JP6500715B2 - 空燃比センサの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、空燃比センサの制御装置に関する。

空燃比センサは、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御するために設けられ内燃機関の排気ガスを検出するセンサであり、当該ガス濃度に応じて変化する検知信号を出力する。一般に、ストイキ（理論空燃比）であるときには、センサの電流は０Ａとなり、リッチ状態とリーン状態では電流が流れる方向が互いに逆方向となる。例えば、このセンス電流の検出には検出抵抗が用いられ、センス電流が流れる検出抵抗の端子間電圧を検出することで、適切に燃料噴射制御できる。空燃比センサの制御装置の一例が特許文献１に空燃比検出装置として開示されている。この特許文献１記載の技術では、２つのオペアンプの出力からそれぞれ抵抗を通じてセンサの各電極に通電することで空燃比センサの各電極に電圧を印加している。

特開平１１−２３０９３１号公報

特許文献１記載の方式によれば、センサ素子の電圧をフィードバックするため、駆動回路の出力端子とオペアンプの反転入力端子との間にフィードバック抵抗を設け、センサ素子に流れる電流を検出抵抗により検出し、この検出電圧に基づいて２つのオペアンプから出力される電圧及び電流をアナログ制御している。しかしながら、この構成を採用すると、センサ素子への印加電圧が一定の電圧となるまで時間を多大に要してしまい好ましくない。また、前述したフィードバック抵抗に別の容量素子を接続して位相補償することもあるが、このようにしても目標値に制御するには時間を多大に要してしまう。

本発明の目的は、空燃比センサの印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧に制御できるようにした空燃比センサの制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、デジタル処理部の設定器は、第２電圧印加回路の出力電圧を所定電圧とするように第２入力デジタル値を設定し、制御器は、センス電流のデジタル値の演算結果に基づいて第１電圧印加回路の第１オペアンプの出力端子の出力電圧をＶout ±（Ｖtar ＋ Ｉs ×Ｒs ）…（１）に示すように第１入力デジタル値を制御する。このため、デジタル演算処理を用いて目標電圧を制御でき、極力時間を要することなくセンサへの印加電圧を目標電圧に制御できるようになる。

第１実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図 センス電流の印加電圧特性を模式的に示す特性図 動作を概略的に示すタイミングチャート 比較例の動作を概略的に示すタイミングチャート 第２実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図 動作を概略的に示すタイミングチャート 第３実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図 第４実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図 第５実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図 第６実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図 第７実施形態に係る動作を概略的に示すタイミングチャート

以下、空燃比センサの制御装置の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下の説明では、各実施形態で説明した構成と同一又は類似機能を備えた構成について同一符号又は類似符号を付し、第２実施形態以降では必要に応じて説明を省略する。

（第１実施形態）
図１から図４は第１実施形態の説明図を示す。図１には、空燃比センサの制御装置１の電気的構成を概略的なブロック図により示している。図１に示す制御装置１は、車両用の内燃機関（図示せず）が排出する排気燃焼ガスを被検出ガスとし、排気中の酸素濃度を検出し、空燃比を特定するための空燃比センサ２の各種制御処理を行うものである。制御装置１は、例えば特定用途向けの集積回路（application specific integrated circuit）であるＡＳＩＣにより構成され、デジタル処理部３、第１電圧印加回路４、第２電圧印加回路５、電流検出抵抗６、増幅器７、及び、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換部相当）８を備える。

第１電圧印加回路４は、第１Ｄ／Ａ変換器（第１Ｄ／Ａ変換部相当）９及び第１オペアンプ１０を備える。第１Ｄ／Ａ変換器９は、デジタル処理部３から入力される入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する。第１オペアンプ１０は、第１Ｄ／Ａ変換器９の出力アナログ電圧を非反転入力端子に入力して構成され、その出力端子を反転入力端子に接続して構成された所謂ボルテージフォロワ回路により構成される。この第１オペアンプ１０の出力端子は、保護用に用いられる抵抗１１を通じて制御装置１の上流側の出力端子Ｓｕに与えられている。制御装置１の上流側の出力端子Ｓｕには、空燃比センサ２の上流側の一端子が接続されている。

