JP7484776B2 - 空燃比センサ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、通電がオンオフ制御されるヒータにより昇温される空燃比センサを制御する空燃比センサ制御装置に関する。

空燃比センサを制御する空燃比センサ制御装置は、空燃比センサに対して所定の掃引期間毎にハイレベルおよびロウレベルが切り替わる印加電圧、つまり方形波の電圧を印加し、その際に空燃比センサから出力される電流を検出する。そして、空燃比センサ制御装置は、このように検出される電流の直流成分であるＤＣ電流に基づいて空燃比を検出するとともに、上記電流の交流成分であるＡＣ電流に基づいて空燃比センサのインピーダンスを検出するようになっている。なお、本明細書では、空燃比のことをＡ／Ｆと称することがある。

Ａ／Ｆセンサは、その近傍に設けられたヒータの通電がオンオフ制御されることにより、例えば８００℃程度に昇温されるようになっている。このとき、ヒータには、パルス状の電流が印加され、それによりヒータに生じた磁界がＡ／Ｆセンサおよびヒータの相互インダクタンスによりＡ／Ｆセンサに誘導起電力が発生する。このような誘導起電力によりＡ／Ｆセンサに生じる電流、つまりヒータの通電に起因したノイズ電流が、本来のＡ／Ｆセンサの出力電流に重畳すると、Ａ／Ｆなどの検出精度が低下するおそれがある。

このような課題を解消するための従来技術として、特許文献１、２に開示される技術を挙げることができる。以下の説明では、特許文献１に開示される技術のことを第１の従来技術と称するとともに、特許文献２に開示される技術のことを第２の従来技術と称することとする。第１の従来技術は、Ａ／Ｆの検出期間とヒータの駆動期間とが重複しないようにタイミングを制御するものである。第２の従来技術は、ヒータの通電に起因したノイズ成分に対して有効なデジタルのローパスフィルタを設ける技術である。

特公平７－１１９７４３号公報 特開２０００－３２９７３０号公報

第１の従来技術では、連続的にＡ／Ｆを検出すること、つまり連続Ａ／Ｆ検出を前提としない制御方法であることから、Ａ／Ｆ検出のリアルタイム性が低くなるという課題が生じる。また、第１の従来技術では、ヒータの通電に起因したノイズが十分に小さい場合であっても必ず上述したタイミング制御が実施されることから、タイミング制御のための処理負荷が増大するという課題も生じる。

第２の従来技術では、インパルス的なノイズを除去するためには、非常に強力なローパスフィルタが必要となることから、検出帯域が低下するという課題が生じる。また、第２の従来技術では、Ａ／Ｆの急変に対する応答性が低下することから、Ａ／Ｆセンサのインピーダンスを検出することが困難になるという課題も生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータの通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができる空燃比センサ制御装置を提供することにある。

請求項１、３に記載の空燃比センサ制御装置（５）は、通電がオンオフ制御されるヒータ（３）により昇温される空燃比センサ（２）を制御するものであり、電圧印加部（１０）、電流検出部（１１）および演算部（１７）を備えている。電圧印加部は、空燃比センサに対して第１電圧値および第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する。電流検出部は、空燃比センサに流れる電流を検出する。

請求項１に記載の演算部は、電流検出部により検出された電流値を掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した電流値に基づいて掃引期間毎に空燃比センサにより検出される空燃比および空燃比センサのインピーダンスを算出する。また、請求項３に記載の演算部は、電流検出部により検出された電流値を掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した電流値に基づいて掃引期間毎に空燃比センサにより検出される空燃比を算出する。

上記した各演算部は、掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミング以前の所定のタイミングで取得した電流値を演算用電流値として設定し、掃引期間毎に、今回の掃引期間に設定した演算用電流値である今回電流値と今回の掃引期間の１つ前の掃引期間に設定した演算用電流値である前回電流値とに基づいて空燃比を算出するようになっている。上記構成において、所定の掃引期間にヒータの通電に起因したノイズ電流が空燃比センサに流れる電流に重畳した場合、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間に設定される演算用電流値がノイズの影響により本来の値から大きく離れた値へと変動するおそれがある。そうすると、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間および２つ後の掃引期間には、本来の値から大きく離れた値へと変動した演算用電流値を用いて空燃比が算出されることになり、その算出結果が、真値とは大きく異なる値となるおそれがある。

そこで、上記した各演算部は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分が所定の閾値以上であるか否かを判断する判断処理を実行する。このような判断処理によれば、空燃比センサに流れる電流が比較的大きく変化したか否かを判断すること、ひいては、ヒータの通電に起因したノイズ電流が空燃比センサに流れる電流に重畳したか否かを判断することができる。

そして、請求項１に記載の演算部は、所定の掃引期間において判断処理によって差分が閾値以上であると判断された場合、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間および２つ後の掃引期間では、所定の掃引期間以前に算出された空燃比の値を、当該掃引期間における空燃比の算出結果として置き換える。また、請求項３に記載の演算部は、所定の掃引期間において判断処理によって差分が所定の閾値以上であると判断された場合、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間では、所定の掃引期間の１つ前の掃引期間において設定した演算用電流値を当該掃引期間における演算用電流値として設定する。

