基準クロックの周波数や、一定時 間内のパルスのカウント数を検出することで、基準クロック fckのばらつきを知ることが できる。基準クロックのばらつきが解れば、応答回復処理 64に用いるパラメータを自 動的に調整することも可能となる。 [0056] クロック fckの変動やばらつきは、応答回復処理のばらつきの原因になる力 クロッ クに応じて応答回復の調整パラメータを変更することで、変動影響が少なく脈動誤差 の最適化が図れる。同時に逆流状態の検出精度の向上が図れる。
[0057] 図 5に一般的なエンジン吸気通路における主通路 402内に配置されたバイパス通 路 401の通路構造と、バイパス通路 401内に配置された流量検出素子 211 (発熱抵 抗体 11、温度補償抵抗体 12、温度検出抵抗体等)を示す。
[0058] バイパス通路 401は、順流を通し易ぐ逆流を通し難い曲折した通路構造 (例えば 略 Lの字の通路構造）にする。このようなバイパス通路構造を利用することで、流体の 脈動時の流量誤差を低減することができる。
[0059] 図 6にバイパス通路 401による低回転数での脈動誤差の改善効果を示す。図 6で は、横軸は脈動の大きさを示す脈動率であり、縦軸が流量測定値の脈動誤差の大き さを示す。
[0060] ノ ィパス通路 401無しの場合には、流量計は、発熱抵抗体 11の熱容量などの応答 遅れにより、脈動が大きくなるに従い流量測定値のマイナス誤差が大きくなる特性を 有する。特に、逆流が発生すると、マイナス誤差が増加する。これに対し、バイパス通 路 401に流量検出素子 211を配置した場合には、バイパスによる補正特性により、誤 差をプラス側に補正することが可能であり、ノ ィパスによって補正された脈動誤差は 、比較的変動の少ない誤差特性となる。
[0061] し力しながら、エンジン回転数が高くなると流量検出素子 211の応答遅れがより大 きくなるため、バイパス通路のみでは誤差を補正しきれなくなる場合がある。
[0062] 図 7に横軸に脈動周波数を、縦軸にゲイン特性をとつた熱式流量計の周波数特性 を示す。熱式流量計の基本周波数特性 flは、脈動周波数に応じてゲインが低下す るローパスフィルタ相当のゲイン特性となる。これに対し、使用する脈動周波数まで熱 式流量計を活用するためには、応答回復手段の特性 f 2により脈動周波数 ゲイン特 性を改善し、応答回復後の特性 f3を得ることができる。
[0063] 応答回復後の特性を用いた本実施例の特性を図 8に示す。応答回復の調整前の エンジンの高回転数域 (脈動周波数が高い領域)の場合には、逆流発生後の脈動率 の領域における流量値の誤差は、マイナス側に増大する。この様に、回転数 (脈動周 波数）によって脈動誤差が大きく変わる場合は、バイパスのみでは補正が困難となる 。一方、低回転数の場合では、バイパスで補正された特性で誤差が低減しており、そ れ以上補正は必要としな!/、場合がある。
[0064] このように、低回転数と、高回転数では、応答改善のための補正パラメータの最適 値が異なる場合がある。したがって、補正パラメータを一律に統一にすると、次のよう な不具合が生じる。例えば、高回転数域の流量測定誤差を改善するに適した補正パ ラメータで一義的に応答遅れ補正を行なうと、低回転数域の逆流のない状態での流 量測定プラス誤差を増カロさせてしまう。
[0065] これを解決するには、既述したように高回転数と低回転数で応答改善のためのパラ メータ (補正パラメータ）を変える、換言すれば逆流の発生前と後で補正パラメータを 変えるなどして最適化を図ることができる。
[0066] 本実施例における具体的なハードウ ア構成を図 9により説明する。