第２電圧印加回路５は、第２Ｄ／Ａ変換器（第２Ｄ／Ａ変換部相当）１２及び第２オペアンプ１３を備える。第２Ｄ／Ａ変換器１２は、デジタル処理部３から入力される入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する。第２オペアンプ１３は、第２Ｄ／Ａ変換器１２の出力アナログ電圧を非反転入力端子に入力して構成されると共に、その出力端子を反転入力端子に接続して構成された所謂ボルテージフォロワ回路により構成される。この第２オペアンプ１３の出力端子は電流検出抵抗６を通じて制御装置１の下流側の出力端子Ｓｄに与えられている。制御装置１の下流側の出力端子Ｓｄには空燃比センサ２の下流側の他端子が接続されている。

電流検出抵抗６は、第１電圧印加回路４の第１オペアンプ１０の出力端子と第２電圧印加回路５の第２オペアンプ１３の出力端子との間の空燃比センサ２への電圧印加経路に介在するように構成される。本実施形態において、電流検出抵抗６は、第２オペアンプ１３の出力端子と下流側の出力端子Ｓｄとの間に直列接続されている。この電流検出抵抗６は、空燃比センサ２に流れる電流をセンス電流として検出するように構成される。

Ａ／Ｄ変換器８は、電流検出抵抗６により検出される検出電圧をＡ／Ｄ変換処理しデジタル値を出力する。このデジタル値はデジタル処理部３に入力される。デジタル処理部３は、このＡ／Ｄ変換器８のデジタル値に基づいて第１Ｄ／Ａ変換器９及び第２Ｄ／Ａ変換器１２の入力デジタル値を指令値として出力するように構成される。このデジタル処理部３は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成され、機能的には、設定器１４と、センス電流の演算器（以下演算器と称す）１５と、制御器１６と、を組み合わせて構成される。

設定器１４は、第２電圧印加回路５の出力電圧を所定電圧Ｖout（＝Ｖsd）とするように第２Ｄ／Ａ変換器１２に入力される第２入力デジタル値を固定値に設定する。この固定値は制御器１６にも入力される。また、演算器１５は、Ａ／Ｄ変換器８の出力デジタル値を電流検出抵抗６の抵抗値で除した値に基づいて電流検出抵抗６に流れるセンス電流のデジタル値を演算する。ここで本実施形態では、増幅器７が電流検出抵抗６とＡ／Ｄ変換器８との間に介在しているため、下記（２）式に示すようにセンス電流を演算できる。ここで、センス電流をＩs、Ａ／Ｄ変換器の出力デジタル値をＶs、電流検出用の抵抗６の抵抗値をＲd、増幅器の増幅率をＧ、としている。ここで本実施形態では抵抗６の抵抗値Ｒdは、電流検出抵抗の抵抗値Ｒsと同一である。

Ｉs ＝ Ｖs ／ （Ｇ × Ｒd） …（２）
演算器１５は、このセンス電流Ｉｓを空燃比のフィードバック出力１７とすると共に制御器１６に出力する。制御器１６は、記憶部１８を備えており、設定器１４から入力される固定値、及び、センス電流Ｉｓのデジタル値の演算結果に基づいて第１Ｄ／Ａ変換器９の第１入力デジタル値を指令値として出力する。このとき、空燃比センサ２に印加するための目標電圧をＶtarとしたとき、制御器１６は、下記の（１ａ）式のように第１Ｄ／Ａ変換器９の出力電圧Ｖuを算出し、この出力電圧Ｖuに対応するように第１Ｄ／Ａ変換器９の第１入力デジタル値を制御する。ここで抵抗１１の抵抗値をＲuとしている。本実施形態では、抵抗１１の抵抗値Ｒuは保護抵抗の抵抗値Ｒpとなる。

Ｖu ＝ Ｖout ＋ ｛Ｖtar ＋ Ｉｓ × （Ｒu ＋ Ｒd）｝ …（１ａ）
空燃比センサ２の素子電流の増減は空燃比の増減（リーン／リッチ）に対応する。図２は、空燃比センサ２の印加電圧電流特性を示すものであり、印加電圧Ｖsu−Ｖsd［Ｖ］に対応したセンス電流Ｉs［ｍＡ］を示す。この図２に示すように、例えば空燃比がリーンになれば素子電流は正となり、空燃比がリッチになれば素子電流は負となる。本実施形態は、目標電圧Ｖtarを所定電圧に制御する。このため、例えば図２の（ａ）に示す負荷線１９に沿った電圧を空燃比センサ２に印加する。負荷線１９とセンス電流Ｉｓの特性とがクロスする部分では、センス電流Ｉｓが印加電圧Ｖsu−Ｖsdの変化に対してほとんど変化しない。これにより、センス電流Ｉｓが印加電圧Ｖsu−Ｖsdの変化に対して安定的に推移する特性領域にて空燃比センサ２を使用できる。