このようにすれば、所定の掃引期間にヒータの通電に起因したノイズ電流が空燃比センサに流れる電流に重畳したとしても、その掃引期間の１つ後および２つ後の掃引期間における空燃比の算出結果が、真値とは大きく異なる値となることが抑制される。この場合、第１の従来技術のようなタイミング制御が不要であり、また、第２の従来技術のような強力なローパスフィルタも不要である。したがって、上記構成によれば、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータの通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。

第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの構成を模式的に示す図 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの正常時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図 第２実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第２実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図 第３実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第３実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図 第４実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第４実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図

以下、複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１～図４を参照して説明する。

図１に示すように、本実施形態のＡ／Ｆセンサシステム１は、例えば自動車などの車両に搭載される電子制御装置であるＥＣＵに設けられる。Ａ／Ｆセンサシステム１は、車両用の内燃機関が排出する排気ガスを被検出ガスとし、その排気中のＡ／ＦをＡ／Ｆセンサ２により検出するための各種制御処理を実行する。この場合、Ａ／Ｆセンサ２の近傍には、ヒータ３が設けられている。Ａ／Ｆセンサ２は、ヒータ３により、例えば８００℃程度まで昇温されるようになっている。

Ａ／Ｆセンサシステム１は、ＭＣＵ４および例えばＡＳＩＣなどの半導体集積回路として構成されたＡ／Ｆセンサ制御装置５を備えている。なお、ＭＣＵはMicro Controller Unitの略称であり、ＡＳＩＣはApplication Specific Integrated Circuitの略称である。ＭＣＵ４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを備え、ＣＰＵがＲＯＭに格納されているコンピュータプログラムを実行してコンピュータプログラムに対応する処理を実行することにより後述する各種の制御および処理を実行する。Ａ／Ｆセンサ制御装置５は、内部電源６、通信部７、制御部８、ヒータ制御部９、端子駆動部１０、センサ電流検出部１１などの機能ブロックを備えている。

内部電源６は、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の外部から供給される外部電源を用いて安定した直流電源を生成する。内部電源６は、生成した直流電源を、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の内部の各機能ブロックに供給する。通信部７は、ＭＣＵ４との間で通信を行う。通信部７は、ＭＣＵ４から各種指令を受信すると、それら各種指令を制御部８に伝達する。また、通信部７は、制御部８から各種情報が与えられると、それら各種情報をＭＣＵ４に送信する。

ヒータ制御部９には、ＭＣＵ４により生成されるヒータ３の駆動に関する指令信号Ｓａが与えられている。ヒータ制御部９は、指令信号Ｓａに基づいて、ヒータ３の駆動をデューティ制御するためのヒータ駆動信号Ｓｂを生成する。ヒータ駆動信号Ｓｂは、図３などに示すように、２値の信号であり、ハイレベルであるときにヒータ３の通電オンを指令するとともに、ロウレベルであるときにヒータ３の通電オフを指令する信号となっている。

ヒータ駆動信号Ｓｂは、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の外部に設けられたヒータ駆動部１２に与えられる。ヒータ駆動部１２は、例えばＭＯＳトランジスタにより構成されている。ヒータ駆動部１２のＭＯＳトランジスタは、ヒータ駆動信号Ｓｂに基づいてオンオフ制御される。これにより、ヒータ３の通電がオンオフ制御される。ヒータ制御部９によりヒータ３の通電がオンオフ制御されることにより、Ａ／Ｆセンサ２の温度が昇温される。Ａ／Ｆセンサ２には、排気ガスのＡ／Ｆと、その端子間電圧に応じた電流が流れる。

端子駆動部１０は、出力端子Ｐ１、Ｐ２を介してＡ／Ｆセンサ２の各端子間に電圧を印加するバッファアンプ１３、１４を備えている。Ａ／Ｆセンサ２の各端子間には、バッファアンプ１３、１４の各出力電圧の差に対応した電圧が印加されることになる。この場合、端子駆動部１０は、Ａ／Ｆセンサ２に対して第１電圧値および第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加するものであり、電圧印加部として機能する。

Ａ／Ｆセンサ２に印加される電圧であるセンサ印加電圧は、図２などに示すように、矩形波の電圧となる。端子駆動部１０の動作は、制御部８により制御される。制御部８は、後述するようにして検出するＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスの検出値に基づいて、センサ印加電圧が適切な値となるように端子駆動部１０の動作を制御する。バッファアンプ１４の出力端子と出力端子Ｐ２との間には、シャント抵抗１５が接続されている。シャント抵抗１５は、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流を電圧に変換する、つまりＩ／Ｖ変換する。なお、以下の説明では、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流のことをセンサ出力電流と称することがある。

シャント抵抗１５の各端子間電圧である検出電圧Ｘ１は、センサ電流検出部１１に与えられている。図示は省略するが、センサ電流検出部１１は、検出電圧Ｘ１を増幅するアンプおよびアンプの出力電圧をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器を備えている。センサ電流検出部１１は、シャント抵抗１５の各端子間電圧に基づいてセンサ出力電流を検出するものであり、電流検出部として機能する。センサ電流検出部１１は、上記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号を、センサ出力電流の検出結果を表す検出信号Ｘ２として出力する。