[0067] 図 9の流量測定装置は、発熱抵抗体 11の熱的影響を受ける位置 (発熱抵抗体 11 の上流、下流位置）に温度検出抵抗体 21 Id— 21 lgを配置する。このような構造は、 上流、下流の温度検出抵抗体の温度差に応じた電圧信号により方向性を伴った流 量を得ることができ、いわゆる温度差式タイプの流量計の代表的な構成例である。こ の方式は、流れの向きを検知することで逆流量の検出を可能とする等、大きな脈動を 含む流量の検出に適したものである。
[0068] 流量検出素子の駆動回路 1は電源 10に接続される。駆動回路 1は発熱抵抗体 11 、温度補償抵抗 12、抵抗 13、 14、 17からなるホイーストンブリッジ回路を有し、ブリツ ジ中点の電位差がゼロになるように、差動増幅器 15、トランジスタ 16によって発熱抵 抗体 11に流れる電流を制御するように構成されて！ヽる。
[0069] 発熱抵抗体 11の加熱温度が低いと、差動増幅器 15の出力が大きくなり、更に加熱 するように動作する。この構成により、空気の流速によらず発熱抵抗体 11の抵抗値は 一定に、すなわち温度が一定値になるように発熱抵抗体 12に流れる電流が制御さ れる。
[0070] 発熱抵抗体 11の上流、下流に配置した温度検出抵抗体 21 ld、 211e、 21 If, 211 gは、ブリッジを構成し、中点の電位 Vbl、 Vb2の差より抵抗体の温度差を検出する。 この方式は、流れの方向に応じた出力が得られる。
[0071] ここで温度検出抵抗体 21 ld、 211e、 21 If, 211gは、電源電圧 Vref 1により一定 電圧で駆動される。この抵抗体の温度差を検出する方式は、差動で検出するため低 流量側の感度が良ぐ逆流といった双方向の流れの検出に適している。
[0072] 本例では、発熱抵抗体、温度検出抵抗体などの流量検出素子は、シリコン半導体 基板上 21 laに薄膜で形成され、そのパターンの一例を図 10に示す。
[0073] 発熱抵抗体 11は、縦長で抵抗が折り返したパターンで、この両側に温度検出用の 抵抗体 211d、 211e、 21 If, 21 lgが配置された構造となっている。この、発熱抵抗体 11と、温度検出用の抵抗体 211 d、 211e、 21 If, 211gは、例えばシリコン基板 211a の裏面力 エッチングされ熱容量が小さなダイヤフラム構造部に配置されて 、る。温 度補償抵抗 12は、発熱抵抗体 11の加熱による温度影響が受けにくい場所に配置さ れている。断面構造を図 11に示す。温度検出抵抗体および温度補償抵抗のパター ンのある場所が最も厚みがある構造となって 、る。
[0074] 本実施例においては、温度検出抵抗体 21 ld、 211e、 21 If, 21 lgのブリッジ中点 の電位 Vbl、 Vb2は、ディジタル処理装置 2に入力される。
[0075] ディジタル処理装置 2は、 2つのアナログ 'ディジタル変換器 21a、 21bを有し、流量 に応じた電圧値をディジタル値に変換して読み取り、 CPU22によりディジタル量とし て演算により調整し、ディジタル ·アナログ変換器 24の出力電圧 Voutとしてエンジン コントローラ等に信号を送る。
[0076] ここでディジタル処理装置 2は、先の実施例と同様の構成である。外部から供給さ れる電圧 Vccは、電源として内部の電源 ·保護回路 228に入力される。電源'保護回 路 228は、外部電圧 Vccに依存した電源電圧 Vref 1を、スィッチ 225aを介し、アナ口 グ 'ディジタル変換器 21a、 21b、ディジタル 'アナログ変換器 24に基準電圧として供 給する。
[0077] スィッチ 225aは、ディジタル処理装置 2の内部の基準電圧回路 229で発生した電 圧 Vref 2と、先の外部電圧 Vccに依存した電源電圧 Vref 1とを切り替えるものである 。ここでアナログ 'ディジタル変換器 2 la、 21bは、ブリッジ回路の出力 Vbl、 Vb2等を 直接入力しているため精度が必要となる。精度を確保し、かつ回路規模を小さくする には、例えば Δ∑型のアナログ 'ディジタル変 ^^を用いればよい。
