JP2022138448A - 空燃比センサ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模の増大を抑えつつ、オフセットに起因した検出誤差を低減する。【解決手段】端子駆動部１０は、空燃比センサに対して第１電圧値および第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する。シャント抵抗１５は、空燃比センサ２に流れる電流に対応した検出電圧Ｖｒ１を出力する。チョッピングスイッチ２９は、検出電圧Ｖｒ１を入力し、検出電圧Ｖｒ１を正転した電圧および検出電圧Ｖｒ１を反転した電圧を所定のチョッピング期間毎に交互に切り替えて出力する。制御部８は、チョッピングスイッチ２９の動作を制御するとともにチョッピングスイッチ２９の出力電圧に基づいて空燃比センサにより検出される空燃比を算出する。上記構成において、チョッピング期間は、掃引期間の２以上の整数倍に設定されている。【選択図】図２

Description

本発明は、空燃比センサを制御する空燃比センサ制御装置に関する。

特許文献１に開示されるように、空燃比センサを制御する空燃比センサ制御装置は、空燃比センサに対して所定の掃引期間毎にハイレベルおよびロウレベルが切り替わる印加電圧、つまり方形波の電圧を印加し、その際に空燃比センサから出力される電流を検出する。そして、空燃比センサ制御装置は、このように検出される電流の直流成分であるＤＣ電流に基づいて空燃比を検出するとともに、上記電流の交流成分であるＡＣ電流に基づいて空燃比センサのインピーダンスを検出するようになっている。なお、本明細書では、空燃比のことをＡ／Ｆと称することがある。

特開２０１９－７８８７号公報

上記したような構成の空燃比センサ制御装置では、空燃比センサから出力される電流を検出するための構成におけるオフセット、具体的には、アナログフロントエンドおよびＡ／Ｄ変換器におけるオフセットが、Ａ／Ｆの検出誤差となる。そのため、空燃比センサ制御装置では、このようなオフセットを極力低減することが望ましい。なお、本明細書では、アナログフロントエンドのことをＡＦＥと省略することがあるとともに、Ａ／Ｄ変換器のことをＡＤＣと省略することがある。

一般的なオフセットキャンセルの技術としては、例えば、ＡＦＥにチョッパーアンプを用いる第１技術、ＡＦＥにオートゼロアンプを用いる第２技術、システムでゼロ補正する第３技術などが挙げられる。第１技術によれば、低オフセットおよび低ノイズを実現することができる。ただし、第１技術では、回路規模が若干増大する点、掃引信号通過のために早いチョップが必要になる点、チョップ信号によりノイズが生じる点などの課題がある。

第２技術によれば、低オフセットおよび低ノイズを実現することができる。ただし、第２技術では、回路規模が増大する点、制御信号によるノイズおよび折り返しによるノイズが増大する点などの課題がある。第３技術によれば、追加回路を不要にすることができる。ただし、第３技術では、動的な補償が困難となる点、オフセットドリフトに対して脆弱である点などの課題がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模の増大を抑えつつ、オフセットに起因した検出誤差を低減することができる空燃比センサ制御装置を提供することにある。

請求項１に記載の空燃比センサ制御装置（５）は、空燃比センサ（２）を制御するものであり、電圧印加部（１０）、電流電圧変換部（１５）、チョッピングスイッチ（２９）および制御部（８）を備えている。電圧印加部は、空燃比センサに対して第１電圧値および第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する。電流電圧変換部は、空燃比センサに流れる電流に対応した検出電圧を出力する。チョッピングスイッチは、検出電圧を入力し、検出電圧を正転した電圧および検出電圧を反転した電圧を所定のチョッピング期間毎に交互に切り替えて出力する。制御部は、チョッピングスイッチの動作を制御するとともにチョッピングスイッチの出力電圧に基づいて空燃比センサにより検出される空燃比を算出する。

このように、請求項１に記載の空燃比センサ制御装置は、従来技術において説明した空燃比センサ制御装置に対し、チョッピングスイッチが追加された構成となっている。上記構成において、チョッピング期間は、掃引期間の２以上の整数倍に設定されている。このようにすれば、チョッピングスイッチから出力される電圧が切り替わる動作、つまりチョッピングスイッチによるチョッピング動作が掃引期間に同期したものとなる。そのため、チョッピングスイッチから出力される電圧において、空燃比センサに流れる電流を検出するための構成におけるオフセットが相殺される。したがって、上記構成によれば、大幅な回路構成の追加を必要とすることなく、オフセットを補償することができる。つまり、上記構成によれば、回路規模の増大を抑制しつつ、オフセットに起因した検出誤差を低減することができるという優れた効果が得られる。