前述構成の本実施形態の特徴に関わる動作について図３を参照しながら説明する。本実施形態では、空燃比センサ２に流れる電流が変化したときでも空燃比センサ２の印加電圧を目標電圧に素早く制御するところを特徴とするものである。そこで、センス電流Ｉｓが変化したタイミングの時点でどのように制御を行うかについて重点的に説明する。

通常時、ストイキ（理論空燃比）であることを前提とすると、空燃比センサ２に流れる電流は０［ｍＡ］となり、センス電流Ｉｓも０［ｍＡ］となる。デジタル処理部３は、クロック信号のエッジ発生タイミング（例えば立下りタイミング）にてセンス電流Ｉｓを算出し、このセンス電流Ｉｓを算出した直後に空燃比センサ２の印加電圧を制御する。このセンス電流算出処理、印加電圧制御処理は、クロック信号のエッジ発生毎に逐次実施される処理である。

期間Ｔ１では、センス電流Ｉｓが０［ｍＡ］のまま変化しない、すなわちセンス電流Ｉｓの変化が０である。このとき、デジタル処理部３の演算器１５がセンス電流Ｉｓを算出し、制御器１６が印加電圧を制御するが、このとき出力端子Ｓｕの印加電圧Ｖsuを所定電圧Ｖu0（例えば、２．９［Ｖ］）で変化させず、出力端子Ｓｄの印加電圧Ｖsdを電圧Ｖd0（例えば、２．５［Ｖ］）で変化させない。

このとき、デジタル処理部３の制御器１６は、第１Ｄ／Ａ変換器９を通じて端子Ｓｕに出力する出力電圧Ｖsuを固定値とするように第１入力デジタル値を固定値とする。また、デジタル処理部３の制御器１６は、第２Ｄ／Ａ変換器１２の出力電圧Ｖdを一定とするように第２入力デジタル値を固定値とする。これにより、空燃比センサ２の印加電圧Ｖsu−Ｖsdを目標電圧となる一定電圧Ｖu0−Ｖd0に制御できる。

例えば、あるタイミングＴ２において、何らかの影響（例えば環境温度変化）によりセンス電流Ｉｓの変化ΔＩを生じたことを考える。なお、ΔＩは正値でも負値でも良いが、以下では正値であることを前提として説明を行う。タイミングＴ２において、センス電流Ｉｓが変化すると、この電流変化ΔＩは抵抗６の電圧降下に影響することになり、端子Ｓｄの端子電圧Ｖsdは、この影響によりＶd0＋Ｒd×Ｉに変化する。

また、このセンス電流Ｉｓの電流変化ΔＩは、上流側の抵抗１１の電圧降下にも影響することになり、タイミングＴ２において端子Ｓｕの端子電圧Ｖsuは、この影響でＶu0−Ｒu×Ｉに変化する。

そこで、デジタル処理部３の制御器１６は、演算器１５により算出されたセンス電流Ｉｓの変化を検知すると、次回のクロックタイミングＴ３において上流側の印加電圧Ｖuを上昇変化させる。このタイミングＴ３では、前述の（１ａ）式に示したように、Ｉ×（ Ｒu ＋ Ｒd ）分だけ上流側の印加電圧Ｖuを上昇変化させる。これにより、抵抗１１の電圧降下分の影響を考慮して、上流側の端子Ｓｕの印加電圧ＶsuをＶu0＋Ｒd×Ｉに変化させることができる。この結果、空燃比センサ２への印加電圧Ｖsu−Ｖsdを一定電圧Ｖu0−Ｖd0に制御できる。この後、期間Ｔ４に示すように、センス電流Ｉｓが電流値Ｉで変化しなければ、制御器１６は、この印加電圧Ｖsuを維持する。

