JP3736430B2 - 酸素濃度検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車載用エンジンの排気ガス中の酸素濃度を検出する酸素濃度検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、車載用エンジンの空燃比制御においては、例えば制御精度を高めるといった要望や環境問題に起因するリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応すべく、被検出ガスとしての排気ガス中の酸素濃度（延いては、エンジンに吸入される混合気の空燃比）を広域に且つリニアに検出可能な酸素濃度センサ（以下、空燃比センサともいう）が提供されている。
【０００３】
そして、このような空燃比センサを用いた空燃比検出装置（酸素濃度検出装置）としては、例えば特開平１１−２０１９３５号公報、特開平１１−２１１６９２号公報、及び特開平９−２９２３６４号公報などに記載されているものがあり、この種の空燃比検出装置では、空燃比センサへの印加電圧を任意に変化させて、空燃比センサの検出動作領域（ダイナミックレンジ）を最適化するようにしている。
【０００４】
具体的に説明すると、まず、この種の空燃比検出装置に用いられる空燃比センサは、それの電圧−電流特性を例示する図１０のように、電圧の印加に伴って排気ガス中の酸素濃度（延いては空燃比）に応じた電流が流れるように構成されている。尚、図１０において、横軸である電圧軸Ｖは、空燃比センサへの印加電圧の値を表し、縦軸である電流軸Ｉは、空燃比センサに流れるセンサ電流の値を表している。
【０００５】
そして、図１０において、電圧軸Ｖに並行なセンサ電流の直線部分がセンサの限界電流を示しており、この限界電流の値が空燃比（Ａ／Ｆ）の値に対応している。
このため、空燃比検出装置は、空燃比センサに所定の電圧を印加しつつ、その空燃比センサに流れる上記限界電流の値を検出して空燃比を算出するが、その限界電流の値を正しく検出するために、空燃比センサへの印加電圧をアクティブに調節する。
【０００６】
つまり、図１０において、空燃比センサへの印加電圧を同図のＶｐｏとした場合には、Ａ／Ｆ＝１２からＡ／Ｆ＝１８までの限界電流は検出することができるが、それ以上の空燃比では限界電流を検出することができず、例えばＡ／Ｆ＝２０とＡ／Ｆ＝２１との区別は出来なくなってしまう。
【０００７】
そこで、上記各公報に記載の空燃比検出装置では、空燃比検出のための各種処理を実行するマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）に内蔵されたＤ／Ａコンバータ、或いは、そのマイコンの外部に設けられたＤ／Ａコンバータを用いて、空燃比センサへの印加電圧を、空燃比センサの検出動作領域が最適となるように変化させるようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年、マイコンにおいては、高速処理化及び高集積化に伴って、デジタル化及び小型化が進められている。
つまり、マイコンにおいて、本来のデジタル処理を行うデジタル部は、技術の進歩によって、年々、小型化されているが、Ｄ／Ａコンバータなどのアナログ部は、小型化するのに限度があり、マイコン全体の小型化及び低コスト化の妨げになるため、近年では、そのようなアナログ部をマイコンに内蔵させない傾向にある。
【０００９】
これに対して、例えば上記特開平１１−２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に記載の空燃比検出装置では、マイコンに内蔵されたＤ／Ａコンバータの出力電圧が、マイコン外部のバッファを介して、空燃比センサの端子へ印加されるように構成し、これにより、空燃比センサへの空燃比検出用の印加電圧を可変にしている。
【００１０】
よって、上記両公報に記載の空燃比検出装置では、使用されるマイコンを小型で安価なものにすることができず（換言すれば、Ｄ／Ａコンバータを内蔵しない小型で安価なマイコンを用いることができず）、その結果、装置全体の小型化及び低コスト化を達成するのに限界が生じてしまう。
【００１１】
しかも、高速処理可能なマイコンでは、内部で発生するノイズが大きい傾向にあるため、内蔵されたＤ／Ａコンバータの出力精度に悪影響を与える可能性がある。このため、上記両公報に記載のように、マイコンに内蔵のＤ／Ａコンバータを用いて空燃比センサへの印加電圧を変化させるように構成した場合には、空燃比センサへの印加電圧の制御精度を向上させるという点においても不利な面がある。
【００１２】
また、上記特開平９−２９２３６４号公報に記載されているように、マイコンとは別体のＤ／Ａコンバータを用いることも考えられるが、空燃比検出装置を構成する部品の数が増加することにより、装置の大型化を招いてしまい、しかも、マイコンが外部のＤ／Ａコンバータを制御するためのシリアル通信線や多数の制御線を装置内に配設しなければならないという問題が生じる。
【００１３】
一方更に、空燃比センサへの空燃比検出用の印加電圧は、出来るだけ細かく且つ徐々に変えることが望ましい。つまり、通常の空燃比検出時（酸素濃度検出時）において、空燃比センサへの印加電圧を急に大きく変えてしまうと、その電圧変化に伴う交流電流がセンサに流れてしまい、本来の限界電流値を正確に検出することができなくなってしまうからである。
【００１４】
そして、上記各公報に記載の技術では、空燃比センサへの印加電圧を細かく変えるために、高分解能で高価なＤ／Ａコンバータが必要となってしまう。
例えば、Ｄ／Ａコンバータの電源電圧（即ち最大出力電圧）を５Ｖとすると、１０ビット分解能の高価なＤ／Ａコンバータを使用した場合、空燃比センサへの印加電圧の可変分解能は約４．８８ｍＶ（＝５Ｖ／１０２４）にまで小さくすることができるが、６ビット分解能の安価なＤ／Ａコンバータを使用したならば、空燃比センサへの印加電圧の可変分解能は約７８ｍＶ（＝５Ｖ／６４）にまで大きくなってしまい、空燃比センサへの印加電圧は、０ｍＶ，７８ｍＶ，１５６ｍＶ，２３４ｍＶ，３１２ｍＶ，３９０ｍＶ，４６８ｍＶといった具合にしか変えることができなくなってしまう。
【００１５】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、酸素濃度センサへ酸素濃度を検出するために印加する検出用電圧を、高分解能且つ高精度に変えることができ、しかも安価な酸素濃度検出装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の酸素濃度検出装置は、入力部に入力される指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサへ印加する電圧印加手段と、マイコン（マイクロコンピュータ）とを備えている。そして、マイコンは、被検出ガス中の酸素濃度を検出するための検出用電圧が酸素濃度センサへ印加されるように、電圧印加手段への前記指令電圧を制御すると共に、酸素濃度センサに流れる電流を検出して被検出ガス中の酸素濃度を算出する。
【００１７】
そして特に、請求項１の酸素濃度検出装置では、マイコンの出力ポートから出力される２値振幅のオン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるようになっており、マイコンは、上記出力ポートから出力するオン／オフ信号のデューティ比により、電圧印加手段から酸素濃度センサへの検出用電圧（即ち、酸素濃度検出用の印加電圧）を変化させる。
【００１８】
つまり、オン／オフ信号は、オンに相当するハイレベルとオフに相当するローレベルとの２値振幅の信号であり、それを積分回路で平滑化した電圧であって、電圧印加手段の入力部に入力される指令電圧（延いては、酸素濃度センサへの印加電圧）は、そのオン／オフ信号のデューティ比に比例して、該デューティ比が大きくなるほど高くなる。このため、マイコンは、積分回路へのオン／オフ信号のデューティ比を変えることで、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧を調節することができる。
【００１９】
このような請求項１の酸素濃度検出装置によれば、以下の効果が得られる。
（Ａ）酸素濃度センサに印加する検出用電圧を、マイコン内外のＤ／Ａコンバータを用いることなく可変にすることができるため、装置の小型化及び低コスト化を達成できる。
【００２０】
（Ｂ）印加電圧の可変分解能は、マイコンが出力するオン／オフ信号のデューティ比の分解能に等しいため、Ｄ／Ａコンバータを用いる従来の方法と比べて、印加電圧を非常に細かく設定することができる。つまり、マイコンが出力するオン／オフ信号のデューティ比の分解能を上げることは、日進月歩で高速化される近年のマイコンにおいては極めて容易なことであり、このため、酸素濃度センサへの印加電圧を非常に細かい分解能で可変にすることができる。
【００２１】
（Ｃ）マイコン内蔵のＤ／Ａコンバータを用いた場合のようにマイコン内部のノイズの影響がなく、電圧印加手段への指令電圧及び酸素濃度センサへの印加電圧は、マイコンからのオン／オフ信号のデューティ比に忠実なものとなるため、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することができる。
【００２２】
（Ｄ）マイコンからのオン／オフ信号を積分回路で平滑化するため、酸素濃度センサへの印加電圧をスムーズに変化させることができる。
尚、Ｄ／Ａコンバータを用いた従来の方法でも積分回路は必要となる。つまり、例えば１０ビット分解能のＤ／Ａコンバータを用いたとしても、酸素濃度センサへの印加電圧の可変分解能は約４．８８ｍＶであり、印加電圧の変更時に平滑化しないと、センサ電流に少なからず影響を与えてしまうからである。このため、マイコンからのオン／オフ信号を積分回路で平滑化する本構成を採用したことで、回路規模を特に大きくしてしまうことはない。
【００２３】
以上のことから、請求項１の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加する検出用電圧を、安価な構成で、しかも、高分解能且つ高精度に変えることができるようになる。
次に、請求項２に記載の酸素濃度検出装置は、上記請求項１の酸素濃度検出装置に対して、以下のような変換回路を備えている。
【００２４】
即ち、変換回路は、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信号を、該オン／オフ信号の振幅を小さくし且つローレベルの電圧を変えたオン／オフ信号に変換して出力する。尚、ここでの振幅とは、オン／オフ信号のローレベルからハイレベルまでの電圧差のことである。
【００２５】
そして更に、請求項２の酸素濃度検出装置では、上記変換回路の出力信号（即ち、振幅とローレベル電圧とを変えた後のオン／オフ信号）を積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるようになっている。
【００２６】
そして、このような請求項２の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度センサへの印加電圧を細かく制御するのに非常に有利である。また、積分回路の構成を簡素化することができると共に、酸素濃度センサへの印加電圧を変える際の応答性を向上させることができる。
【００２７】
この理由について説明する。
まず、一般に、マイコンの電源電圧は５Ｖであり、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信号は、振幅が５Ｖで且つローレベルの電圧が０Ｖとなる。つまり、マイコンから出力されるオン／オフ信号のハイレベルの電圧は５Ｖであり、ローレベルの電圧は０Ｖである。
【００２８】
このため、請求項１に記載の酸素濃度検出装置において、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加するものとして説明すると、マイコンから出力されるオン／オフ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えれば、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧は、０Ｖから５Ｖまでの範囲で変わることとなる。
【００２９】
これに対して、一般に、被検出ガス中の酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加すべき検出用電圧は、５Ｖも変化させる必要がなく、その検出用電圧の最大可変幅は、５Ｖの１０の１程度（例えば０．４Ｖ程度）である。
そして、このような場合、即ち、検出用電圧の最大可変幅（上記例では０．４Ｖ）がマイコンからのオン／オフ信号の振幅（上記例では５Ｖ）に対して非常に小さい場合に、マイコンから出力されるオン／オフ信号を、そのまま積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるように構成すると、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲分だけ変化させるためのオン／オフ信号のデューティ比範囲（以下、制御対象デューティ比範囲という）が、０％から１００％までの全範囲よりも非常に狭い範囲になってしまい、酸素濃度センサへの印加電圧を細かく制御するのには不利である。
【００３０】
つまり、オン／オフ信号のデューティ比の可変分解能が同じであるならば、上記の制御対象デューティ比範囲が狭い場合ほど、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能が荒くなってしまうからである。
【００３１】
そこで、請求項２に記載の酸素濃度検出装置のように、マイコンから出力されるオン／オフ信号を、そのオン／オフ信号の振幅を小さくし且つローレベルの電圧を変えたオン／オフ信号に変換した上で、積分回路に入力させるように構成すれば、上記の制御対象デューティ比範囲を広くすることができ、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能を、非常に細かくすることができるのである。
【００３２】
しかも、積分回路に入力されるオン／オフ信号の振幅が小さくなるため、その積分回路での電圧平滑化効果（即ち、フィルタ効果）が小さくても、平滑化後の電圧に生じるリップル（即ち電圧の脈動）を小さく抑えることができる。
このため、積分回路の構成を簡素化することができる。そして更に、積分回路での電圧平滑化効果が小さくて済むため、マイコンからのオン／オフ信号のデューティ比を変えた際に、電圧印加手段への指令電圧が速やかに変わることとなり、その結果、酸素濃度センサへの印加電圧を変える際の応答性も向上させることができる。
【００３３】
また特に、請求項２に記載の酸素濃度検出装置において、変換回路から出力されるオン／オフ信号の振幅及びローレベルの電圧は、請求項３に記載の如く、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えることにより、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧が前記検出用電圧の最大可変範囲分だけ変わるように設定することが最も好ましい。
【００３４】
つまり、このように設定すれば、制御対象デューティ比範囲が０％から１００％までの全範囲となり、オン／オフ信号のデューティ比の可変分解能が同じであるならば、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能を、最も細かくすることができるからである。
【００３５】
次に、請求項４に記載の酸素濃度検出装置では、上記請求項１〜３の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、マイコンは、積分回路で平滑化された電圧を検出し、その検出値に基づいて、酸素濃度センサへの実際の印加電圧と、酸素濃度センサへの目標の印加電圧（即ち、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加すべき目標の印加電圧であり、以下、目標印加電圧という）との差が小さくなるように、上記オン／オフ信号のデューティ比を変化させるようにしている。
【００３６】
つまり、請求項４の酸素濃度検出装置では、マイコンが、オン／オフ信号のデューティ比をフィードバック制御するようにしており、このように構成すれば、酸素濃度センサへの印加電圧を、より精度良く最適値に調節することができる。尚、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、積分回路で平滑化された電圧の検出値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。また、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧のｎ倍（ｎ≠１）の電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、積分回路で平滑化された電圧の検出値をｎ倍した値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。
【００３７】
ところで、マイコンからのオン／オフ信号を平滑化する積分回路は、請求項５に記載のように、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けた構成のものとすれば、より効果的である。
つまり、積分回路として、コンデンサと抵抗とからなる１つのローパスフィルタ回路を用いても良いが、その場合、平滑化後の電圧に生じるリップルを小さく抑えるためには、静電容量の大きいコンデンサと抵抗値の大きい抵抗とが必要になる。そして、一般に、コンデンサは、静電容量が大きくなると単価が高くなり、また、電子回路では、抵抗値の大きい抵抗を用いると、外来ノイズに弱くなる傾向がある。
【００３８】
そこで、請求項５に記載の如く、積分回路を、コンデンサと抵抗とからなるローパスフィルタ回路を複数段直列に設けたものとすれば、比較的小さい静電容量のコンデンサと低抵抗値の抵抗とを使用して、平滑化後の電圧におけるリップルを十分に抑制できるようになり、その結果、低コストでノイズに強い積分回路を得ることができるのである。
【００３９】
一方、積分回路として、上記のように、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けた構成のものを用いると共に、マイコンが、オン／オフ信号のデューティ比をフィードバック制御するように構成する場合には、請求項６に記載のようにしても良い。
【００４０】
即ち、請求項６に記載の酸素濃度検出装置では、請求項１〜３の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、積分回路が、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けて構成されている。
そして、マイコンは、積分回路を成す複数のローパスフィルタ回路のうち、最終段のローパスフィルタ回路以外のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、該平均化処理で算出した平均値に基づいて、酸素濃度センサへの実際の印加電圧と酸素濃度センサへの目標の印加電圧（目標印加電圧）との差が小さくなるように、出力ポートからのオン／オフ信号のデューティ比を変化させる。
【００４１】
尚、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、平均化処理で算出した平均値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。また、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧のｎ倍（ｎ≠１）の電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、平均化処理で算出した平均値をｎ倍した値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。
【００４２】
このような請求項６の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度センサにリップルがない一定の電圧を印加することと、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することとを、両立させ易くすることができる。
つまり、まず、積分回路の最終段のローパスフィルタ回路から出力される電圧Ｖｅｎｄは、電圧印加手段への指令電圧となるため、この電圧Ｖｅｎｄは、酸素濃度センサへの印加電圧が脈動してしまわないように、十分に平滑化されたものとなる。
【００４３】
よって、積分回路の最終段のローパスフィルタ回路から出力される電圧ＶｅｎｄをＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換するように構成した場合、そのＡ／Ｄ変換器の分解能（１ＬＳＢ）が大きいと、その電圧Ｖｅｎｄの変化を捉えることができず、マイコンによるオン／オフ信号のフィードバック制御の精度を上げることができなくなる。
【００４４】
そこで、請求項６の酸素濃度検出装置では、最終段のローパスフィルタ回路以外のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧Ｖｍｉｄには、多少の脈動が残っていることに着目して、その電圧ＶｍｉｄをＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、その平均化処理で算出した平均値を、電圧印加手段への指令電圧の検出値として、デューティ比のフィードバック制御に用いるようにしている。そして、このため、Ａ／Ｄ変換器の分解能以上の性能を出すことができ、延いては、酸素濃度センサにリップルがない一定の電圧を印加することと、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することとを、高分解能で高価なＡ／Ｄ変換器を用いなくても、両立させることができるようになるのである。
【００４５】
一方、上記請求項１〜６の酸素濃度検出装置において、電圧印加手段は、請求項７に記載の如く、酸素濃度センサの一対の各端子Ａ，Ｂに対応して入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される指令電圧（以下、第１の指令電圧という）に応じた電圧を酸素濃度センサの一方の端子Ａに印加すると共に、他方の入力部に入力される指令電圧（以下、第２の指令電圧という）に応じた電圧を酸素濃度センサの他方の端子Ｂに印加するように構成することができる。そして、この場合には、請求項７に記載の如く、積分回路で平滑化された電圧（即ち、オン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧）が、電圧印加手段の前記一方の入力部に第１の指令電圧として供給され、電圧印加手段の他方の入力部へは、予め設定された基準電圧が第２の指令電圧として供給されるように構成すれば良い。
【００４６】
つまり、この構成によれば、酸素濃度センサの一方の端子Ａには、マイコンからのオン／オフ信号のデューティ比に応じた電圧が印加され、酸素濃度センサの他方の端子Ｂには、基準電圧に対応した一定の電圧が印加されることとなる。そして、酸素濃度センサの一方の端子Ａに印加される電圧が可変となることで、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧が可変となる。
【００４７】
但し、上記請求項７の構成を採用した場合、マイコンの出力ポートから電圧印加手段の一方の入力部に至るまでの回路の電圧応答特性と、電圧印加手段の他方の入力部に上記基準電圧を供給するための回路の電圧応答特性とが大きく異なっていると、電源投入時や電源遮断時において、酸素濃度センサの各端子に夫々印加される各電圧の立ち上がり特性及び立ち下がり特性が大きく異なってしまい、その結果、酸素濃度センサの両端子間に過大電圧あるいは負電圧がかかってしまう可能性がある。
【００４８】
図１１を用いて具体的に説明すると、まず図１１（ａ）は、酸素濃度センサのプラス側端子ＡＦ＋とマイナス側端子ＡＦ−とのうち、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧の変化特性の方が急峻である場合を表している。そして、この場合、電源投入時（即ち、センサへの電圧印加開始時）には、酸素濃度センサに過大な電圧がかかり、電源遮断時（即ち、センサへの電圧印加停止時）には、酸素濃度センサに負電圧がかかってしまうこととなる。
【００４９】
また、図１１（ｂ）は、酸素濃度センサのプラス側端子ＡＦ＋とマイナス側端子ＡＦ−とのうち、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧の変化特性の方が急峻である場合を表している。そして、この場合、電源投入時には、酸素濃度センサに負電圧がかかり、電源遮断時には、酸素濃度センサに過大電圧がかかってしまうこととなる。
【００５０】
そこで、この問題を確実に回避するためにには、請求項８に記載の如く構成するのが効果的である。
即ち、まず、請求項８に記載の酸素濃度検出装置では、上記請求項７の酸素濃度検出装置と同様に、電圧印加手段が、酸素濃度センサの一対の各端子Ａ，Ｂに対応して入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される第１の指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサの一方の端子Ａに印加すると共に、他方の入力部に入力される第２の指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサの他方の端子Ｂに印加するように構成されている。そして、積分回路で平滑化された電圧（オン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧）が、電圧印加手段の前記一方の入力部に第１の指令電圧として供給される。
【００５１】
そして特に、請求項８の酸素濃度検出装置では、電圧印加手段の前記他方の入力部に対しても、前記積分回路と同じ構成の第２の積分回路が備えられており、マイコンの前記出力ポートとは異なる出力ポート（以下、第２の出力ポートという）から出力される２値振幅のオン／オフ信号を前記第２の積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の前記他方の入力部に第２の指令電圧として供給される。
【００５２】
つまり、請求項８の酸素濃度検出装置では、電圧印加手段の２つの入力部へ夫々供給する各指令電圧を、同じ構成の回路で生成するようにしている。
このような請求項８の酸素濃度検出装置によれば、マイコンの各出力ポートから電圧印加手段の各入力部に至るまでの各回路の電圧応答特性は、ほぼ等しくなるため、電源投入時や電源遮断時において、酸素濃度センサの各端子に夫々印加される各電圧の立ち上がり及び立ち下がり特性が図１１の如く異なってしまうことが防止される。よって、電源投入時や電源遮断時において酸素濃度センサの両端子間に過大電圧や負電圧がかかってしまうことを確実に防止することができる。
【００５３】
