JP2002243694A - 酸素濃度検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 酸素濃度センサに印加する酸素濃度検出用電
圧を、高分解能且つ高精度に変えることができ、しかも
安価な酸素濃度検出装置を提供する。 【解決手段】 空燃比センサＡＦＳの検出動作領域（ダ
イナミックレンジ）を最適化するために、そのセンサＡ
ＦＳへの印加電圧を調節する空燃比検出装置１は、非反
転入力端子の電圧をセンサＡＦＳの一方の端子ＡＦ−に
出力する演算増幅器１６と、マイコン２の出力ポートＰ
ＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を平滑化して、上記演
算増幅器１６の非反転入力端子に供給する２段直列のロ
ーパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２とを備えている。そし
て、この装置１では、マイコン２が、上記ＰＷＭ信号の
デューティ比によってセンサＡＦＳへの印加電圧を変化
させる。このため、Ｄ／Ａコンバータを用いることな
く、センサＡＦＳへの印加電圧を高分解能に且つ高精度
に調節することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば車載用エン
ジンの排気ガス中の酸素濃度を検出する酸素濃度検出装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、車載用エンジンの空燃比制御
においては、例えば制御精度を高めるといった要望や環
境問題に起因するリーンバーン化への要望があり、これ
らの要望に対応すべく、被検出ガスとしての排気ガス中
の酸素濃度（延いては、エンジンに吸入される混合気の
空燃比）を広域に且つリニアに検出可能な酸素濃度セン
サ（以下、空燃比センサともいう）が提供されている。

【０００３】そして、このような空燃比センサを用いた
空燃比検出装置（酸素濃度検出装置）としては、例えば
特開平１１−２０１９３５号公報、特開平１１−２１１
６９２号公報、及び特開平９−２９２３６４号公報など
に記載されているものがあり、この種の空燃比検出装置
では、空燃比センサへの印加電圧を任意に変化させて、
空燃比センサの検出動作領域（ダイナミックレンジ）を
最適化するようにしている。

【０００４】具体的に説明すると、まず、この種の空燃
比検出装置に用いられる空燃比センサは、それの電圧−
電流特性を例示する図１０のように、電圧の印加に伴っ
て排気ガス中の酸素濃度（延いては空燃比）に応じた電
流が流れるように構成されている。尚、図１０におい
て、横軸である電圧軸Ｖは、空燃比センサへの印加電圧
の値を表し、縦軸である電流軸Ｉは、空燃比センサに流
れるセンサ電流の値を表している。

【０００５】そして、図１０において、電圧軸Ｖに並行
なセンサ電流の直線部分がセンサの限界電流を示してお
り、この限界電流の値が空燃比（Ａ／Ｆ）の値に対応し
ている。このため、空燃比検出装置は、空燃比センサに
所定の電圧を印加しつつ、その空燃比センサに流れる上
記限界電流の値を検出して空燃比を算出するが、その限
界電流の値を正しく検出するために、空燃比センサへの
印加電圧をアクティブに調節する。

【０００６】つまり、図１０において、空燃比センサへ
の印加電圧を同図のＶｐｏとした場合には、Ａ／Ｆ＝１
２からＡ／Ｆ＝１８までの限界電流は検出することがで
きるが、それ以上の空燃比では限界電流を検出すること
ができず、例えばＡ／Ｆ＝２０とＡ／Ｆ＝２１との区別
は出来なくなってしまう。

【０００７】そこで、上記各公報に記載の空燃比検出装
置では、空燃比検出のための各種処理を実行するマイク
ロコンピュータ（以下、マイコンという）に内蔵された
Ｄ／Ａコンバータ、或いは、そのマイコンの外部に設け
られたＤ／Ａコンバータを用いて、空燃比センサへの印
加電圧を、空燃比センサの検出動作領域が最適となるよ
うに変化させるようにしている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、マイ
コンにおいては、高速処理化及び高集積化に伴って、デ
ジタル化及び小型化が進められている。つまり、マイコ
ンにおいて、本来のデジタル処理を行うデジタル部は、
技術の進歩によって、年々、小型化されているが、Ｄ／
Ａコンバータなどのアナログ部は、小型化するのに限度
があり、マイコン全体の小型化及び低コスト化の妨げに
なるため、近年では、そのようなアナログ部をマイコン
に内蔵させない傾向にある。

【０００９】これに対して、例えば上記特開平１１−２
０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報に
記載の空燃比検出装置では、マイコンに内蔵されたＤ／
Ａコンバータの出力電圧が、マイコン外部のバッファを
介して、空燃比センサの端子へ印加されるように構成
し、これにより、空燃比センサへの空燃比検出用の印加
電圧を可変にしている。

【００１０】よって、上記両公報に記載の空燃比検出装
置では、使用されるマイコンを小型で安価なものにする
ことができず（換言すれば、Ｄ／Ａコンバータを内蔵し
ない小型で安価なマイコンを用いることができず）、そ
の結果、装置全体の小型化及び低コスト化を達成するの
に限界が生じてしまう。