[0078] ディジタル ·アナログ変 24も同様に、スィッチ 225aにより基準電圧を変えること ができる。これは、アナログ値でインターフェイスする場合の基準を、自由に選択する ためである。ディジタル処理装置 2と接続されるエンジンコントローラ側のアナログ 'デ イジタル変換器の基準電圧と、外部から供給される電圧 Vccが同様もしくは、同期し て変動する場合は、電源電圧 Vreflを基準とし、コントローラ側とは関連性が無い場 合は、独立した基準電圧 Vref2を選択する。それによつて、ディジタル制御装置 2と 対応するコントローラとの対応が容易で、アナログインターフェイスのアンマッチング による誤差を少なくすることができる。
[0079] 発熱抵抗体 11は、板型のガラスやセラミック、シリコンなどの基板上に、発熱体とし て白金やタングステンの薄膜や厚膜、ポリシリコン抵抗体等が形成されたものである。 或いはセラミックなどの熱伝導性の良い絶縁材料で作られた円筒状または円柱状の ボビンの表面に、発熱体として白金やタングステンの熱線が巻かれており、被覆材と してガラスやセラミックスがコーティングされたものでも良い。
[0080] 発熱抵抗体 11および温度検出抵抗体 21 Id— 21 lg,温度補償抵抗体 12は、例 えば自動車等の内燃機関の吸気通路内に設けられ、吸気通路に流れる空気流量に 対応した電圧出力が差動増幅器を介して出力される。この出力電圧は、マイクロコン ピュータゃ専用ロジックなどで構成されたディジタル処理装置 2に内蔵するアナログ · ディジタル変 21に入力してディジタル量として変換される。
[0081] ディジタル処理装置 2内の CPU22は、変換されたディジタル値に対して必要に応 じて応答回復処理を施し、その後センサ特性の個別ばらつきを吸収するための出力 調整処理をする。その後センサの電圧信号を任意の第 1の変換式 fxlで流量に変換 して平滑を、第 2の変換式 fx2で感度を調整する等の不均等線形化処理を施す。不 均等線形化後の出力は、必要に応じて再度線形化処理を施し、エンジンコントローラ 等にディジタル 'アナログ変翻 24用いて非線形な電圧値を出力するものである。
[0082] ディジタル処理装置 2は他に、各種流量変換式等の基準となる流量変換マップや プログラムを内蔵した不揮発性メモリ 222c、発熱抵抗体 11の抵抗値ばらつき等の個 体差情報や、平滑処理の平滑の度合い (周波数特性等)、及び不均等線形化を施 すための各種関数を変更するための調整パラメータ、応答回復処理の度合!、等を記 録した書き換え可能なメモリ（PROM) 23、 CPU22の演算作業領域に用いるランダ ムアクセスメモリ (RAM) 222b,内部クロックを発生する発振器 (OSC) 25等により構 成される。書き換え可能な PROM23は、ディジタル処理装置 2に内蔵されなくてもか まわないが、一回以上の書き込みができるものであれば、ヒューズ型の ROMや電気 的消去可能な EEPROM、一括消去するフラッシュ ROM、強誘電体膜の分極現象 を利用した高速な不揮発性メモリなどであっても良 、。
[0083] 以上のような第 1の実施例によれば、熱式流量計のセンサ出力の脈動誤差を低減 でき、かつ本センサを使用するユーザにとっての使用制限 (スロットル開度、回転数 等の制限要素）が少なくなるという効果がある。また、応答遅れ補正 (応答遅れの回 復）時の補正バラツキを低減した流量計を実現することが可能となり、自動車の運転 性の向上、生産性の向上などが図りやすくなる。
[0084] 次に、本発明の第 2の実施例を図 12により説明する。これは、周波数信号をセンサ 4の出力信号 fout (第 1実施例の Voutに相当）に用いた一例である。
[0085] 先の実施例と異なるのは、 DZA変換器 24に代わってディジタル '周波数変換器（