しかも、請求項８の酸素濃度検出装置によれば、マイコンは、上記第２の出力ポートから出力するオン／オフ信号のデューティ比を変えることで、電圧印加手段への第２の指令電圧（延いては、酸素濃度センサの他方の端子Ｂへの印加電圧）も任意に変化させることができ、酸素濃度センサの各端子に印加される両方の電圧を調節することができるという利点もある。
【００５４】
尚、請求項８の酸素濃度検出装置において、請求項２に記載の変換回路を備える場合には、マイコンの上記第２の出力ポートと第２の積分回路との間に、上記変換回路と同様の構成の回路（第２の変換回路）を設けるようにして、マイコンの各出力ポートから電圧印加手段の各入力部に至るまでの各回路の電圧応答特性を、より一層等しくなるようにしても良い。
【００５５】
ところで、一般に、この種の酸素濃度検出装置では、前述の特開平１１−２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に記載されているように、酸素濃度センサの素子インピーダンスを定期的に検出して、その検出値を、センサの温度を所定の活性化温度（例えば７００℃）にするためのヒータの制御に用いたり、センサの劣化度合を判定するために用いたりしている。
【００５６】
そして、センサの素子インピーダンスを検出する際には、センサへの印加電圧を急峻に変化させることとなり、例えば、印加電圧を急峻に変化させる直前のセンサ電流と、印加電圧を急峻に変化させてから所定時間が経過した時のセンサ電流とを検出して、その検出した両センサ電流の差から素子インピーダンスを算出する。
【００５７】
そこで、請求項９に記載の酸素濃度検出装置では、上記請求項７又は８の酸素濃度検出装置において、電圧印加手段の前記２つの入力部のうちの何れか一方に、電圧変更回路を接続するようにしており、この電圧変更回路は、マイコンから上記オン／オフ信号とは別に出力される２値振幅の制御信号に応じて、当該回路が接続された電圧印加手段の入力部の電圧を瞬時に変化させる。
【００５８】
そして、この請求項９の酸素濃度検出装置において、マイコンは、酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出する際には、上記電圧変更回路への制御信号の出力レベルを切り替えることにより、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧を急峻に変化させる。つまり、マイコンが上記制御信号の出力レベルを切り替えると、電圧印加手段の一方の入力部への電圧が電圧変更回路によって瞬時に変化され、それに伴い酸素濃度センサへの印加電圧が急峻に変化するからである。
【００５９】
そして、このような請求項９の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度センサへの酸素濃度検出用の印加電圧を調節することに関してだけではなく、酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出するために該センサへの印加電圧を急峻に変化させることに関しても、Ｄ／Ａコンバータを用いる必要がなくなる。よって、酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出する機能を備えた酸素濃度検出装置を、より小型化及び低コスト化することができる。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の空燃比検出装置（酸素濃度検出装置）について、図面を用いて説明する。尚、本実施形態の空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに用いられるものであり、同エンジンの空燃比制御システムにおいては、空燃比検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。そして、以下の記載では、空燃比センサを用いた空燃比の検出と、同センサの素子インピーダンス（交流インピーダンス）の検出とを行うための構成及び処理について詳細に説明する。
【００６１】
まず図１は、第１実施形態の空燃比検出装置１の構成を表す回路図である。
図１に示すように、空燃比検出装置１には、酸素濃度センサとしての限界電流式空燃比センサＡＦＳが接続されており、この空燃比センサＡＦＳは、図示しないエンジンの排気管に取り付けられている。
【００６２】
尚、空燃比センサＡＦＳは、特開平１１−２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に記載されているように、固体電解質層の排気ガス側の表面に排気ガス側電極層が固着されると共に、その固体電解質層の大気側の表面に大気側電極層が固着され、更に、上記排気ガス側電極層の外側に拡散抵抗層が形成されたセンサ本体と、そのセンサ本体を加熱するヒータとを備えた周知のものである。そして、この空燃比センサＡＦＳには、電圧の印加に伴って排気ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れ、具体的には、センサ本体の上記固体電解質層への検出空燃比（Ａ／Ｆ）に応じた流入電流（即ちセンサ電流）と、その固体電解質層への印加電圧（即ちセンサへの印加電圧）とが、前述した図１０のような関係となる。
【００６３】
そして、図１に示すように、空燃比検出装置１は、マイコン２を備えており、そのマイコン２の３つの端子ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３は、当該マイコン２に内蔵されたＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器）の入力端子である。また、マイコン２の他の端子ＰＢ２０，ＰＢ２１，ＰＷＭ１のうち、端子ＰＷＭ１は、マイコン２に内蔵された図２（ａ）の如きＰＷＭ信号生成部３で生成されるオン／オフ信号としてのＰＷＭ信号を外部へ出力するためのＰＷＭ信号専用の出力ポートであり、端子ＰＢ２０，ＰＢ２１は、通常の出力ポートである。
【００６４】
ここで、ＰＷＭ信号生成部３は、図２（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号の周期Ｔに相当するデジタル値（以下、周期相当値という）がセットされるレジスタ４と、ＰＷＭ信号の１周期中のハイ時間Ｔｈに相当するデジタル値（以下、ハイ時間相当値という）がセットされるレジスタ５と、マイコン２の内部クロックによって０から１ずつカウントアップされると共に、そのカウント値が上記レジスタ４内の周期相当値に達すると、次の内部クロックでカウント値が０に戻るタイマとしてのカウンタ６と、そのカウンタ６のカウント値が上記レジスタ５内のハイ時間相当値よりも小さければ、ハイレベルを出力し、そうでなければ（カウンタ６のカウント値がハイ時間相当値以上であれば）、ローレベルを出力する比較部７とから構成されている。そして、上記比較部７の出力が、ＰＷＭ信号として、端子ＰＷＭ１からマイコン２の外部へ出力される。
【００６５】
このため、上記内部クロックの周期を“Ｔｃｋ”とし、レジスタ４内の周期相当値を“ＮＴ”とし、レジスタ５内のハイ時間相当値を“ＮＴｈ”とすると、図２（ｂ）に示すように、カウンタ６のカウント値は０〜ＮＴの間でＴｃｋ毎に１ずつ変化すると共に、マイコン２の端子ＰＷＭ１からは、周期Ｔが「Ｔｃｋ×（ＮＴ＋１）」で、ハイ時間Ｔｈが「Ｔｃｋ×ＮＴｈ」であるＰＷＭ信号が出力されることとなる。
【００６６】
更に、空燃比検出装置１は、図１に示すように、非反転入力端子がマイコン２の端子ＰＷＭ１に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器（オペアンプ）１０と、演算増幅器１０の出力を平滑化する（積分する）抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタ回路Ｆ１と、そのローパスフィルタ回路Ｆ１で平滑化された電圧を更に平滑化する抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなるローパスフィルタ回路Ｆ２と、そのローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化された電圧が非反転入力端子に入力され、出力端子が抵抗１２を介して空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子（即ち、センサ本体の排気ガス側電極層に接続された端子）ＡＦ−に接続され、反転入力端子が抵抗１４を介して空燃比センサＡＦＳの上記マイナス側端子ＡＦ−に接続された演算増幅器１６とを備えている。
【００６７】
そして、抵抗１２と抵抗１４との接続点の電圧（即ち、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−の電圧）Ｖｍが、マイコン２の端子ＡＤ３へ入力されるようになっている。
また、空燃比検出装置１は、一定の電源電圧Ｖｃｃ（本実施形態では５Ｖ）と接地電位（＝０Ｖ）との間に順次直列に接続されて、電源電圧Ｖｃｃを分圧することにより所定の基準電圧Ｖｒ（本実施形態では３．３Ｖ）を生成する２つの電圧生成用抵抗１８，２０と、その抵抗１８，２０同士の接続点に非反転入力端子が接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されて、その出力端子から上記基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）を出力するバッファとしての演算増幅器２２と、該演算増幅器２２の出力端子に一端が接続された抵抗２４と、エミッタが接地電位に接続され、ベースがマイコン２の端子ＰＢ２１に接続されたスイッチング素子としてのＮＰＮ形トランジスタ２６と、一端がトランジスタ２６のコレクタに接続され、他端が抵抗２４の演算増幅器２２側とは反対側の端部に接続された抵抗２８と、エミッタが電源電圧Ｖｃｃに接続され、ベースがマイコン２の端子ＰＢ２０に接続されたスイッチング素子としてのＰＮＰ形トランジスタ３０と、一端がトランジスタ３０のコレクタに接続され、他端が抵抗２４の演算増幅器２２側とは反対側の端部に接続された抵抗３２と、抵抗２４，２８，３２同士の接続点と接地電位との間に接続されて、その抵抗２４，２８，３２と共にローパスフィルタを成すコンデンサ３４とを備えている。
【００６８】
そして更に、空燃比検出装置１は、上記抵抗２４，２８，３２とコンデンサ３４との接続点の電圧Ｖｏが非反転入力端子に入力され、反転入力端子が抵抗３６を介して空燃比センサＡＦＳのプラス側端子（即ち、センサ本体の大気側電極層に接続された端子）ＡＦ＋に接続された演算増幅器３８と、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋と演算増幅器３８の出力端子との間に接続されたシャント抵抗４０と、非反転入力端子が空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器４２と、演算増幅器４２の出力を、そのままマイコン２の端子ＡＤ１へ出力する入力回路４４と、非反転入力端子が演算増幅器３８の出力端子に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器４６と、演算増幅器４６の出力を、そのままマイコン２の端子ＡＤ２へ出力する入力回路４８とを備えている。
【００６９】
尚、入力回路４４は、一端が接地電位に接続されたプルダウン用の抵抗５０と、その抵抗５０の他端に一端が接続された抵抗５２と、その抵抗５２の抵抗５０側とは反対側の端部に一端が接続された抵抗５４と、アノードが抵抗５２と抵抗５４との接続点に接続され、カソードが電源電圧Ｖｃｃに接続された過電圧保護用のダイオード５６と、抵抗５４の抵抗５２側とは反対側の端部と接地電位との間に接続されたノイズ除去用のコンデンサ５８とを備えている。そして、この入力回路４４では、抵抗５０と抵抗５２との接続点が演算増幅器４２の出力端子に接続され、抵抗５４とコンデンサ５８との接続点がマイコン２の端子ＡＤ１に接続されている。また、入力回路４８も、入力回路４４と全く同じ回路構成である。
【００７０】
以上のように構成された空燃比検出装置１においては、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路が、演算増幅器１６の非反転入力端子（一方の入力部に相当）に入力される電圧（第１の指令電圧に相当）と同じ電圧を、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加する。
【００７１】
また、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号が、バッファとしての演算増幅器１０を介してローパスフィルタ回路Ｆ１に入力され、そのローパスフィルタ回路Ｆ１により、図２（ｂ）の「１回積分後の電圧」の段に示すように平滑化される。そして更に、そのローパスフィルタ回路Ｆ１で平滑化された電圧が、次段のローパスフィルタ回路Ｆ２によって、図２（ｂ）の「２回積分後の電圧」の段に示すように一層平滑化され、そのローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧が、演算増幅器１６の非反転入力端子に入力される。
【００７２】
よって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−には、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を２段直列のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧と同じ電圧が、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路によって印加されることとなる。
【００７３】
このため、マイコン２は、端子ＰＷＭ１から常時出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を調節することができる。
そこで、本実施形態において、マイコン２は、上記端子ＰＷＭ１からのＰＷＭ信号のデューティ比により、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を制御して、空燃比センサＡＦＳの検出動作領域（ダイナミックレンジ）を最適化するようにしている。尚、本実施形態では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−へ、上記基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）よりも低い３Ｖ前後の電圧を、可変で常時印加するようになっている。
【００７４】
一方、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、演算増幅器３８，抵抗３６，及びシャント抵抗４０からなる出力回路が、演算増幅器３８の非反転入力端子（他方の入力部に相当）に入力される電圧（第２の指令電圧に相当）と同じ電圧を印加する。そして、演算増幅器３８の非反転入力端子には、抵抗２４，２８，３２同士の接続点の電圧Ｖｏが入力される。
【００７５】
よって、２つのトランジスタ２６，３０が共にオフ状態ならば、演算増幅器２２から出力される基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、その基準電圧Ｖｒが印加される。
【００７６】
そして、このように、上記２つのトランジスタ２６，３０が共にオフ状態である通常時には、プラス側端子ＡＦ＋への基準電圧Ｖｒと、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比に比例したマイナス側端子ＡＦ−への電圧Ｖｍとの差圧（＝Ｖｒ−Ｖｍ）が、空燃比センサＡＦＳの両端に、混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を検出するための検出用電圧として印加される。そして、その電圧の印加に伴い、空燃比センサＡＦＳには、その時の排気ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れることとなる。
【００７７】
これに対し、２つのトランジスタ２６，３０のうちでトランジスタ２６だけがオン状態ならば、基準電圧Ｖｒと接地電位との差圧（即ち、基準電圧Ｖｒ）を抵抗２４と抵抗２８とで分圧した電圧（Ｖｒ−ΔＶａ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、基準電圧ＶｒよりもΔＶａだけ低い上記分圧電圧（Ｖｒ−ΔＶａ）が印加される。
【００７８】
逆に、２つのトランジスタ２６，３０のうちでトランジスタ３０だけがオン状態ならば、電源電圧Ｖｃｃと基準電圧Ｖｒとの差圧（Ｖｃｃ−Ｖｒ）を抵抗３２と抵抗２４とで分圧した電圧（Ｖｒ＋ΔＶｂ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、基準電圧ＶｒよりもΔＶｂだけ高い上記分圧電圧（Ｖｒ＋ΔＶｂ）が印加される。
【００７９】
尚、本実施形態では、例えば上記ΔＶａとΔＶｂとが両方共に０．２Ｖとなるように、各抵抗２４，２８，３２の抵抗値を設定している。
また、本実施形態の空燃比検出装置１において、シャント抵抗４０には、空燃比センサＡＦＳに流れる電流（センサ電流）Ｉと同じ電流が流れるため、そのシャント抵抗４０の両端電位差は、センサ電流Ｉに比例した値となる。
【００８０】
そして更に、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧（即ち、シャント抵抗４０の空燃比センサＡＦＳ側の電圧）Ｖｏと同じ電圧Ｖｏが、演算増幅器４２及び入力回路４４によってマイコン２の端子ＡＤ１に入力され、また、シャント抵抗４０の空燃比センサＡＦＳ側とは反対側の電圧（即ち、演算増幅器３８の出力電圧）と同じ電圧Ｖｉが、演算増幅器４６及び入力回路４８によってマイコン２の端子ＡＤ２に入力される。
【００８１】
このため、本実施形態の空燃比検出装置１では、マイコン２が図３の検出処理と図４のＰＷＭ出力制御処理とを定期的に実行することにより、空燃比センサＡＦＳに流れるセンサ電流Ｉを検出して混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を求めると共に、所定時間毎に空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する。
【００８２】
ここで、図３の検出処理と図４のＰＷＭ出力制御処理とを説明する前に、素子インピーダンスの検出要領について、図５を用い説明しておく。
まず、マイコン２は、空燃比を検出するために空燃比センサＡＦＳへ印加している電圧を、図５の如く所定時間Ｔ１（本実施形態では１２８ｍｓ）毎に急峻に変化させる。そして、その際に、下記の（１）〜（７）の手順で空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する。尚、本実施形態では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを急峻に変化させるようにしており、図５（ｂ）は、図５（ａ）にて楕円で囲んだ部分を拡大して表すものである。
【００８３】
（１）まず、マイコン２は、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを変化させる直前の時刻ｔ1 で、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出する。尚、以下、この時刻ｔ1 で検出された電圧Ｖｏを「Ｖｏ(ｔ1 )」と記す。
（２）更に、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを変化させる直前で且つ時刻ｔ1 直後の時刻ｔ2 で、端子ＡＤ２に入力される電圧Ｖｉを検出する。尚、以下、この時刻ｔ2 で検出された電圧Ｖｉを「Ｖｉ(ｔ2 )」と記す。
【００８４】
（３）そして更に、時刻ｔ2 直後の時刻ｔ3 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを急峻に変化させる。尚、この例では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の通常電圧よりも所定電圧ΔＶａだけ低い電圧に変化させている。
【００８５】
（４）次に、時刻ｔ3 から予め定められた所定時間Ｔ２が経過した時刻ｔ4 で、端子ＡＤ２に入力される電圧Ｖｉを検出する。尚、以下、この時刻ｔ4 で検出された電圧Ｖｉを「Ｖｉ(ｔ4 )」と記す。また、上記所定時間Ｔ２は、時刻ｔ3 からセンサ電流Ｉの変化分ΔＩがピークになると予想される時間であり、本実施形態では１３５μｓに設定されている。
【００８６】
（５）更に、時刻ｔ4 直後の時刻ｔ5 で、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出する。尚、以下、この時刻ｔ5 で検出された電圧Ｖｏを「Ｖｏ(ｔ5 )」と記す。そして、シャント抵抗４０の抵抗値をＲS とすると、下記の式１により、空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺを算出する。
【００８７】
【数１】
【００８８】
尚、上記式１においては、｛Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ5)｝が印加電圧の変化分ΔＶであり、それ以外の部分が、センサ電流Ｉの変化分ΔＩの逆数（１／ΔＩ）である。また、式１における｛Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ5)｝は、既知のΔＶａに置き換えることも可能である。
【００８９】
（６）その後、時刻ｔ3 から予め定められた所定時間Ｔ３（本実施形態では２００μｓ）が経過した時刻ｔ6 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを上記時刻ｔ3 での変化とは反対側に急峻に変化させる。尚、この例では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の通常電圧よりも所定電圧ΔＶｂだけ高い電圧に変化させている。
【００９０】
（７）そして、時刻ｔ6 から予め定められた所定時間Ｔ４（本実施形態では上記Ｔ３と同じ２００μｓ）が経過した時刻ｔ7 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の電圧に戻す。
つまり、本実施形態の空燃比検出装置１では、式１からも分かるように、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を急峻に変化させる直前のセンサ電流「｛Ｖｉ(ｔ2)−Ｖｏ(ｔ1)｝／ＲS 」と、印加電圧を急峻に変化させてから所定時間Ｔ２が経過した時のセンサ電流「｛Ｖｉ(ｔ4)−Ｖｏ(ｔ5)｝／ＲS 」との差に基づいて、素子インピーダンスＺを算出している。
【００９１】
尚、素子インピーダンスＺの検出が終了した時刻ｔ6 において、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを時刻ｔ３での変化とは反対側に変化させているのは、センサ電流の収束を早めるためである。
次に、マイコン２で実行される検出処理について、図３のフローチャートに沿って説明する。尚、図３の検出処理は、４ｍｓ毎に実行される。また、マイコン２の端子ＰＢ２０，ＰＢ２１の初期出力レベルは、２つのトランジスタ２６，３０が共にオフするように、端子ＰＢ２０がハイレベル（５Ｖ）となっており、端子ＰＢ２１がロウレベル（０Ｖ）となっている。
【００９２】
図３に示すように、マイコン２が検出処理の実行を開始すると、まずステップ（以下、単に「Ｓ」と記す）１１０にて、端子ＡＤ１に入力される電圧（即ち、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋へ実際に印加されている電圧）Ｖｏを検出し、その検出した電圧Ｖｏを前述のＶｏ(ｔ1 )として記憶する。次にＳ１２０にて、端子ＡＤ２に入力される電圧（即ち、シャント抵抗４０の空燃比センサＡＦＳ側とは反対側の電圧）Ｖｉを検出し、その検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ(ｔ2 )として記憶する。尚、マイコン２は、端子ＡＤ１，ＡＤ２に夫々入力される各電圧Ｖｏ，Ｖｉを、自己に内蔵のＡ／ＤコンバータでＡ／Ｄ変換することにより検出する。
【００９３】
そして、続くＳ１３０にて、Ｓ１２０で検出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )とＳ１１０で検出した電圧Ｖｏ(ｔ1 )との差（Ｖｉ(ｔ2 )−Ｖｏ(ｔ1 )）を、シャント抵抗４０の抵抗値ＲS で割ることにより、センサ電流Ｉの電流値（限界電流値）を算出し、更に、その電流値と予めマイコン２内のＲＯＭに記憶されている特性マップとを用いて、混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を算出する。
【００９４】
次に、Ｓ１４０にて、マイコン２内のＲＡＭに設定されているカウンタＣＴの値が、素子インピーダンスの検出周期である所定時間Ｔ１（＝１２８ｍｓ）に相当する「３１」であるか否かを判定する。
ここで、カウンタＣＴの値が「３１」であると判定した場合には、素子インピーダンスの検出タイミングが到来したと判断して、Ｓ１６０に移行し、今回のＳ１２０で検出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )が所定の判定電圧よりも大きいか否かを判定する。尚、この判定電圧は、図１０に示す空燃比センサＡＦＳのダイナミックレンジ内における所定値（例えば中央値）の電流がシャント抵抗４０に流れた場合の演算増幅器３８の出力電圧Ｖｉに設定されている。
【００９５】
そして、Ｓ１６０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きいと判断した場合（つまり、現在のセンサ電流Ｉがダイナミックレンジ内の上記所定値よりも大きい場合）には、続くＳ１７０にて、図６（ａ）の時刻ｔ3 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルをロウレベルからハイレベルにしてトランジスタ２６をオンさせ、その後、Ｓ１９０に移行する。すると、図６（ａ）の時刻ｔ3 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶａ（＝０．２Ｖ）だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧（演算増幅器３８の出力電圧）Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも負側に変化することとなる。
【００９６】
また、Ｓ１６０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きくないと判断した場合（つまり、現在のセンサ電流Ｉがダイナミックレンジ内の上記所定値よりも大きくない場合）には、Ｓ１８０に移行して、図６（ｂ）の時刻ｔ3 に示すように、端子ＰＢ２０の出力レベルをハイレベルからロウレベルにしてトランジスタ３０をオンさせ、その後、Ｓ１９０に進む。すると、図６（ｂ）の時刻ｔ3 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも正側に変化することとなる。