第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの構成を模式的に示す図 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサ制御装置の具体的な構成の一例を示す図 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第２実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第１実施形態に係るＡ／ＦセンサシステムのＤＣ電流が負の値である場合の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第１実施形態に係るＡ／ＦセンサシステムのＤＣ電流が正の値である場合の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第２実施形態に係るＡ／ＦセンサシステムのＤＣ電流が負の値である場合の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第２実施形態に係るＡ／ＦセンサシステムのＤＣ電流が正の値である場合の動作の一例を説明するためのタイミングチャート 第３実施形態に係る制御部により実行される制御の具体的な適用例を説明するための図

以下、複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１～図３を参照して説明する。

図１に示すように、本実施形態のＡ／Ｆセンサシステム１は、例えば自動車などの車両に搭載される電子制御装置であるＥＣＵに設けられる。Ａ／Ｆセンサシステム１は、車両用の内燃機関が排出する排気ガスを被検出ガスとし、その排気中のＡ／ＦをＡ／Ｆセンサ２により検出するための各種制御処理を実行する。この場合、Ａ／Ｆセンサ２の近傍には、ヒータ３が設けられている。Ａ／Ｆセンサ２は、ヒータ３により、例えば８００℃程度まで昇温されるようになっている。

Ａ／Ｆセンサシステム１は、ＭＣＵ４および例えばＡＳＩＣなどの半導体集積回路として構成されたＡ／Ｆセンサ制御装置５を備えている。なお、ＭＣＵはMicro Controller Unitの略称であり、ＡＳＩＣはApplication Specific Integrated Circuitの略称である。ＭＣＵ４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを備え、ＣＰＵがＲＯＭに格納されているコンピュータプログラムを実行してコンピュータプログラムに対応する処理を実行することにより後述する各種の制御および処理を実行する。Ａ／Ｆセンサ制御装置５は、Ａ／Ｆセンサ２を制御するものであり、内部電源６、通信部７、制御部８、ヒータ制御部９、端子駆動部１０、センサ電流検出部１１などの機能ブロックを備えている。

内部電源６は、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の外部から供給される外部電源を用いて安定した直流電源を生成する。内部電源６は、生成した直流電源を、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の内部の各機能ブロックに供給する。通信部７は、ＭＣＵ４との間で通信を行う。通信部７は、ＭＣＵ４から各種指令を受信すると、それら各種指令を制御部８に伝達する。また、通信部７は、制御部８から各種情報が与えられると、それら各種情報をＭＣＵ４に送信する。

ヒータ制御部９には、ＭＣＵ４により生成されるヒータ３の駆動に関する指令信号Ｓａが与えられている。ヒータ制御部９は、指令信号Ｓａに基づいて、ヒータ３の駆動をデューティ制御するためのヒータ駆動信号Ｓｂを生成する。ヒータ駆動信号Ｓｂは、２値の信号であり、ハイレベルであるときにヒータ３の通電オンを指令するとともに、ロウレベルであるときにヒータ３の通電オフを指令する信号となっている。

ヒータ駆動信号Ｓｂは、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の外部に設けられたヒータ駆動部１２に与えられる。ヒータ駆動部１２は、例えばＭＯＳトランジスタにより構成されている。ヒータ駆動部１２のＭＯＳトランジスタは、ヒータ駆動信号Ｓｂに基づいてオンオフ制御される。これにより、ヒータ３の通電がオンオフ制御される。ヒータ制御部９によりヒータ３の通電がオンオフ制御されることにより、Ａ／Ｆセンサ２の温度が昇温される。Ａ／Ｆセンサ２には、排気ガスのＡ／Ｆと、その端子間電圧に応じた電流が流れる。

端子駆動部１０は、出力端子Ｐ１、Ｐ２を介してＡ／Ｆセンサ２の各端子間に電圧を印加するバッファアンプ１３、１４を備えている。Ａ／Ｆセンサ２の各端子間には、バッファアンプ１３、１４の各出力電圧の差に対応した電圧が印加されることになる。この場合、端子駆動部１０は、Ａ／Ｆセンサ２に対して第１電圧値ＶＨおよび第１電圧値ＶＨとは異なる第２電圧値ＶＬの印加電圧を所定の掃引期間Ｔａ毎に交互に切り替えて印加するものであり、電圧印加部として機能する。

Ａ／Ｆセンサ２に印加される電圧であるセンサ印加電圧は、矩形波の電圧となる。端子駆動部１０の動作は、制御部８により制御される。制御部８は、後述するようにして検出するＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスの検出値に基づいて、センサ印加電圧が適切な値となるように端子駆動部１０の動作を制御する。バッファアンプ１４の出力端子と出力端子Ｐ２との間には、シャント抵抗１５が接続されている。シャント抵抗１５は、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流を電圧に変換する、つまりＩ／Ｖ変換する。なお、以下の説明では、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流のことをセンサ出力電流と称することがある。