＜比較対象例の説明＞
図４は、比較対象例における動作例を示している。例えば特許文献１記載の技術を採用したときには、空燃比センサ２の素子に流れる電流がタイミングＴ２において急峻に変化したときにアナログ制御することになる。このため、図４の期間ＴＺに示すように、空燃比センサ２への印加電圧の変化も緩やかなものとなり、所定の整定時間だけ長時間待機しなければならなくなる。

＜本実施形態のまとめ＞
これに対し、本実施形態によれば、デジタル処理部３によりデジタル制御すると共に第１及び第２Ｄ／Ａ変換器９、１２及び第１及び第２オペアンプ１０、１３によるボルテージフォロワ回路を用いて端子Ｓu、Ｓｄに電圧出力している。これにより端子Ｓｕ、Ｓｄへの印加電圧Ｖsu、Ｖsdの分解能を高くしながら制御できる。このため、空燃比センサ２のセンス電流Ｉｓに微小変化ΔＩを生じたとしても、この微小変化ΔＩに即座に対応することができ、空燃比センサ２への印加電圧Ｖsu−Ｖsdを一定電圧Ｖu0−Ｖd0に即座に制御できる。この結果、空燃比センサ２への印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧Ｖtarに制御できる。デジタル処理部３がデジタル制御することにより実現しているため、複雑なアナログフィードバックを備えなければならない構成に比較して製造コストを抑制できる。

（第２実施形態）
図５及び図６は第２実施形態の追加説明図を示す。第２実施形態では、上流側の端子Ｓｕに固定電圧を印加し、下流側の端子Ｓｄの電圧を可変可能にする形態を示す。デジタル処理部３に代わるデジタル処理部１０３は、設定器１１４、演算器１１５及び制御器１１６を備え、制御器１１６は記憶部１１８を備える。設定器１１４は、端子Ｓｕの電圧を所定電圧Ｖout（＝Ｖsu）とするように第１Ｄ／Ａ変換器９に入力される第１入力デジタル値を固定値に設定する。この固定値は制御器１１６にも入力される。演算器１１５は、前述の（２）式に応じてセンス電流Ｉｓを算出し、このセンス電流Ｉｓを空燃比のフィードバック出力とすると共に制御器１１６に出力する。制御器１１６は、設定器１１４から入力される固定値、及び、センス電流Ｉｓのデジタル値に基づいて第２Ｄ／Ａ変換器１２の第２入力デジタル値を指令値として出力する。このとき、空燃比センサ２に印加するための目標電圧をＶtarとしたとき、制御器１１６は、下記の（１ｂ）式のようにに第２Ｄ／Ａ変換器１２の出力電圧Ｖdを算出し、この出力電圧Ｖdに対応するように第２Ｄ／Ａ変換器１２の第２入力デジタル値を制御する。

Ｖd ＝ Ｖout − ｛Ｖtar ＋ Ｉs × （Ｒd ＋ Ｒu）｝ …（１ｂ）
この（１ｂ）式の抵抗Ｒd ＋ Ｒuは、第１電圧印加回路４の出力から第２電圧印加回路５の出力に至るまでの空燃比センサ２のインピーダンスＺ分を除く抵抗値を加算した抵抗値に相当する。前述構成の本実施形態の特徴に関わる動作について図６を参照しながら説明する。本実施形態においても電流変化のタイミングに時点でどのように制御するかを重点的に説明する。デジタル処理部１０３は、クロック信号のエッジ発生タイミングにおいてセンス電流Ｉｓを算出し、このセンス電流Ｉｓを算出した直後に空燃比センサ２の印加電圧を制御する。このセンス電流Ｉｓの算出処理、印加電圧制御処理は、クロック信号のエッジ発生毎に逐次実施される。

通常時、ストイキ（理論空燃比）であることを前提とすると、空燃比センサ２に流れる電流は０［ｍＡ］となる。このためセンス電流Ｉｓも０［ｍＡ］である。期間Ｔ１１に示すように、センス電流Ｉｓの変化がないときには、制御器１１６は、出力端子Ｓｄの印加電圧Ｖsdを所定電圧Ｖd0（例えば、２．５［Ｖ］）で変化させず、出力端子Ｓｕの印加電圧Ｖsuを電圧Ｖu0（例えば、２．９［Ｖ］）で変化させない。これにより、目標電圧Ｖtarを所定電圧Ｖu0−Ｖd0で一定にできる。