【００９７】
Ｓ１９０では、上記Ｓ１７０或いは上記Ｓ１８０の処理を行ってから、センサ電流Ｉの変化分ΔＩがピークになると予想される時間Ｔ２（＝１３５μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ２が経過するまで待機する。そして、上記時間Ｔ２が経過したと判定すると、Ｓ２００に進んで、端子ＡＤ２に入力される電圧Ｖｉを検出し、その検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ(ｔ4 )として記憶する。そして更に、続くＳ２１０にて、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出し、その検出した電圧Ｖｏを前述のＶｏ(ｔ5 )として記憶する。
【００９８】
そして、続くＳ２２０にて、上記Ｓ１１０，Ｓ１２０，Ｓ２００，及びＳ２１０で今回検出したＶｏ(ｔ1 )，Ｖｉ(ｔ2 )，Ｖｉ(ｔ4 )，及びＶｏ(ｔ5 )と、シャント抵抗４０の抵抗値ＲS とから、前述の式１を用いて空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺを算出する。尚、ここで算出した素子インピーダンスＺは、少なくとも空燃比センサＡＦＳに備えられたヒータの加熱制御に用いられる。即ち、マイコン２は、図示しない加熱制御処理を実行することにより、上記Ｓ２２０で算出した素子インピーダンスＺと、空燃比センサＡＦＳが十分に活性化していると思われる目標温度に対応する目標素子インピーダンスとの差が無くなるように、ヒータへの通電電流を制御する。
【００９９】
次に、マイコン２は、続くＳ２３０にて、上記Ｓ１７０或いは上記Ｓ１８０の処理を行ってから、所定時間Ｔ３（＝２００μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ３が経過するまで待機する。そして、上記時間Ｔ３が経過したと判定すると、Ｓ２４０に進んで、Ｓ１６０の場合と全く同様に、Ｓ１２０で検出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )が上記判定電圧よりも大きいか否かを判定する。
【０１００】
そして、Ｓ２４０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きいと判断した場合には、続くＳ２５０にて、図６（ａ）の時刻ｔ6 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルをハイレベルからロウレベルに戻してトランジスタ２６をオフさせると共に、端子ＰＢ２０の出力レベルをハイレベルからロウレベルにしてトランジスタ３０をオンさせ、その後、Ｓ２７０に移行する。すると、図６（ａ）の時刻ｔ6 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも正側に変化することとなる。
【０１０１】
また、Ｓ２４０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きくないと判断した場合には、Ｓ２６０に移行して、図６（ｂ）の時刻ｔ6 に示すように、端子ＰＢ２０の出力レベルをロウレベルからハイレベルに戻してトランジスタ３０をオフさせると共に、端子ＰＢ２１の出力レベルをロウレベルからハイレベルにしてトランジスタ２６をオンさせ、その後、Ｓ２７０に進む。すると、図６（ｂ）の時刻ｔ6 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶａ（＝０．２Ｖ）だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも負側に変化することとなる。
【０１０２】
Ｓ２７０では、上記Ｓ２５０或いは上記Ｓ２６０の処理を行ってから所定時間Ｔ４（＝２００μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ４が経過するまで待機する。そして、上記時間Ｔ４が経過したと判定すると、Ｓ２８０に進んで、図６（ａ），（ｂ）の時刻ｔ7 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルを初期のロウレベルにしてトランジスタ２６をオフさせると共に、端子ＰＢ２０の出力レベルを初期のハイレベルにしてトランジスタ３０をオフさせる。すると、図６（ａ），（ｂ）の時刻ｔ7 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが元の基準電圧Ｖｒに戻り、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも元の状態に収束することとなる。
【０１０３】
そして最後に、続くＳ２９０にて、カウンタＣＴの値を「０」にリセットし、その後、当該検出処理を終了する。
一方、上記Ｓ１４０にて、カウンタＣＴの値が「３１」ではないと判定した場合には、１２８ｍｓ毎の素子インピーダンス検出タイミングではないと判断して、Ｓ１５０に進み、カウンタＣＴの値を１インクリメントする。
【０１０４】
そして、続くＳ１５５にて、今回のＳ１３０で算出した現在のセンサ電流値から、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加すべき電圧の値である目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を算出する。
具体的には、図１０における特性線Ｌ（即ち、空燃比センサＡＦＳの各検出空燃比における限界電流域のほぼ中心を結んだ線）において、今回のＳ１３０で算出したセンサ電流値に対応する印加電圧を、空燃比センサＡＦＳの両端に印加すべき最適な印加電圧とし、その最適な印加電圧からプラス側端子ＡＦ＋への印加電圧である基準電圧Ｖｒを引いた値を、マイナス側端子ＡＦ−への目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）として算出する。尚、前述のＳ２２０で現在検出されている空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺから、センサ温度（センサ本体の温度）を求め、そのセンサ温度をも加味して、目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を算出すれば、その印加電圧値Ｖ（ｋ）をより最適化することができる。
【０１０５】
そして、続くＳ１５７にて、上記Ｓ１５５で算出した印加電圧値Ｖ（ｋ）を、ＰＷＭ出力制御処理で参照できるように記憶し、その後、当該検出処理を終了する。
次に、マイコン２で実行されるＰＷＭ出力制御処理について、図４（ａ）のフローチャートに沿って説明する。尚、このＰＷＭ出力制御処理は、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ４，５に値をセットして、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の周期Ｔとハイ時間Ｔｈとを制御するための処理であり、図３の検出処理と並行して例えば１ｍｓ毎に実行される。
【０１０６】
図４（ａ）に示すように、マイコン２がＰＷＭ出力制御処理の実行を開始すると、まずＳ３１０にて、端子ＡＤ３に入力される電圧（即ち、端子ＰＷＭ１から出力しているＰＷＭ信号を２個のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧であり、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に現在実際に印加されている電圧）ＶｍをＡ／Ｄ変換して、電圧検出値Ｖａｄとして読み込むと共に、図３の検出処理におけるＳ１５７で記憶されたマイナス側端子ＡＦ−への目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を読み出し、上記電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定する。
【０１０７】
尚、αは、例えば数ｍＶ或いは数百ｍＶといった極小さい値である。また、端子ＡＤ３に入力される電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換は、マイコン２に内蔵のＡ／Ｄコンバータによって行われる。
そして、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っていれば、そのままＳ３５０に移行して、現在の出力設定値ＶｓとＰＷＭ信号の周期Ｔとから、下記の式２に従って、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈを算出する。
【０１０８】
Ｔｈ＝Ｔ×Ｖｓ／５ …式２
尚、出力設定値Ｖｓは、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加しようとする１ｍｓ毎（当該ＰＷＭ出力制御処理の実行周期毎）の短期的な目標電圧値である。また、式２における「５」は、バッファとしての演算増幅器１０から初段のローパスフィルタ回路Ｆ１へ出力されるＰＷＭ信号のハイレベルの電圧値である。また更に、本実施形態において、ＰＷＭ信号の周期Ｔは、可変ではなく、当該ＰＷＭ出力制御処理の実行周期と同じ１ｍｓとしている。
【０１０９】
このＳ３５０でハイ時間Ｔｈを算出したら、続くＳ３６０にて、ＰＷＭ信号生成部３にＰＷＭ信号の周期Ｔとハイ時間Ｔｈとを設定する。つまり、Ｓ３５０で今回算出したハイ時間の値を“Ｔｈｎ”とすると、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５に、ハイ時間相当値として、ＰＷＭ信号のハイ時間がＴｈｎとなる値（＝Ｔｈｎ／Ｔｃｋ）をセットすると共に、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ４に、周期相当値として、ＰＷＭ信号の周期が１ｍｓとなる値（＝（１ｍｓ／Ｔｃｋ）−１）をセットする。そして、その後、当該ＰＷＭ出力制御処理を一旦終了する。
【０１１０】
一方、上記Ｓ３１０にて、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っていないと判定した場合には、出力設定値Ｖｓ（延いては、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈ）を変更する必要があると判断して、Ｓ３２０に進む。
【０１１１】
そして、このＳ３２０にて、今回の電圧検出値Ｖａｄが目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）よりも小さいか否かを判定し、ＶａｄがＶ（ｋ）よりも小さい場合には、続くＳ３３０にて、出力設定値Ｖｓを所定電圧値β（本実施形態では１ｍＶ）だけ大きくし、その後、前述のＳ３５０に進む。
【０１１２】
また逆に、上記Ｓ３２０にてＶａｄがＶ（ｋ）よりも小さくないと判定した場合には、Ｓ３４０に移行して、出力設定値Ｖｓを所定電圧値βだけ小さくし、その後、前述のＳ３５０に進む。
このようなＰＷＭ出力制御処理においては、図７の期間Ｋ１に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）−α」よりも小さければ、Ｓ３３０の処理により、出力設定値Ｖｓが所定電圧値βだけ大きく設定され、それに伴い、Ｓ３５０，Ｓ３６０の処理でＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５にセットされるハイ時間相当値が、図８に示す如く、所定電圧値βに相当する値（β相当値）だけ大きくなる。すると、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈが所定電圧値βに相当する時間（＝上記β相当値×Ｔｃｋ）だけ長くなって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に実際に印加される電圧Ｖｍ（延いては、次の電圧検出値Ｖａｄ）が所定電圧値βだけ高くなる。そして、このような動作が、図７の期間Ｋ１に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入るまで繰り返されることとなる。
【０１１３】
また、図７の期間Ｋ２に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）＋α」よりも大きければ、Ｓ３４０の処理により、出力設定値Ｖｓが所定電圧値βだけ小さく設定される。そして、それに伴い、Ｓ３５０，Ｓ３６０の処理でＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５にセットされるハイ時間相当値が、所定電圧値βに相当する値だけ小さくなる。すると、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈが所定電圧値βに相当する時間だけ短くなって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に実際に印加される電圧Ｖｍが所定電圧値βだけ低くなる。そして、このような動作が、図７の期間Ｋ２に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入るまで繰り返されることとなる。
【０１１４】
よって、検出処理のＳ１５５，Ｓ１５７により、目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）が大きく変更されたとしても、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍは、最大でも「β／１ｍｓ＝１ｍＶ／１ｍｓ」の割合（１ｍｓ当たりに１ｍＶの割合）で徐々に変化されることとなり、通常の空燃比検出時において、印加電圧の変化に伴いセンサＡＦＳに不要な交流電流が流れてしまうことを確実に防止することができる。
【０１１５】
尚、電源投入直後など、早く目標印加電圧へ近づけたい場合には、応答性を向上させるため、一時的に上記βを通常値よりも大きい値に設定するように構成しても良い。
また、検出している空燃比が所定値よりも高い値の場合（例えば図１０におけるＡ／Ｆ＝２２の場合）に、センサＡＦＳの素子インピーダンス値を求める際には、一時的に上記βを通常値よりも大きくし応答性を向上させて、目標印加電圧を例えば図１０のＶｐｏ付近まで下げた後、図６に示した印加電圧の掃引処理を行って素子インピーダンス値を算出し、その後、元の空燃比検出用の印加電圧（この例ではＡ／Ｆ＝２２が検出可能な印加電圧）まで戻す、といった制御を行うこともできる。これは、Ａ／Ｆ＝２２用の目標印加電圧の際に掃引処理を行うと、交流電流検出用のＡ／Ｄ値などが、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジを外れてしまう可能性があるためであり、このような場合には、一時的に印加電圧を変えて、素子インピーダンス値を求めるのである。
【０１１６】
また更に、ＰＷＭ出力制御処理において、その変形例を図４（ｂ）に示すように、Ｓ３１０とＳ３２０では、電圧検出値Ｖａｄの代わりに、現在の出力設定値Ｖｓを用いるようにしても良い。つまり、Ｓ３１０では、現在の出力設定値Ｖｓが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定し、Ｓ３２０では、現在の出力設定値Ｖｓが目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）よりも小さいか否かを判定するのである。そして、ＰＷＭ信号出力処理を図４（ｂ）のように変形しても、通常の空燃比検出時において印加電圧の変化に伴う不要な交流電流がセンサＡＦＳに流れてしまうことを確実に防止することができる。
【０１１７】
但し、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理によれば、ＰＷＭ信号を２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２で平滑化した電圧が検出されて、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への実際の印加電圧と目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）との差が小さくなるように、演算増幅器１０，１６のオフセット分などの誤差要因まで含め、ＰＷＭ信号のデューティ比がフィードバック制御されることとなるため、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を、より精度良く最適値に調節することができ非常に有利である。
【０１１８】
以上のように、本第１実施形態の空燃比検出装置１では、マイコン２の出力ポートＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧が、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応した出力回路を成す演算増幅器１６の非反転入力端子に供給され、マイコン２は、上記出力ポートＰＷＭ１から出力するＰＷＭ信号のデューティ比により、空燃比センサＡＦＳ（詳しくは、マイナス側端子ＡＦ−）に印加する空燃比検出用電圧を変化させるようにしている。
【０１１９】
よって、本第１実施形態の空燃比検出装置１によれば、前述した（Ａ）〜（Ｄ）の効果が得られ、酸素濃度センサとしての空燃比センサＡＦＳに印加する空燃比検出用電圧を、安価な構成で、しかも、高分解能且つ高精度に変えることができるようになる。
【０１２０】
特に、分解能の面では、マイコン２の内部クロックが一般的な１０ＭＨｚであるとしても、その内部クロックの周期Ｔｃｋは０．１μｓとなり、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を、｛５Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝＝０．５ｍＶの分解能で調節することができ、１０ビット分解能のＤ／Ａコンバータを用いた場合の約１０分の１の高分解能で印加電圧を調節することができる。
【０１２１】
また、本第１実施形態の空燃比検出装置１では、マイコン２からのＰＷＭ信号を、各々がコンデンサと抵抗とからなる２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２で平滑化するようにしているため、静電容量が比較的小さい低価格のコンデンサＣ１，Ｃ２と、耐ノイズ性を悪化させることのない低抵抗値の抵抗Ｒ１，Ｒ２とを使用して、平滑化後の電圧におけるリップルを十分に抑制することができ、一層の低コスト化と高い耐ノイズ性とを実現することができる。
【０１２２】
そして更に、本第１実施形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対応した出力回路を成す演算増幅器３８の非反転入力端子に、抵抗２４，２８，３２とトランジスタ２６，３０とからなる電圧変更回路を接続すると共に、マイコン２は、空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する際に、通常の出力ポートＰＢ２０，ＰＢ２１から上記トランジスタ２６，３０への制御信号の出力レベルを切り替えることにより、そのトランジスタ２６，３０をオン／オフさせて、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏを急峻に変化させている。
【０１２３】
このため、素子インピーダンスの検出時において、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を所望の正確なタイミングで変化させることができ、延いては、同センサＡＦＳの素子インピーダンスを正確に検出することができるようになり、更に、素子インピーダンスを検出するために印加電圧を急峻に変化させることに関しても、Ｄ／Ａコンバータを用いる必要がないため、マイコン２の内外にＤ／Ａコンバータを設ける必要性を完全に無くすことができる。
【０１２４】
尚、上記第１実施形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応して設けられた演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路と、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対応して設けられた演算増幅器３８，抵抗３６，及びシャント抵抗４０からなる出力回路とが、電圧印加手段に相当している。
【０１２５】
次に、第２実施形態の空燃比検出装置について、図９を用いて説明する。尚、図９において、第１実施形態の空燃比検出装置１（図１）と同じ構成要素については、同一の符号を付しているため説明は省略する。
図９に示すように、第２実施形態の空燃比検出装置６０は、第１実施形態の空燃比検出装置１と比較すると、電圧生成用抵抗１８，２０の代わりに、非反転入力端子がマイコン２の端子ＰＷＭ２に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器６２と、その演算増幅器６２の出力を平滑化する抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３からなるローパスフィルタ回路Ｆ３と、そのローパスフィルタ回路Ｆ３で平滑化された電圧を更に平滑化して演算増幅器２２の非反転入力端子に出力する抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ４からなるローパスフィルタ回路Ｆ４とが設けられている。そして更に、この空燃比検出装置６０では、演算増幅器２２の出力がマイコン２の端子ＡＤ４へ入力されるようになっている。
【０１２６】
ここで、マイコン２の上記端子ＰＷＭ２は、端子ＰＷＭ１と同様のＰＷＭ信号専用の出力ポートであり、上記端子ＡＤ４は、端子ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３と同様のＡ／Ｄコンバータの入力端子である
また、ローパスフィルタ回路Ｆ３はローパスフィルタ回路Ｆ１と同じものであり、ローパスフィルタ回路Ｆ４はローパスフィルタ回路Ｆ２と同じものである。
【０１２７】
このような本第２実施形態の空燃比検出装置６０では、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号が、バッファとしての演算増幅器６２を介して、２つのローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４からなる第２の積分回路に供給される。よって、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号をローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４で平滑化した電圧が、演算増幅器２２の非反転入力端子に入力され、それと同じ電圧が演算増幅器２２から抵抗２４の一端に出力されることとなる。
【０１２８】
このため、本第２実施形態の空燃比検出装置６０において、マイコン２は、演算増幅器２２の出力（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４で平滑化された電圧）を端子ＡＤ４によって検出し、その検出値が基準電圧Ｖｒとなるように、端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデューティ比を調節する。
【０１２９】
つまり、第２実施形態の空燃比検出装置６０では、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対応する出力回路（演算増幅器３８及び抵抗３６，４０）の方についても、ローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２と同じローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４からなる第２の積分回路を設け、センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出しない通常時には、マイコン２の出力ポートＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号を上記第２の積分回路で平滑化した電圧が、演算増幅器３８の非反転入力端子に供給されるようにしている。
【０１３０】
このような第２実施形態の空燃比検出装置６０によれば、マイコンの端子ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の各々から演算増幅器１６，３８の各非反転入力端子に至るまでの各回路の電圧応答特性がほぼ等しくなる。このため、電源投入時や電源遮断時において、センサＡＦＳの各端子ＡＦ＋，ＡＦ−に夫々印加される各電圧の立ち上がり及び立ち下がり特性が前述した図１１の如く異なってしまうことが防止される。よって、電源投入時や電源遮断時においてセンサＡＦＳの両端子間に過大な電圧や負電圧がかかってしまうことを確実に防止することができる。
【０１３１】
また、この空燃比検出装置６０によれば、マイコン２は、端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋への印加電圧も任意に変化させることができるため、空燃比センサＡＦＳに印加する空燃比検出用電圧をより広範囲に調節することができるようになる。
【０１３２】
尚、マイコン２が端子ＰＷＭ２からのＰＷＭ信号のデューティ比を変化させることに伴って、演算増幅器２２の非反転入力端子への基準電圧Ｖｒが変わると、図５に示したΔＶａとΔＶｂとの各値も変わるが、素子インピーダンスの検出には影響がない。つまり、本実施形態では、図５及び式１を用いて説明したように、印加電圧の実際の変化分ΔＶ（＝Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ5)）を検出し、それを用いて素子インピーダンスを算出しているからである。
【０１３３】
次に、第３実施形態の空燃比検出装置について、図１２を用いて説明する。
尚、ここでは、第１実施形態の空燃比検出装置１と相違している点について説明する。また、図１２において、第１実施形態の空燃比検出装置１（図１）と同じ構成要素については、同一の符号を付している。また更に、第１実施形態では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを、基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）よりも低い３Ｖ前後で可変にするとして説明したが、本第３実施形態では、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを、２．８Ｖ〜３．２Ｖの範囲で可変するものとする。
【０１３４】