シャント抵抗１５の各端子間電圧である検出電圧Ｖｒ１は、センサ電流検出部１１に与えられている。この場合、シャント抵抗１５は、センサ出力電流に対応した検出電圧Ｖｒ１を出力するものであり、電流電圧変換部として機能する。センサ電流検出部１１は、シャント抵抗１５の各端子間電圧、つまり検出電圧Ｖｒ１に基づいてセンサ出力電流を検出する。センサ電流検出部１１は、センサ出力電流の検出結果を表す検出信号Ｃａｄを出力する。

センサ電流検出部１１から出力される検出信号Ｃａｄは、制御部８に与えられる。制御部８は、検出信号Ｃａｄに基づいて、Ａ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／ＦおよびＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスを算出する。制御部８は、レジスタ１６を備えており、そのレジスタ１６には、制御部８により実行される各種の処理および制御において用いられる各種の値などが格納される。

上記したような機能を実現するためのＡ／Ｆセンサ制御装置５の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示すように、制御部８は、電圧制御部２１、２２、タイミング制御部２３、復調部２４、ローパスフィルタ２５、演算部２６などの機能ブロックを備えている。端子駆動部１０は、前述したバッファアンプ１３、１４に加え、Ｄ／Ａ変換器２７、２８を備えている。なお、本明細書では、ローパスフィルタのことをＬＰＦと省略することがあるとともに、Ｄ／Ａ変換器のことをＤＡＣと省略することがある。センサ電流検出部１１は、チョッピングスイッチ２９、全差動型のアンプ３０、フィルタ回路３１およびＡＤＣ３２を備えている。

電圧制御部２１は、ＤＡＣ２７に対し、制御電圧Ｖｏ１に対応したデジタル信号を与える。制御電圧Ｖｏ１は、例えば図３に示すように、一定の電圧値Ｖｐを有する直流電圧である。これにより、直流電圧である制御電圧Ｖｏ１が、バッファアンプ１３および出力端子Ｐ１を介してＡ／Ｆセンサ２の一方の端子に与えられる。電圧制御部２２は、ＤＡＣ２８に対し、制御電圧Ｖｏ２に対応したデジタル信号を与える。

制御電圧Ｖｏ２は、例えば図３に示すように、第１電圧値ＶＨと第２電圧値ＶＬとが掃引期間Ｔａ毎に交互に切り替えられるパルス電圧である。これにより、パルス電圧である制御電圧Ｖｏ２が、バッファアンプ１４および出力端子Ｐ２を介してＡ／Ｆセンサ２の他方の端子に与えられる。電圧制御部２１、２２の動作は、タイミング制御部２３により制御される。

シャント抵抗１５の各端子間電圧、つまり検出電圧Ｖｒ１は、チョッピングスイッチ２９に与えられている。検出電圧Ｖｒ１は、例えば図３に示すような波形となる。なお、図３では、センサ出力電流がＡ／Ｆセンサ制御装置５に流れ込む方向を正として検出電圧Ｖｒ１が表されている。チョッピングスイッチ２９は、アナログ回路により構成されたものであり、検出電圧Ｖｒ１を入力し、検出電圧Ｖｒ１を正転した電圧および検出電圧Ｖｒ１を反転した電圧を所定のチョッピング期間Ｔｂ毎に交互に切り替えて出力する。

チョッピングスイッチ２９の動作は、制御部８のタイミング制御部２３から出力されるチョッピング信号Ｖｃにより制御される。チョッピング信号Ｖｃは、例えば図３に示すような２値の信号である。チョッピングスイッチ２９は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間、検出電圧Ｖｒ１を正転した電圧を出力するとともに、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間、検出電圧Ｖｒ１を反転した電圧を出力する。タイミング制御部２３は、チョッピング期間Ｔｂが掃引期間Ｔａの２以上の整数倍となるように、電圧制御部２１、２２およびチョッピングスイッチ２９の動作を制御する。

図３に示すように、本実施形態では、チョッピング期間Ｔｂは、掃引期間Ｔａの２倍、つまり「Ｔｂ＝２×Ｔａ」に設定されている。この場合、チョッピング信号Ｖｃのエッジは、制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジに同期しており、これにより、チョッピングスイッチ２９によるチョッピング動作が電圧制御部２１、２２による掃引動作に同期されている。なお、チョッピング信号Ｖｃのエッジが、制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジに同期していてもよい。

チョッピングスイッチ２９から出力される電圧である検出電圧Ｖｒ２は、例えば図３に示すような波形となる。すなわち、検出電圧Ｖｒ２は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間には検出電圧Ｖｒ１とほぼ同じ電圧となっており、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間には検出電圧Ｖｒ１を反転した電圧とほぼ同じ電圧となっている。なお、検出電圧Ｖｒ１と検出電圧Ｖｒ２との波形の形状が完全に一致していない理由は、次の通りである。すなわち、検出電圧Ｖｒ１から検出電圧Ｖｒ２への変換がアナログ回路によるものであり、チョッピングスイッチ２９の切り替えタイミングにおけるセトリングが完全には間に合わず、その結果、検出電圧Ｖｒ１および検出電圧Ｖｒ２の各波形の形状に若干の差異が生じている。