センサ電流検出部１１から出力される検出信号Ｘ２は、制御部８に与えられる。制御部８は、デジタルフィルタ１６、演算部１７およびレジスタ１８を備えている。なお、デジタルフィルタ１６は、ローパスフィルタであり、検出信号Ｘ２を入力するとともに、その高周波成分を除去した信号Ｘ３を出力する。演算部１７は、デジタルフィルタ１６から出力される信号Ｘ３に基づいて、Ａ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／ＦおよびＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスを算出する。レジスタ１８には、演算部１７により用いられる各種の値などが格納される。

以下、演算部１７によるＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃの具体的な算出手法について、図２のタイミングチャートも参照して説明する。図２に示すように、センサ印加電圧は、掃引期間Ｔａ毎に電圧値が切り替わる方形波の電圧となっている。この場合、掃引期間Ｔａが１つの動作サイクルとなり、各サイクルを、ｎ－２、ｎ－１、ｎ、ｎ＋１、ｎ＋２、ｎ＋３、…と表している。

この場合、デジタル信号である検出信号Ｘ２および信号Ｘ３は、所定のサンプリング周期毎にサンプリングされたものとなっている。図２などでは、各サンプリングタイミングを白抜きまたは黒塗りの丸印で示している。サンプリング周期は、掃引期間Ｔａよりも短い所定の時間である。そのため、演算部１７は、センサ電流検出部１１により検出された電流値を、所定のサンプリング周期毎に取得するようになっている。

演算部１７は、その取得した電流値に基づいて、掃引期間Ｔａ毎にＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。まず、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、その掃引期間Ｔａの開始タイミング以前の所定のタイミングで取得された電流値を演算用電流値として設定する。本実施形態では、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、その掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａにおける掃引収束点の電流値を演算用電流値として設定する。上記した掃引収束点は、その掃引期間Ｔａの開始タイミングの直前の所定のタイミング、つまり図２などで黒塗りの丸印で示すサンプリングタイミングのことである。

この場合、演算部１７は、掃引収束点の電流値を表す信号Ｘ３をサンプルホールドすることにより演算用電流値ＳＨを設定する。以下の説明および図２などでは、演算用電流値ＳＨ、Ａ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃについて、それらに対応するサイクルを括弧書きにて追記して表している。例えば、サイクルｎにおいて設定される演算用電流値はＳＨ（ｎ）として表し、サイクルｎにおいて算出される値ＡＦはＡＦ（ｎ）として表し、サイクルｎにおいて算出される値ＺａｃはＺａｃ（ｎ）として表している。

演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、今回の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである今回電流値と今回の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである前回電流値とに基づいてＡ／Ｆの値ＡＦを算出する。例えば、今回の掃引期間Ｔａがサイクルｎである場合、演算用電流値ＳＨ（ｎ）が今回電流値となり、演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）が前回電流値となる。また、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、今回電流値と前回電流値とに基づいてインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。

従来技術の説明にて既述したように、センサ出力電流のＤＣ成分からＡ／Ｆの値ＡＦを求めることができるとともに、センサ出力電流のＡＣ成分からインピーダンスの値Ｚａｃを求めることができる。そこで、演算部１７は、下記（１）式に基づいてＡ／Ｆの値ＡＦを算出するとともに、下記（２）式に基づいてインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。ただし、演算用電流値ＳＨｓは、演算用電流値ＳＨをシャント抵抗１５の各端子間電圧に換算した値であり、ΔＶは、センサ印加電圧の振幅、つまり第１電圧値と第２電圧との差電圧であり、Ｒｓｈは、シャント抵抗１５の抵抗値である。

演算部１７は、上記したような演算の結果、つまり算出したＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃを、通信部７を介してＭＣＵ４へ送信する。また、演算部１７は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分が所定の閾値Ｔｈ以上であるか否かを判断する判断処理を実行する。この場合、演算部１７は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より１つ前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分、つまり検出信号Ｘ２の前回値差分Ｘ４に基づいて判断処理を行うようになっている。

このような判断処理によれば、センサ出力電流が比較的大きく変化したか否かを判断すること、ひいては、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳したか否かを判断することができる。閾値Ｔｈは、レジスタ１８に格納されるようになっており、その値はレジスタ１８の設定により可変となっている。つまり、この場合、演算部１７は、閾値Ｔｈを可変設定することができる構成となっている。閾値Ｔｈは、センサ印加電圧が変化するタイミングにおける前回値差分Ｘ４よりも大きい値であり、且つ、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳した際における前回値差分Ｘ４より小さい値に設定される。

演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦを当該掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの値ＡＦの算出結果として置き換える。例えば、図３に示すように、サイクルｎ－２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値ＡＦ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびｎにおける値ＡＦ（ｎ－１）および値ＡＦ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。

また、サイクルｎ＋２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。なお、図３では、サイクルｎ＋４について、値ＡＦ（ｎ＋４）以外の図示が省略されている。