図１２に示すように、第３実施形態の空燃比検出装置７０は、第１実施形態の空燃比検出装置１と比較すると、演算増幅器１０及びローパスフィルタ回路Ｆ１の代わりに、一端がマイコン２の端子ＰＷＭ１に接続された抵抗７１と、一端が電源電圧Ｖｃｃ（＝５ｖ）に接続され、他端が抵抗７１のマイコン２側とは反対側の端部に接続された抵抗７２と、一端が接地電位（＝０Ｖ）に接続され、他端が抵抗７１のマイコン２側とは反対側の端部に接続された抵抗７３と、上記３つの抵抗７１〜７３同士の接続点（以下、出力点という）Ｐｏに一端が接続され、他端が接地電位に接続されたコンデンサ７４と、上記出力点Ｐｏに非反転入力端子が接続され、出力端子が自己の反転入力端子とローパスフィルタ回路Ｆ２の抵抗Ｒ２の一端とに接続されて、その出力端子からローパスフィルタ回路Ｆ２の抵抗Ｒ２へ上記出力点Ｐｏの電圧を出力する、バッファとしての演算増幅器７６とを備えている。
【０１３５】
ここで、３つの抵抗７１〜７３は、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を、そのＰＷＭ信号の振幅を０．４Ｖにし且つローレベルの電圧（以下、オフセットともいう）を２．８Ｖに変えたＰＷＭ信号（つまり、ローレベルが２．８Ｖでハイレベルが３．２ＶのＰＷＭ信号）に変換して出力する振幅・オフセット変換回路（請求項２に記載の変換回路に相当）を成すものである。
【０１３６】
そして、各抵抗７１〜７３の抵抗値をｒ７１，ｒ７２，ｒ７３とすると、その各抵抗値ｒ７１，ｒ７２，ｒ７３は、上記振幅・オフセット変換回路としての役割を果たすため、下記の式３及び式４を満たすように設定されている。
５Ｖ×ｒ73÷（ｒ73＋（ｒ71//ｒ72））＝３．２Ｖ …式３
５Ｖ×（ｒ71//ｒ73）÷（ｒ72＋（ｒ71//ｒ73））＝２．８Ｖ …式４
尚、式３における「ｒ71//ｒ72」は、抵抗７１と抵抗７２との並列抵抗値であり、式４における「ｒ71//ｒ73」は、抵抗７１と抵抗７３との並列抵抗値である。また、式３は、コンデンサ７４が無いものとして、マイコン２からのＰＷＭ信号がハイレベル（＝５Ｖ）の時に、出力点Ｐｏの電圧が３．２Ｖとなる条件を示しており、式４は、コンデンサ７４が無いものとして、マイコン２からのＰＷＭ信号がローレベル（＝０Ｖ）の時に、出力点Ｐｏの電圧が２．８Ｖとなる条件を示している。そして、本実施形態では、ｒ７１＝１１０ｋΩ，ｒ７２＝１６ｋΩ，ｒ７３＝２５ｋΩに設定されている。一方仮に、マイコン２からのＰＷＭ信号を、ローレベルが３．１Ｖでハイレベルが３．５ＶのＰＷＭ信号に変換するのであれば、式３の右辺を３．５Ｖにすると共に、式４の右辺を３．１Ｖにすれば良く、例えば、ｒ７１＝１２５ｋΩ，ｒ７２＝１６ｋΩ，ｒ７３＝３３ｋΩに設定すれば良い。
【０１３７】
このような第３実施形態の空燃比検出装置７０では、コンデンサ７４が無いものとすると、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号が、上記３つの抵抗７１〜７３により、ローレベルが２．８Ｖでハイレベルが３．２ＶのＰＷＭ信号（振幅が０．４Ｖでオフセットが２．８ＶのＰＷＭ信号）に変換され、その変換後のＰＷＭ信号が出力点Ｐｏに現れる。
【０１３８】
そして、実際には、コンデンサ７４があるため、上記変換後のＰＷＭ信号は、コンデンサ７４と抵抗７１〜７３とのフィルタ効果（電圧平滑化効果）により平滑化されて出力点Ｐｏに現れる。つまり、抵抗７１〜７３は、振幅・オフセット変換回路としての役割だけでなく、コンデンサ７４と共にローパスフィルタ回路としても機能しており、出力点Ｐｏからは、上記変換後のＰＷＭ信号を平滑化した電圧が出力される。
【０１３９】
そして更に、その出力点Ｐｏの電圧は、バッファとしての演算増幅器７６を介してローパスフィルタ回路Ｆ２に入力され、そのローパスフィルタ回路Ｆ２により一層平滑化されて、演算増幅器１６の非反転入力端子に入力される。
よって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−には、上記変換後のＰＷＭ信号を、コンデンサ７４と抵抗７１〜７３からなるローパスフィルタ回路と、その次段のローパスフィルタ回路Ｆ２とで平滑化した電圧（図１２のｅ点の電圧）と同じ電圧が、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路によって印加されることとなる。尚、コンデンサ７４は、ローパスフィルタ回路Ｆ２のフィルタ効果が十分に大きければ、削除しても良い。また、バッファとしての演算増幅器７６は、削除したり他の位置（例えば、マイコン２の端子ＰＷＭ１と抵抗７１との間や、ローパスフィルタ回路Ｆ２の後等）に設けても良い。
【０１４０】
そして、本第３実施形態においても、マイコン２は、端子ＰＷＭ１から出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを調節するが、以下の点で第１実施形態の空燃比検出装置１と異なる。
【０１４１】
即ち、まず、前述した第１実施形態の空燃比検出装置１では、図１３（ａ）に示すように、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えれば、図１のｃ点の電圧（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧）及び空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍが、０Ｖから５Ｖまでの範囲で変わることとなる。
【０１４２】
これに対して、本第３実施形態の空燃比検出装置７０では、図１３（ｂ）に示すように、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えれば、図１２のｅ点の電圧（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧）及び空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍが、空燃比検出用電圧の最大可変範囲分に相当する２．８Ｖから３．２Ｖまでの範囲で変わることとなる。つまり、マイコン２が空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を空燃比検出用電圧の最大可変範囲分だけ変化させるために制御するＰＷＭ信号のデューティ比の範囲（前述の制御対象デューティ比範囲）が、０％から１００％までの全範囲となる。
【０１４３】
このため、ソフトウェアの面では、第１実施形態の場合と比較して、マイコン２は、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理におけるＳ３５０にて、前述の式２に代わる下記の式５に従って、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈを算出する。尚、式５において、Ｖmin は、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍの最小値（＝２．８Ｖ）であり、Ｖmax は、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍの最大値（＝３．２Ｖ）である。
【０１４４】
Ｔｈ＝Ｔ×（Ｖｓ−Ｖmin ）／（Ｖmax −Ｖmin ） …式５
以上のような第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、マイコン２から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比の全範囲（０％〜１００％）を、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧の制御に使用することができるため、その印加電圧を細かく制御するのに非常に有利である。
【０１４５】
例えば、ＰＷＭ信号の周期Ｔが１ｍｓであると共に、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能（即ち、マイコン２における内部クロックの周期Ｔｃｋ）が０．１μｓであるとすると、前述したように、第１実施形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を、０．５ｍＶ＝｛５Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝の分解能で調節することができたが、それ以上に、本第３実施形態の空燃比検出装置７０では、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を、０．０４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝といった極細かい分解能で調節することができる。
【０１４６】
また、本第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、ＰＷＭ信号の周期Ｔが同じであるとすると、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能が１μｓであっても、第１実施形態の場合と同等の０．４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（１ｍｓ／１μｓ）｝の分解能で空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を調節することができ、例えば、安価なマイコン２を用いることができるようになる。
【０１４７】
しかも、本第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、抵抗７１〜７３からなる振幅・オフセット変換回路により、マイコン２からのＰＷＭ信号の振幅を小さく変換しているため、マイコン２の端子ＰＷＭ１から演算増幅器１６の非反転入力端子までの積分回路でのフィルタ効果が小さくても、平滑化後の電圧に生じるリップルを小さく抑えることができる。
【０１４８】
このため、積分回路を簡素化することができると共に、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を変えた際に、演算増幅器１６の非反転入力端子への指令電圧（図１２のｅ点の電圧）が速やかに変わることとなり、その結果、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を変える際の応答性も向上させることができる。
【０１４９】
積分回路を構成する各部品の具体的な定数を挙げて説明すると、例えば、図１における抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が１００ｋΩであり、図１におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が０．１μＦであるとすると、図１４に示す如く図１２のｅ点の電圧を図１のｃ点の電圧と同程度の滑らかさにするためには、コンデンサ７４の容量としては０．０５μＦ程度で済む。そして、このように積分回路全体でのフィルタ効果を小さくすることができるため、図１４に示すように、図１２のｅ点の電圧は、図１のｂ点の電圧（ローパスフィルタ回路Ｆ１の出力電圧）と同程度の速い変化応答性を有することとなる。
【０１５０】
一方更に、本第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能が第１実施形態の場合と同じ０．１μｓであるとすると、ＰＷＭ信号の周期Ｔを第１実施形態の１０分の１である０．１ｍｓに設定しても、第１実施形態の場合と同等の０．４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（０．１ｍｓ／０．１μｓ）｝の分解能で空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を調節することができる。
【０１５１】
そして、ＰＷＭ信号の周期Ｔを短くする（早くする）ことにより、図１５における（ａ）と（ｂ）との比較からも分かるように、図１２のｅ点の電圧の脈動（振幅）を小さくすることができる。よって、ローパスフィルタ回路Ｆ２のフィルタ定数を小さくすることができ、延いては、図１２のｅ点の電圧を十分に平滑化することと、そのｅ点の電圧の変化応答性を高めることとを、高い次元で両立させることができる。
【０１５２】
次に、第４実施形態の空燃比検出装置について、図１６及び図１７を用いて説明する。尚、ここでは、第３実施形態の空燃比検出装置７０と相違している点について説明する。また、図１６の回路図において、第１及び第３実施形態の空燃比検出装置１，７０（図１，図１２）と同じ構成要素については、同一の符号を付している。
【０１５３】
図１６に示すように、第４実施形態の空燃比検出装置８０は、第３実施形態の空燃比検出装置７０と比較すると、抵抗１２と抵抗１４との接続点の電圧ではなく、バッファとしての演算増幅器７６の出力電圧（即ち、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化される前のｄ点の電圧であり、２．８Ｖ〜３．２Ｖに変換された後のＰＷＭ信号をコンデンサ７４及び抵抗７１〜７３からなるローパスフィルタ回路で平滑化した電圧）が、マイコン２の端子ＡＤ３へ入力されるようになっている。尚、ｄ点の電圧は、出力点Ｐｏの電圧と同じであるため、マイコン２の端子ＡＤ３は、出力点Ｐｏと接続しても良い。
【０１５４】
そして、マイコン２は、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理におけるＳ３１０にて、端子ＡＤ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換するのではなく、後述の処理で算出したＡ／Ｄ変換値の平均値を、電圧検出値Ｖａｄとして用いる。
即ち、本第４実施形態の空燃比検出装置８０において、マイコン２は、図１７における黒丸印（●）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの各タイミングで、端子ＡＤ３に入力される電圧（ｄ点の電圧）を内蔵のＡ／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行う。そして、図４（ａ）のＳ３１０では、上記平均化処理で算出している平均値を、電圧検出値Ｖａｄとして読み込み、その電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定するのである。
【０１５５】
つまり、マイコン２は、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化される前の電圧であって、コンデンサ７４及び抵抗７１〜７３からなるローパスフィルタ回路（以下、初段のローパスフィルタ回路という）で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理（デジタル的な平滑化の処理であり、所謂なましの処理）を行い、該平均化処理で算出した平均値に基づいて、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への実際の印加電圧Ｖｍと目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）との差が小さくなるように、ＰＷＭ信号のデューティ比をフィードバック制御している。
【０１５６】
このような第４実施形態の空燃比検出装置８０によれば、空燃比センサＡＦＳにリップルがない一定の電圧を印加することと、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を精度良く制御することとを、両立させ易くなる。
つまり、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２から出力される電圧は、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧が脈動してしまわないように、十分に平滑化されたものとなる。よって、図１２のようにローパスフィルタ回路Ｆ２から出力される電圧と同じＶｍをマイコン２の端子ＡＤ３に入力してＡ／Ｄ変換するように構成した場合、Ａ／Ｄコンバータの分解能（１ＬＳＢ）が大きいと、その電圧Ｖｍの変化を捉えることができず、ＰＷＭ信号のフィードバック制御の精度を上げることができなくなる。
【０１５７】
そこで、本第４実施形態では、初段のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧（ｄ点の電圧）には、多少の脈動が残っていることに着目して、そのｄ点の電圧をＡ／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、その平均化処理で算出した平均値を、演算増幅器１６の非反転入力端子への電圧の検出値として、デューティ比のフィードバック制御に用いるようにしている。
【０１５８】
このため、Ａ／Ｄコンバータの分解能以上の性能を出すことができ、延いては、空燃比センサＡＦＳにリップルがない一定の電圧を印加することと、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を精度良く制御することとを、高分解能で高価なＡ／Ｄコンバータを備えなくても、両立させることができるようになるのである。
【０１５９】
尚、本第４実施形態の変形例として、▲１▼：マイコン２は、図１７における白丸印（○）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの中間付近の各タイミングで、端子ＡＤ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値を平均化するようにしても良い。▲２▼：また、処理能力に余裕があれば、マイコン２は、ＰＷＭ信号の１周期中に、端子ＡＤ３に入力される電圧を、ＰＷＭ信号の周期Ｔよりも非常に短いサンプリング周期でＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値を平均化するようにしても良い。
【０１６０】
一方、上記第４実施形態及びその変形例▲１▼，▲２▼の手法は、第１及び第２実施形態の空燃比検出装置１，６０に対しても、全く同様に適用することができる。つまり、第１及び第２実施形態の各装置１，６０において、ローパスフィルタ回路Ｆ１の出力電圧をマイコン２の端子ＡＤ３に入力し、マイコン２は、上記第４実施形態又はその変形例▲１▼，▲２▼と同じ手法で、端子ＰＷＭ１からのＰＷＭ信号のデューティ比を制御すれば良い。また、第２実施形態の空燃比検出装置６０については、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデューティ比制御についても、同様の手法を採ることができる。
【０１６１】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、上記第４実施形態の空燃比検出装置８０において、コンデンサ７４を設けない場合には、マイコン２は、図１８における黒丸印（●）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号がハイレベルである期間とローレベルである期間との各々で、端子ＡＤ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換し、更に、その各Ａ／Ｄ変換値と、その時のＰＷＭ信号のデューティ比とから、図４（ａ）のＳ３１０で使用する電圧検出値Ｖａｄ（即ち、演算増幅器１６の非反転入力端子に実際に入力されていると見なす電圧）を計算によって求めるようにしても良い。
【０１６２】
また、前述した第３又は第４実施形態及びそれらの変形例の構成及び手法は、図９に示した第２実施形態の空燃比検出装置６０に対しても適用することができる。そして、この場合には、マイコン２の端子ＰＷＭ２から演算増幅器２２までの回路構成を、図１２又は図１６におけるマイコン２の端子ＰＷＭ１から演算増幅器１６までの回路構成と同様のものにすれば良い。
【０１６３】
一方、上記各実施形態の空燃比検出装置において、バッファとしての演算増幅器２２と抵抗２４，２８，３２とトランジスタ２６，３０とからなる回路（即ち、素子インピーダンスの検出時にセンサＡＦＳへの印加電圧を急峻に変化させるための回路）は、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応する出力回路（演算増幅器１６及び抵抗１２，１４）の方であって、ローパスフィルタ回路Ｆ２と演算増幅器１６の非反転入力端子との間に設けるようにしても良い。
【０１６４】
また、第１及び第２実施形態の空燃比検出装置１，６０において、バッファとしての演算増幅器１０，６２は省略することも可能である。
また更に、マイコン２は、ＰＷＭ信号専用の出力ポートからではなく、通常の出力ポートから、ソフトウエア処理のみでＰＷＭ信号を出力するようにしても良い。
【０１６５】
一方、上記各実施形態では、積分回路として、ローパスフィルタ回路Ｆ２（Ｆ４）を最終段とする２段のローパスフィルタ回路を用いたが、ローパスフィルタ回路の段数は、２段に限るものではなく、３段以上、或いは場合によっては１段のみでも良い。
【０１６６】
一方更に、上記各実施形態の空燃比検出装置は、酸素濃度センサとして、限界電流式空燃比センサＡＦＳを用い、同センサＡＦＳに流れる限界電流から空燃比を検出するものであったが、本発明は、酸素濃度センサとして、所謂ポンピングセルとセンシングセルとを成す２層の固体電解質層を備えた積層型空燃比センサを用いた場合にも、同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図２】 マイコンのＰＷＭ信号生成部を説明する説明図である。
【図３】 マイコンが実行する検出処理を表すフローチャートである。
【図４】 マイコンが実行するＰＷＭ出力制御処理を表すフローチャートである。
【図５】 空燃比センサの素子インピーダンスを検出する手順を表すタイムチャートである。
【図６】 図３の検出処理の作用を説明するタイムチャートである。
【図７】 ＰＷＭ出力制御処理の作用を説明する第１の説明図である。
【図８】 ＰＷＭ出力制御処理の作用を説明する第２の説明図である。
【図９】 第２実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図１０】 空燃比センサの電圧−電流特性を示すグラフである。
【図１１】 センサの各端子への印加電圧の立ち上がり／立ち下がり特性の違いによって起こる問題を説明する説明図である。
【図１２】 第３実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図１３】 第３実施形態の特徴を説明する説明図である。
【図１４】 第３実施形態の効果を説明する説明図のその１である。
【図１５】 第３実施形態の効果を説明する説明図のその２である。
【図１６】 第４実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図１７】 第４実施形態の空燃比検出装置のマイコンが実施する処理の内容を説明する説明図である。
【図１８】 第４実施形態の他の変形例を説明する説明図である。
【符号の説明】
１，６０，７０，８０…空燃比検出装置、ＡＦＳ…空燃比センサ、２…マイコン、３…ＰＷＭ信号生成部、４，５…レジスタ、６…カウンタ、７…比較部、１０，１６，２２，３８，４２，４６，６２，７６…演算増幅器、４４，４８…入力回路、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４…ローパスフィルタ回路、１２，１４，１８，２０，２４，２８，３２，３６，４０，５０，５２，５４，７１，７２，７３，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗、３４，５８，７４，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…コンデンサ、２６…ＮＰＮ形トランジスタ、３０…ＰＮＰ形トランジスタ、５６…ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車載用エンジンの排気ガス中の酸素濃度を検出する酸素濃度検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、車載用エンジンの空燃比制御においては、例えば制御精度を高めるといった要望や環境問題に起因するリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応すべく、被検出ガスとしての排気ガス中の酸素濃度（延いては、エンジンに吸入される混合気の空燃比）を広域に且つリニアに検出可能な酸素濃度センサ（以下、空燃比センサともいう）が提供されている。
【０００３】
そして、このような空燃比センサを用いた空燃比検出装置（酸素濃度検出装置）としては、例えば特開平１１−２０１９３５号公報、特開平１１−２１１６９２号公報、及び特開平９−２９２３６４号公報などに記載されているものがあり、この種の空燃比検出装置では、空燃比センサへの印加電圧を任意に変化させて、空燃比センサの検出動作領域（ダイナミックレンジ）を最適化するようにしている。
【０００４】
具体的に説明すると、まず、この種の空燃比検出装置に用いられる空燃比センサは、それの電圧−電流特性を例示する図１０のように、電圧の印加に伴って排気ガス中の酸素濃度（延いては空燃比）に応じた電流が流れるように構成されている。尚、図１０において、横軸である電圧軸Ｖは、空燃比センサへの印加電圧の値を表し、縦軸である電流軸Ｉは、空燃比センサに流れるセンサ電流の値を表している。
【０００５】
そして、図１０において、電圧軸Ｖに並行なセンサ電流の直線部分がセンサの限界電流を示しており、この限界電流の値が空燃比（Ａ／Ｆ）の値に対応している。
このため、空燃比検出装置は、空燃比センサに所定の電圧を印加しつつ、その空燃比センサに流れる上記限界電流の値を検出して空燃比を算出するが、その限界電流の値を正しく検出するために、空燃比センサへの印加電圧をアクティブに調節する。
【０００６】
つまり、図１０において、空燃比センサへの印加電圧を同図のＶｐｏとした場合には、Ａ／Ｆ＝１２からＡ／Ｆ＝１８までの限界電流は検出することができるが、それ以上の空燃比では限界電流を検出することができず、例えばＡ／Ｆ＝２０とＡ／Ｆ＝２１との区別は出来なくなってしまう。
【０００７】
そこで、上記各公報に記載の空燃比検出装置では、空燃比検出のための各種処理を実行するマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）に内蔵されたＤ／Ａコンバータ、或いは、そのマイコンの外部に設けられたＤ／Ａコンバータを用いて、空燃比センサへの印加電圧を、空燃比センサの検出動作領域が最適となるように変化させるようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年、マイコンにおいては、高速処理化及び高集積化に伴って、デジタル化及び小型化が進められている。
つまり、マイコンにおいて、本来のデジタル処理を行うデジタル部は、技術の進歩によって、年々、小型化されているが、Ｄ／Ａコンバータなどのアナログ部は、小型化するのに限度があり、マイコン全体の小型化及び低コスト化の妨げになるため、近年では、そのようなアナログ部をマイコンに内蔵させない傾向にある。