例えば、あるタイミングＴ１２において、何らかの影響（例えば環境温度変化）によりセンス電流の変化ΔＩを生じたことを考える。電流変化ΔＩを生じると、この変化ΔＩは、抵抗１１の電圧降下、センス抵抗６の電圧降下に影響することになり、タイミングＴ１２において端子Ｓｄの端子電圧ＶsdはＶd0＋Ｒd×Ｉに変化し、端子Ｓｕの端子電圧Ｖsuは、Ｖu0−Ｒu×Ｉに変化する。

そこで、デジタル処理部１０３の制御器１１６は、演算器１１５により算出されたセンス電流Ｉｓの変化を検知すると、次回のクロックタイミングＴ１３において下流側の端子Ｓｄの印加電圧Ｖsdを変化させる。このタイミングＴ１３では、前述の（１ｂ）式に示したように、Ｉ×（Ｒu＋Ｒd）分だけ下流側の印加電圧Ｖdを下降変化させる。これにより、抵抗１１、空燃比センサ２及び電流検出抵抗６による電圧降下分の影響を考慮して、下流側の端子Ｓｄの印加電圧ＶsdをＶd0−Ｒu×Ｉに変化させることができる。この結果、空燃比センサ２への印加電圧Ｖsu−Ｖsdを一定電圧Ｖu0−Ｖd0に制御できる。この後、期間Ｔ１４に示すように、センス電流Ｉｓが電流値Ｉで変化しなければ、制御器１１６はこの印加電圧Ｖsdを維持する。

以上説明したように、本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。
（第３実施形態）
図７は第３実施形態の追加説明図を示す。図７に示すモータコントローラ２０１は、第１実施形態にて参照した図１に対応して示す構成図であり、第１実施形態と異なる部分は保護用の抵抗１１を設けていないところにある。すなわち、このモータコントローラ２０１を適用したときには、前述した（１ａ）式においてＲu＝０とした場合と同様であり、本実施形態では（１ａ）式に代えて以下の（１ｃ）式を用いると良い。

Ｖu ＝ Ｖout ＋ （Ｖtar ＋ Ｉｓ × Ｒd） …（１ｃ）
したがって、第１実施形態と同様に、電流変化ΔＩを生じたときには、Ｉ×Ｒd分だけ上流側の印加電圧を上昇変化させると良い。これにより上流側の端子Ｓｕの印加電圧ＶsuをＶu0に制御することができ、空燃比センサへの印加電圧Ｖsu−Ｖsdを一定電圧Ｖu0−Ｖd0に制御できる。その他は、第１実施形態と同様であるため説明を省略する。

本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。
（第４実施形態）
図８は第４実施形態の追加説明図を示す。図８に示すモータコントローラ３０１は、第２実施形態にて参照した図５に対応して示す構成図であり、第２実施形態と異なる部分は保護用の抵抗１１を設けていないところにある。すなわち、このモータコントローラ３０１を適用したときには、前述した（１ｂ）式のＲu＝０とした場合と同様であり、本実施形態では（１ｂ）式に代えて以下の（１ｄ）式を用いると良い。

Ｖd ＝ Ｖout − （Ｖtar ＋ Ｉs × Ｒd） …（１ｄ）
したがって、第２実施形態と同様に、電流変化ΔＩを生じたときには、Ｉ×Ｒd分だけ下流側の印加電圧を下降変化させると良い。これにより、下流側の端子Ｓｄの印加電圧ＶsdをＶd0に制御することができ、空燃比センサ２への印加電圧Ｖsu−Ｖsdを一定電圧Ｖu0−Ｖd0に制御できる。その他は、第１実施形態と同様であるため説明を省略する。本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第５実施形態）
図９は第５実施形態の追加説明図を示す。図９に示すモータコントローラ４０１は、第１実施形態にて参照した図１に対応して示すと共に第３実施形態にて参照した図７にも対応して示す構成図である。本実施形態が第１及び第３実施形態と異なる部分は、第１電圧印加回路４の第１オペアンプ１０の出力端子と上流側の端子Ｓｕとの間に直列接続した抵抗４０６を電流検出抵抗としたところにあり、第３実施形態と同様に保護抵抗として機能する抵抗を設けていない。