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28を用いて信号を出力することであり、パルス上の信号を扱うことで、 信号の重畳などがやりやすくなるという特徴がある。コントローラ 5は周波数をカウント するためのタイマー 53を準備し、エンジンのクランク角などの基準信号 Trefなども入 力可能な構成となっている。先の実施例と同様にセンサ力もの出力信号 foutの、応 答性の選択や、基準クロック信号 fck等との切り替えが可能な構成となって 、る。 詳細な演算処理の流れを図 13により説明する。ディジタル処理装置 2は、センサ 1 の出力 Vinを入力し、その入力信号をアナログ 'ディジタル変換処理 41によりアナ口 ダカ ディジタル値に変換し、ディジタル手段により必要に応じて応答回復処理 43を 施したのち出力調整処理 44を実行する。応答回復処理 43のパラメータ T1は、既述 した第 1実施例と同様であり、パラメータ T1は、代表的に一つの時定数として T1のみ で説明するがパラメータは複数あっても構わない。また、逆流の状態 (エンジン回転 数）に応じてパラメータ T1を変えてもよい。
[0086] 応答回復処理 43の有無は、ソフトスィッチ 48により選択可能である。応答回復処理 43を施したのち出力調整 44された信号は、ディジタル '周波数変換処理 45, (D/f 変翻28が実行）により周波数信号に変換された後にスィッチ 49を介して出力され る。
[0087] 本実施例の場合には、先に述べた実施例同様に、コントローラ 5 (或いはセンサ内 部信号)からの制御信号 Qsetにより動作する出力選択処理 46により、流量信号 (周 波数変換された出力） foutと基準クロック信号 fckとを切り替えて出力することや、応 答回復処理の 43有無を選択することが可能である。
センサ 4からは、外部（又は、一定条件を満たす場合のディジタル処理装置 2自身 の繰り返し処理等)からの選択指令により、通常の周波数変換された出力 foutと、基 準クロック fckなどの異なる信号を一本の信号線で出力することが可能である。
[0088] 次にエンジンコントローラ 5の演算処理の流れを図 14により説明する。
[0089] コントローラ 5は、センサ 1からの出力（周波数) foutを受け、それを同期サンプリン グ処理 71によりディジタル値 fqafに変換し、そのディジタル変換された周波数信号 fq afを f-Q変換 (周波数-流量変換)処理 73により流量値 Qflに変換する。
[0090] また、上記周波数信号 fqafに応答回復処理 74を施すことにより、応答性の改善さ れた周波数相当の信号 fspを得、その fspに f Q変換 (周波数—流量変換)処理 75を 施すことにより流量値 Qf2に変換する。この流量値 Qf2と Qflとは、切り替えスィッチ（ ソフトスィッチ） 77を介して選択的に出力することができる。この場合の応答回復処理 74は、既述した応答回復のための調整用パラメータ T2により行なわれる。ここでは、 代表的に一つの時定数として T2のみで説明するがパラメータは複数あっても構わな い。同様にゼロフロー時の流量値 QfOを得る。
[0091] 先の第 1の実施例と同様に応答性を回復した信号等により逆流判定処理 78が可能 となるが、ここでは特に同時信号 Trefにより一周期当たりの逆流の状態を精度良く測 定することが可能となる。
周波数を信号に用いることで、アナログ信号特有のグランド側の信号浮きによる精 度劣化を防ぎつつ、脈動誤差の低減などの精度向上を図ることができる。
[0092] 本実施例においても、第 1の実施例と同様に応答性を回復した信号等により逆流 判定処理 78が可能となる。逆流判定処理 78に使用される信号は、 Qfl, Qf2, QfO である。 Qfl, Qf2力 流量値 QfOよりも大きければ（Qfl >QfO ;Qf2>QfO)、判定 処理 78は、逆流がないと判定する。