【０００９】
これに対して、例えば上記特開平１１−２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に記載の空燃比検出装置では、マイコンに内蔵されたＤ／Ａコンバータの出力電圧が、マイコン外部のバッファを介して、空燃比センサの端子へ印加されるように構成し、これにより、空燃比センサへの空燃比検出用の印加電圧を可変にしている。
【００１０】
よって、上記両公報に記載の空燃比検出装置では、使用されるマイコンを小型で安価なものにすることができず（換言すれば、Ｄ／Ａコンバータを内蔵しない小型で安価なマイコンを用いることができず）、その結果、装置全体の小型化及び低コスト化を達成するのに限界が生じてしまう。
【００１１】
しかも、高速処理可能なマイコンでは、内部で発生するノイズが大きい傾向にあるため、内蔵されたＤ／Ａコンバータの出力精度に悪影響を与える可能性がある。このため、上記両公報に記載のように、マイコンに内蔵のＤ／Ａコンバータを用いて空燃比センサへの印加電圧を変化させるように構成した場合には、空燃比センサへの印加電圧の制御精度を向上させるという点においても不利な面がある。
【００１２】
また、上記特開平９−２９２３６４号公報に記載されているように、マイコンとは別体のＤ／Ａコンバータを用いることも考えられるが、空燃比検出装置を構成する部品の数が増加することにより、装置の大型化を招いてしまい、しかも、マイコンが外部のＤ／Ａコンバータを制御するためのシリアル通信線や多数の制御線を装置内に配設しなければならないという問題が生じる。
【００１３】
一方更に、空燃比センサへの空燃比検出用の印加電圧は、出来るだけ細かく且つ徐々に変えることが望ましい。つまり、通常の空燃比検出時（酸素濃度検出時）において、空燃比センサへの印加電圧を急に大きく変えてしまうと、その電圧変化に伴う交流電流がセンサに流れてしまい、本来の限界電流値を正確に検出することができなくなってしまうからである。
【００１４】
そして、上記各公報に記載の技術では、空燃比センサへの印加電圧を細かく変えるために、高分解能で高価なＤ／Ａコンバータが必要となってしまう。
例えば、Ｄ／Ａコンバータの電源電圧（即ち最大出力電圧）を５Ｖとすると、１０ビット分解能の高価なＤ／Ａコンバータを使用した場合、空燃比センサへの印加電圧の可変分解能は約４．８８ｍＶ（＝５Ｖ／１０２４）にまで小さくすることができるが、６ビット分解能の安価なＤ／Ａコンバータを使用したならば、空燃比センサへの印加電圧の可変分解能は約７８ｍＶ（＝５Ｖ／６４）にまで大きくなってしまい、空燃比センサへの印加電圧は、０ｍＶ，７８ｍＶ，１５６ｍＶ，２３４ｍＶ，３１２ｍＶ，３９０ｍＶ，４６８ｍＶといった具合にしか変えることができなくなってしまう。
【００１５】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、酸素濃度センサへ酸素濃度を検出するために印加する検出用電圧を、高分解能且つ高精度に変えることができ、しかも安価な酸素濃度検出装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の酸素濃度検出装置は、入力部に入力される指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサへ印加する電圧印加手段と、マイコン（マイクロコンピュータ）とを備えている。そして、マイコンは、被検出ガス中の酸素濃度を検出するための検出用電圧が酸素濃度センサへ印加されるように、電圧印加手段への前記指令電圧を制御すると共に、酸素濃度センサに流れる電流を検出して被検出ガス中の酸素濃度を算出する。
【００１７】
そして特に、請求項１の酸素濃度検出装置では、マイコンの出力ポートから出力される２値振幅のオン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるようになっており、マイコンは、上記出力ポートから出力するオン／オフ信号のデューティ比により、電圧印加手段から酸素濃度センサへの検出用電圧（即ち、酸素濃度検出用の印加電圧）を変化させる。
【００１８】
つまり、オン／オフ信号は、オンに相当するハイレベルとオフに相当するローレベルとの２値振幅の信号であり、それを積分回路で平滑化した電圧であって、電圧印加手段の入力部に入力される指令電圧（延いては、酸素濃度センサへの印加電圧）は、そのオン／オフ信号のデューティ比に比例して、該デューティ比が大きくなるほど高くなる。このため、マイコンは、積分回路へのオン／オフ信号のデューティ比を変えることで、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧を調節することができる。
【００１９】
このような請求項１の酸素濃度検出装置によれば、以下の効果が得られる。
（Ａ）酸素濃度センサに印加する検出用電圧を、マイコン内外のＤ／Ａコンバータを用いることなく可変にすることができるため、装置の小型化及び低コスト化を達成できる。
【００２０】
（Ｂ）印加電圧の可変分解能は、マイコンが出力するオン／オフ信号のデューティ比の分解能に等しいため、Ｄ／Ａコンバータを用いる従来の方法と比べて、印加電圧を非常に細かく設定することができる。つまり、マイコンが出力するオン／オフ信号のデューティ比の分解能を上げることは、日進月歩で高速化される近年のマイコンにおいては極めて容易なことであり、このため、酸素濃度センサへの印加電圧を非常に細かい分解能で可変にすることができる。
【００２１】
（Ｃ）マイコン内蔵のＤ／Ａコンバータを用いた場合のようにマイコン内部のノイズの影響がなく、電圧印加手段への指令電圧及び酸素濃度センサへの印加電圧は、マイコンからのオン／オフ信号のデューティ比に忠実なものとなるため、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することができる。
【００２２】
（Ｄ）マイコンからのオン／オフ信号を積分回路で平滑化するため、酸素濃度センサへの印加電圧をスムーズに変化させることができる。
尚、Ｄ／Ａコンバータを用いた従来の方法でも積分回路は必要となる。つまり、例えば１０ビット分解能のＤ／Ａコンバータを用いたとしても、酸素濃度センサへの印加電圧の可変分解能は約４．８８ｍＶであり、印加電圧の変更時に平滑化しないと、センサ電流に少なからず影響を与えてしまうからである。このため、マイコンからのオン／オフ信号を積分回路で平滑化する本構成を採用したことで、回路規模を特に大きくしてしまうことはない。
【００２３】
以上のことから、請求項１の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加する検出用電圧を、安価な構成で、しかも、高分解能且つ高精度に変えることができるようになる。
次に、請求項２に記載の酸素濃度検出装置は、上記請求項１の酸素濃度検出装置に対して、以下のような変換回路を備えている。
【００２４】
即ち、変換回路は、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信号を、該オン／オフ信号の振幅を小さくし且つローレベルの電圧を変えたオン／オフ信号に変換して出力する。尚、ここでの振幅とは、オン／オフ信号のローレベルからハイレベルまでの電圧差のことである。
【００２５】
そして更に、請求項２の酸素濃度検出装置では、上記変換回路の出力信号（即ち、振幅とローレベル電圧とを変えた後のオン／オフ信号）を積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるようになっている。
【００２６】
そして、このような請求項２の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度センサへの印加電圧を細かく制御するのに非常に有利である。また、積分回路の構成を簡素化することができると共に、酸素濃度センサへの印加電圧を変える際の応答性を向上させることができる。
【００２７】
この理由について説明する。
まず、一般に、マイコンの電源電圧は５Ｖであり、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信号は、振幅が５Ｖで且つローレベルの電圧が０Ｖとなる。つまり、マイコンから出力されるオン／オフ信号のハイレベルの電圧は５Ｖであり、ローレベルの電圧は０Ｖである。
【００２８】
このため、請求項１に記載の酸素濃度検出装置において、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加するものとして説明すると、マイコンから出力されるオン／オフ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えれば、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧は、０Ｖから５Ｖまでの範囲で変わることとなる。
【００２９】
これに対して、一般に、被検出ガス中の酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加すべき検出用電圧は、５Ｖも変化させる必要がなく、その検出用電圧の最大可変幅は、５Ｖの１０の１程度（例えば０．４Ｖ程度）である。
そして、このような場合、即ち、検出用電圧の最大可変幅（上記例では０．４Ｖ）がマイコンからのオン／オフ信号の振幅（上記例では５Ｖ）に対して非常に小さい場合に、マイコンから出力されるオン／オフ信号を、そのまま積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるように構成すると、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲分だけ変化させるためのオン／オフ信号のデューティ比範囲（以下、制御対象デューティ比範囲という）が、０％から１００％までの全範囲よりも非常に狭い範囲になってしまい、酸素濃度センサへの印加電圧を細かく制御するのには不利である。
【００３０】
つまり、オン／オフ信号のデューティ比の可変分解能が同じであるならば、上記の制御対象デューティ比範囲が狭い場合ほど、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能が荒くなってしまうからである。
【００３１】
そこで、請求項２に記載の酸素濃度検出装置のように、マイコンから出力されるオン／オフ信号を、そのオン／オフ信号の振幅を小さくし且つローレベルの電圧を変えたオン／オフ信号に変換した上で、積分回路に入力させるように構成すれば、上記の制御対象デューティ比範囲を広くすることができ、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能を、非常に細かくすることができるのである。
【００３２】
しかも、積分回路に入力されるオン／オフ信号の振幅が小さくなるため、その積分回路での電圧平滑化効果（即ち、フィルタ効果）が小さくても、平滑化後の電圧に生じるリップル（即ち電圧の脈動）を小さく抑えることができる。
このため、積分回路の構成を簡素化することができる。そして更に、積分回路での電圧平滑化効果が小さくて済むため、マイコンからのオン／オフ信号のデューティ比を変えた際に、電圧印加手段への指令電圧が速やかに変わることとなり、その結果、酸素濃度センサへの印加電圧を変える際の応答性も向上させることができる。
【００３３】
また特に、請求項２に記載の酸素濃度検出装置において、変換回路から出力されるオン／オフ信号の振幅及びローレベルの電圧は、請求項３に記載の如く、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えることにより、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧が前記検出用電圧の最大可変範囲分だけ変わるように設定することが最も好ましい。
【００３４】
つまり、このように設定すれば、制御対象デューティ比範囲が０％から１００％までの全範囲となり、オン／オフ信号のデューティ比の可変分解能が同じであるならば、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能を、最も細かくすることができるからである。
【００３５】
次に、請求項４に記載の酸素濃度検出装置では、上記請求項１〜３の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、マイコンは、積分回路で平滑化された電圧を検出し、その検出値に基づいて、酸素濃度センサへの実際の印加電圧と、酸素濃度センサへの目標の印加電圧（即ち、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加すべき目標の印加電圧であり、以下、目標印加電圧という）との差が小さくなるように、上記オン／オフ信号のデューティ比を変化させるようにしている。
【００３６】
つまり、請求項４の酸素濃度検出装置では、マイコンが、オン／オフ信号のデューティ比をフィードバック制御するようにしており、このように構成すれば、酸素濃度センサへの印加電圧を、より精度良く最適値に調節することができる。尚、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、積分回路で平滑化された電圧の検出値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。また、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧のｎ倍（ｎ≠１）の電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、積分回路で平滑化された電圧の検出値をｎ倍した値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。
【００３７】
ところで、マイコンからのオン／オフ信号を平滑化する積分回路は、請求項５に記載のように、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けた構成のものとすれば、より効果的である。
つまり、積分回路として、コンデンサと抵抗とからなる１つのローパスフィルタ回路を用いても良いが、その場合、平滑化後の電圧に生じるリップルを小さく抑えるためには、静電容量の大きいコンデンサと抵抗値の大きい抵抗とが必要になる。そして、一般に、コンデンサは、静電容量が大きくなると単価が高くなり、また、電子回路では、抵抗値の大きい抵抗を用いると、外来ノイズに弱くなる傾向がある。
【００３８】
そこで、請求項５に記載の如く、積分回路を、コンデンサと抵抗とからなるローパスフィルタ回路を複数段直列に設けたものとすれば、比較的小さい静電容量のコンデンサと低抵抗値の抵抗とを使用して、平滑化後の電圧におけるリップルを十分に抑制できるようになり、その結果、低コストでノイズに強い積分回路を得ることができるのである。
【００３９】
一方、積分回路として、上記のように、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けた構成のものを用いると共に、マイコンが、オン／オフ信号のデューティ比をフィードバック制御するように構成する場合には、請求項６に記載のようにしても良い。
【００４０】
即ち、請求項６に記載の酸素濃度検出装置では、請求項１〜３の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、積分回路が、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けて構成されている。
そして、マイコンは、積分回路を成す複数のローパスフィルタ回路のうち、最終段のローパスフィルタ回路以外のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、該平均化処理で算出した平均値に基づいて、酸素濃度センサへの実際の印加電圧と酸素濃度センサへの目標の印加電圧（目標印加電圧）との差が小さくなるように、出力ポートからのオン／オフ信号のデューティ比を変化させる。
【００４１】
尚、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、平均化処理で算出した平均値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。また、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電圧のｎ倍（ｎ≠１）の電圧を酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、平均化処理で算出した平均値をｎ倍した値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。
【００４２】
このような請求項６の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度センサにリップルがない一定の電圧を印加することと、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することとを、両立させ易くすることができる。
つまり、まず、積分回路の最終段のローパスフィルタ回路から出力される電圧Ｖｅｎｄは、電圧印加手段への指令電圧となるため、この電圧Ｖｅｎｄは、酸素濃度センサへの印加電圧が脈動してしまわないように、十分に平滑化されたものとなる。
【００４３】
よって、積分回路の最終段のローパスフィルタ回路から出力される電圧ＶｅｎｄをＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換するように構成した場合、そのＡ／Ｄ変換器の分解能（１ＬＳＢ）が大きいと、その電圧Ｖｅｎｄの変化を捉えることができず、マイコンによるオン／オフ信号のフィードバック制御の精度を上げることができなくなる。
【００４４】
そこで、請求項６の酸素濃度検出装置では、最終段のローパスフィルタ回路以外のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧Ｖｍｉｄには、多少の脈動が残っていることに着目して、その電圧ＶｍｉｄをＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、その平均化処理で算出した平均値を、電圧印加手段への指令電圧の検出値として、デューティ比のフィードバック制御に用いるようにしている。そして、このため、Ａ／Ｄ変換器の分解能以上の性能を出すことができ、延いては、酸素濃度センサにリップルがない一定の電圧を印加することと、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することとを、高分解能で高価なＡ／Ｄ変換器を用いなくても、両立させることができるようになるのである。
【００４５】
一方、上記請求項１〜６の酸素濃度検出装置において、電圧印加手段は、請求項７に記載の如く、酸素濃度センサの一対の各端子Ａ，Ｂに対応して入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される指令電圧（以下、第１の指令電圧という）に応じた電圧を酸素濃度センサの一方の端子Ａに印加すると共に、他方の入力部に入力される指令電圧（以下、第２の指令電圧という）に応じた電圧を酸素濃度センサの他方の端子Ｂに印加するように構成することができる。そして、この場合には、請求項７に記載の如く、積分回路で平滑化された電圧（即ち、オン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧）が、電圧印加手段の前記一方の入力部に第１の指令電圧として供給され、電圧印加手段の他方の入力部へは、予め設定された基準電圧が第２の指令電圧として供給されるように構成すれば良い。
【００４６】
つまり、この構成によれば、酸素濃度センサの一方の端子Ａには、マイコンからのオン／オフ信号のデューティ比に応じた電圧が印加され、酸素濃度センサの他方の端子Ｂには、基準電圧に対応した一定の電圧が印加されることとなる。そして、酸素濃度センサの一方の端子Ａに印加される電圧が可変となることで、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧が可変となる。
【００４７】
但し、上記請求項７の構成を採用した場合、マイコンの出力ポートから電圧印加手段の一方の入力部に至るまでの回路の電圧応答特性と、電圧印加手段の他方の入力部に上記基準電圧を供給するための回路の電圧応答特性とが大きく異なっていると、電源投入時や電源遮断時において、酸素濃度センサの各端子に夫々印加される各電圧の立ち上がり特性及び立ち下がり特性が大きく異なってしまい、その結果、酸素濃度センサの両端子間に過大電圧あるいは負電圧がかかってしまう可能性がある。
【００４８】
図１１を用いて具体的に説明すると、まず図１１（ａ）は、酸素濃度センサのプラス側端子ＡＦ＋とマイナス側端子ＡＦ−とのうち、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧の変化特性の方が急峻である場合を表している。そして、この場合、電源投入時（即ち、センサへの電圧印加開始時）には、酸素濃度センサに過大な電圧がかかり、電源遮断時（即ち、センサへの電圧印加停止時）には、酸素濃度センサに負電圧がかかってしまうこととなる。
【００４９】
また、図１１（ｂ）は、酸素濃度センサのプラス側端子ＡＦ＋とマイナス側端子ＡＦ−とのうち、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧の変化特性の方が急峻である場合を表している。そして、この場合、電源投入時には、酸素濃度センサに負電圧がかかり、電源遮断時には、酸素濃度センサに過大電圧がかかってしまうこととなる。
【００５０】
そこで、この問題を確実に回避するためにには、請求項８に記載の如く構成するのが効果的である。
即ち、まず、請求項８に記載の酸素濃度検出装置では、上記請求項７の酸素濃度検出装置と同様に、電圧印加手段が、酸素濃度センサの一対の各端子Ａ，Ｂに対応して入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される第１の指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサの一方の端子Ａに印加すると共に、他方の入力部に入力される第２の指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサの他方の端子Ｂに印加するように構成されている。そして、積分回路で平滑化された電圧（オン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧）が、電圧印加手段の前記一方の入力部に第１の指令電圧として供給される。
【００５１】
そして特に、請求項８の酸素濃度検出装置では、電圧印加手段の前記他方の入力部に対しても、前記積分回路と同じ構成の第２の積分回路が備えられており、マイコンの前記出力ポートとは異なる出力ポート（以下、第２の出力ポートという）から出力される２値振幅のオン／オフ信号を前記第２の積分回路で平滑化した電圧が、電圧印加手段の前記他方の入力部に第２の指令電圧として供給される。
【００５２】
つまり、請求項８の酸素濃度検出装置では、電圧印加手段の２つの入力部へ夫々供給する各指令電圧を、同じ構成の回路で生成するようにしている。
このような請求項８の酸素濃度検出装置によれば、マイコンの各出力ポートから電圧印加手段の各入力部に至るまでの各回路の電圧応答特性は、ほぼ等しくなるため、電源投入時や電源遮断時において、酸素濃度センサの各端子に夫々印加される各電圧の立ち上がり及び立ち下がり特性が図１１の如く異なってしまうことが防止される。よって、電源投入時や電源遮断時において酸素濃度センサの両端子間に過大電圧や負電圧がかかってしまうことを確実に防止することができる。
【００５３】
しかも、請求項８の酸素濃度検出装置によれば、マイコンは、上記第２の出力ポートから出力するオン／オフ信号のデューティ比を変えることで、電圧印加手段への第２の指令電圧（延いては、酸素濃度センサの他方の端子Ｂへの印加電圧）も任意に変化させることができ、酸素濃度センサの各端子に印加される両方の電圧を調節することができるという利点もある。
【００５４】
尚、請求項８の酸素濃度検出装置において、請求項２に記載の変換回路を備える場合には、マイコンの上記第２の出力ポートと第２の積分回路との間に、上記変換回路と同様の構成の回路（第２の変換回路）を設けるようにして、マイコンの各出力ポートから電圧印加手段の各入力部に至るまでの各回路の電圧応答特性を、より一層等しくなるようにしても良い。
【００５５】
ところで、一般に、この種の酸素濃度検出装置では、前述の特開平１１−２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に記載されているように、酸素濃度センサの素子インピーダンスを定期的に検出して、その検出値を、センサの温度を所定の活性化温度（例えば７００℃）にするためのヒータの制御に用いたり、センサの劣化度合を判定するために用いたりしている。
【００５６】
そして、センサの素子インピーダンスを検出する際には、センサへの印加電圧を急峻に変化させることとなり、例えば、印加電圧を急峻に変化させる直前のセンサ電流と、印加電圧を急峻に変化させてから所定時間が経過した時のセンサ電流とを検出して、その検出した両センサ電流の差から素子インピーダンスを算出する。
【００５７】
そこで、請求項９に記載の酸素濃度検出装置では、上記請求項７又は８の酸素濃度検出装置において、電圧印加手段の前記２つの入力部のうちの何れか一方に、電圧変更回路を接続するようにしており、この電圧変更回路は、マイコンから上記オン／オフ信号とは別に出力される２値振幅の制御信号に応じて、当該回路が接続された電圧印加手段の入力部の電圧を瞬時に変化させる。
【００５８】
そして、この請求項９の酸素濃度検出装置において、マイコンは、酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出する際には、上記電圧変更回路への制御信号の出力レベルを切り替えることにより、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧を急峻に変化させる。つまり、マイコンが上記制御信号の出力レベルを切り替えると、電圧印加手段の一方の入力部への電圧が電圧変更回路によって瞬時に変化され、それに伴い酸素濃度センサへの印加電圧が急峻に変化するからである。
【００５９】
そして、このような請求項９の酸素濃度検出装置によれば、酸素濃度センサへの酸素濃度検出用の印加電圧を調節することに関してだけではなく、酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出するために該センサへの印加電圧を急峻に変化させることに関しても、Ｄ／Ａコンバータを用いる必要がなくなる。よって、酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出する機能を備えた酸素濃度検出装置を、より小型化及び低コスト化することができる。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の空燃比検出装置（酸素濃度検出装置）について、図面を用いて説明する。尚、本実施形態の空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに用いられるものであり、同エンジンの空燃比制御システムにおいては、空燃比検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。そして、以下の記載では、空燃比センサを用いた空燃比の検出と、同センサの素子インピーダンス（交流インピーダンス）の検出とを行うための構成及び処理について詳細に説明する。