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図４を参照して説明する。ステップＳ１０１では、Ａ／Ｆセンサ２に対してセンサ印加電圧の印加が開始される。ステップＳ１０２では、シャント抵抗１５によりセンサ出力電流がＩ／Ｖ変換される。ステップＳ１０３では、センサ電流検出部１１において、検出電圧Ｘ１を増幅するといったアナログ信号処理が行われるとともに、検出電圧Ｘ１を増幅した電圧をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換が行われる。

ステップＳ１０３の実行後、ステップＳ１０４～Ｓ１０５と、ステップＳ１０６～Ｓ１０７と、が並行して実行される。ステップＳ１０４では、センサ電流検出部１１から出力される検出信号Ｘ２がデジタルフィルタ１６に入力され、高周波成分が除去された信号Ｘ３が演算部１７へ与えられる。ステップＳ１０５では、演算部１７において、掃引収束点の電流値を表す信号Ｘ３をサンプルホールドすることにより演算用電流値ＳＨが設定される。ステップＳ１０６では、演算部１７において、検出信号Ｘ２の前回値が求められる。ステップＳ１０７では、演算部１７において、検出信号Ｘ２の今回値と前回値との差分である前回値差分Ｘ４が求められる。

ステップＳ１０４～Ｓ１０５およびＳ１０６～Ｓ１０７の実行後、ステップＳ１０８に進む。ステップＳ１０８では、前回値差分Ｘ４の絶対値が、閾値Ｔｈ以上であるか否かが判断される、つまり判断処理が実行される。前回値差分Ｘ４の絶対値が閾値Ｔｈ未満である場合、センサ出力電流にノイズ電流が重畳していないと考えられる。この場合、ステップＳ１０８で「ＮＯ」となり、ステップＳ１０９に進む。ステップＳ１０９では、演算部１７において、演算用電流値ＳＨなどに基づいてＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃの演算が行われる。

一方、前回値差分Ｘ４の絶対値が閾値Ｔｈ以上である場合、センサ出力電流にノイズ電流が重畳していると考えられる。この場合、ステップＳ１０８で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１１０に進む。ステップＳ１１０に進むと、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された掃引期間Ｔａ、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、値ＡＦの演算結果として、前回値、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａにて算出された値ＡＦが引き継がれる。ステップＳ１０９、Ｓ１１０の実行後、ステップＳ１１１に進む。ステップＳ１１１では、値ＡＦおよび値Ｚａｃの各演算結果がＭＣＵ４へと送信される。

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図２および図３のタイミングチャートを参照して説明する。
［１］正常時の動作
ヒータ３の通電に起因したノイズ電流、つまりヒータ駆動ノイズがセンサ出力電流に重畳しない正常時における動作は、図２に示すようなものとなる。なお、以下の説明では、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流のことをヒータ駆動ノイズまたは単にノイズと称することがある。正常時、センサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しないことから、各掃引期間Ｔａにおける掃引収束点の電流値、つまり掃引期間Ｔａ毎に設定される演算用電流値ＳＨは、ノイズの影響を受けることなく、排気ガスのＡ／Ｆ、センサ印加電圧などに応じた本来の値となる。

また、正常時、前回値差分Ｘ４が常に閾値Ｔｈ未満になっていることから、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断されることはない。このようなことから、正常時、掃引期間Ｔａ毎に今回電流値および前回電流値とに基づいて、Ａ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃが正しく演算される。したがって、正常時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃは、ノイズの影響を受けていない本来の値であり、掃引期間Ｔａ毎に随時更新されることになる。

［２］ノイズ重畳時の動作
ヒータ駆動ノイズが重畳したノイズ重畳時における動作は、図３に示すようなものとなる。この場合、ヒータ駆動信号Ｓｂは、サイクルｎ－２の前半においてロウレベルからハイレベルに転じるとともに、サイクルｎ＋２の後半においてハイレベルからロウレベルに転じるようになっている。そのため、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳している。

センサ出力電流にノイズが重畳しているサイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２の掃引収束点の電流値、つまり演算用電流値ＳＨ（ｎ－２）およびＳＨ（ｎ＋２）は、検出電圧Ｘ１、検出信号Ｘ２および信号Ｘ３のセトリングタイムにもよるが、ノイズの影響を受けて本来の値から外れた値となる可能性がある。特に、サイクルの後半においてセンサ出力電流にノイズが重畳した場合には、その掃引収束点の電流値はノイズの影響により本来の値から大きく外れた値となる可能性が高い。この場合、サイクルｎ＋２では、その後半にノイズが重畳していることから、その掃引収束点の電流値、つまり設定される演算用電流値ＳＨ（ｎ＋２）は、本来の値から大きく外れた値になっている。

このように本来の値から大きく外れた値が演算用電流値ＳＨとして設定されると、その演算用電流値ＳＨを用いて演算されるＡ／Ｆの値ＡＦが真値から大きく外れた値になる可能性がある。ただし、この場合、サイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２では、センサ出力電流にノイズが重畳したことに伴い、前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上となり、判断処理によって、ノイズの重畳が検出される。サイクルｎ－２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値ＡＦ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびサイクルｎにおける値ＡＦ（ｎ－１）および値ＡＦ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。