本実施形態の回路構成においても、第１電圧印加回路４と第２電圧印加回路５との間に介在する構成は、空燃比センサ２及び電流検出用の抵抗４０６となり第３実施形態と同様となる。したがって、（１ａ）式、又は、（１ｃ）式又は類似の数式を用いて制御すれば、目標電圧Ｖtarを電圧Ｖu0−Ｖd0に一定制御できる。詳細は、前述実施形態と同様であるためその説明を省略する。本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第６実施形態）
図１０は第６実施形態の追加説明図を示す。図１０に示すモータコントローラ５０１は、は第２実施形態にて参照した図５に対応して示すと共に第４実施形態にて参照した図８にも対応して示す構成図である。本実施形態が第２及び第４実施形態と異なる部分は、第１電圧印加回路４の第１オペアンプ１０の出力端子と上流側の端子Ｓｕとの間に直列接続した抵抗４０６を電流検出抵抗としたところにあり、第３実施形態と同様に保護抵抗として機能する抵抗を設けていない。

本実施形態の回路構成においても、第１電圧印加回路４と第２電圧印加回路５との間に介在する構成は、空燃比センサ２及び電流検出用の抵抗４０６となり第４実施形態と同様となる。したがって、（１ｂ）式、又は、（１ｄ）式又は類似の数式を用いて制御すれば、目標電圧Ｖtarを電圧Ｖu0−Ｖd0に一定制御できる。詳細は、前述実施形態と同様であるためその説明を省略する。本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第７実施形態）
図１１は第７実施形態の追加説明図を示す。第７実施形態では、制御器１６が下流側の端子Ｓｄの電圧を複数段階又は連続的に変化させ、この際に、Ａ／Ｄ変換器８にてＡ／Ｄ変換電圧をサンプリングし、連続する複数点のサンプリング電圧（例えば２点のサンプリング電圧）に基づいてセンス電流Ｉｓ又はインピーダンスＺを演算するところを特徴の一部としている。

本実施形態では、例えば図８に示す電気的構成を基礎構成として適用し図１１に示すように各ノードの電圧を変化させることが可能であるため、図８に示す構成を例に挙げて説明する。図８に示す設定器１１４は、第１Ｄ／Ａ変換器９に第１入力デジタル値として固定値を出力するが、制御器１１６は、可変値として第２入力デジタル値を第２Ｄ／Ａ変換器１２に入力させる。このとき制御器１１６は、第２入力デジタル値を掃引して変化させて第２Ｄ／Ａ変換器１２に入力させる。このときの端子Ｓｄにおける電圧Ｖsdの変動幅をΔＶとする。Ａ／Ｄ変換器８の入力電圧は、電流検出抵抗６の端子間電圧に比例して変化する。このため、制御器１１６が、可変値を第２入力デジタル値として第２Ｄ／Ａ変換器１２に入力させるときに、この変動値に対応してＡ／Ｄ変換器８の入力電圧も変化する。

図１１は各ノードの電圧及びサンプリングタイミングを示している。制御器１１６は、例えば、端子Ｓｄの電圧を高電圧Ｖh、及び、高電圧Ｖhよりも低い低電圧Ｖlの２段階に矩形波状又は交流で電圧を変動させるように第２入力デジタル値として第２Ｄ／Ａ変換器１２に入力させる。このとき、制御器１１６は、タイミングＡ１において高電圧Ｖhを入力させるための第２入力デジタル値を第２Ｄ／Ａ変換器１２に入力させる。そして、制御器１１６は高電圧Ｖhの入力電圧に対しＡ／Ｄ変換器８の入力電圧が整定することが想定される予め定められたタイミングＡ２において、Ａ／Ｄ変換器８に入力電圧をサンプリングさせる。このときのＡ／Ｄ変換器８のＡ／Ｄ変換値は「ＡＤ＿Ｈ」として算出される。その後、制御器１１６は、タイミングＡ３において低電圧Ｖlを入力させるための第２入力デジタル値を第２Ｄ／Ａ変換器１２に切替え入力させる。そして制御器１１６は、低電圧Ｖlの入力電圧に対しＡ／Ｄ変換器８の入力電圧が整定することが想定される予め定められたタイミングＡ４において、Ａ／Ｄ変換器８に入力電圧をサンプリングさせる。このときのＡ／Ｄ変換器８のＡ／Ｄ変換値は「ＡＤ＿Ｌ」として算出される。その後、制御器１１６は、タイミングＡ５において高電圧Ｖhを入力させるための第２入力デジタル値を第２Ｄ／Ａ変換器１２に切替入力させる。このような処理は繰り返し行われる。