【００１１】しかも、高速処理可能なマイコンでは、内
部で発生するノイズが大きい傾向にあるため、内蔵され
たＤ／Ａコンバータの出力精度に悪影響を与える可能性
がある。このため、上記両公報に記載のように、マイコ
ンに内蔵のＤ／Ａコンバータを用いて空燃比センサへの
印加電圧を変化させるように構成した場合には、空燃比
センサへの印加電圧の制御精度を向上させるという点に
おいても不利な面がある。

【００１２】また、上記特開平９−２９２３６４号公報
に記載されているように、マイコンとは別体のＤ／Ａコ
ンバータを用いることも考えられるが、空燃比検出装置
を構成する部品の数が増加することにより、装置の大型
化を招いてしまい、しかも、マイコンが外部のＤ／Ａコ
ンバータを制御するためのシリアル通信線や多数の制御
線を装置内に配設しなければならないという問題が生じ
る。

【００１３】一方更に、空燃比センサへの空燃比検出用
の印加電圧は、出来るだけ細かく且つ徐々に変えること
が望ましい。つまり、通常の空燃比検出時（酸素濃度検
出時）において、空燃比センサへの印加電圧を急に大き
く変えてしまうと、その電圧変化に伴う交流電流がセン
サに流れてしまい、本来の限界電流値を正確に検出する
ことができなくなってしまうからである。

【００１４】そして、上記各公報に記載の技術では、空
燃比センサへの印加電圧を細かく変えるために、高分解
能で高価なＤ／Ａコンバータが必要となってしまう。例
えば、Ｄ／Ａコンバータの電源電圧（即ち最大出力電
圧）を５Ｖとすると、１０ビット分解能の高価なＤ／Ａ
コンバータを使用した場合、空燃比センサへの印加電圧
の可変分解能は約４．８８ｍＶ（＝５Ｖ／１０２４）に
まで小さくすることができるが、６ビット分解能の安価
なＤ／Ａコンバータを使用したならば、空燃比センサへ
の印加電圧の可変分解能は約７８ｍＶ（＝５Ｖ／６４）
にまで大きくなってしまい、空燃比センサへの印加電圧
は、０ｍＶ，７８ｍＶ，１５６ｍＶ，２３４ｍＶ，３１
２ｍＶ，３９０ｍＶ，４６８ｍＶといった具合にしか変
えることができなくなってしまう。

【００１５】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
のであり、酸素濃度センサへ酸素濃度を検出するために
印加する検出用電圧を、高分解能且つ高精度に変えるこ
とができ、しかも安価な酸素濃度検出装置を提供するこ
とを目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段及び発明の効果】上記目的
を達成するためになされた請求項１に記載の酸素濃度検
出装置は、入力部に入力される指令電圧に応じた電圧を
酸素濃度センサへ印加する電圧印加手段と、マイコン
（マイクロコンピュータ）とを備えている。そして、マ
イコンは、被検出ガス中の酸素濃度を検出するための検
出用電圧が酸素濃度センサへ印加されるように、電圧印
加手段への前記指令電圧を制御すると共に、酸素濃度セ
ンサに流れる電流を検出して被検出ガス中の酸素濃度を
算出する。

【００１７】そして特に、請求項１の酸素濃度検出装置
では、マイコンの出力ポートから出力される２値振幅の
オン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧が、電圧印
加手段の入力部に指令電圧として供給されるようになっ
ており、マイコンは、上記出力ポートから出力するオン
／オフ信号のデューティ比により、電圧印加手段から酸
素濃度センサへの検出用電圧（即ち、酸素濃度検出用の
印加電圧）を変化させる。

【００１８】つまり、オン／オフ信号は、オンに相当す
るハイレベルとオフに相当するローレベルとの２値振幅
の信号であり、それを積分回路で平滑化した電圧であっ
て、電圧印加手段の入力部に入力される指令電圧（延い
ては、酸素濃度センサへの印加電圧）は、そのオン／オ
フ信号のデューティ比に比例して、該デューティ比が大
きくなるほど高くなる。このため、マイコンは、積分回
路へのオン／オフ信号のデューティ比を変えることで、
電圧印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧を調節す
ることができる。

【００１９】このような請求項１の酸素濃度検出装置に
よれば、以下の効果が得られる。 （Ａ）酸素濃度センサに印加する検出用電圧を、マイコ
ン内外のＤ／Ａコンバータを用いることなく可変にする
ことができるため、装置の小型化及び低コスト化を達成
できる。

【００２０】（Ｂ）印加電圧の可変分解能は、マイコン
が出力するオン／オフ信号のデューティ比の分解能に等
しいため、Ｄ／Ａコンバータを用いる従来の方法と比べ
て、印加電圧を非常に細かく設定することができる。つ
まり、マイコンが出力するオン／オフ信号のデューティ
比の分解能を上げることは、日進月歩で高速化される近
年のマイコンにおいては極めて容易なことであり、この
ため、酸素濃度センサへの印加電圧を非常に細かい分解
能で可変にすることができる。

【００２１】（Ｃ）マイコン内蔵のＤ／Ａコンバータを
用いた場合のようにマイコン内部のノイズの影響がな
く、電圧印加手段への指令電圧及び酸素濃度センサへの
印加電圧は、マイコンからのオン／オフ信号のデューテ
ィ比に忠実なものとなるため、酸素濃度センサへの印加
電圧を精度良く制御することができる。