[0093] 一方、流量値 Qflが流量値 QfOよりも大きくても、流量値 Qf2の下限が流量値 QfO よりも小さければ (QfO>Qf2)、判定処理 78は、逆流有りと判定する。
[0094] 本実施例においても、センサ 4側の応答回復処理 43とエンジンコントローラ 5側の 応答回復処理 74の分担や、応答回復処理 43が選択されている場合には、逆流の有 無の判定基準流量値 QfOを下げる或いは応答パラメータ T2を小さな値に書き換える 点は、第 1実施例と同様である。すなわち、第 1実施例と第 2実施例は、前者が電圧 による流量信号、後者が周波数による流量信号であり、その他は基本的には、同様 の動作をなすものである。
[0095] 次に、本発明の第 3の実施例を図 15により説明する。ここでは、第 1実施例、第 2実 施例との相違する点について説明する。
[0096] 図 15は、本発明の第 3実施例における流量センサ 4側のディジタル処理装置 2の 演算処理の内容を示す。
[0097] 本実施例では、流量センサ 4自身 (ディジタル処理装置 2)で逆流の有無の判別を するものである。ディジタル処理装置 2は、駆動回路 1の出力 Vinを入力して、アナ口 グ .ディジタル変換処理 41によりディジタル値に変換する。変換されたディジタル値 は、ソフトスィッチ (切替スィッチ) 48によりそのまま Vinlとして出力調整処理 44され る力、或いはディジタル手段による応答回復処理 43を施したのち（応答回復された信 号を Vin2とする）出力調整処理 44される。
[0098] 出力調整処理 44を施された信号は、ディジタル ·アナログ変換器 45によりアナログ 信号に変換され出力する。
[0099] 本実施例において、応答回復処理 43の有無を選択するための逆流判定処理 47 は、アナログ ·ディジタル変 41の出力値 Vinlにおける脈動波形の最大値と最小 値を求め、それに基づく相関 kgにより逆流を判別する。相関は、図 16に示すような電 圧値 Vinlの最大値と最小値、最大値と最小値の差等から得られる。
[0100] 相関式の一例を（2)式により示す。
[0101] 相関 Kg = (最小値) Z (最大値 最小値） ー（2) (2)式の相関式によれば、図 17に示すような相関を得ることができる。この相関の 傾きが一定以下であれば、脈動流に逆流が生じて 、ると判定 (推定)することが可能 となる。この場合の逆流判定基準の相関値 kgは、例えば、図 16 (b)に示すように Vin 1が Voffを下回らなくても、 Vin2が Voffを下回ることを推定させるような値に設定し てある。図 16 (a)は、逆流なしの判定の場合の Vinlと Vin2を示している。
[0102] 本実施例によれば、エンジンコントローラ力 の選択指令が無くても、脈動誤差を自 己判断して応答回復処理の有無を選択することにより、流量測定精度を高めることが できる。また、センサ 4側で、多少のソフト負担により、エンジンコントローラのソフト変 更が不要となるため、従来のエンジン制御装置の前処理装置としての互換性が高ま る利点がある。
[0103] なお、本実施例では電圧 Vinl, Vin2の最大および最小を求めて相関を取るが、こ れに代わって応答回復後の出力等を V— Q変換により流量に変換して、その最大お よび最小の相関を求めるなどしても構わない。その際は相関関数が異なる。
[0104] また、 Vinl, Vin2, Voffの関係から、少なくとも Vin2く Voffの条件を満足すれば 逆流有りと判定することも可能である。
[0105] 次に、本発明の第 4の実施例を説明する。