チョッピングスイッチ２９から出力される検出電圧Ｖｒ２は、アンプ３０に入力されている。アンプ３０は、検出電圧Ｖｒ２を所定の増幅率で増幅して出力する。アンプ３０の出力電圧は、フィルタ回路３１を介してＡＤＣ３２に入力される。フィルタ回路３１は、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２および１つのキャパシタＣ１から構成された１次のＣＲフィルタとなっている。フィルタ回路３１から出力される電圧は、ＡＤＣ３２の入力電圧Ｖｉｎとなる。入力電圧Ｖｉｎは、例えば図３に示すように、検出電圧Ｖｒ２を所定の増幅率で増幅した電圧となっている。ＡＤＣ３２は、入力電圧Ｖｉｎをデジタル信号に変換して出力する。センサ電流検出部１１は、ＡＤＣ３２から出力されるデジタル信号を、検出信号Ｃａｄとして出力する。

復調部２４は、検出信号Ｃａｄを入力し、検出信号Ｃａｄを復調した検出信号Ｃｄｍを出力する。ここで言う「復調」とは、検出信号Ｃａｄについて、チョッピングスイッチ２９の動作によって本来の値から反転されていた値を元に戻す動作のことである。復調部２４の動作は、タイミング制御部２３から出力されるチョッピング信号Ｖｃにより制御される。具体的には、復調部２４は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間、検出信号Ｃａｄを正転した信号を出力するとともに、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間、検出信号Ｃａｄを反転した信号を出力する。

復調部２４から出力される信号である検出信号Ｃｄｍは、例えば図３に示すような波形となる。すなわち、検出信号Ｃｄｍは、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間には入力電圧Ｖｉｎ、つまり検出信号Ｃａｄと同じ波形となっており、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間には入力電圧Ｖｉｎ、つまり検出信号Ｃａｄを反転したものと同じ波形となっている。復調部２４から出力される検出信号Ｃｄｍは、ＬＰＦ２５に入力される。

ＬＰＦ２５は、デジタルフィルタであり、入力された検出信号Ｃｄｍの高周波成分を除去した信号を出力する。演算部２６は、ＬＰＦ２５の出力信号に基づいて、Ａ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／ＦおよびＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスを算出する。演算部２６は、算出したＡ／Ｆおよびインピーダンスを表すデータを、通信部７を介してＭＣＵ４へ送信する。このように、上記構成では、制御部８は、チョッピングスイッチ２９の動作を制御するとともに、チョッピングスイッチ２９の出力電圧に基づいてＡ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／Ｆを算出するようになっている。

次に、演算部２６によるＡ／Ｆおよびインピーダンスの具体的な算出手法について、図３のタイミングチャートを参照して説明する。まず、演算部２６は、ＬＰＦ２５の出力信号をサンプルホールドすることにより、次のような各種の値を取得する。すなわち、演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間、電圧制御部２２が制御電圧Ｖｏ２を第２電圧値ＶＬから第１電圧値ＶＨへと変更制御する直前のタイミング、つまり制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＬｐとして取得する。

演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間、電圧制御部２２が制御電圧Ｖｏ２を第１電圧値ＶＨから第２電圧値ＶＬへと変更制御する直前のタイミング、つまり制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＨｐとして取得する。演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間、制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＬｍとして取得する。演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間、制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＨｍとして取得する。

演算部２６は、連続した４つのＡＤ変換結果を平均化するなどしてＡ／Ｆの値を算出する。つまり、この場合、Ａ／Ｆ演算における移動平均のタップ数は「４」となる。具体的には、演算部２６は、連続した４つのＡＤ変換結果ＡＤＨｐ、ＡＤＬｐ、ＡＤＨｍ、ＡＤＬｍなどを用いて、下記（１）式に基づいてセンサ出力電流のＤＣ成分であるＤＣ電流の電流値Ｉｓ、つまりＡ／Ｆの値を算出する。ただし、Ｇはアンプ３０の増幅率であり、Ｒｓはシャント抵抗１５の抵抗値である。

演算部２６は、連続した５つのＡＤ変換結果ＡＤＨｐ、ＡＤＬｍ、ＡＤＨｍ、ＡＤＬｐ、ＡＤＨｐ’を用いて、下記（２）式に基づいてΔＶａｄを算出する。なお、ＡＤ変換結果ＡＤＨｐ’は、ＡＤ変換結果ＡＤＨｐが取得された後に最初に取得される別のＡＤ変換結果ＡＤＨｐである。そして、演算部２６は、このようにして算出したΔＶａｄなどを用いて、下記（３）式に基づいて、Ａ／Ｆセンサ２のインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。ただし、ΔＶはセンサ印加電圧の振幅、つまり第１電圧値ＶＨと第２電圧値ＶＬとの差電圧である。