【００２２】（Ｄ）マイコンからのオン／オフ信号を積
分回路で平滑化するため、酸素濃度センサへの印加電圧
をスムーズに変化させることができる。尚、Ｄ／Ａコン
バータを用いた従来の方法でも積分回路は必要となる。
つまり、例えば１０ビット分解能のＤ／Ａコンバータを
用いたとしても、酸素濃度センサへの印加電圧の可変分
解能は約４．８８ｍＶであり、印加電圧の変更時に平滑
化しないと、センサ電流に少なからず影響を与えてしま
うからである。このため、マイコンからのオン／オフ信
号を積分回路で平滑化する本構成を採用したことで、回
路規模を特に大きくしてしまうことはない。

【００２３】以上のことから、請求項１の酸素濃度検出
装置によれば、酸素濃度を検出するために酸素濃度セン
サへ印加する検出用電圧を、安価な構成で、しかも、高
分解能且つ高精度に変えることができるようになる。次
に、請求項２に記載の酸素濃度検出装置は、上記請求項
１の酸素濃度検出装置に対して、以下のような変換回路
を備えている。

【００２４】即ち、変換回路は、マイコンの出力ポート
から出力されるオン／オフ信号を、該オン／オフ信号の
振幅を小さくし且つローレベルの電圧を変えたオン／オ
フ信号に変換して出力する。尚、ここでの振幅とは、オ
ン／オフ信号のローレベルからハイレベルまでの電圧差
のことである。

【００２５】そして更に、請求項２の酸素濃度検出装置
では、上記変換回路の出力信号（即ち、振幅とローレベ
ル電圧とを変えた後のオン／オフ信号）を積分回路で平
滑化した電圧が、電圧印加手段の入力部に指令電圧とし
て供給されるようになっている。

【００２６】そして、このような請求項２の酸素濃度検
出装置によれば、酸素濃度センサへの印加電圧を細かく
制御するのに非常に有利である。また、積分回路の構成
を簡素化することができると共に、酸素濃度センサへの
印加電圧を変える際の応答性を向上させることができ
る。

【００２７】この理由について説明する。まず、一般
に、マイコンの電源電圧は５Ｖであり、マイコンの出力
ポートから出力されるオン／オフ信号は、振幅が５Ｖで
且つローレベルの電圧が０Ｖとなる。つまり、マイコン
から出力されるオン／オフ信号のハイレベルの電圧は５
Ｖであり、ローレベルの電圧は０Ｖである。

【００２８】このため、請求項１に記載の酸素濃度検出
装置において、例えば、電圧印加手段が、入力部に入力
される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加する
ものとして説明すると、マイコンから出力されるオン／
オフ信号のデューティ比を０％から１００％までの全範
囲で変えれば、電圧印加手段から酸素濃度センサへの印
加電圧は、０Ｖから５Ｖまでの範囲で変わることとな
る。

【００２９】これに対して、一般に、被検出ガス中の酸
素濃度を検出するために酸素濃度センサへ印加すべき検
出用電圧は、５Ｖも変化させる必要がなく、その検出用
電圧の最大可変幅は、５Ｖの１０の１程度（例えば０．
４Ｖ程度）である。そして、このような場合、即ち、検
出用電圧の最大可変幅（上記例では０．４Ｖ）がマイコ
ンからのオン／オフ信号の振幅（上記例では５Ｖ）に対
して非常に小さい場合に、マイコンから出力されるオン
／オフ信号を、そのまま積分回路で平滑化した電圧が、
電圧印加手段の入力部に指令電圧として供給されるよう
に構成すると、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電
圧の最大可変範囲分だけ変化させるためのオン／オフ信
号のデューティ比範囲（以下、制御対象デューティ比範
囲という）が、０％から１００％までの全範囲よりも非
常に狭い範囲になってしまい、酸素濃度センサへの印加
電圧を細かく制御するのには不利である。

【００３０】つまり、オン／オフ信号のデューティ比の
可変分解能が同じであるならば、上記の制御対象デュー
ティ比範囲が狭い場合ほど、酸素濃度センサへの印加電
圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能
が荒くなってしまうからである。

【００３１】そこで、請求項２に記載の酸素濃度検出装
置のように、マイコンから出力されるオン／オフ信号
を、そのオン／オフ信号の振幅を小さくし且つローレベ
ルの電圧を変えたオン／オフ信号に変換した上で、積分
回路に入力させるように構成すれば、上記の制御対象デ
ューティ比範囲を広くすることができ、酸素濃度センサ
への印加電圧を検出用電圧の最大可変範囲で変化させる
際の分解能を、非常に細かくすることができるのであ
る。

【００３２】しかも、積分回路に入力されるオン／オフ
信号の振幅が小さくなるため、その積分回路での電圧平
滑化効果（即ち、フィルタ効果）が小さくても、平滑化
後の電圧に生じるリップル（即ち電圧の脈動）を小さく
抑えることができる。このため、積分回路の構成を簡素
化することができる。そして更に、積分回路での電圧平
滑化効果が小さくて済むため、マイコンからのオン／オ
フ信号のデューティ比を変えた際に、電圧印加手段への
指令電圧が速やかに変わることとなり、その結果、酸素
濃度センサへの印加電圧を変える際の応答性も向上させ
ることができる。