また、サイクルｎ＋２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。したがって、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦは、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａであるサイクルｎ－２およびｎ＋２のそれぞれの後の２つの掃引期間Ｔａにおいて更新が滞るものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
本実施形態のＡ／Ｆセンサ制御装置５が備える演算部１７は、センサ電流検出部１１により検出された電流値を掃引期間Ｔａよりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した電流値に基づいて掃引期間Ｔａ毎にＡ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／ＦおよびＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスを次のように算出する。すなわち、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、その掃引期間Ｔａの開始タイミング以前の所定のタイミング、具体的にはその掃引期間Ｔａの開始タイミングの直前の所定のタイミングで取得した電流値を演算用電流値ＳＨとして設定し、掃引期間Ｔａ毎に、今回の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである今回電流値と今回の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである前回電流値とに基づいてＡ／Ｆを算出するようになっている。

上記構成において、所定の掃引期間Ｔａにヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳した場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａに設定される演算用電流値ＳＨがノイズの影響により本来の値から大きく離れた値へと変動するおそれがある。そうすると、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａには、本来の値から大きく離れた値へと変動した演算用電流値ＳＨを用いてＡ／Ｆの値ＡＦが算出されることになり、その算出結果が、真値とは大きく異なる値となるおそれがある。

そこで、本実施形態の演算部１７は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より前のサンプリング周期、具体的にはその所定のサンプリング周期より１つ前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分である前回値差分Ｘ４が所定の閾値Ｔｈ以上であるか否かを判断する判断処理を実行する。このような判断処理によれば、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流が比較的大きく変化したか否かを判断すること、ひいては、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳したか否かを判断することができる。

そして、本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦを、当該掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの算出結果として置き換えるようになっている。そのため、この場合、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの掃引収束点の電流値である演算用電流値ＳＨを用いたＡ／Ｆの算出結果は採用されることがない、言い換えると、この場合、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの掃引収束点の電流値である演算用電流値ＳＨは正式なＡ／Ｆの値ＡＦの演算に用いられることがない。

これによれば、所定の掃引期間Ｔａにヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳した場合、ノイズが重畳した掃引期間Ｔａの後の２つの掃引期間ＴａにおいてＡ／Ｆの値ＡＦの更新が滞るものの、それら２つの掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの算出結果が、真値とは大きく異なる値となることが抑制される。本実施形態の構成では、第１の従来技術のようなタイミング制御が不要であり、また、第２の従来技術のような強力なローパスフィルタも不要である。したがって、本実施形態によれば、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。

本実施形態の演算部１７は、閾値Ｔｈを可変設定することができる構成となっている。このようにすれば、閾値Ｔｈを適切な値、つまりセンサ印加電圧が変化するタイミングにおける前回値差分Ｘ４より大きい値且つノイズ重畳時における前回値差分Ｘ４より小さい値に設定することが可能となり、その結果、センサ電圧が変化するタイミングの前回値差分Ｘ４により誤ってノイズが重畳したと判断される誤判断の発生を抑制しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳したことを確実に検出することができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図５および図６を参照して説明する。
第２実施形態では、演算部１７により実施される処理内容の一部が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１も参照しながら説明する。

本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａにおいて設定した演算用電流値ＳＨを当該掃引期間Ｔａにおける演算用電流値ＳＨとして設定する。つまり、本実施形態の演算部１７は、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、演算用電流値ＳＨを新たに設定することなく、前々回に設定された演算用電流値ＳＨ、つまり前々回値を引き継いで用いるようになっている。

例えば、図５に示すように、サイクルｎ－２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１では、サイクルｎ－３で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ－３）がサイクルｎ－１における演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）として設定される。また、サイクルｎ＋２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３では、サイクルｎ＋１で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ＋１）が、サイクルｎ＋３における演算用電流値ＳＨ（ｎ＋３）として設定される。

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図６を参照して説明する。図６に示すように、本実施形態の制御および処理内容は、図４に示した第１実施形態における一連の制御および処理内容に対し、ステップＳ１０５の実行順が変更されている点およびステップＳ１１０に代えてステップＳ２１０が設けられている点などが異なっている。この場合、ステップＳ１０３の実行後、ステップＳ１０４と、ステップＳ１０６～Ｓ１０７と、が並行して実行される。

そして、この場合、ステップＳ１０８で「ＮＯ」になると、ステップＳ１０５に進み、演算用電流値ＳＨが設定される。また、この場合、ステップＳ１０８で「ＹＥＳ」になると、ステップＳ２１０に進む。ステップＳ２１０に進むと、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された掃引期間Ｔａ、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、演算用電流値ＳＨは、新たに設定されることなく、前々回値が引き継がれる。ステップＳ１０５、Ｓ２１０の実行後、ステップＳ１０９に進み、Ａ／Ｆの値ＡＦなどの演算が行われる。

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図５のタイミングチャートを参照して説明する。なお、本実施形態の正常時における動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは、本実施形態のノイズ重畳時における動作だけを説明する。本実施形態のノイズ重畳時における動作は、図５に示すようなものとなる。この場合も、図３に示した第１実施形態のノイズ重畳時における動作と同様、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しているものとする。