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
本実施形態のＡ／Ｆセンサ制御装置５が備えるセンサ電流検出部１１には、シャント抵抗１５の各端子間電圧である検出電圧Ｖｒ１を入力し、その検出電圧Ｖｒ１を正転した電圧および検出電圧Ｖｒ１を反転した電圧を所定のチョッピング期間Ｔｂ毎に交互に切り替えて出力するチョッピングスイッチ２９が設けられている。そして、制御部８は、チョッピングスイッチ２９の動作を制御するとともにチョッピングスイッチ２９の出力電圧である検出電圧Ｖｒ２を増幅およびＡ／Ｄ変換などすることにより得られる検出信号Ｃａｄに基づいてＡ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／Ｆを算出するようになっている。

このように、本実施形態のＡ／Ｆセンサ制御装置５は、従来技術において説明した空燃比センサ制御装置に対し、チョッピングスイッチ２９が追加された構成となっている。上記構成において、チョッピング期間Ｔｂは、センサ印加電圧の掃引期間Ｔａの２以上の整数倍に設定されている。このようにすれば、チョッピングスイッチ２９から出力される検出電圧Ｖｒ２が切り替わる動作、つまりチョッピングスイッチ２９によるチョッピング動作が掃引期間Ｔａに同期したものとなる。

そのため、チョッピングスイッチ２９から出力される検出電圧Ｖｒ２、ひいては検出信号Ｃａｄにおいて、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流を検出するための構成であるセンサ電流検出部１１、具体的にはアンプ３０およびＡＤＣ３２といった検出系におけるオフセットが相殺される。したがって、上記構成によれば、回路構成としてチョッピングスイッチ２９を追加するだけで、言い換えると、大幅な回路構成の追加を必要とすることなく、動的にオフセットを補償することができる。つまり、本実施形態によれば、回路規模の増大を抑制しつつ、オフセットに起因した検出誤差を低減することができるという優れた効果が得られる。なお、図３では、ＤＣ電流の電流値Ｉｓが０Ａとなる、つまり「Ｉｓ＝０Ａ」となるストイキの場合における各部の動作波形を例示している。Ａ／Ｆセンサ制御装置では、ストイキにおいて、Ａ／Ｆの検出について一層高い精度が要求されるが、本実施形態によれば、このような要求に対応することが可能となる。

本実施形態では、チョッピング期間Ｔｂは、掃引期間Ｔａの２倍に設定されているため、次のような効果も得られる。すなわち、この場合、チョッピングスイッチ２９によるチョッピング動作の速度が従来技術において説明した第１技術において用いられるチョッパーアンプに比べて低い速度となることから、制御クロックとなるチョッピング信号Ｖｃによるノイズ、フィードスルーによる残存オフセットの影響を小さく抑えることができ、その結果、検出誤差の低減効果が高まる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図４～図８を参照して説明する。
第１実施形態では、図３に示したように、復調後の検出信号Ｃｄｍの波形に現れるひげ状のパルスであるグリッジが立ち上がり時と立ち下がり時とにおいて非対称となっている。具体的には、検出信号Ｃｄｍの立ち上がり時にはグリッジが現れるものの、検出信号Ｃｄｍの立ち下がり時にはグリッジが現れない。

そのため、第１実施形態では、ＬＰＦ２５のセトリング誤差がサンプルホールドのタイミングまで残存する場合などには、検出信号Ｃｄｍの立ち上がり時の後にサンプルホールドして得られる値であるＡＤ変換結果ＡＤＬｐ、ＡＤＬｍがグリッジの影響を受けた値となるものの、検出信号Ｃｄｍの立ち下がり時の後にサンプルホールドして得られる値であるＡＤ変換結果ＡＤＨｐ、ＡＤＨｍはグリッジの影響を受けていない本来の値となる。そうすると、これらＡＤ変換結果ＡＤＬｐ、ＡＤＬｍ、ＡＤＨｐ、ＡＤＨｍを平均化するなどして算出されるＡ／Ｆの値に誤差が生じる可能性がある。

本実施形態では、このような点を改善するため、制御部８のタイミング制御部２３により実施される各種のタイミング制御の内容および演算部２６により実施される各種の演算の内容が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１および図２も参照しながら説明する。本実施形態のタイミング制御部２３は、チョッピング期間Ｔｂが掃引期間Ｔａの奇数倍となるように、電圧制御部２１、２２およびチョッピングスイッチ２９の動作を制御する。