【００３３】また特に、請求項２に記載の酸素濃度検出
装置において、変換回路から出力されるオン／オフ信号
の振幅及びローレベルの電圧は、請求項３に記載の如
く、マイコンの出力ポートから出力されるオン／オフ信
号のデューティ比を０％から１００％までの全範囲で変
えることにより、電圧印加手段から酸素濃度センサへの
印加電圧が前記検出用電圧の最大可変範囲分だけ変わる
ように設定することが最も好ましい。

【００３４】つまり、このように設定すれば、制御対象
デューティ比範囲が０％から１００％までの全範囲とな
り、オン／オフ信号のデューティ比の可変分解能が同じ
であるならば、酸素濃度センサへの印加電圧を検出用電
圧の最大可変範囲で変化させる際の分解能を、最も細か
くすることができるからである。

【００３５】次に、請求項４に記載の酸素濃度検出装置
では、上記請求項１〜３の何れかに記載の酸素濃度検出
装置において、マイコンは、積分回路で平滑化された電
圧を検出し、その検出値に基づいて、酸素濃度センサへ
の実際の印加電圧と、酸素濃度センサへの目標の印加電
圧（即ち、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサへ
印加すべき目標の印加電圧であり、以下、目標印加電圧
という）との差が小さくなるように、上記オン／オフ信
号のデューティ比を変化させるようにしている。

【００３６】つまり、請求項４の酸素濃度検出装置で
は、マイコンが、オン／オフ信号のデューティ比をフィ
ードバック制御するようにしており、このように構成す
れば、酸素濃度センサへの印加電圧を、より精度良く最
適値に調節することができる。尚、例えば、電圧印加手
段が、入力部に入力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃
度センサへ印加するのであれば、マイコンは、積分回路
で平滑化された電圧の検出値と目標印加電圧とを比較し
て、その差が小さくなるように、オン／オフ信号のデュ
ーティ比を変化させれば良い。また、電圧印加手段が、
入力部に入力される指令電圧のｎ倍（ｎ≠１）の電圧を
酸素濃度センサへ印加するのであれば、マイコンは、積
分回路で平滑化された電圧の検出値をｎ倍した値と目標
印加電圧とを比較して、その差が小さくなるように、オ
ン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良い。

【００３７】ところで、マイコンからのオン／オフ信号
を平滑化する積分回路は、請求項５に記載のように、コ
ンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路
を直列に設けた構成のものとすれば、より効果的であ
る。つまり、積分回路として、コンデンサと抵抗とから
なる１つのローパスフィルタ回路を用いても良いが、そ
の場合、平滑化後の電圧に生じるリップルを小さく抑え
るためには、静電容量の大きいコンデンサと抵抗値の大
きい抵抗とが必要になる。そして、一般に、コンデンサ
は、静電容量が大きくなると単価が高くなり、また、電
子回路では、抵抗値の大きい抵抗を用いると、外来ノイ
ズに弱くなる傾向がある。

【００３８】そこで、請求項５に記載の如く、積分回路
を、コンデンサと抵抗とからなるローパスフィルタ回路
を複数段直列に設けたものとすれば、比較的小さい静電
容量のコンデンサと低抵抗値の抵抗とを使用して、平滑
化後の電圧におけるリップルを十分に抑制できるように
なり、その結果、低コストでノイズに強い積分回路を得
ることができるのである。

【００３９】一方、積分回路として、上記のように、コ
ンデンサと抵抗とからなる複数のローパスフィルタ回路
を直列に設けた構成のものを用いると共に、マイコン
が、オン／オフ信号のデューティ比をフィードバック制
御するように構成する場合には、請求項６に記載のよう
にしても良い。

【００４０】即ち、請求項６に記載の酸素濃度検出装置
では、請求項１〜３の何れかに記載の酸素濃度検出装置
において、積分回路が、コンデンサと抵抗とからなる複
数のローパスフィルタ回路を直列に設けて構成されてい
る。そして、マイコンは、積分回路を成す複数のローパ
スフィルタ回路のうち、最終段のローパスフィルタ回路
以外のローパスフィルタ回路で平滑化された電圧をＡ／
Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換
値を平均化する平均化処理を行い、該平均化処理で算出
した平均値に基づいて、酸素濃度センサへの実際の印加
電圧と酸素濃度センサへの目標の印加電圧（目標印加電
圧）との差が小さくなるように、出力ポートからのオン
／オフ信号のデューティ比を変化させる。

【００４１】尚、例えば、電圧印加手段が、入力部に入
力される指令電圧と同じ電圧を酸素濃度センサへ印加す
るのであれば、マイコンは、平均化処理で算出した平均
値と目標印加電圧とを比較して、その差が小さくなるよ
うに、オン／オフ信号のデューティ比を変化させれば良
い。また、電圧印加手段が、入力部に入力される指令電
圧のｎ倍（ｎ≠１）の電圧を酸素濃度センサへ印加する
のであれば、マイコンは、平均化処理で算出した平均値
をｎ倍した値と目標印加電圧とを比較して、その差が小
さくなるように、オン／オフ信号のデューティ比を変化
させれば良い。