演算器１１５は、このサンプリングタイミングで取得されたＡ／Ｄ変換器８の値ＡＤ＿Ｈ、ＡＤ＿Ｌを用いてセンス電流Ｉｓ又は／及び空燃比センサ２のインピーダンスＺを算出する。演算器１１５が、センス電流Ｉｓを算出するときには、下記の（３）式に基づいて算出する。

Ｉｓ ＝ （ＡＤ＿Ｈ＋ＡＤ＿Ｌ）／（２× Ｇ × Ｒd） …（３）
これは、平均電圧（ＡＤ＿Ｈ＋ＡＤ＿Ｌ）／２をゲインＧと電流検出用の抵抗６の抵抗値Ｒdで除した値である。また、演算器１１５が、空燃比センサ２のインピーダンスＺを算出するときには、差電圧（ＡＤ＿Ｈ − ＡＤ＿Ｌ）に基づいて算出するが、演算器１１５は例えば下記の（４）式に基づいて空燃比センサ２のインピーダンスＺを算出する。

Ｚ ＝ ｛Ｇ × ΔＶ−（ＡＤ＿Ｈ − ＡＤ＿Ｌ）｝ × Ｒd
／（ＡＤ＿Ｈ − ＡＤ＿Ｌ） …（４）
これは、下記の（５）〜（７）式に基づく関係を展開することにより求められる数式である。下記の（５）〜（７）式において、電流Ｉhは、高電圧Ｖhを端子Ｓｄに印加したときに空燃比センサ２に流れる電流を示し、電流Ｉlは、高電圧Ｖlを端子Ｓｄに印加したときに空燃比センサ２に流れる電流を示す。

Ｇ×Ｒd×Ｉh ＝ ＡＤ＿Ｈ …（５）
Ｇ×Ｒd×Ｉl ＝ ＡＤ＿Ｌ …（６）
Ｚ×Ｉh ＋ Ｒd×Ｉh − （Ｚ×Ｉl ＋ Ｒd×Ｉl） ＝ ΔＶ …（７）
増幅器のゲインＧ、差電圧ΔＶ及び抵抗６の抵抗値Ｒdは、予め規定されているため、前述の（４）式に基づいて空燃比センサ２のインピーダンスＺを算出できる。特に連続する２点のＡ／Ｄ変換値ＡＤ＿Ｈ、ＡＤ＿Ｌを用いてインピーダンスＺを算出することで空燃比センサ２のインピーダンスＺを概ねリアルタイムに算出できる。これにより、算出された空燃比センサ２のインピーダンスＺをフィードバック制御に利用できる。

（他の実施形態）
前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。

前述した実施形態では、デジタル処理部３、１０３が空燃比センサ２に印加する目標電圧Ｖtarを固定電圧とする形態を示したが、これに限定されるものではない。例えば、図２の（ｂ）の負荷線２０に示すように、デジタル処理部３、１０３が空燃比センサ２に印加する目標電圧Ｖtarを電流検出抵抗６、４０６によるセンス電流Ｉｓに応じて変化（例えば比例変化）させても良い。デジタル処理部３、１０３は例えばＤＳＰにより構成した形態を示したがＤＳＰに限られるものではない。

図面中、１、１０１、２０１、３０１、４０１、５０１はモータコントローラ（空燃比センサの制御装置）、９は第１Ｄ／Ａ変換器（第１Ｄ／Ａ変換部）、４は第１電圧印加回路、５は第２電圧印加回路、６、４０６は抵抗（電流検出抵抗）、８はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換部）、３、１０３はデジタル処理部、Ｒuは上流側の抵抗の抵抗値（保護抵抗の抵抗値Ｒp）、Ｒdは下流側の抵抗の抵抗値（電流検出抵抗の抵抗値Ｒs）、を示す。

Claims (5)