図４に示すように、本実施形態では、チョッピング期間Ｔｂは、掃引期間Ｔａの３倍、つまり「Ｔｂ＝３×Ｔａ」に設定されている。この場合、チョッピング信号Ｖｃの立ち上がりエッジが制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジに同期するとともに、チョッピング信号Ｖｃの立ち下がりエッジが制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジに同期しており、これにより、チョッピングスイッチ２９によるチョッピング動作が電圧制御部２１、２２による掃引動作に同期されている。なお、チョッピング信号Ｖｃの立ち上がりエッジが制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジに同期するとともに、チョッピング信号Ｖｃの立ち下がりエッジが制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジに同期するようにしてもよい。

次に、本実施形態の演算部２６によるＡ／Ｆおよびインピーダンスの具体的な算出手法について、図４のタイミングチャートを参照して説明する。まず、演算部２６は、ＬＰＦ２５の出力信号をサンプルホールドすることにより、次のような各種の値を取得する。すなわち、演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間、制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＬｐ１、ＡＤＬｐ２として取得する。

演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがハイレベルである期間、制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＨｐとして取得する。演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間、制御電圧Ｖｏ２の立ち下がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＨｍ１、ＡＤＨｍ２として取得する。演算部２６は、チョッピング信号Ｖｃがロウレベルである期間、制御電圧Ｖｏ２の立ち上がりエッジの直前のタイミングにおいて検出信号Ｃｄｍが表す値を入力電圧に換算したものをＡＤ変換結果ＡＤＬｍとして取得する。

演算部２６は、連続した６つのＡＤ変換結果を平均化するなどしてＡ／Ｆの値を算出する。つまり、この場合、Ａ／Ｆ演算における移動平均のタップ数は「６」となる。具体的には、演算部２６は、連続した６つのＡＤ変換結果ＡＤＬｐ１、ＡＤＨｐ、ＡＤＬｐ２、ＡＤＨｍ１、ＡＤＬｍ、ＡＤＨｍ２などを用いて、下記（４）式に基づいてセンサ出力電流のＤＣ成分であるＤＣ電流の電流値Ｉｓ、つまりＡ／Ｆの値を算出する。

演算部２６は、連続した７つのＡＤ変換結果ＡＤＬｐ１、ＡＤＨｐ、ＡＤＬｐ２、ＡＤＨｍ１、ＡＤＬｍ、ＡＤＨｍ２、ＡＤＬｐ１’を用いて、下記（５）式に基づいてΔＶａｄを算出する。なお、ＡＤ変換結果ＡＤＬｐ１’は、ＡＤ変換結果ＡＤＬｐ１が取得された後に最初に取得される別のＡＤ変換結果ＡＤＬｐ１である。そして、演算部２６は、このようにして算出したΔＶａｄなどを用いて、第１実施形態において説明した（３）式に基づいて、Ａ／Ｆセンサ２のインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様、チョッピング動作が掃引期間Ｔａに同期したものとなるため、チョッピングスイッチ２９から出力される検出電圧Ｖｒ２、ひいては検出信号Ｃａｄにおいて、アンプ３０およびＡＤＣ３２といった検出系におけるオフセットが相殺される。したがって、本実施形態によっても、回路規模の増大を抑制しつつ、オフセットに起因した検出誤差を低減することができるという効果が得られる。

本実施形態では、チョッピング期間Ｔｂは、掃引期間Ｔａの奇数倍、具体的には掃引期間Ｔａの３倍に設定されているため、次のような効果も得られる。すなわち、本実施形態では、図４に示すように、復調後の検出信号Ｃｄｍには、立ち上がり時および立ち下がり時の両方にグリッジが現れている。つまり、本実施形態では、検出信号Ｃｄｍの波形に現れるグリッジは、検出信号Ｃｄｍの立ち上がり時と立ち下がり時とにおいて対称となっている。

そのため、本実施形態では、ＬＰＦ２５のセトリングタイムが長引くなどするセトリング誤差が、Ａ／Ｆの値などの演算に影響を及ぼすことが抑制され、その結果、Ａ／Ｆの値の検出誤差を一層低減することができる。また、本実施形態では、このようにＬＰＦ２５のセトリング誤差がＡ／Ｆの値などの演算に及ぼす影響を小さく抑えられることから、ＬＰＦ２５として、より強力なフィルタリング特性を有するフィルタを採用することが可能となり、その結果、ノイズ耐性を向上することができるという効果も得られる。