【００６１】
まず図１は、第１実施形態の空燃比検出装置１の構成を表す回路図である。
図１に示すように、空燃比検出装置１には、酸素濃度センサとしての限界電流式空燃比センサＡＦＳが接続されており、この空燃比センサＡＦＳは、図示しないエンジンの排気管に取り付けられている。
【００６２】
尚、空燃比センサＡＦＳは、特開平１１−２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に記載されているように、固体電解質層の排気ガス側の表面に排気ガス側電極層が固着されると共に、その固体電解質層の大気側の表面に大気側電極層が固着され、更に、上記排気ガス側電極層の外側に拡散抵抗層が形成されたセンサ本体と、そのセンサ本体を加熱するヒータとを備えた周知のものである。そして、この空燃比センサＡＦＳには、電圧の印加に伴って排気ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れ、具体的には、センサ本体の上記固体電解質層への検出空燃比（Ａ／Ｆ）に応じた流入電流（即ちセンサ電流）と、その固体電解質層への印加電圧（即ちセンサへの印加電圧）とが、前述した図１０のような関係となる。
【００６３】
そして、図１に示すように、空燃比検出装置１は、マイコン２を備えており、そのマイコン２の３つの端子ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３は、当該マイコン２に内蔵されたＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器）の入力端子である。また、マイコン２の他の端子ＰＢ２０，ＰＢ２１，ＰＷＭ１のうち、端子ＰＷＭ１は、マイコン２に内蔵された図２（ａ）の如きＰＷＭ信号生成部３で生成されるオン／オフ信号としてのＰＷＭ信号を外部へ出力するためのＰＷＭ信号専用の出力ポートであり、端子ＰＢ２０，ＰＢ２１は、通常の出力ポートである。
【００６４】
ここで、ＰＷＭ信号生成部３は、図２（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号の周期Ｔに相当するデジタル値（以下、周期相当値という）がセットされるレジスタ４と、ＰＷＭ信号の１周期中のハイ時間Ｔｈに相当するデジタル値（以下、ハイ時間相当値という）がセットされるレジスタ５と、マイコン２の内部クロックによって０から１ずつカウントアップされると共に、そのカウント値が上記レジスタ４内の周期相当値に達すると、次の内部クロックでカウント値が０に戻るタイマとしてのカウンタ６と、そのカウンタ６のカウント値が上記レジスタ５内のハイ時間相当値よりも小さければ、ハイレベルを出力し、そうでなければ（カウンタ６のカウント値がハイ時間相当値以上であれば）、ローレベルを出力する比較部７とから構成されている。そして、上記比較部７の出力が、ＰＷＭ信号として、端子ＰＷＭ１からマイコン２の外部へ出力される。
【００６５】
このため、上記内部クロックの周期を“Ｔｃｋ”とし、レジスタ４内の周期相当値を“ＮＴ”とし、レジスタ５内のハイ時間相当値を“ＮＴｈ”とすると、図２（ｂ）に示すように、カウンタ６のカウント値は０〜ＮＴの間でＴｃｋ毎に１ずつ変化すると共に、マイコン２の端子ＰＷＭ１からは、周期Ｔが「Ｔｃｋ×（ＮＴ＋１）」で、ハイ時間Ｔｈが「Ｔｃｋ×ＮＴｈ」であるＰＷＭ信号が出力されることとなる。
【００６６】
更に、空燃比検出装置１は、図１に示すように、非反転入力端子がマイコン２の端子ＰＷＭ１に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器（オペアンプ）１０と、演算増幅器１０の出力を平滑化する（積分する）抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタ回路Ｆ１と、そのローパスフィルタ回路Ｆ１で平滑化された電圧を更に平滑化する抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなるローパスフィルタ回路Ｆ２と、そのローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化された電圧が非反転入力端子に入力され、出力端子が抵抗１２を介して空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子（即ち、センサ本体の排気ガス側電極層に接続された端子）ＡＦ−に接続され、反転入力端子が抵抗１４を介して空燃比センサＡＦＳの上記マイナス側端子ＡＦ−に接続された演算増幅器１６とを備えている。
【００６７】
そして、抵抗１２と抵抗１４との接続点の電圧（即ち、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−の電圧）Ｖｍが、マイコン２の端子ＡＤ３へ入力されるようになっている。
また、空燃比検出装置１は、一定の電源電圧Ｖｃｃ（本実施形態では５Ｖ）と接地電位（＝０Ｖ）との間に順次直列に接続されて、電源電圧Ｖｃｃを分圧することにより所定の基準電圧Ｖｒ（本実施形態では３．３Ｖ）を生成する２つの電圧生成用抵抗１８，２０と、その抵抗１８，２０同士の接続点に非反転入力端子が接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されて、その出力端子から上記基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）を出力するバッファとしての演算増幅器２２と、該演算増幅器２２の出力端子に一端が接続された抵抗２４と、エミッタが接地電位に接続され、ベースがマイコン２の端子ＰＢ２１に接続されたスイッチング素子としてのＮＰＮ形トランジスタ２６と、一端がトランジスタ２６のコレクタに接続され、他端が抵抗２４の演算増幅器２２側とは反対側の端部に接続された抵抗２８と、エミッタが電源電圧Ｖｃｃに接続され、ベースがマイコン２の端子ＰＢ２０に接続されたスイッチング素子としてのＰＮＰ形トランジスタ３０と、一端がトランジスタ３０のコレクタに接続され、他端が抵抗２４の演算増幅器２２側とは反対側の端部に接続された抵抗３２と、抵抗２４，２８，３２同士の接続点と接地電位との間に接続されて、その抵抗２４，２８，３２と共にローパスフィルタを成すコンデンサ３４とを備えている。
【００６８】
そして更に、空燃比検出装置１は、上記抵抗２４，２８，３２とコンデンサ３４との接続点の電圧Ｖｏが非反転入力端子に入力され、反転入力端子が抵抗３６を介して空燃比センサＡＦＳのプラス側端子（即ち、センサ本体の大気側電極層に接続された端子）ＡＦ＋に接続された演算増幅器３８と、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋と演算増幅器３８の出力端子との間に接続されたシャント抵抗４０と、非反転入力端子が空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器４２と、演算増幅器４２の出力を、そのままマイコン２の端子ＡＤ１へ出力する入力回路４４と、非反転入力端子が演算増幅器３８の出力端子に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器４６と、演算増幅器４６の出力を、そのままマイコン２の端子ＡＤ２へ出力する入力回路４８とを備えている。
【００６９】
尚、入力回路４４は、一端が接地電位に接続されたプルダウン用の抵抗５０と、その抵抗５０の他端に一端が接続された抵抗５２と、その抵抗５２の抵抗５０側とは反対側の端部に一端が接続された抵抗５４と、アノードが抵抗５２と抵抗５４との接続点に接続され、カソードが電源電圧Ｖｃｃに接続された過電圧保護用のダイオード５６と、抵抗５４の抵抗５２側とは反対側の端部と接地電位との間に接続されたノイズ除去用のコンデンサ５８とを備えている。そして、この入力回路４４では、抵抗５０と抵抗５２との接続点が演算増幅器４２の出力端子に接続され、抵抗５４とコンデンサ５８との接続点がマイコン２の端子ＡＤ１に接続されている。また、入力回路４８も、入力回路４４と全く同じ回路構成である。
【００７０】
以上のように構成された空燃比検出装置１においては、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路が、演算増幅器１６の非反転入力端子（一方の入力部に相当）に入力される電圧（第１の指令電圧に相当）と同じ電圧を、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加する。
【００７１】
また、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号が、バッファとしての演算増幅器１０を介してローパスフィルタ回路Ｆ１に入力され、そのローパスフィルタ回路Ｆ１により、図２（ｂ）の「１回積分後の電圧」の段に示すように平滑化される。そして更に、そのローパスフィルタ回路Ｆ１で平滑化された電圧が、次段のローパスフィルタ回路Ｆ２によって、図２（ｂ）の「２回積分後の電圧」の段に示すように一層平滑化され、そのローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧が、演算増幅器１６の非反転入力端子に入力される。
【００７２】
よって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−には、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を２段直列のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧と同じ電圧が、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路によって印加されることとなる。
【００７３】
このため、マイコン２は、端子ＰＷＭ１から常時出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を調節することができる。
そこで、本実施形態において、マイコン２は、上記端子ＰＷＭ１からのＰＷＭ信号のデューティ比により、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を制御して、空燃比センサＡＦＳの検出動作領域（ダイナミックレンジ）を最適化するようにしている。尚、本実施形態では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−へ、上記基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）よりも低い３Ｖ前後の電圧を、可変で常時印加するようになっている。
【００７４】
一方、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、演算増幅器３８，抵抗３６，及びシャント抵抗４０からなる出力回路が、演算増幅器３８の非反転入力端子（他方の入力部に相当）に入力される電圧（第２の指令電圧に相当）と同じ電圧を印加する。そして、演算増幅器３８の非反転入力端子には、抵抗２４，２８，３２同士の接続点の電圧Ｖｏが入力される。
【００７５】
よって、２つのトランジスタ２６，３０が共にオフ状態ならば、演算増幅器２２から出力される基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、その基準電圧Ｖｒが印加される。
【００７６】
そして、このように、上記２つのトランジスタ２６，３０が共にオフ状態である通常時には、プラス側端子ＡＦ＋への基準電圧Ｖｒと、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比に比例したマイナス側端子ＡＦ−への電圧Ｖｍとの差圧（＝Ｖｒ−Ｖｍ）が、空燃比センサＡＦＳの両端に、混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を検出するための検出用電圧として印加される。そして、その電圧の印加に伴い、空燃比センサＡＦＳには、その時の排気ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れることとなる。
【００７７】
これに対し、２つのトランジスタ２６，３０のうちでトランジスタ２６だけがオン状態ならば、基準電圧Ｖｒと接地電位との差圧（即ち、基準電圧Ｖｒ）を抵抗２４と抵抗２８とで分圧した電圧（Ｖｒ−ΔＶａ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、基準電圧ＶｒよりもΔＶａだけ低い上記分圧電圧（Ｖｒ−ΔＶａ）が印加される。
【００７８】
逆に、２つのトランジスタ２６，３０のうちでトランジスタ３０だけがオン状態ならば、電源電圧Ｖｃｃと基準電圧Ｖｒとの差圧（Ｖｃｃ−Ｖｒ）を抵抗３２と抵抗２４とで分圧した電圧（Ｖｒ＋ΔＶｂ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、基準電圧ＶｒよりもΔＶｂだけ高い上記分圧電圧（Ｖｒ＋ΔＶｂ）が印加される。
【００７９】
尚、本実施形態では、例えば上記ΔＶａとΔＶｂとが両方共に０．２Ｖとなるように、各抵抗２４，２８，３２の抵抗値を設定している。
また、本実施形態の空燃比検出装置１において、シャント抵抗４０には、空燃比センサＡＦＳに流れる電流（センサ電流）Ｉと同じ電流が流れるため、そのシャント抵抗４０の両端電位差は、センサ電流Ｉに比例した値となる。
【００８０】
そして更に、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧（即ち、シャント抵抗４０の空燃比センサＡＦＳ側の電圧）Ｖｏと同じ電圧Ｖｏが、演算増幅器４２及び入力回路４４によってマイコン２の端子ＡＤ１に入力され、また、シャント抵抗４０の空燃比センサＡＦＳ側とは反対側の電圧（即ち、演算増幅器３８の出力電圧）と同じ電圧Ｖｉが、演算増幅器４６及び入力回路４８によってマイコン２の端子ＡＤ２に入力される。
【００８１】
このため、本実施形態の空燃比検出装置１では、マイコン２が図３の検出処理と図４のＰＷＭ出力制御処理とを定期的に実行することにより、空燃比センサＡＦＳに流れるセンサ電流Ｉを検出して混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を求めると共に、所定時間毎に空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する。
【００８２】
ここで、図３の検出処理と図４のＰＷＭ出力制御処理とを説明する前に、素子インピーダンスの検出要領について、図５を用い説明しておく。
まず、マイコン２は、空燃比を検出するために空燃比センサＡＦＳへ印加している電圧を、図５の如く所定時間Ｔ１（本実施形態では１２８ｍｓ）毎に急峻に変化させる。そして、その際に、下記の（１）〜（７）の手順で空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する。尚、本実施形態では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを急峻に変化させるようにしており、図５（ｂ）は、図５（ａ）にて楕円で囲んだ部分を拡大して表すものである。
【００８３】
（１）まず、マイコン２は、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを変化させる直前の時刻ｔ1 で、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出する。尚、以下、この時刻ｔ1 で検出された電圧Ｖｏを「Ｖｏ(ｔ1 )」と記す。
（２）更に、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを変化させる直前で且つ時刻ｔ1 直後の時刻ｔ2 で、端子ＡＤ２に入力される電圧Ｖｉを検出する。尚、以下、この時刻ｔ2 で検出された電圧Ｖｉを「Ｖｉ(ｔ2 )」と記す。
【００８４】
（３）そして更に、時刻ｔ2 直後の時刻ｔ3 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを急峻に変化させる。尚、この例では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の通常電圧よりも所定電圧ΔＶａだけ低い電圧に変化させている。
【００８５】
（４）次に、時刻ｔ3 から予め定められた所定時間Ｔ２が経過した時刻ｔ4 で、端子ＡＤ２に入力される電圧Ｖｉを検出する。尚、以下、この時刻ｔ4 で検出された電圧Ｖｉを「Ｖｉ(ｔ4 )」と記す。また、上記所定時間Ｔ２は、時刻ｔ3 からセンサ電流Ｉの変化分ΔＩがピークになると予想される時間であり、本実施形態では１３５μｓに設定されている。
【００８６】
（５）更に、時刻ｔ4 直後の時刻ｔ5 で、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出する。尚、以下、この時刻ｔ5 で検出された電圧Ｖｏを「Ｖｏ(ｔ5 )」と記す。そして、シャント抵抗４０の抵抗値をＲS とすると、下記の式１により、空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺを算出する。
【００８７】
【数１】
尚、上記式１においては、｛Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ5)｝が印加電圧の変化分ΔＶであり、それ以外の部分が、センサ電流Ｉの変化分ΔＩの逆数（１／ΔＩ）である。また、式１における｛Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ5)｝は、既知のΔＶａに置き換えることも可能である。
【００８９】
（６）その後、時刻ｔ3 から予め定められた所定時間Ｔ３（本実施形態では２００μｓ）が経過した時刻ｔ6 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを上記時刻ｔ3 での変化とは反対側に急峻に変化させる。尚、この例では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の通常電圧よりも所定電圧ΔＶｂだけ高い電圧に変化させている。
【００９０】
（７）そして、時刻ｔ6 から予め定められた所定時間Ｔ４（本実施形態では上記Ｔ３と同じ２００μｓ）が経過した時刻ｔ7 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の電圧に戻す。
つまり、本実施形態の空燃比検出装置１では、式１からも分かるように、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を急峻に変化させる直前のセンサ電流「｛Ｖｉ(ｔ2)−Ｖｏ(ｔ1)｝／ＲS 」と、印加電圧を急峻に変化させてから所定時間Ｔ２が経過した時のセンサ電流「｛Ｖｉ(ｔ4)−Ｖｏ(ｔ5)｝／ＲS 」との差に基づいて、素子インピーダンスＺを算出している。
【００９１】
尚、素子インピーダンスＺの検出が終了した時刻ｔ6 において、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを時刻ｔ３での変化とは反対側に変化させているのは、センサ電流の収束を早めるためである。
次に、マイコン２で実行される検出処理について、図３のフローチャートに沿って説明する。尚、図３の検出処理は、４ｍｓ毎に実行される。また、マイコン２の端子ＰＢ２０，ＰＢ２１の初期出力レベルは、２つのトランジスタ２６，３０が共にオフするように、端子ＰＢ２０がハイレベル（５Ｖ）となっており、端子ＰＢ２１がロウレベル（０Ｖ）となっている。
【００９２】
図３に示すように、マイコン２が検出処理の実行を開始すると、まずステップ（以下、単に「Ｓ」と記す）１１０にて、端子ＡＤ１に入力される電圧（即ち、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋へ実際に印加されている電圧）Ｖｏを検出し、その検出した電圧Ｖｏを前述のＶｏ(ｔ1 )として記憶する。次にＳ１２０にて、端子ＡＤ２に入力される電圧（即ち、シャント抵抗４０の空燃比センサＡＦＳ側とは反対側の電圧）Ｖｉを検出し、その検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ(ｔ2 )として記憶する。尚、マイコン２は、端子ＡＤ１，ＡＤ２に夫々入力される各電圧Ｖｏ，Ｖｉを、自己に内蔵のＡ／ＤコンバータでＡ／Ｄ変換することにより検出する。
【００９３】
そして、続くＳ１３０にて、Ｓ１２０で検出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )とＳ１１０で検出した電圧Ｖｏ(ｔ1 )との差（Ｖｉ(ｔ2 )−Ｖｏ(ｔ1 )）を、シャント抵抗４０の抵抗値ＲS で割ることにより、センサ電流Ｉの電流値（限界電流値）を算出し、更に、その電流値と予めマイコン２内のＲＯＭに記憶されている特性マップとを用いて、混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を算出する。
【００９４】
次に、Ｓ１４０にて、マイコン２内のＲＡＭに設定されているカウンタＣＴの値が、素子インピーダンスの検出周期である所定時間Ｔ１（＝１２８ｍｓ）に相当する「３１」であるか否かを判定する。
ここで、カウンタＣＴの値が「３１」であると判定した場合には、素子インピーダンスの検出タイミングが到来したと判断して、Ｓ１６０に移行し、今回のＳ１２０で検出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )が所定の判定電圧よりも大きいか否かを判定する。尚、この判定電圧は、図１０に示す空燃比センサＡＦＳのダイナミックレンジ内における所定値（例えば中央値）の電流がシャント抵抗４０に流れた場合の演算増幅器３８の出力電圧Ｖｉに設定されている。
【００９５】
そして、Ｓ１６０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きいと判断した場合（つまり、現在のセンサ電流Ｉがダイナミックレンジ内の上記所定値よりも大きい場合）には、続くＳ１７０にて、図６（ａ）の時刻ｔ3 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルをロウレベルからハイレベルにしてトランジスタ２６をオンさせ、その後、Ｓ１９０に移行する。すると、図６（ａ）の時刻ｔ3 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶａ（＝０．２Ｖ）だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧（演算増幅器３８の出力電圧）Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも負側に変化することとなる。
【００９６】
また、Ｓ１６０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きくないと判断した場合（つまり、現在のセンサ電流Ｉがダイナミックレンジ内の上記所定値よりも大きくない場合）には、Ｓ１８０に移行して、図６（ｂ）の時刻ｔ3 に示すように、端子ＰＢ２０の出力レベルをハイレベルからロウレベルにしてトランジスタ３０をオンさせ、その後、Ｓ１９０に進む。すると、図６（ｂ）の時刻ｔ3 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも正側に変化することとなる。
【００９７】
Ｓ１９０では、上記Ｓ１７０或いは上記Ｓ１８０の処理を行ってから、センサ電流Ｉの変化分ΔＩがピークになると予想される時間Ｔ２（＝１３５μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ２が経過するまで待機する。そして、上記時間Ｔ２が経過したと判定すると、Ｓ２００に進んで、端子ＡＤ２に入力される電圧Ｖｉを検出し、その検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ(ｔ4 )として記憶する。そして更に、続くＳ２１０にて、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出し、その検出した電圧Ｖｏを前述のＶｏ(ｔ5 )として記憶する。
【００９８】
そして、続くＳ２２０にて、上記Ｓ１１０，Ｓ１２０，Ｓ２００，及びＳ２１０で今回検出したＶｏ(ｔ1 )，Ｖｉ(ｔ2 )，Ｖｉ(ｔ4 )，及びＶｏ(ｔ5 )と、シャント抵抗４０の抵抗値ＲS とから、前述の式１を用いて空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺを算出する。尚、ここで算出した素子インピーダンスＺは、少なくとも空燃比センサＡＦＳに備えられたヒータの加熱制御に用いられる。即ち、マイコン２は、図示しない加熱制御処理を実行することにより、上記Ｓ２２０で算出した素子インピーダンスＺと、空燃比センサＡＦＳが十分に活性化していると思われる目標温度に対応する目標素子インピーダンスとの差が無くなるように、ヒータへの通電電流を制御する。
【００９９】
次に、マイコン２は、続くＳ２３０にて、上記Ｓ１７０或いは上記Ｓ１８０の処理を行ってから、所定時間Ｔ３（＝２００μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ３が経過するまで待機する。そして、上記時間Ｔ３が経過したと判定すると、Ｓ２４０に進んで、Ｓ１６０の場合と全く同様に、Ｓ１２０で検出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )が上記判定電圧よりも大きいか否かを判定する。
【０１００】
そして、Ｓ２４０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きいと判断した場合には、続くＳ２５０にて、図６（ａ）の時刻ｔ6 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルをハイレベルからロウレベルに戻してトランジスタ２６をオフさせると共に、端子ＰＢ２０の出力レベルをハイレベルからロウレベルにしてトランジスタ３０をオンさせ、その後、Ｓ２７０に移行する。すると、図６（ａ）の時刻ｔ6 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも正側に変化することとなる。
【０１０１】