[0106] 本実施例において、逆流判定や応答回復処理の有無は、基本的には、既述した 実施例と同様である。さらに、本実施例では、使用するセンサのクロックの状態（時間 による劣化など)、信号伝達の種類 (電圧出力、周波数出力）を、エンジンコントローラ などの外部コントローラの信号 SCI (シリアル'コミュニケーション 'インターフェイス）や 、先に述べた選択信号 Qset等によって随時調整をリアルタイムに調整可能にするこ とを意図している。
[0107] 上記したクロックなどのリアルタイム調整、もしくは起動毎の調整が可能になれば、 吸気系やセンサが劣化したような場合でもマッチング動作を容易に実施することがで きる。
[0108] 具体的な動作を図 18により説明する。図 18に示す動作は、センサ側或いはコント ローラ側で行なわれる。
[0109] まず電源投入時のバッテリ電圧 VBの立ち上がりに着目し、例えばバッテリ電圧 VB 直後の一定時間 Tvbl間を、 VB起動直後として、既述したディジタル処理装置 2自 身の動作から判別する。この状態で出力選択信号 Qsetがー定時間 Hiとなると (Tset 1)、出力選択処理 48により電源投入後と判定され、出力 Voutとしてクロック信号 fck を選択してコントローラ 5に入力する。その場合は、出力信号として、クロック信号相当 の高周波数なディジタル信号が出力される。出力選択信号 Qsetが Loとなると、クロッ クの選択は終了し、通常の出力動作となる。
具体的なアルゴリズムを説明する。選択値 Qsetが、 1 (Hi)の場合は、ノ ッテリ電圧 VB起動直後であるかを判定し、起動直後であると判定すればクロックモードとして動 作し、出力 Voutにクロック相当信号 fckを出力する。
ノ ッテリ電圧 VB起動直後で無いと判定された場合は、通常の出力の動作モードを 持続するとしている。これは出力が電圧の場合であるが、周波数の場合でも同様なこ とが言える。
[0110] このような動作は、コントローラ 5で実行するアルゴリズム（図 19 (a) )におけるステツ プ 401、 402〖こ相当する。すなわち、ステップ 401では、 VB起動直後に出力選択値 Qsetを 1 (Hi)にセットしてクロックモードとする。その後ステップ 402では、クロック信 号を読みとる。
[0111] さらに、本アルゴリズムでは、読みとつたクロックからバラツキによる補正係数を算出 する（403)。その結果、クロックのずれによる応答を補正する補正係数を設定し終了 する（404)。
[0112] 一方、 VB起動直後以外の応答判別モードのアルゴリズムを図 19の（b)に示す。
[0113] コントローラ 5は、出力選択値 Qsetを、 1 (Hi)力 0 (Lo)のいずれかに設定する（50 1)ことで、応答判別モードを自分自身で判別し (502)、出力選択値 Qsetが 1 (Hi)の 場合には、応答回復処理がないとして、各種の処理を施す。ここでは、例えば応答回 復処理がな!、場合の排気の補正量を学習するものとする（505)。
[0114] これに対し、出力選択値 Qsetが 0 (Lo)の場合には、応答回復処理（503)を施した のち、応答回復処理時の排気の補正量を学習する（504)。
[0115] 本実施例によれば、応答回復処理（503)の有り無し時のいずれにおいても、排気 の学習の効果を得ることができ、各種の条件による排気の適合が容易になる。これら の動作は、排気のテストなどの調整時にのみ動作するものであっても構わな 、。
[0116] 図 20は、既述した実施例に係る流量測定装置において、製造時の調整を外部調 整装置 80によって可能にした場合の構成を示す。
[0117] 外部調整装置 80は、流量測定装置の製造時の調整段階において流量測定のディ ジタル処理装置 2と通信可能に接続され、ディジタル処理装置 2からの出力信号 Vou tを用いて該処理装置 2の調整を行なうものである。