【００４２】このような請求項６の酸素濃度検出装置に
よれば、酸素濃度センサにリップルがない一定の電圧を
印加することと、酸素濃度センサへの印加電圧を精度良
く制御することとを、両立させ易くすることができる。
つまり、まず、積分回路の最終段のローパスフィルタ回
路から出力される電圧Ｖｅｎｄは、電圧印加手段への指
令電圧となるため、この電圧Ｖｅｎｄは、酸素濃度セン
サへの印加電圧が脈動してしまわないように、十分に平
滑化されたものとなる。

【００４３】よって、積分回路の最終段のローパスフィ
ルタ回路から出力される電圧ＶｅｎｄをＡ／Ｄ変換器に
よりＡ／Ｄ変換するように構成した場合、そのＡ／Ｄ変
換器の分解能（１ＬＳＢ）が大きいと、その電圧Ｖｅｎ
ｄの変化を捉えることができず、マイコンによるオン／
オフ信号のフィードバック制御の精度を上げることがで
きなくなる。

【００４４】そこで、請求項６の酸素濃度検出装置で
は、最終段のローパスフィルタ回路以外のローパスフィ
ルタ回路で平滑化された電圧Ｖｍｉｄには、多少の脈動
が残っていることに着目して、その電圧ＶｍｉｄをＡ／
Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換
値を平均化する平均化処理を行い、その平均化処理で算
出した平均値を、電圧印加手段への指令電圧の検出値と
して、デューティ比のフィードバック制御に用いるよう
にしている。そして、このため、Ａ／Ｄ変換器の分解能
以上の性能を出すことができ、延いては、酸素濃度セン
サにリップルがない一定の電圧を印加することと、酸素
濃度センサへの印加電圧を精度良く制御することとを、
高分解能で高価なＡ／Ｄ変換器を用いなくても、両立さ
せることができるようになるのである。

【００４５】一方、上記請求項１〜６の酸素濃度検出装
置において、電圧印加手段は、請求項７に記載の如く、
酸素濃度センサの一対の各端子Ａ，Ｂに対応して入力部
を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力される指令
電圧（以下、第１の指令電圧という）に応じた電圧を酸
素濃度センサの一方の端子Ａに印加すると共に、他方の
入力部に入力される指令電圧（以下、第２の指令電圧と
いう）に応じた電圧を酸素濃度センサの他方の端子Ｂに
印加するように構成することができる。そして、この場
合には、請求項７に記載の如く、積分回路で平滑化され
た電圧（即ち、オン／オフ信号を積分回路で平滑化した
電圧）が、電圧印加手段の前記一方の入力部に第１の指
令電圧として供給され、電圧印加手段の他方の入力部へ
は、予め設定された基準電圧が第２の指令電圧として供
給されるように構成すれば良い。

【００４６】つまり、この構成によれば、酸素濃度セン
サの一方の端子Ａには、マイコンからのオン／オフ信号
のデューティ比に応じた電圧が印加され、酸素濃度セン
サの他方の端子Ｂには、基準電圧に対応した一定の電圧
が印加されることとなる。そして、酸素濃度センサの一
方の端子Ａに印加される電圧が可変となることで、電圧
印加手段から酸素濃度センサへの印加電圧が可変とな
る。

【００４７】但し、上記請求項７の構成を採用した場
合、マイコンの出力ポートから電圧印加手段の一方の入
力部に至るまでの回路の電圧応答特性と、電圧印加手段
の他方の入力部に上記基準電圧を供給するための回路の
電圧応答特性とが大きく異なっていると、電源投入時や
電源遮断時において、酸素濃度センサの各端子に夫々印
加される各電圧の立ち上がり特性及び立ち下がり特性が
大きく異なってしまい、その結果、酸素濃度センサの両
端子間に過大電圧あるいは負電圧がかかってしまう可能
性がある。

【００４８】図１１を用いて具体的に説明すると、まず
図１１（ａ）は、酸素濃度センサのプラス側端子ＡＦ＋
とマイナス側端子ＡＦ−とのうち、プラス側端子ＡＦ＋
への印加電圧の変化特性の方が急峻である場合を表して
いる。そして、この場合、電源投入時（即ち、センサへ
の電圧印加開始時）には、酸素濃度センサに過大な電圧
がかかり、電源遮断時（即ち、センサへの電圧印加停止
時）には、酸素濃度センサに負電圧がかかってしまうこ
ととなる。

【００４９】また、図１１（ｂ）は、酸素濃度センサの
プラス側端子ＡＦ＋とマイナス側端子ＡＦ−とのうち、
マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧の変化特性の方が急
峻である場合を表している。そして、この場合、電源投
入時には、酸素濃度センサに負電圧がかかり、電源遮断
時には、酸素濃度センサに過大電圧がかかってしまうこ
ととなる。

【００５０】そこで、この問題を確実に回避するために
には、請求項８に記載の如く構成するのが効果的であ
る。即ち、まず、請求項８に記載の酸素濃度検出装置で
は、上記請求項７の酸素濃度検出装置と同様に、電圧印
加手段が、酸素濃度センサの一対の各端子Ａ，Ｂに対応
して入力部を２つ備え、そのうちの一方の入力部に入力
される第１の指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサの
一方の端子Ａに印加すると共に、他方の入力部に入力さ
れる第２の指令電圧に応じた電圧を酸素濃度センサの他
方の端子Ｂに印加するように構成されている。そして、
積分回路で平滑化された電圧（オン／オフ信号を積分回
路で平滑化した電圧）が、電圧印加手段の前記一方の入
力部に第１の指令電圧として供給される。