第１実施形態において、上述したようなグリッジの影響は、電流値Ｉｓが０Ａではない、つまり「Ｉｓ≒０Ａ」となる場合において一層顕著なものとなるが、本実施形態では、この点についても改善が図られている。以下、このような改善の内容について、図５～図８のタイミングチャートを参照して説明する。なお、図５は、第１実施形態において電流値Ｉｓが負の値である場合、つまり「Ｉｓ＜０Ａ」の場合における各部の動作波形を示しており、図６は、第１実施形態において電流値Ｉｓが正の値である場合、つまり「Ｉｓ＞０Ａ」の場合における各部の動作波形を示している。また、図７は、本実施形態において「Ｉｓ＜０Ａ」の場合における各部の動作波形を示しており、図８は、本実施形態において「Ｉｓ＞０Ａ」の場合における各部の動作波形を示している。

図５および図６に示すように、第１実施形態では、電流値Ｉｓが負の値であるとき、電流値Ｉｓが正の値であるときに比べ、グリッジが大きなものとなり、グリッジの影響が大きくなる。そのため、第１実施形態では、電流値Ｉｓの正負でグリッジの影響が平均化されることがなく、検出誤差の最大値が大きなものとなる。なお、第１実施形態において、チョッピング動作によるグリッジの影響は、電流値Ｉｓの符号と、掃引期間Ｔａおよびチョッピング期間Ｔｂの同期状態に依存する。これに対し、図７および図８に示すように、本実施形態では、電流値Ｉｓの絶対値が等しい場合には電流値Ｉｓが負の値であるときと電流値Ｉｓが正の値であるときとにおいてグリッジの影響が等しいものとなる。そのため、本実施形態では、電流値Ｉｓの正負でグリッジの影響が平均化され、検出誤差の最大値が低く抑えられる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図９を参照して説明する。
上記各実施形態の構成において、チョッピングスイッチ２９によるチョッピング動作を行わない場合には従来技術の構成と同等のものとなる。以下、このような構成のことを従来構成と称することとする。従来構成によれば、チョッピング動作が行われる上記各実施形態に比べ、Ａ／Ｆの値などの検出のリアルタイム性、つまり応答性を高めることができるものの、検出誤差が生じ易くなる。また、第１実施形態によれば、第２実施形態に比べ、チョッピング期間Ｔｂが短いとともにＡ／Ｆ演算における移動平均のタップ数が小さいため、Ａ／Ｆの値などの検出の応答性を高めることができるものの、検出誤差低減の効果が小さくなる。

すなわち、検出の応答性は、「第２実施形態」＜「第１実施形態」＜「従来構成」という順に高くなり、検出精度は、「従来構成」＜「第１実施形態」＜「第２実施形態」という順に高くなる。検出の応答性の低下の許容範囲はシステムに依存する。一般的に、センサ印加電圧の周波数である掃引周波数が数ｋＨｚ程度であるのに対し、システムの応答性は数百Ｈｚ以下である。そのため、第２実施形態における検出の応答性であれば、一般的なシステムであれば許容することができる。

このような点を踏まえると、上記した各構成を組み合わせれば検出の応答性および検出精度の両立を図ることが可能になると考えられる。そこで、第３実施形態では、制御部８は、チョッピングスイッチ２９の動作を有効化または無効化することができる構成となっている。また、制御部８は、チョッピング期間Ｔｂを可変設定することができる構成となっている。この場合、チョッピング期間Ｔｂは、レジスタ１６に格納されるようになっており、その値はレジスタ１６の設定により可変となっている。

具体的には、制御部８は、チョッピング期間Ｔｂを、第１実施形態におけるチョッピング期間「Ｔｂ＝２×Ｔａ」である第１期間Ｔｂ１と、第２実施形態におけるチョッピング期間「Ｔｂ＝３×Ｔａ」である第２期間Ｔｂ２と、のいずれかに切り替えることができる構成となっている。また、制御部８は、このようなチョッピング期間の切り替えに応じて、演算における移動平均のタップ数、つまり演算タップ数も切り替えるようになっている。つまり、本実施形態では、制御部８は、動的に、チョッピング期間Ｔｂおよび演算タップ数を切り替えるようになっている。

次に、このような本実施形態の具体的な適用例について図９のフローチャートに沿って説明する。制御部８は、図９に示すような内容の処理を所定の周期毎に実行するようになっている。まず、ステップＳ１００では、アクセルの踏み込み量が取得される。この場合、制御部８は、アクセルの踏み込み量について、例えば「大」、「中」、「小」の３段階で判定することができるようになっている。ステップＳ２００では、アクセルの踏み込み量が「大」であるか否かが判断される。

アクセルの踏み込み量が「大」であると判定されていた場合、ステップＳ２００で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ３００に進む。ステップＳ３００では、チョッピングスイッチ２９の動作が無効化される、つまり「チョッピング動作＝無し」に設定される。ステップＳ３００の実行後、本処理が終了となる。一方、アクセルの踏み込み量が「中」または「小」であると判定されていた場合、ステップＳ２００で「ＮＯ」となり、ステップＳ４００に進む。ステップＳ４００では、チョッピングスイッチ２９の動作が有効化される、つまり「チョッピング動作＝有り」に設定される。