1. 内燃機関の空燃比を検出するための空燃比センサ（２）の一端子と他端子との間に印加する電圧を目標電圧に制御する制御装置（１、１０１、２０１、３０１、４０１、５０１）であって、
   第１入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する第１Ｄ／Ａ変換部（９）、及び、前記第１Ｄ／Ａ変換部の出力アナログ電圧を非反転入力端子に入力し反転入力端子に出力端子を接続した第１オペアンプ（１０）を備え、前記第１オペアンプの出力端子の出力電圧を前記空燃比センサの一端子に印加する第１電圧印加回路（４）と、
   第２入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する第２Ｄ／Ａ変換部（１２）、及び、前記第２Ｄ／Ａ変換部の出力アナログ電圧を非反転入力端子に入力し反転入力端子に出力端子を接続した第２オペアンプ（１３）を備え、前記第２オペアンプの出力端子の出力電圧を前記空燃比センサの他端子に印加する第２電圧印加回路（５）と、
   前記第１電圧印加回路の第１オペアンプの出力端子と前記第２電圧印加回路の第２オペアンプの出力端子との間の前記空燃比センサへの電圧印加経路に介在して構成され当該空燃比センサに流れる電流をセンス電流として検出する電流検出抵抗（６、４０６）と、
   前記電流検出抵抗により検出される検出電圧をＡ／Ｄ変換しデジタル値を出力するＡ／Ｄ変換部（８）と、
   前記Ａ／Ｄ変換部のデジタル値に基づいて前記第１Ｄ／Ａ変換部の第１入力デジタル値及び前記第２Ｄ／Ａ変換部の第２入力デジタル値を前記指令値として出力するデジタル処理部（３、１０３）と、を備え、
   前記デジタル処理部は、
   前記第２電圧印加回路の出力電圧を所定電圧とするように前記第２入力デジタル値を設定する設定器（１４、１１４）と、
   前記Ａ／Ｄ変換部の出力デジタル値を前記電流検出抵抗の抵抗値で除した値に基づいて前記電流検出抵抗に流れるセンス電流のデジタル値を演算する演算器（１５、１１５）と、
   前記所定電圧をＶout、前記空燃比センサに印加する前記目標電圧をＶtar、前記センス電流をＩs、前記電流検出抵抗の抵抗値をＲsとしたとき、
   前記センス電流のデジタル値の演算結果に基づいて前記第１電圧印加回路の第１オペアンプの出力端子の出力電圧を
   Ｖout ± （Ｖtar ＋ Ｉs × Ｒs） …（１）
   に示すように前記第１入力デジタル値を制御する制御器（１６、１１６）と、を備え、
   前記（１）式の「±」のうち「＋」は前記第１電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの上流側に設けられる前記一端子に印加すると共に前記第２電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの下流側に設けられる前記他端子に印加する場合を示し、「−」は前記第１電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの下流側に設けられる前記一端子に印加すると共に前記第２電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの上流側に設けられる前記他端子に印加する場合を示す空燃比センサの制御装置。
2. 請求項１記載の空燃比センサの制御装置において、
   前記電流検出抵抗は、前記空燃比センサの他端子と前記第２オペアンプの出力端子との間に接続されているときに、前記空燃比センサの一端子と前記第１オペアンプの出力端子との間に保護抵抗をさらに設け、
   前記デジタル処理部は、
   前記保護抵抗の抵抗値をＲpとしたとき、
   前記第１電圧印加回路のオペアンプの出力端子の出力電圧を、前記（１）式の前記電流検出抵抗の抵抗値に前記保護抵抗の抵抗値を加算した
   Ｖout ± ｛Ｖtar ＋ Ｉs × （Ｒs ＋ Ｒp）｝ …（２）
   に示すように前記第１入力デジタル値を制御する空燃比センサの制御装置。
3. 請求項１または２記載の空燃比センサの制御装置において、
   前記デジタル処理部が前記空燃比センサに印加する目標電圧を固定電圧とする空燃比センサの制御装置。
4. 請求項１または２記載の空燃比センサの制御装置において、
   前記デジタル処理部が前記空燃比センサに印加する目標電圧を前記電流検出抵抗によるセンス電流に応じて変化させる空燃比センサの制御装置。
5. 請求項１から４の何れか一項に記載の空燃比センサの制御装置において、
   前記デジタル処理部が前記空燃比センサに印加する電圧を掃引して複数点のサンプリング電圧に基づいて前記空燃比センサに流れるセンス電流又は前記空燃比センサのインピーダンスを算出する空燃比センサの制御装置。

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