【００５１】そして特に、請求項８の酸素濃度検出装置
では、電圧印加手段の前記他方の入力部に対しても、前
記積分回路と同じ構成の第２の積分回路が備えられてお
り、マイコンの前記出力ポートとは異なる出力ポート
（以下、第２の出力ポートという）から出力される２値
振幅のオン／オフ信号を前記第２の積分回路で平滑化し
た電圧が、電圧印加手段の前記他方の入力部に第２の指
令電圧として供給される。

【００５２】つまり、請求項８の酸素濃度検出装置で
は、電圧印加手段の２つの入力部へ夫々供給する各指令
電圧を、同じ構成の回路で生成するようにしている。こ
のような請求項８の酸素濃度検出装置によれば、マイコ
ンの各出力ポートから電圧印加手段の各入力部に至るま
での各回路の電圧応答特性は、ほぼ等しくなるため、電
源投入時や電源遮断時において、酸素濃度センサの各端
子に夫々印加される各電圧の立ち上がり及び立ち下がり
特性が図１１の如く異なってしまうことが防止される。
よって、電源投入時や電源遮断時において酸素濃度セン
サの両端子間に過大電圧や負電圧がかかってしまうこと
を確実に防止することができる。

【００５３】しかも、請求項８の酸素濃度検出装置によ
れば、マイコンは、上記第２の出力ポートから出力する
オン／オフ信号のデューティ比を変えることで、電圧印
加手段への第２の指令電圧（延いては、酸素濃度センサ
の他方の端子Ｂへの印加電圧）も任意に変化させること
ができ、酸素濃度センサの各端子に印加される両方の電
圧を調節することができるという利点もある。

【００５４】尚、請求項８の酸素濃度検出装置におい
て、請求項２に記載の変換回路を備える場合には、マイ
コンの上記第２の出力ポートと第２の積分回路との間
に、上記変換回路と同様の構成の回路（第２の変換回
路）を設けるようにして、マイコンの各出力ポートから
電圧印加手段の各入力部に至るまでの各回路の電圧応答
特性を、より一層等しくなるようにしても良い。

【００５５】ところで、一般に、この種の酸素濃度検出
装置では、前述の特開平１１−２０１９３５号公報や特
開平１１−２１１６９２号公報に記載されているよう
に、酸素濃度センサの素子インピーダンスを定期的に検
出して、その検出値を、センサの温度を所定の活性化温
度（例えば７００℃）にするためのヒータの制御に用い
たり、センサの劣化度合を判定するために用いたりして
いる。

【００５６】そして、センサの素子インピーダンスを検
出する際には、センサへの印加電圧を急峻に変化させる
こととなり、例えば、印加電圧を急峻に変化させる直前
のセンサ電流と、印加電圧を急峻に変化させてから所定
時間が経過した時のセンサ電流とを検出して、その検出
した両センサ電流の差から素子インピーダンスを算出す
る。

【００５７】そこで、請求項９に記載の酸素濃度検出装
置では、上記請求項７又は８の酸素濃度検出装置におい
て、電圧印加手段の前記２つの入力部のうちの何れか一
方に、電圧変更回路を接続するようにしており、この電
圧変更回路は、マイコンから上記オン／オフ信号とは別
に出力される２値振幅の制御信号に応じて、当該回路が
接続された電圧印加手段の入力部の電圧を瞬時に変化さ
せる。

【００５８】そして、この請求項９の酸素濃度検出装置
において、マイコンは、酸素濃度センサの素子インピー
ダンスを検出する際には、上記電圧変更回路への制御信
号の出力レベルを切り替えることにより、電圧印加手段
から酸素濃度センサへの印加電圧を急峻に変化させる。
つまり、マイコンが上記制御信号の出力レベルを切り替
えると、電圧印加手段の一方の入力部への電圧が電圧変
更回路によって瞬時に変化され、それに伴い酸素濃度セ
ンサへの印加電圧が急峻に変化するからである。

【００５９】そして、このような請求項９の酸素濃度検
出装置によれば、酸素濃度センサへの酸素濃度検出用の
印加電圧を調節することに関してだけではなく、酸素濃
度センサの素子インピーダンスを検出するために該セン
サへの印加電圧を急峻に変化させることに関しても、Ｄ
／Ａコンバータを用いる必要がなくなる。よって、酸素
濃度センサの素子インピーダンスを検出する機能を備え
た酸素濃度検出装置を、より小型化及び低コスト化する
ことができる。

【００６０】

【発明の実施の形態】以下、本発明が適用された実施形
態の空燃比検出装置（酸素濃度検出装置）について、図
面を用いて説明する。尚、本実施形態の空燃比検出装置
は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジン
に用いられるものであり、同エンジンの空燃比制御シス
テムにおいては、空燃比検出装置による検出結果に基づ
いてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御す
る。そして、以下の記載では、空燃比センサを用いた空
燃比の検出と、同センサの素子インピーダンス（交流イ
ンピーダンス）の検出とを行うための構成及び処理につ
いて詳細に説明する。