この場合も、サイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２では、センサ出力電流にノイズが重畳したことに伴い、前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上となり、判断処理によって、ノイズの重畳が検出される。サイクルｎ－２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１では、サイクルｎ－３で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ－３）が、サイクルｎ－１における演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）として引き継いで設定される。これにより、演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）を今回電流値として用いるサイクルｎ－１におけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ－１）および演算用電流値（ｎ－１）を前回電流値として用いるサイクルｎにおけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ）が真値から大きく外れた値になることが抑制される。

また、サイクルｎ＋２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３では、サイクルｎ＋１で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ＋１）が、サイクルｎ＋３における演算用電流値ＳＨ（ｎ＋３）として引き継いで設定される。これにより、演算用電流値ＳＨ（ｎ＋３）を今回電流値として用いるサイクルｎ＋３におけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ＋３）および演算用電流値（ｎ＋３）を前回電流値として用いるサイクルｎ＋４におけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ＋４）が真値から大きく外れた値になることが抑制される。したがって、この場合も、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦは、ノイズが重畳した掃引期間Ｔａの後の２つの掃引期間Ｔａにおいて正式な更新が行われないものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａにおいて設定した演算用電流値ＳＨを当該掃引期間Ｔａにおける演算用電流値ＳＨとして設定する。言い換えると、本実施形態の演算部１７は、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、演算用電流値ＳＨを新たに設定することなく、前々回値を引き継いで用いるようになっている。

そのため、この場合、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの掃引収束点の電流値である演算用電流値ＳＨを今回電流値として用いる１つ後の掃引期間Ｔａおよび前回電流値として用いる２つ後の掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦが真値から大きく外れた値になることが抑制される。これによれば、所定の掃引期間Ｔａにヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳した場合、ノイズが重畳した掃引期間Ｔａの後の２つの掃引期間ＴａにおいてＡ／Ｆの値ＡＦの正式な更新が滞るものの、それら２つの掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの算出結果が、真値とは大きく異なる値となることが抑制される。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図７および図８を参照して説明する。
第３実施形態では、演算部１７により実施される処理内容の一部が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１も参照しながら説明する。

本実施形態の演算部１７は、掃引期間Ｔａの開始タイミングから所定のマスク期間Ｔｍは、判断処理の実行を停止するようになっている。マスク期間Ｔｍの値は、レジスタ１８に格納されるようになっており、その値はレジスタ１８の設定により可変となっている。つまり、この場合、演算部１７は、マスク期間Ｔｍを可変設定することができる構成となっている。マスク期間Ｔｍは、検出信号Ｘ２のセトリングタイムなどを考慮し、掃引収束点の電流値がノイズなどの影響を受けることがないようにできる程度の期間に設定されている。例えば、図７に示すように、マスク期間Ｔｍは、掃引期間Ｔａの開始タイミングから掃引期間Ｔａの中間のタイミングまで、つまり掃引期間Ｔａの前半に設定されている。

このようなマスク期間Ｔｍの下限は、回路定数、Ａ／Ｆセンサ２のインピーダンスによって決まる電圧掃引波形の収束性、つまり検出信号Ｘ２のセトリングタイムと、ノイズによる検出精度の低下をどの程度まで抑えるか、つまり目標とするノイズ除去効果の度合いと、から決定することができる。上記した回路定数とは、主にセンサ電流検出部１１のアンチ・エイリアシング・フィルタの帯域などのことである。また、マスク期間Ｔｍの上限は、ヒータ駆動ノイズが掃引収束点の電流値に与える影響の度合いから決定することができる。なお、このような影響の度合いは、ヒータノイズ波形、デジタルフィルタ１６のフィルタ特性などによって決まる。

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図８を参照して説明する。図８に示すように、本実施形態の制御および処理内容は、図４に示した第１実施形態における一連の制御および処理内容に対し、ステップＳ１０８に代えてステップＳ３０８が設けられている点などが異なっている。ステップＳ３０８では、マスク期間Ｔｍ以外の期間であることを条件として、前回値差分Ｘ４の絶対値が、閾値Ｔｈ以上であるか否かが判断される、つまり判断処理が実行される。

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図７のタイミングチャートを参照して説明する。なお、本実施形態の正常時における動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは、本実施形態のノイズ重畳時における動作だけを説明する。本実施形態のノイズ重畳時における動作は、図７に示すようなものとなる。この場合も、図３に示した第１実施形態のノイズ重畳時における動作と同様、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しているものとする。

サイクルｎ－２のように、サイクルの前半においてセンサ出力電流にノイズが重畳した場合には、検出電圧Ｘ１、検出信号Ｘ２および信号Ｘ３のセトリングタイムにもよるが、その掃引収束点の電流値はノイズの影響により本来の値から大きく外れた値となる可能性が低い。そのため、このようなケースでは、検出のリアルタイム性をより高めるために、その掃引収束点の電流値を用いてＡ／Ｆの値ＡＦの演算を実施することが望ましい。この場合、サイクルｎ－２の前半の期間であるマスク期間Ｔｍには判断処理が停止されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２の掃引収束点の電流値である演算用電流値を今回電流値または前回電流値として通常通りＡ／Ｆの値ＡＦが演算される。