ステップＳ４００の実行後はステップＳ５００に進み、アクセルの踏み込み量が「中」であるか否かが判断される。アクセルの踏み込み量が「中」であると判定されていた場合、ステップＳ５００で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ６００に進む。ステップＳ６００では、チョッピング期間が第１期間Ｔｂ１に設定される。一方、アクセルの踏み込み量が「小」であると判定されていた場合、ステップＳ５００で「ＮＯ」となり、ステップＳ７００に進む。ステップＳ７００では、チョッピング期間が第２期間Ｔｂ２に設定される。ステップＳ６００またはＳ７００の実行後、本処理が終了となる。

アクセルが大きく踏み込まれたときなどにはＡ／Ｆの値が急激に変化するため、Ａ／Ｆの値の演算には一層リアルタイム性が求められる一方で、検出精度についてはそれほど高いものが要求されることはない。これに対し、アクセルがあまり踏み込まれないときなどにはストイキ近傍となってＡ／Ｆの値があまり変化しないため、Ａ／Ｆの値の演算には非常に高い精度が要求される一方で、演算のリアルタイム性はあまり求められない。そこで、上記した適用例では、アクセルの踏み込み量に応じて、チョッピング動作の有無が切り替えられるとともに、チョッピング期間が切り替えられるようになっている。

具体的には、上記した適用例によれば、アクセルの踏み込み量が「大」であるときには、チョッピング動作が無しとされることにより、検出精度は低下するものの、検出の応答性を最大限に高めることができる。また、上記した適用例によれば、アクセルの踏み込み量が「小」であるときには、チョッピング動作が有りとされるとともにチョッピング期間が第２期間Ｔｂ２とされることにより、検出の応答性は低下するものの、検出精度を最大限に高めることができる。また、上記した適用例によれば、アクセルの踏み込み量が「中」であるときには、チョッピング動作が有りとされるとともにチョッピング期間が第１期間Ｔｂ１とされることにより、検出の応答性および検出精度の双方を要求される水準に達する程度に高めることができる。

以上説明したように、本実施形態では、制御部８がチョッピング動作を有効化または無効化することができるとともに、チョッピング期間を可変設置することができる構成となっている。つまり、本実施形態の制御部８は、動的に、チョッピング動作の有無を切り替えるとともに、チョッピング期間および演算タップ数を切り替えるようになっている。このようにすれば、検出精度を良好に維持しつつも必要な期間だけ応答性を高めるという具合に、検出の応答性および検出精度の両立を図ることができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。

チョッピング期間は、掃引期間の２以上の整数倍に設定されていればよい。例えば、チョッピング期間は、掃引期間の４倍、６倍など、掃引期間の４以上の偶数倍に設定することができる。この場合、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、例えば、チョッピング期間は、掃引期間の５倍、７倍など、掃引期間の５以上の奇数倍に設定することができる。この場合、第２実施形態と同様の効果が得られる。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

１…Ａ／Ｆセンサシステム、２…Ａ／Ｆセンサ、５…Ａ／Ｆセンサ制御装置、８…制御部、１０…端子駆動部、１５…シャント抵抗、２９…チョッピングスイッチ。

Claims (7)

1. 空燃比センサ（２）を制御する空燃比センサ制御装置（５）であって、
   前記空燃比センサに対して第１電圧値および前記第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する電圧印加部（１０）と、
   前記空燃比センサに流れる電流に対応した検出電圧を出力する電流電圧変換部（１５）と、
   前記検出電圧を入力し、前記検出電圧を正転した電圧および前記検出電圧を反転した電圧を所定のチョッピング期間毎に交互に切り替えて出力するチョッピングスイッチ（２９）と、
   前記チョッピングスイッチの動作を制御するとともに前記チョッピングスイッチの出力電圧に基づいて前記空燃比センサにより検出される空燃比を算出する制御部（８）と、
   を備え、
   前記チョッピング期間は、前記掃引期間の２以上の整数倍に設定されている空燃比センサ制御装置。
2. 前記チョッピング期間は、前記掃引期間の２倍に設定されている請求項１に記載の空燃比センサ制御装置。
3. 前記チョッピング期間は、前記掃引期間の奇数倍に設定されている請求項１に記載の空燃比センサ制御装置。
4. 前記チョッピング期間は、前記掃引期間の３倍に設定されている請求項３に記載の空燃比センサ制御装置。
5. 前記制御部は、前記チョッピングスイッチの動作を有効化または無効化することができる構成となっている請求項１から４のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。
6. 前記制御部は、前記チョッピング期間を可変設定することができる構成となっている請求項１から５のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。
7. 半導体集積回路として構成されている請求項１から６のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。

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