【００６１】まず図１は、第１実施形態の空燃比検出装
置１の構成を表す回路図である。図１に示すように、空
燃比検出装置１には、酸素濃度センサとしての限界電流
式空燃比センサＡＦＳが接続されており、この空燃比セ
ンサＡＦＳは、図示しないエンジンの排気管に取り付け
られている。

【００６２】尚、空燃比センサＡＦＳは、特開平１１−
２０１９３５号公報や特開平１１−２１１６９２号公報
に記載されているように、固体電解質層の排気ガス側の
表面に排気ガス側電極層が固着されると共に、その固体
電解質層の大気側の表面に大気側電極層が固着され、更
に、上記排気ガス側電極層の外側に拡散抵抗層が形成さ
れたセンサ本体と、そのセンサ本体を加熱するヒータと
を備えた周知のものである。そして、この空燃比センサ
ＡＦＳには、電圧の印加に伴って排気ガス中の酸素濃度
に応じた電流が流れ、具体的には、センサ本体の上記固
体電解質層への検出空燃比（Ａ／Ｆ）に応じた流入電流
（即ちセンサ電流）と、その固体電解質層への印加電圧
（即ちセンサへの印加電圧）とが、前述した図１０のよ
うな関係となる。

【００６３】そして、図１に示すように、空燃比検出装
置１は、マイコン２を備えており、そのマイコン２の３
つの端子ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３は、当該マイコン２に
内蔵されたＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器）の入力端
子である。また、マイコン２の他の端子ＰＢ２０，ＰＢ
２１，ＰＷＭ１のうち、端子ＰＷＭ１は、マイコン２に
内蔵された図２（ａ）の如きＰＷＭ信号生成部３で生成
されるオン／オフ信号としてのＰＷＭ信号を外部へ出力
するためのＰＷＭ信号専用の出力ポートであり、端子Ｐ
Ｂ２０，ＰＢ２１は、通常の出力ポートである。

【００６４】ここで、ＰＷＭ信号生成部３は、図２
（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号の周期Ｔに相当するデ
ジタル値（以下、周期相当値という）がセットされるレ
ジスタ４と、ＰＷＭ信号の１周期中のハイ時間Ｔｈに相
当するデジタル値（以下、ハイ時間相当値という）がセ
ットされるレジスタ５と、マイコン２の内部クロックに
よって０から１ずつカウントアップされると共に、その
カウント値が上記レジスタ４内の周期相当値に達する
と、次の内部クロックでカウント値が０に戻るタイマと
してのカウンタ６と、そのカウンタ６のカウント値が上
記レジスタ５内のハイ時間相当値よりも小さければ、ハ
イレベルを出力し、そうでなければ（カウンタ６のカウ
ント値がハイ時間相当値以上であれば）、ローレベルを
出力する比較部７とから構成されている。そして、上記
比較部７の出力が、ＰＷＭ信号として、端子ＰＷＭ１か
らマイコン２の外部へ出力される。

【００６５】このため、上記内部クロックの周期を“Ｔ
ｃｋ”とし、レジスタ４内の周期相当値を“ＮＴ”と
し、レジスタ５内のハイ時間相当値を“ＮＴｈ”とする
と、図２（ｂ）に示すように、カウンタ６のカウント値
は０〜ＮＴの間でＴｃｋ毎に１ずつ変化すると共に、マ
イコン２の端子ＰＷＭ１からは、周期Ｔが「Ｔｃｋ×
（ＮＴ＋１）」で、ハイ時間Ｔｈが「Ｔｃｋ×ＮＴｈ」
であるＰＷＭ信号が出力されることとなる。

【００６６】更に、空燃比検出装置１は、図１に示すよ
うに、非反転入力端子がマイコン２の端子ＰＷＭ１に接
続され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバ
ッファとしての演算増幅器（オペアンプ）１０と、演算
増幅器１０の出力を平滑化する（積分する）抵抗Ｒ１及
びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタ回路Ｆ１
と、そのローパスフィルタ回路Ｆ１で平滑化された電圧
を更に平滑化する抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなる
ローパスフィルタ回路Ｆ２と、そのローパスフィルタ回
路Ｆ２で平滑化された電圧が非反転入力端子に入力さ
れ、出力端子が抵抗１２を介して空燃比センサＡＦＳの
マイナス側端子（即ち、センサ本体の排気ガス側電極層
に接続された端子）ＡＦ−に接続され、反転入力端子が
抵抗１４を介して空燃比センサＡＦＳの上記マイナス側
端子ＡＦ−に接続された演算増幅器１６とを備えてい
る。