一方、サイクルｎ＋２のように、サイクルの後半においてセンサ出力電流にノイズが重畳した場合には、検出電圧Ｘ１、検出信号Ｘ２および信号Ｘ３のセトリングタイムにもよるが、その掃引収束点の電流値はノイズの影響により本来の値から大きく外れた値となる可能性が高い。この場合、サイクルｎ＋２の後半の期間はマスク期間Ｔｍ以外の期間であることから判断処理が実行されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。

したがって、この場合、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦは、判断処理によってノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａであるサイクルｎ＋２の後の２つの掃引期間Ｔａにおいて更新が滞るものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。しかも、この場合、ノイズが重畳したもののそのノイズが掃引収束点の電流値に影響を及ぼさないと考えられる掃引期間Ｔａであるサイクルｎ－２の後の２つの掃引期間Ｔａにおいては通常通りＡ／Ｆの値ＡＦが更新される。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。さらに、本実施形態によれば、次のような効果も得られる。すなわち、本実施形態の演算部１７は、掃引期間Ｔａの開始タイミングから所定のマスク期間Ｔｍは、判断処理の実行を停止するようになっている。

このようにすれば、掃引期間Ｔａの開始タイミングの直後に重畳したノイズなど、演算用電流値として設定される掃引収束点の電流値に影響を及ぼさないノイズについては判断処理によって検出されることがなくなる。そのため、このようなノイズの重畳に起因してＡ／Ｆの値ＡＦの更新が滞ることが抑制され、その結果、検出のリアルタイム性が一層向上する。また、このようにすれば、閾値Ｔｈは、センサ印加電圧が変化するタイミングにおける前回値差分Ｘ４の大きさを考慮することなく、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳した際における前回値差分Ｘ４より小さい値となるように設定すればよい。そのため、本実施形態によれば、より小さなヒータ駆動ノイズがセンサ出力電流に重畳したことを検出すること、ひいては、そのようなヒータ駆動ノイズの影響を受けてＡ／Ｆの値ＡＦが真値から大きく外れた値になることを防止することができる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図９および図１０を参照して説明する。
第４実施形態では、演算部１７により実施される処理内容の一部が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１も参照しながら説明する。

本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたインピーダンスの値Ｚａｃを当該掃引期間Ｔａにおけるインピーダンスの算出結果として置き換える。例えば、図９に示すように、サイクルｎ－２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値Ｚａｃ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびｎにおける値Ｚａｃ（ｎ－１）およびＺａｃ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。

また、サイクルｎ＋２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値Ｚａｃ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびｎ＋４における値Ｚａｃ（ｎ＋３）および値Ｚａｃ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。なお、図９では、サイクルｎ＋４について、値ＡＦ（ｎ＋４）および値Ｚａｃ（ん＋４）以外の図示が省略されている。

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図１０を参照して説明する。図１０に示すように、本実施形態の制御および処理内容は、図４に示した第１実施形態における一連の制御および処理内容に対し、ステップＳ１１０に代えてステップＳ４１０が設けられている点などが異なっている。ステップＳ４１０に進むと、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された掃引期間Ｔａ、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、値ＡＦおよび値Ｚａｃの演算結果として、前回値、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａにて算出された値ＡＦおよび値Ｚａｃが引き継がれる。

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図９のタイミングチャートを参照して説明する。なお、本実施形態の正常時における動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは、本実施形態のノイズ重畳時における動作だけを説明する。本実施形態のノイズ重畳時における動作は、図９に示すようなものとなる。この場合も、図３に示した第１実施形態のノイズ重畳時における動作と同様、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しているものとする。

この場合も、サイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２では、センサ出力電流にノイズが重畳したことに伴い、前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上となり、判断処理によって、ノイズの重畳が検出される。サイクルｎ－２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値ＡＦ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびサイクルｎにおける値ＡＦ（ｎ－１）および値ＡＦ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。また、この場合、サイクルｎ－１およびサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値Ｚａｃ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびサイクルｎにおける値Ｚａｃ（ｎ－１）および値Ｚａｃ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。

また、サイクルｎ＋２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。また、この場合、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値Ｚａｃ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値Ｚａｃ（ｎ＋３）および値Ｚａｃ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。したがって、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃは、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａであるサイクルｎ－２およびｎ＋２のそれぞれの後の２つの掃引期間Ｔａにおいて更新が滞るものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。また、本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたインピーダンスの値Ｚａｃを当該掃引期間Ｔａにおけるインピーダンスの算出結果として置き換えるようになっている。このようにすれば、ヒータ３の通電に起因したノイズによるＡ／Ｆの検出精度の低下だけではなく、インピーダンスの検出精度の低下についても抑えることができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。

演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によってノイズが検出された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの値ＡＦの算出結果を、所定の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦに置き換えるようになっていたが、所定の掃引期間Ｔａより前の任意の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦに置き換えるようにしてもよい。

また、演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によってノイズが検出された場合、所定の掃引期間Ｔａの３つ後の掃引期間Ｔａ以降の掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの値ＡＦの算出結果についても同様に置き換えるようにしてもよい。さらに、演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によってノイズが検出された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは演算用電流値ＳＨを新たに設定することなく、前々回値を引き継いで用いるようになっていたが、所定の掃引期間Ｔａの２つ後の掃引期間Ｔａ以降の掃引期間Ｔａにおける演算用電流値ＳＨについても同様に前々回値を引き継いで用いるようにしてもよい。なお、このような変形は、インピーダンスの値Ｚａｃについても同様に適用することができる。