また、Ｓ２４０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判定電圧よりも大きくないと判断した場合には、Ｓ２６０に移行して、図６（ｂ）の時刻ｔ6 に示すように、端子ＰＢ２０の出力レベルをロウレベルからハイレベルに戻してトランジスタ３０をオフさせると共に、端子ＰＢ２１の出力レベルをロウレベルからハイレベルにしてトランジスタ２６をオンさせ、その後、Ｓ２７０に進む。すると、図６（ｂ）の時刻ｔ6 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶａ（＝０．２Ｖ）だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも負側に変化することとなる。
【０１０２】
Ｓ２７０では、上記Ｓ２５０或いは上記Ｓ２６０の処理を行ってから所定時間Ｔ４（＝２００μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ４が経過するまで待機する。そして、上記時間Ｔ４が経過したと判定すると、Ｓ２８０に進んで、図６（ａ），（ｂ）の時刻ｔ7 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルを初期のロウレベルにしてトランジスタ２６をオフさせると共に、端子ＰＢ２０の出力レベルを初期のハイレベルにしてトランジスタ３０をオフさせる。すると、図６（ａ），（ｂ）の時刻ｔ7 に示すように、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが元の基準電圧Ｖｒに戻り、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも元の状態に収束することとなる。
【０１０３】
そして最後に、続くＳ２９０にて、カウンタＣＴの値を「０」にリセットし、その後、当該検出処理を終了する。
一方、上記Ｓ１４０にて、カウンタＣＴの値が「３１」ではないと判定した場合には、１２８ｍｓ毎の素子インピーダンス検出タイミングではないと判断して、Ｓ１５０に進み、カウンタＣＴの値を１インクリメントする。
【０１０４】
そして、続くＳ１５５にて、今回のＳ１３０で算出した現在のセンサ電流値から、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加すべき電圧の値である目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を算出する。
具体的には、図１０における特性線Ｌ（即ち、空燃比センサＡＦＳの各検出空燃比における限界電流域のほぼ中心を結んだ線）において、今回のＳ１３０で算出したセンサ電流値に対応する印加電圧を、空燃比センサＡＦＳの両端に印加すべき最適な印加電圧とし、その最適な印加電圧からプラス側端子ＡＦ＋への印加電圧である基準電圧Ｖｒを引いた値を、マイナス側端子ＡＦ−への目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）として算出する。尚、前述のＳ２２０で現在検出されている空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺから、センサ温度（センサ本体の温度）を求め、そのセンサ温度をも加味して、目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を算出すれば、その印加電圧値Ｖ（ｋ）をより最適化することができる。
【０１０５】
そして、続くＳ１５７にて、上記Ｓ１５５で算出した印加電圧値Ｖ（ｋ）を、ＰＷＭ出力制御処理で参照できるように記憶し、その後、当該検出処理を終了する。
次に、マイコン２で実行されるＰＷＭ出力制御処理について、図４（ａ）のフローチャートに沿って説明する。尚、このＰＷＭ出力制御処理は、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ４，５に値をセットして、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の周期Ｔとハイ時間Ｔｈとを制御するための処理であり、図３の検出処理と並行して例えば１ｍｓ毎に実行される。
【０１０６】
図４（ａ）に示すように、マイコン２がＰＷＭ出力制御処理の実行を開始すると、まずＳ３１０にて、端子ＡＤ３に入力される電圧（即ち、端子ＰＷＭ１から出力しているＰＷＭ信号を２個のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧であり、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に現在実際に印加されている電圧）ＶｍをＡ／Ｄ変換して、電圧検出値Ｖａｄとして読み込むと共に、図３の検出処理におけるＳ１５７で記憶されたマイナス側端子ＡＦ−への目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を読み出し、上記電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定する。
【０１０７】
尚、αは、例えば数ｍＶ或いは数百ｍＶといった極小さい値である。また、端子ＡＤ３に入力される電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換は、マイコン２に内蔵のＡ／Ｄコンバータによって行われる。
そして、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っていれば、そのままＳ３５０に移行して、現在の出力設定値ＶｓとＰＷＭ信号の周期Ｔとから、下記の式２に従って、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈを算出する。
【０１０８】
Ｔｈ＝Ｔ×Ｖｓ／５ …式２
尚、出力設定値Ｖｓは、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加しようとする１ｍｓ毎（当該ＰＷＭ出力制御処理の実行周期毎）の短期的な目標電圧値である。また、式２における「５」は、バッファとしての演算増幅器１０から初段のローパスフィルタ回路Ｆ１へ出力されるＰＷＭ信号のハイレベルの電圧値である。また更に、本実施形態において、ＰＷＭ信号の周期Ｔは、可変ではなく、当該ＰＷＭ出力制御処理の実行周期と同じ１ｍｓとしている。
【０１０９】
このＳ３５０でハイ時間Ｔｈを算出したら、続くＳ３６０にて、ＰＷＭ信号生成部３にＰＷＭ信号の周期Ｔとハイ時間Ｔｈとを設定する。つまり、Ｓ３５０で今回算出したハイ時間の値を“Ｔｈｎ”とすると、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５に、ハイ時間相当値として、ＰＷＭ信号のハイ時間がＴｈｎとなる値（＝Ｔｈｎ／Ｔｃｋ）をセットすると共に、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ４に、周期相当値として、ＰＷＭ信号の周期が１ｍｓとなる値（＝（１ｍｓ／Ｔｃｋ）−１）をセットする。そして、その後、当該ＰＷＭ出力制御処理を一旦終了する。
【０１１０】
一方、上記Ｓ３１０にて、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っていないと判定した場合には、出力設定値Ｖｓ（延いては、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈ）を変更する必要があると判断して、Ｓ３２０に進む。
【０１１１】
そして、このＳ３２０にて、今回の電圧検出値Ｖａｄが目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）よりも小さいか否かを判定し、ＶａｄがＶ（ｋ）よりも小さい場合には、続くＳ３３０にて、出力設定値Ｖｓを所定電圧値β（本実施形態では１ｍＶ）だけ大きくし、その後、前述のＳ３５０に進む。
【０１１２】
また逆に、上記Ｓ３２０にてＶａｄがＶ（ｋ）よりも小さくないと判定した場合には、Ｓ３４０に移行して、出力設定値Ｖｓを所定電圧値βだけ小さくし、その後、前述のＳ３５０に進む。
このようなＰＷＭ出力制御処理においては、図７の期間Ｋ１に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）−α」よりも小さければ、Ｓ３３０の処理により、出力設定値Ｖｓが所定電圧値βだけ大きく設定され、それに伴い、Ｓ３５０，Ｓ３６０の処理でＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５にセットされるハイ時間相当値が、図８に示す如く、所定電圧値βに相当する値（β相当値）だけ大きくなる。すると、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈが所定電圧値βに相当する時間（＝上記β相当値×Ｔｃｋ）だけ長くなって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に実際に印加される電圧Ｖｍ（延いては、次の電圧検出値Ｖａｄ）が所定電圧値βだけ高くなる。そして、このような動作が、図７の期間Ｋ１に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入るまで繰り返されることとなる。
【０１１３】
また、図７の期間Ｋ２に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）＋α」よりも大きければ、Ｓ３４０の処理により、出力設定値Ｖｓが所定電圧値βだけ小さく設定される。そして、それに伴い、Ｓ３５０，Ｓ３６０の処理でＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５にセットされるハイ時間相当値が、所定電圧値βに相当する値だけ小さくなる。すると、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈが所定電圧値βに相当する時間だけ短くなって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に実際に印加される電圧Ｖｍが所定電圧値βだけ低くなる。そして、このような動作が、図７の期間Ｋ２に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入るまで繰り返されることとなる。
【０１１４】
よって、検出処理のＳ１５５，Ｓ１５７により、目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）が大きく変更されたとしても、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍは、最大でも「β／１ｍｓ＝１ｍＶ／１ｍｓ」の割合（１ｍｓ当たりに１ｍＶの割合）で徐々に変化されることとなり、通常の空燃比検出時において、印加電圧の変化に伴いセンサＡＦＳに不要な交流電流が流れてしまうことを確実に防止することができる。
【０１１５】
尚、電源投入直後など、早く目標印加電圧へ近づけたい場合には、応答性を向上させるため、一時的に上記βを通常値よりも大きい値に設定するように構成しても良い。
また、検出している空燃比が所定値よりも高い値の場合（例えば図１０におけるＡ／Ｆ＝２２の場合）に、センサＡＦＳの素子インピーダンス値を求める際には、一時的に上記βを通常値よりも大きくし応答性を向上させて、目標印加電圧を例えば図１０のＶｐｏ付近まで下げた後、図６に示した印加電圧の掃引処理を行って素子インピーダンス値を算出し、その後、元の空燃比検出用の印加電圧（この例ではＡ／Ｆ＝２２が検出可能な印加電圧）まで戻す、といった制御を行うこともできる。これは、Ａ／Ｆ＝２２用の目標印加電圧の際に掃引処理を行うと、交流電流検出用のＡ／Ｄ値などが、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジを外れてしまう可能性があるためであり、このような場合には、一時的に印加電圧を変えて、素子インピーダンス値を求めるのである。
【０１１６】
また更に、ＰＷＭ出力制御処理において、その変形例を図４（ｂ）に示すように、Ｓ３１０とＳ３２０では、電圧検出値Ｖａｄの代わりに、現在の出力設定値Ｖｓを用いるようにしても良い。つまり、Ｓ３１０では、現在の出力設定値Ｖｓが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定し、Ｓ３２０では、現在の出力設定値Ｖｓが目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）よりも小さいか否かを判定するのである。そして、ＰＷＭ信号出力処理を図４（ｂ）のように変形しても、通常の空燃比検出時において印加電圧の変化に伴う不要な交流電流がセンサＡＦＳに流れてしまうことを確実に防止することができる。
【０１１７】
但し、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理によれば、ＰＷＭ信号を２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２で平滑化した電圧が検出されて、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への実際の印加電圧と目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）との差が小さくなるように、演算増幅器１０，１６のオフセット分などの誤差要因まで含め、ＰＷＭ信号のデューティ比がフィードバック制御されることとなるため、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を、より精度良く最適値に調節することができ非常に有利である。
【０１１８】
以上のように、本第１実施形態の空燃比検出装置１では、マイコン２の出力ポートＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧が、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応した出力回路を成す演算増幅器１６の非反転入力端子に供給され、マイコン２は、上記出力ポートＰＷＭ１から出力するＰＷＭ信号のデューティ比により、空燃比センサＡＦＳ（詳しくは、マイナス側端子ＡＦ−）に印加する空燃比検出用電圧を変化させるようにしている。
【０１１９】
よって、本第１実施形態の空燃比検出装置１によれば、前述した（Ａ）〜（Ｄ）の効果が得られ、酸素濃度センサとしての空燃比センサＡＦＳに印加する空燃比検出用電圧を、安価な構成で、しかも、高分解能且つ高精度に変えることができるようになる。
【０１２０】
特に、分解能の面では、マイコン２の内部クロックが一般的な１０ＭＨｚであるとしても、その内部クロックの周期Ｔｃｋは０．１μｓとなり、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を、｛５Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝＝０．５ｍＶの分解能で調節することができ、１０ビット分解能のＤ／Ａコンバータを用いた場合の約１０分の１の高分解能で印加電圧を調節することができる。
【０１２１】
また、本第１実施形態の空燃比検出装置１では、マイコン２からのＰＷＭ信号を、各々がコンデンサと抵抗とからなる２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２で平滑化するようにしているため、静電容量が比較的小さい低価格のコンデンサＣ１，Ｃ２と、耐ノイズ性を悪化させることのない低抵抗値の抵抗Ｒ１，Ｒ２とを使用して、平滑化後の電圧におけるリップルを十分に抑制することができ、一層の低コスト化と高い耐ノイズ性とを実現することができる。
【０１２２】
そして更に、本第１実施形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対応した出力回路を成す演算増幅器３８の非反転入力端子に、抵抗２４，２８，３２とトランジスタ２６，３０とからなる電圧変更回路を接続すると共に、マイコン２は、空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する際に、通常の出力ポートＰＢ２０，ＰＢ２１から上記トランジスタ２６，３０への制御信号の出力レベルを切り替えることにより、そのトランジスタ２６，３０をオン／オフさせて、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏを急峻に変化させている。
【０１２３】
このため、素子インピーダンスの検出時において、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を所望の正確なタイミングで変化させることができ、延いては、同センサＡＦＳの素子インピーダンスを正確に検出することができるようになり、更に、素子インピーダンスを検出するために印加電圧を急峻に変化させることに関しても、Ｄ／Ａコンバータを用いる必要がないため、マイコン２の内外にＤ／Ａコンバータを設ける必要性を完全に無くすことができる。
【０１２４】
尚、上記第１実施形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応して設けられた演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路と、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対応して設けられた演算増幅器３８，抵抗３６，及びシャント抵抗４０からなる出力回路とが、電圧印加手段に相当している。
【０１２５】
次に、第２実施形態の空燃比検出装置について、図９を用いて説明する。尚、図９において、第１実施形態の空燃比検出装置１（図１）と同じ構成要素については、同一の符号を付しているため説明は省略する。
図９に示すように、第２実施形態の空燃比検出装置６０は、第１実施形態の空燃比検出装置１と比較すると、電圧生成用抵抗１８，２０の代わりに、非反転入力端子がマイコン２の端子ＰＷＭ２に接続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演算増幅器６２と、その演算増幅器６２の出力を平滑化する抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３からなるローパスフィルタ回路Ｆ３と、そのローパスフィルタ回路Ｆ３で平滑化された電圧を更に平滑化して演算増幅器２２の非反転入力端子に出力する抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ４からなるローパスフィルタ回路Ｆ４とが設けられている。そして更に、この空燃比検出装置６０では、演算増幅器２２の出力がマイコン２の端子ＡＤ４へ入力されるようになっている。
【０１２６】
ここで、マイコン２の上記端子ＰＷＭ２は、端子ＰＷＭ１と同様のＰＷＭ信号専用の出力ポートであり、上記端子ＡＤ４は、端子ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３と同様のＡ／Ｄコンバータの入力端子である
また、ローパスフィルタ回路Ｆ３はローパスフィルタ回路Ｆ１と同じものであり、ローパスフィルタ回路Ｆ４はローパスフィルタ回路Ｆ２と同じものである。
【０１２７】
このような本第２実施形態の空燃比検出装置６０では、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号が、バッファとしての演算増幅器６２を介して、２つのローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４からなる第２の積分回路に供給される。よって、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号をローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４で平滑化した電圧が、演算増幅器２２の非反転入力端子に入力され、それと同じ電圧が演算増幅器２２から抵抗２４の一端に出力されることとなる。
【０１２８】
このため、本第２実施形態の空燃比検出装置６０において、マイコン２は、演算増幅器２２の出力（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４で平滑化された電圧）を端子ＡＤ４によって検出し、その検出値が基準電圧Ｖｒとなるように、端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデューティ比を調節する。
【０１２９】
つまり、第２実施形態の空燃比検出装置６０では、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対応する出力回路（演算増幅器３８及び抵抗３６，４０）の方についても、ローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２と同じローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４からなる第２の積分回路を設け、センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出しない通常時には、マイコン２の出力ポートＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号を上記第２の積分回路で平滑化した電圧が、演算増幅器３８の非反転入力端子に供給されるようにしている。
【０１３０】
このような第２実施形態の空燃比検出装置６０によれば、マイコンの端子ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の各々から演算増幅器１６，３８の各非反転入力端子に至るまでの各回路の電圧応答特性がほぼ等しくなる。このため、電源投入時や電源遮断時において、センサＡＦＳの各端子ＡＦ＋，ＡＦ−に夫々印加される各電圧の立ち上がり及び立ち下がり特性が前述した図１１の如く異なってしまうことが防止される。よって、電源投入時や電源遮断時においてセンサＡＦＳの両端子間に過大な電圧や負電圧がかかってしまうことを確実に防止することができる。
【０１３１】
また、この空燃比検出装置６０によれば、マイコン２は、端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋への印加電圧も任意に変化させることができるため、空燃比センサＡＦＳに印加する空燃比検出用電圧をより広範囲に調節することができるようになる。
【０１３２】
尚、マイコン２が端子ＰＷＭ２からのＰＷＭ信号のデューティ比を変化させることに伴って、演算増幅器２２の非反転入力端子への基準電圧Ｖｒが変わると、図５に示したΔＶａとΔＶｂとの各値も変わるが、素子インピーダンスの検出には影響がない。つまり、本実施形態では、図５及び式１を用いて説明したように、印加電圧の実際の変化分ΔＶ（＝Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ5)）を検出し、それを用いて素子インピーダンスを算出しているからである。
【０１３３】
次に、第３実施形態の空燃比検出装置について、図１２を用いて説明する。
尚、ここでは、第１実施形態の空燃比検出装置１と相違している点について説明する。また、図１２において、第１実施形態の空燃比検出装置１（図１）と同じ構成要素については、同一の符号を付している。また更に、第１実施形態では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを、基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）よりも低い３Ｖ前後で可変にするとして説明したが、本第３実施形態では、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを、２．８Ｖ〜３．２Ｖの範囲で可変するものとする。
【０１３４】
図１２に示すように、第３実施形態の空燃比検出装置７０は、第１実施形態の空燃比検出装置１と比較すると、演算増幅器１０及びローパスフィルタ回路Ｆ１の代わりに、一端がマイコン２の端子ＰＷＭ１に接続された抵抗７１と、一端が電源電圧Ｖｃｃ（＝５ｖ）に接続され、他端が抵抗７１のマイコン２側とは反対側の端部に接続された抵抗７２と、一端が接地電位（＝０Ｖ）に接続され、他端が抵抗７１のマイコン２側とは反対側の端部に接続された抵抗７３と、上記３つの抵抗７１〜７３同士の接続点（以下、出力点という）Ｐｏに一端が接続され、他端が接地電位に接続されたコンデンサ７４と、上記出力点Ｐｏに非反転入力端子が接続され、出力端子が自己の反転入力端子とローパスフィルタ回路Ｆ２の抵抗Ｒ２の一端とに接続されて、その出力端子からローパスフィルタ回路Ｆ２の抵抗Ｒ２へ上記出力点Ｐｏの電圧を出力する、バッファとしての演算増幅器７６とを備えている。
【０１３５】
ここで、３つの抵抗７１〜７３は、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を、そのＰＷＭ信号の振幅を０．４Ｖにし且つローレベルの電圧（以下、オフセットともいう）を２．８Ｖに変えたＰＷＭ信号（つまり、ローレベルが２．８Ｖでハイレベルが３．２ＶのＰＷＭ信号）に変換して出力する振幅・オフセット変換回路（請求項２に記載の変換回路に相当）を成すものである。
【０１３６】
そして、各抵抗７１〜７３の抵抗値をｒ７１，ｒ７２，ｒ７３とすると、その各抵抗値ｒ７１，ｒ７２，ｒ７３は、上記振幅・オフセット変換回路としての役割を果たすため、下記の式３及び式４を満たすように設定されている。
５Ｖ×ｒ73÷（ｒ73＋（ｒ71//ｒ72））＝３．２Ｖ …式３
５Ｖ×（ｒ71//ｒ73）÷（ｒ72＋（ｒ71//ｒ73））＝２．８Ｖ …式４
尚、式３における「ｒ71//ｒ72」は、抵抗７１と抵抗７２との並列抵抗値であり、式４における「ｒ71//ｒ73」は、抵抗７１と抵抗７３との並列抵抗値である。また、式３は、コンデンサ７４が無いものとして、マイコン２からのＰＷＭ信号がハイレベル（＝５Ｖ）の時に、出力点Ｐｏの電圧が３．２Ｖとなる条件を示しており、式４は、コンデンサ７４が無いものとして、マイコン２からのＰＷＭ信号がローレベル（＝０Ｖ）の時に、出力点Ｐｏの電圧が２．８Ｖとなる条件を示している。そして、本実施形態では、ｒ７１＝１１０ｋΩ，ｒ７２＝１６ｋΩ，ｒ７３＝２５ｋΩに設定されている。一方仮に、マイコン２からのＰＷＭ信号を、ローレベルが３．１Ｖでハイレベルが３．５ＶのＰＷＭ信号に変換するのであれば、式３の右辺を３．５Ｖにすると共に、式４の右辺を３．１Ｖにすれば良く、例えば、ｒ７１＝１２５ｋΩ，ｒ７２＝１６ｋΩ，ｒ７３＝３３ｋΩに設定すれば良い。
【０１３７】
このような第３実施形態の空燃比検出装置７０では、コンデンサ７４が無いものとすると、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号が、上記３つの抵抗７１〜７３により、ローレベルが２．８Ｖでハイレベルが３．２ＶのＰＷＭ信号（振幅が０．４Ｖでオフセットが２．８ＶのＰＷＭ信号）に変換され、その変換後のＰＷＭ信号が出力点Ｐｏに現れる。
【０１３８】
そして、実際には、コンデンサ７４があるため、上記変換後のＰＷＭ信号は、コンデンサ７４と抵抗７１〜７３とのフィルタ効果（電圧平滑化効果）により平滑化されて出力点Ｐｏに現れる。つまり、抵抗７１〜７３は、振幅・オフセット変換回路としての役割だけでなく、コンデンサ７４と共にローパスフィルタ回路としても機能しており、出力点Ｐｏからは、上記変換後のＰＷＭ信号を平滑化した電圧が出力される。