[0118] 外部調整装置 80は、ディジタル処理装置 2とは、例えばシリアル通信等により通信 をすることで、ディジタル処理装置 2内の動作モードの変更や、書き換えメモリ 23の データの書き換えを可能にする物である。具体的には、例えば外部調整装置の入力 回路 82は、アナログ 'ディジタル変翻や、周波数カウンタ等よりなり、これを用いて 調整に必要なデータをディジタル処理装置 2から入力する。入力信号を外部調整装 置 80内で、所定の特性に最適化するか、またはクロック信号等に応じて最適化する ことで、最適な調整データを算出する。
[0119] 算出された調整データは、通信装置 81を介して、ディジタル処理装置 2のシリアル コミュニケーションインターフェイス（SCI) 26bに信号を伝達し、内部の書き換えメモリ 23内の調整パラメータ 47を書き換える。
[0120] ディジタル処理装置 2の詳細な動作を図 21に示す。これは先のディジタル処理装 置 2内のソフト動作を示す。シリアル通信で送られた信号データ（data)は、通信処理 47bによってデータを解釈され、それに基づき調整パラメータ 47が変更される。応答 回復処理 43に係る種々の動作は先の実施例と同じである。以上の実施例において 演算処理 40のクロック信号を読みとり、個別の流量測定装置 4に応じた応答回復処 理の調整定数を最適化することで、応答のバラツキを最適化することが可能となる。
[0121] 図 22は、調整後に上記流量測定装置 2と接続されるエンジンコントローラ 5の別の 例を示す。
[0122] 本例では、図 21に示すようにセンサ 4側のディジタル処理装置 2で応答回復処理 4 3を行 、、エンジンコントローラ 5では行なわな!/、構成になって!/、る。
[0123] また、応答回復処理の有無を判定するための逆流の判定 (換言すれば高速回転数 域で吸気脈動を生じさせた場合のその高速回転数域の判別）は、次のようにして行 なっている。
[0124] スロットル開度とエンジン回転数によるマッピング等 (補正のな!、状態でエンジンを 回して、流量誤差の大きな領域を区別する等）により、逆流発生領域は予測可能で ある。これに吸気管負圧 (ブースト圧)を使えばより正確に予測可能です。
[0125] 本実施例では、このようなエンジン状態を示すデータ (スロットル開度、エンジン回 転数、吸気管負圧など）に基づき、センサ 4側の応答回復処理の有無を決定するか、 或いは応答回復処理のパラメータを変える。
[0126] 図 22には、エンジンコントローラ 5側の処理を示す。
[0127] 本実施例のコントローラ 5では、アナログフィルタ 61でノイズを除去した後、通常の アナログ ·ディジタル変換処理 62でディジタルィ匕した電圧信号を、 V— Q変換処理 63 で流量に変換するといつた簡単な処理で済む。本発明によれば、再現性の良い応答 回復処理が得られ、エンジンコントロール側では特別な処理が不要でも一定の効果 を得られるなどの、システムメリットを得ることができる。
産業上の利用可能性
[0128] 以上の実施例によれば、エンジンや吸気系の変更により脈動誤差が変わるような場 合でも、吸気系やセンサそのものの特性を大きく変えることなぐ脈動誤差の低減を 容易に実施することができる。その結果、エンジン吸気系の計測システムなどの開発 期間を大幅に短縮できるといった効果がある。
[0129] これまで説明したいずれの実施例においても、脈動時や過渡応答の計測誤差を低 減することで、エンジン制御に用いた場合はより精度の良い制御が可能となり、排ガ スの低減や燃費の向上といった効果がある。
[0130] また、これまでの実施例を用いた流量計を、燃料電池等の水素ガスのガス流検知 等に用いても同様の効果を得ることができる。

Claims

請求の範囲
[1] 流体の流量を検出し、かつ脈動流の順流と逆流を検出可能な流量検出素子を有す る熱式流量測定装置において、
前記流量検出素子から出力される信号の応答遅れに対して応答回復の処理を行 なう応答回復手段と、
前記流量検出素子の出力信号の脈動状態に応じて前記応答回復処理の有無を 決定するか或いは応答回復のパラメータ値を変える手段と、を備えることを特徴とす る熱式流量測定装置。