上述したように、Ａ／Ｆの値ＡＦの算出結果を置き換える期間や演算用電流値ＳＨを引き継いで用いる期間を延長すればするほど、検出のリアルタイム性、つまり応答性が低下することになる。しかし、一般的に、センサ印加電圧の周波数である掃引周波数が数ｋＨｚ程度であるのに対し、システムの応答性は数百Ｈｚ以下である。そのため、センサ印加電圧の周期である掃引期間である１００μｓ程度の期間延長については、問題が生じることはなく、許容することができる。要するに、上記した期間延長の最大値は、システムの目標とする応答性に応じて定めることができる。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

１…Ａ／Ｆセンサシステム、２…Ａ／Ｆセンサ、３…ヒータ、５…Ａ／Ｆセンサ制御装置、１０…端子駆動部、１１…センサ電流検出部、１７…演算部。

Claims (9)

1. 通電がオンオフ制御されるヒータ（３）により昇温される空燃比センサ（２）を制御する空燃比センサ制御装置（５）であって、
   前記空燃比センサに対して第１電圧値および前記第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する電圧印加部（１０）と、
   前記空燃比センサに流れる電流を検出する電流検出部（１１）と、
   前記電流検出部により検出された電流値を前記掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した前記電流値に基づいて前記掃引期間毎に前記空燃比センサにより検出される空燃比および前記空燃比センサのインピーダンスを算出する演算部（１７）と、
   を備え、
   前記演算部は、
   前記掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミング以前の所定のタイミングで取得した前記電流値を演算用電流値として設定し、
   前記掃引期間毎に、今回の掃引期間に設定した前記演算用電流値である今回電流値と今回の前記掃引期間の１つ前の前記掃引期間に設定した前記演算用電流値である前回電流値とに基づいて前記空燃比を算出し、
   所定の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、その所定の前記サンプリング周期より前の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、の差分が所定の閾値以上であるか否かを判断する判断処理を実行し、
   所定の前記掃引期間において前記判断処理によって前記差分が前記閾値以上であると判断された場合、所定の前記掃引期間の１つ後の前記掃引期間および２つ後の前記掃引期間では、所定の前記掃引期間以前に算出された前記空燃比の値を当該掃引期間における前記空燃比の算出結果として置き換える空燃比センサ制御装置。
2. 前記演算部は、
   前記掃引期間毎に、前記今回電流値と前記前回電流値とに基づいて前記インピーダンスを算出し、
   所定の前記掃引期間において前記判断処理によって前記差分が前記閾値以上であると判断された場合、所定の前記掃引期間の１つ後の前記掃引期間および２つ後の前記掃引期間では、所定の前記掃引期間に算出された前記インピーダンスの値を当該掃引期間における前記インピーダンスの算出結果として置き換える請求項１に記載の空燃比センサ制御装置。
3. 通電がオンオフ制御されるヒータ（３）により昇温される空燃比センサ（２）を制御する空燃比センサ制御装置（５）であって、
   前記空燃比センサに対して第１電圧値および前記第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する電圧印加部（１０）と、
   前記空燃比センサに流れる電流を検出する電流検出部（１１）と、
   前記電流検出部により検出された電流値を前記掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した前記電流値に基づいて前記掃引期間毎に前記空燃比センサにより検出される空燃比を算出する演算部（１７）と、
   を備え、
   前記演算部は、
   前記掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミング以前の所定のタイミングで取得した前記電流値を演算用電流値として設定し、
   前記掃引期間毎に、今回の掃引期間に設定した前記演算用電流値である今回電流値と今回の前記掃引期間の１つ前の前記掃引期間に設定した前記演算用電流値である前回電流値とに基づいて前記空燃比を算出し、
   所定の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、その所定の前記サンプリング周期より前の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、の差分が所定の閾値以上であるか否かを判断する判断処理を実行し、
   所定の前記掃引期間において前記判断処理によって前記差分が所定の閾値以上であると判断された場合、所定の前記掃引期間の１つ後の前記掃引期間では、所定の前記掃引期間の１つ前の前記掃引期間において設定した前記演算用電流値を当該掃引期間における前記演算用電流値として設定する空燃比センサ制御装置。
4. 前記演算部は、前記掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミングの直前の所定のタイミングで取得した前記電流値を前記演算用電流値として設定するようになっている請求項１から３のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。
5. 前記演算部は、所定の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、その所定の前記サンプリング周期より１つ前の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、の差分に基づいて前記判断処理を行うようになっている請求項１から４のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。
6. 前記演算部は、前記掃引期間の開始タイミングから所定のマスク期間は、前記判断処理の実行を停止する請求項１から５のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。
7. 前記演算部は、前記マスク期間を可変設定することができる構成となっている請求項６に記載の空燃比センサ制御装置。
8. 前記演算部は、前記閾値を可変設定することができる構成となっている請求項１から７のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。
9. 半導体集積回路として構成されている請求項１から８のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。

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