【０１３９】
そして更に、その出力点Ｐｏの電圧は、バッファとしての演算増幅器７６を介してローパスフィルタ回路Ｆ２に入力され、そのローパスフィルタ回路Ｆ２により一層平滑化されて、演算増幅器１６の非反転入力端子に入力される。
よって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−には、上記変換後のＰＷＭ信号を、コンデンサ７４と抵抗７１〜７３からなるローパスフィルタ回路と、その次段のローパスフィルタ回路Ｆ２とで平滑化した電圧（図１２のｅ点の電圧）と同じ電圧が、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路によって印加されることとなる。尚、コンデンサ７４は、ローパスフィルタ回路Ｆ２のフィルタ効果が十分に大きければ、削除しても良い。また、バッファとしての演算増幅器７６は、削除したり他の位置（例えば、マイコン２の端子ＰＷＭ１と抵抗７１との間や、ローパスフィルタ回路Ｆ２の後等）に設けても良い。
【０１４０】
そして、本第３実施形態においても、マイコン２は、端子ＰＷＭ１から出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを調節するが、以下の点で第１実施形態の空燃比検出装置１と異なる。
【０１４１】
即ち、まず、前述した第１実施形態の空燃比検出装置１では、図１３（ａ）に示すように、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えれば、図１のｃ点の電圧（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧）及び空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍが、０Ｖから５Ｖまでの範囲で変わることとなる。
【０１４２】
これに対して、本第３実施形態の空燃比検出装置７０では、図１３（ｂ）に示すように、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えれば、図１２のｅ点の電圧（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧）及び空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍが、空燃比検出用電圧の最大可変範囲分に相当する２．８Ｖから３．２Ｖまでの範囲で変わることとなる。つまり、マイコン２が空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を空燃比検出用電圧の最大可変範囲分だけ変化させるために制御するＰＷＭ信号のデューティ比の範囲（前述の制御対象デューティ比範囲）が、０％から１００％までの全範囲となる。
【０１４３】
このため、ソフトウェアの面では、第１実施形態の場合と比較して、マイコン２は、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理におけるＳ３５０にて、前述の式２に代わる下記の式５に従って、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈを算出する。尚、式５において、Ｖmin は、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍの最小値（＝２．８Ｖ）であり、Ｖmax は、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍの最大値（＝３．２Ｖ）である。
【０１４４】
Ｔｈ＝Ｔ×（Ｖｓ−Ｖmin ）／（Ｖmax −Ｖmin ） …式５
以上のような第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、マイコン２から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比の全範囲（０％〜１００％）を、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧の制御に使用することができるため、その印加電圧を細かく制御するのに非常に有利である。
【０１４５】
例えば、ＰＷＭ信号の周期Ｔが１ｍｓであると共に、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能（即ち、マイコン２における内部クロックの周期Ｔｃｋ）が０．１μｓであるとすると、前述したように、第１実施形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を、０．５ｍＶ＝｛５Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝の分解能で調節することができたが、それ以上に、本第３実施形態の空燃比検出装置７０では、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を、０．０４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝といった極細かい分解能で調節することができる。
【０１４６】
また、本第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、ＰＷＭ信号の周期Ｔが同じであるとすると、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能が１μｓであっても、第１実施形態の場合と同等の０．４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（１ｍｓ／１μｓ）｝の分解能で空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を調節することができ、例えば、安価なマイコン２を用いることができるようになる。
【０１４７】
しかも、本第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、抵抗７１〜７３からなる振幅・オフセット変換回路により、マイコン２からのＰＷＭ信号の振幅を小さく変換しているため、マイコン２の端子ＰＷＭ１から演算増幅器１６の非反転入力端子までの積分回路でのフィルタ効果が小さくても、平滑化後の電圧に生じるリップルを小さく抑えることができる。
【０１４８】
このため、積分回路を簡素化することができると共に、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を変えた際に、演算増幅器１６の非反転入力端子への指令電圧（図１２のｅ点の電圧）が速やかに変わることとなり、その結果、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を変える際の応答性も向上させることができる。
【０１４９】
積分回路を構成する各部品の具体的な定数を挙げて説明すると、例えば、図１における抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が１００ｋΩであり、図１におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が０．１μＦであるとすると、図１４に示す如く図１２のｅ点の電圧を図１のｃ点の電圧と同程度の滑らかさにするためには、コンデンサ７４の容量としては０．０５μＦ程度で済む。そして、このように積分回路全体でのフィルタ効果を小さくすることができるため、図１４に示すように、図１２のｅ点の電圧は、図１のｂ点の電圧（ローパスフィルタ回路Ｆ１の出力電圧）と同程度の速い変化応答性を有することとなる。
【０１５０】
一方更に、本第３実施形態の空燃比検出装置７０によれば、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能が第１実施形態の場合と同じ０．１μｓであるとすると、ＰＷＭ信号の周期Ｔを第１実施形態の１０分の１である０．１ｍｓに設定しても、第１実施形態の場合と同等の０．４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（０．１ｍｓ／０．１μｓ）｝の分解能で空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を調節することができる。
【０１５１】
そして、ＰＷＭ信号の周期Ｔを短くする（早くする）ことにより、図１５における（ａ）と（ｂ）との比較からも分かるように、図１２のｅ点の電圧の脈動（振幅）を小さくすることができる。よって、ローパスフィルタ回路Ｆ２のフィルタ定数を小さくすることができ、延いては、図１２のｅ点の電圧を十分に平滑化することと、そのｅ点の電圧の変化応答性を高めることとを、高い次元で両立させることができる。
【０１５２】
次に、第４実施形態の空燃比検出装置について、図１６及び図１７を用いて説明する。尚、ここでは、第３実施形態の空燃比検出装置７０と相違している点について説明する。また、図１６の回路図において、第１及び第３実施形態の空燃比検出装置１，７０（図１，図１２）と同じ構成要素については、同一の符号を付している。
【０１５３】
図１６に示すように、第４実施形態の空燃比検出装置８０は、第３実施形態の空燃比検出装置７０と比較すると、抵抗１２と抵抗１４との接続点の電圧ではなく、バッファとしての演算増幅器７６の出力電圧（即ち、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化される前のｄ点の電圧であり、２．８Ｖ〜３．２Ｖに変換された後のＰＷＭ信号をコンデンサ７４及び抵抗７１〜７３からなるローパスフィルタ回路で平滑化した電圧）が、マイコン２の端子ＡＤ３へ入力されるようになっている。尚、ｄ点の電圧は、出力点Ｐｏの電圧と同じであるため、マイコン２の端子ＡＤ３は、出力点Ｐｏと接続しても良い。
【０１５４】
そして、マイコン２は、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理におけるＳ３１０にて、端子ＡＤ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換するのではなく、後述の処理で算出したＡ／Ｄ変換値の平均値を、電圧検出値Ｖａｄとして用いる。
即ち、本第４実施形態の空燃比検出装置８０において、マイコン２は、図１７における黒丸印（●）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの各タイミングで、端子ＡＤ３に入力される電圧（ｄ点の電圧）を内蔵のＡ／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行う。そして、図４（ａ）のＳ３１０では、上記平均化処理で算出している平均値を、電圧検出値Ｖａｄとして読み込み、その電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定するのである。
【０１５５】
つまり、マイコン２は、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化される前の電圧であって、コンデンサ７４及び抵抗７１〜７３からなるローパスフィルタ回路（以下、初段のローパスフィルタ回路という）で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理（デジタル的な平滑化の処理であり、所謂なましの処理）を行い、該平均化処理で算出した平均値に基づいて、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への実際の印加電圧Ｖｍと目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）との差が小さくなるように、ＰＷＭ信号のデューティ比をフィードバック制御している。
【０１５６】
このような第４実施形態の空燃比検出装置８０によれば、空燃比センサＡＦＳにリップルがない一定の電圧を印加することと、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を精度良く制御することとを、両立させ易くなる。
つまり、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２から出力される電圧は、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧が脈動してしまわないように、十分に平滑化されたものとなる。よって、図１２のようにローパスフィルタ回路Ｆ２から出力される電圧と同じＶｍをマイコン２の端子ＡＤ３に入力してＡ／Ｄ変換するように構成した場合、Ａ／Ｄコンバータの分解能（１ＬＳＢ）が大きいと、その電圧Ｖｍの変化を捉えることができず、ＰＷＭ信号のフィードバック制御の精度を上げることができなくなる。
【０１５７】
そこで、本第４実施形態では、初段のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧（ｄ点の電圧）には、多少の脈動が残っていることに着目して、そのｄ点の電圧をＡ／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、その平均化処理で算出した平均値を、演算増幅器１６の非反転入力端子への電圧の検出値として、デューティ比のフィードバック制御に用いるようにしている。
【０１５８】
このため、Ａ／Ｄコンバータの分解能以上の性能を出すことができ、延いては、空燃比センサＡＦＳにリップルがない一定の電圧を印加することと、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を精度良く制御することとを、高分解能で高価なＡ／Ｄコンバータを備えなくても、両立させることができるようになるのである。
【０１５９】
尚、本第４実施形態の変形例として、▲１▼：マイコン２は、図１７における白丸印（○）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの中間付近の各タイミングで、端子ＡＤ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値を平均化するようにしても良い。▲２▼：また、処理能力に余裕があれば、マイコン２は、ＰＷＭ信号の１周期中に、端子ＡＤ３に入力される電圧を、ＰＷＭ信号の周期Ｔよりも非常に短いサンプリング周期でＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値を平均化するようにしても良い。
【０１６０】
一方、上記第４実施形態及びその変形例▲１▼，▲２▼の手法は、第１及び第２実施形態の空燃比検出装置１，６０に対しても、全く同様に適用することができる。つまり、第１及び第２実施形態の各装置１，６０において、ローパスフィルタ回路Ｆ１の出力電圧をマイコン２の端子ＡＤ３に入力し、マイコン２は、上記第４実施形態又はその変形例▲１▼，▲２▼と同じ手法で、端子ＰＷＭ１からのＰＷＭ信号のデューティ比を制御すれば良い。また、第２実施形態の空燃比検出装置６０については、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデューティ比制御についても、同様の手法を採ることができる。
【０１６１】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、上記第４実施形態の空燃比検出装置８０において、コンデンサ７４を設けない場合には、マイコン２は、図１８における黒丸印（●）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号がハイレベルである期間とローレベルである期間との各々で、端子ＡＤ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換し、更に、その各Ａ／Ｄ変換値と、その時のＰＷＭ信号のデューティ比とから、図４（ａ）のＳ３１０で使用する電圧検出値Ｖａｄ（即ち、演算増幅器１６の非反転入力端子に実際に入力されていると見なす電圧）を計算によって求めるようにしても良い。
【０１６２】
また、前述した第３又は第４実施形態及びそれらの変形例の構成及び手法は、図９に示した第２実施形態の空燃比検出装置６０に対しても適用することができる。そして、この場合には、マイコン２の端子ＰＷＭ２から演算増幅器２２までの回路構成を、図１２又は図１６におけるマイコン２の端子ＰＷＭ１から演算増幅器１６までの回路構成と同様のものにすれば良い。
【０１６３】
一方、上記各実施形態の空燃比検出装置において、バッファとしての演算増幅器２２と抵抗２４，２８，３２とトランジスタ２６，３０とからなる回路（即ち、素子インピーダンスの検出時にセンサＡＦＳへの印加電圧を急峻に変化させるための回路）は、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応する出力回路（演算増幅器１６及び抵抗１２，１４）の方であって、ローパスフィルタ回路Ｆ２と演算増幅器１６の非反転入力端子との間に設けるようにしても良い。
【０１６４】
また、第１及び第２実施形態の空燃比検出装置１，６０において、バッファとしての演算増幅器１０，６２は省略することも可能である。
また更に、マイコン２は、ＰＷＭ信号専用の出力ポートからではなく、通常の出力ポートから、ソフトウエア処理のみでＰＷＭ信号を出力するようにしても良い。
【０１６５】
一方、上記各実施形態では、積分回路として、ローパスフィルタ回路Ｆ２（Ｆ４）を最終段とする２段のローパスフィルタ回路を用いたが、ローパスフィルタ回路の段数は、２段に限るものではなく、３段以上、或いは場合によっては１段のみでも良い。
【０１６６】
一方更に、上記各実施形態の空燃比検出装置は、酸素濃度センサとして、限界電流式空燃比センサＡＦＳを用い、同センサＡＦＳに流れる限界電流から空燃比を検出するものであったが、本発明は、酸素濃度センサとして、所謂ポンピングセルとセンシングセルとを成す２層の固体電解質層を備えた積層型空燃比センサを用いた場合にも、同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図２】 マイコンのＰＷＭ信号生成部を説明する説明図である。
【図３】 マイコンが実行する検出処理を表すフローチャートである。
【図４】 マイコンが実行するＰＷＭ出力制御処理を表すフローチャートである。
【図５】 空燃比センサの素子インピーダンスを検出する手順を表すタイムチャートである。
【図６】 図３の検出処理の作用を説明するタイムチャートである。
【図７】 ＰＷＭ出力制御処理の作用を説明する第１の説明図である。
【図８】 ＰＷＭ出力制御処理の作用を説明する第２の説明図である。
【図９】 第２実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図１０】 空燃比センサの電圧−電流特性を示すグラフである。
【図１１】 センサの各端子への印加電圧の立ち上がり／立ち下がり特性の違いによって起こる問題を説明する説明図である。
【図１２】 第３実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図１３】 第３実施形態の特徴を説明する説明図である。
【図１４】 第３実施形態の効果を説明する説明図のその１である。
【図１５】 第３実施形態の効果を説明する説明図のその２である。
【図１６】 第４実施形態の空燃比検出装置の構成を表す回路図である。
【図１７】 第４実施形態の空燃比検出装置のマイコンが実施する処理の内容を説明する説明図である。
【図１８】 第４実施形態の他の変形例を説明する説明図である。
【符号の説明】
１，６０，７０，８０…空燃比検出装置、ＡＦＳ…空燃比センサ、２…マイコン、３…ＰＷＭ信号生成部、４，５…レジスタ、６…カウンタ、７…比較部、１０，１６，２２，３８，４２，４６，６２，７６…演算増幅器、４４，４８…入力回路、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４…ローパスフィルタ回路、１２，１４，１８，２０，２４，２８，３２，３６，４０，５０，５２，５４，７１，７２，７３，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗、３４，５８，７４，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…コンデンサ、２６…ＮＰＮ形トランジスタ、３０…ＰＮＰ形トランジスタ、５６…ダイオード
Claims (9)
- 電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れる酸素濃度センサへ、入力部に入力される指令電圧に応じた電圧を印加する電圧印加手段と、
前記被検出ガス中の酸素濃度を検出するための検出用電圧が前記酸素濃度センサへ印加されるように、前記電圧印加手段への前記指令電圧を制御すると共に、前記酸素濃度センサに流れる電流を検出して前記被検出ガス中の酸素濃度を算出するマイクロコンピュータと、
を備えた酸素濃度検出装置において、
前記マイクロコンピュータの出力ポートから出力される２値振幅のオン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧が、前記電圧印加手段の入力部に前記指令電圧として供給され、
前記マイクロコンピュータは、前記オン／オフ信号のデューティ比により、前記電圧印加手段から前記酸素濃度センサへの印加電圧を変化させること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項１に記載の酸素濃度検出装置において、
前記マイクロコンピュータの出力ポートから出力される前記オン／オフ信号を、該オン／オフ信号の振幅を小さくし且つローレベルの電圧を変えたオン／オフ信号に変換して出力する変換回路を備え、
前記変換回路の出力信号を前記積分回路で平滑化した電圧が、前記電圧印加手段の入力部に前記指令電圧として供給されること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項２に記載の酸素濃度検出装置において、
前記変換回路から出力されるオン／オフ信号の振幅及びローレベルの電圧は、前記マイクロコンピュータの出力ポートから出力されるオン／オフ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変えることにより、前記電圧印加手段から前記酸素濃度センサへの印加電圧が前記検出用電圧の最大可変範囲分だけ変わるように設定されていること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項１ないし請求項３の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、
前記マイクロコンピュータは、前記積分回路で平滑化された電圧を検出し、その検出値に基づいて、前記酸素濃度センサへの実際の印加電圧と前記酸素濃度センサへの目標の印加電圧との差が小さくなるように、前記オン／オフ信号のデューティ比を変化させること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項１ないし請求項４の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、
前記積分回路は、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けて構成されていること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項１ないし請求項３の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、
前記積分回路は、コンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路を直列に設けて構成されており、
前記マイクロコンピュータは、前記複数のローパスフィルタ回路のうち、最終段のローパスフィルタ回路以外のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、該平均化処理で算出した平均値に基づいて、前記酸素濃度センサへの実際の印加電圧と前記酸素濃度センサへの目標の印加電圧との差が小さくなるように、前記オン／オフ信号のデューティ比を変化させること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項１ないし請求項６の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、
前記電圧印加手段は、前記酸素濃度センサの一対の各端子に対応して前記入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される指令電圧（以下、第１の指令電圧という）に応じた電圧を前記酸素濃度センサの一方の端子に印加すると共に、他方の入力部に入力される指令電圧（以下、第２の指令電圧という）に応じた電圧を前記酸素濃度センサの他方の端子に印加するように構成されており、
前記積分回路で平滑化された電圧が、前記一方の入力部に前記第１の指令電圧として供給され、前記他方の入力部へは、予め設定された基準電圧が前記第２の指令電圧として供給されるように構成されていること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項１ないし請求項６の何れかに記載の酸素濃度検出装置において、
前記電圧印加手段は、前記酸素濃度センサの一対の各端子に対応して前記入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される指令電圧（以下、第１の指令電圧という）に応じた電圧を前記酸素濃度センサの一方の端子に印加すると共に、他方の入力部に入力される指令電圧（以下、第２の指令電圧という）に応じた電圧を前記酸素濃度センサの他方の端子に印加するように構成されており、
前記積分回路で平滑化された電圧が、前記一方の入力部に前記第１の指令電圧として供給され、
更に、当該装置は、前記他方の入力部に対しても、前記積分回路と同じ構成の第２の積分回路を備えていると共に、前記マイクロコンピュータの前記出力ポートとは異なる出力ポートから出力される２値振幅のオン／オフ信号を前記第２の積分回路で平滑化した電圧が、前記他方の入力部に前記第２の指令電圧として供給されるように構成されていること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。 - 請求項７又は請求項８に記載の酸素濃度検出装置において、
前記電圧印加手段の２つの入力部のうちの何れか一方には、前記マイクロコンピュータから出力される２値振幅の制御信号に応じて当該入力部の電圧を瞬時に変化させる電圧変更回路が接続されており、
前記マイクロコンピュータは、前記酸素濃度センサの素子インピーダンスを検出する際に、前記電圧変更回路への前記制御信号の出力レベルを切り替えることにより、前記電圧印加手段から前記酸素濃度センサへの印加電圧を急峻に変化させること、
を特徴とする酸素濃度検出装置。
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