[2] 請求項 1において、
前記流量検出素子の出力信号の脈動状態は、逆流発生の有無或いは逆流の推 定量であり、この逆流発生の有無の判定或いは逆流の推定量に応じて、前記応答回 復処理の有無を決定するか或いは応答回復のパラメータ値を変える熱式流量測定 装置。
[3] 請求項 2において、
前記逆流発生の有無を判別するための流量信号に応答回復処理を施し、少なくと もこの応答回復処理された流量信号から逆流の有無或いは逆流の推定量を算出す る熱式流量測定装置。
[4] 請求項 2において、
前記逆流発生の判別に、脈動を伴なう流量信号の最大値と最小値から求めた相関 値を用いる熱式流量測定装置。
[5] 請求項 1において、
前記流量検出素子の出力信号の脈動状態は、該出力信号の特徴を抽出して判別 する熱式流量測定装置。
[6] 請求項 2において、
前記流量検出素子の出力信号に往復回復処理を施さないで出力する第 1の出力 手段と、
前記流量検出素子の出力信号に往復回復処理を施して該流量信号を出力する第 2の出力手段と、 脈動が伴う流量信号に逆流の検出値が含まれな!/、場合には、往復回復処理の施 されない出力信号を選択し、逆流検出値が含まれる場合には、往復回復処理の施さ れた流量信号を選択する流量信号選択手段と、を備える熱式流量測定装置。
[7] 請求項 2において、
前記熱式流量測定装置は、内燃機関の吸気流量を測定するためのものであり、 前記逆流の有無を、少なくともエンジンのスロットル開度とエンジン回転数を用いて 判別する熱式流量測定装置。
[8] 請求項 2において、
前記熱式流量測定装置は、内燃機関の吸気流量を測定するためのものであり、 逆流を判別するために用いる基準流量を、機関停止時の零流量を用いる熱式流量 測定装置。
[9] 請求項 1において、
前記熱式流量測定装置は、内燃機関の吸気流量を測定するためのものであり、 前記流量検出素子と前記応答回復手段とを備える流量センサと、前記流量検出素 子の出力信号の脈動状態に応じて前記応答回復処理の有無を決定するか或いは 応答回復のパラメータ値を変える手段を備えるエンジンコントローラとにより構成され る熱式流量測定装置。
[10] 請求項 9において、
前記エンジンコントローラは、前記流量検出素子の出力信号の脈動状態を逆流の 有無或いは逆流の推定量から判別し、この判別に複数の出力電圧一流量変換テー ブルを用いる熱式流量測定装置。
[11] 請求項 1において、
前記応答回復処理は、前記流量検出素子からの出力信号をディジタル信号に変 換して行なわれ、
この応答回復処理に使用されるクロック信号の変動或いはばらつきに応じて前記応 答回復処理のパラメータ値を自動調整するパラメータ調整手段を備えた熱式流量測 定装置。
[12] 内燃機関の吸気流量を検出し、かつ脈動流の順流と逆流を検出可能な流量検出素 子を有する熱式流量測定装置において、
前記流量検出素子から出力される信号の応答遅れに対して応答回復の処理を行 なう応答回復手段と、
少なくともエンジン回転数に応じて前記応答回復処理の有無を決定するか或いは 応答回復のパラメータ値を変える手段と、を備えることを特徴とする熱式流量測定装 置。
[13] 流体の流量を検出し、かつ脈動流の順流と逆流を検出可能な流量検出素子を有す る熱式流量測定装置において、
前記流量検出素子から出力される信号の応答遅れに対して応答回復の処理を行 なう応答回復手段と、
応答回復処理に用いる基準となるクロック信号を計測し、応答回復のパラメータをク ロック信号に応じて調整する手段と、を有することを特徴とする熱式流量測定装置。
[14] 請求項 1から 11のいずれ力 1項において、
前記流量検出素子および応答回復手段は、シリコン基板上に一体に形成されてい る熱式流量測定装置。
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