【００６７】そして、抵抗１２と抵抗１４との接続点の
電圧（即ち、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ
−の電圧）Ｖｍが、マイコン２の端子ＡＤ３へ入力され
るようになっている。また、空燃比検出装置１は、一定
の電源電圧Ｖｃｃ（本実施形態では５Ｖ）と接地電位
（＝０Ｖ）との間に順次直列に接続されて、電源電圧Ｖ
ｃｃを分圧することにより所定の基準電圧Ｖｒ（本実施
形態では３．３Ｖ）を生成する２つの電圧生成用抵抗１
８，２０と、その抵抗１８，２０同士の接続点に非反転
入力端子が接続され、反転入力端子と出力端子とが共通
接続されて、その出力端子から上記基準電圧Ｖｒ（＝
３．３Ｖ）を出力するバッファとしての演算増幅器２２
と、該演算増幅器２２の出力端子に一端が接続された抵
抗２４と、エミッタが接地電位に接続され、ベースがマ
イコン２の端子ＰＢ２１に接続されたスイッチング素子
としてのＮＰＮ形トランジスタ２６と、一端がトランジ
スタ２６のコレクタに接続され、他端が抵抗２４の演算
増幅器２２側とは反対側の端部に接続された抵抗２８
と、エミッタが電源電圧Ｖｃｃに接続され、ベースがマ
イコン２の端子ＰＢ２０に接続されたスイッチング素子
としてのＰＮＰ形トランジスタ３０と、一端がトランジ
スタ３０のコレクタに接続され、他端が抵抗２４の演算
増幅器２２側とは反対側の端部に接続された抵抗３２
と、抵抗２４，２８，３２同士の接続点と接地電位との
間に接続されて、その抵抗２４，２８，３２と共にロー
パスフィルタを成すコンデンサ３４とを備えている。

【００６８】そして更に、空燃比検出装置１は、上記抵
抗２４，２８，３２とコンデンサ３４との接続点の電圧
Ｖｏが非反転入力端子に入力され、反転入力端子が抵抗
３６を介して空燃比センサＡＦＳのプラス側端子（即
ち、センサ本体の大気側電極層に接続された端子）ＡＦ
＋に接続された演算増幅器３８と、空燃比センサＡＦＳ
のプラス側端子ＡＦ＋と演算増幅器３８の出力端子との
間に接続されたシャント抵抗４０と、非反転入力端子が
空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に接続され、
反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッファと
しての演算増幅器４２と、演算増幅器４２の出力を、そ
のままマイコン２の端子ＡＤ１へ出力する入力回路４４
と、非反転入力端子が演算増幅器３８の出力端子に接続
され、反転入力端子と出力端子とが共通接続されたバッ
ファとしての演算増幅器４６と、演算増幅器４６の出力
を、そのままマイコン２の端子ＡＤ２へ出力する入力回
路４８とを備えている。

【００６９】尚、入力回路４４は、一端が接地電位に接
続されたプルダウン用の抵抗５０と、その抵抗５０の他
端に一端が接続された抵抗５２と、その抵抗５２の抵抗
５０側とは反対側の端部に一端が接続された抵抗５４
と、アノードが抵抗５２と抵抗５４との接続点に接続さ
れ、カソードが電源電圧Ｖｃｃに接続された過電圧保護
用のダイオード５６と、抵抗５４の抵抗５２側とは反対
側の端部と接地電位との間に接続されたノイズ除去用の
コンデンサ５８とを備えている。そして、この入力回路
４４では、抵抗５０と抵抗５２との接続点が演算増幅器
４２の出力端子に接続され、抵抗５４とコンデンサ５８
との接続点がマイコン２の端子ＡＤ１に接続されてい
る。また、入力回路４８も、入力回路４４と全く同じ回
路構成である。

【００７０】以上のように構成された空燃比検出装置１
においては、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からな
る出力回路が、演算増幅器１６の非反転入力端子（一方
の入力部に相当）に入力される電圧（第１の指令電圧に
相当）と同じ電圧を、空燃比センサＡＦＳのマイナス側
端子ＡＦ−に印加する。

【００７１】また、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力
されるＰＷＭ信号が、バッファとしての演算増幅器１０
を介してローパスフィルタ回路Ｆ１に入力され、そのロ
ーパスフィルタ回路Ｆ１により、図２（ｂ）の「１回積
分後の電圧」の段に示すように平滑化される。そして更
に、そのローパスフィルタ回路Ｆ１で平滑化された電圧
が、次段のローパスフィルタ回路Ｆ２によって、図２
（ｂ）の「２回積分後の電圧」の段に示すように一層平
滑化され、そのローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧
が、演算増幅器１６の非反転入力端子に入力される。

【００７２】よって、空燃比センサＡＦＳのマイナス側
端子ＡＦ−には、マイコン２の端子ＰＷＭ１から出力さ
れるＰＷＭ信号を２段直列のローパスフィルタ回路Ｆ
１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧と同じ電圧
が、演算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回
路によって印加されることとなる。

【００７３】このため、マイコン２は、端子ＰＷＭ１か
ら常時出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変えること
で、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印
加電圧を調節することができる。そこで、本実施形態に
おいて、マイコン２は、上記端子ＰＷＭ１からのＰＷＭ
信号のデューティ比により、空燃比センサＡＦＳのマイ
ナス側端子ＡＦ−への印加電圧を制御して、空燃比セン
サＡＦＳの検出動作領域（ダイナミックレンジ）を最適
化するようにしている。尚、本実施形態では、空燃比セ
ンサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−へ、上記基準電圧Ｖ
ｒ（＝３．３Ｖ）よりも低い３Ｖ前後の電圧を、可変で
常時印加するようになっている。

【００７４】一方、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子
ＡＦ＋には、演算増幅器３８，抵抗３６，及びシャント
抵抗４０からなる出力回路が、演算増幅器３８の非反転
入力端子（他方の入力部に相当）に入力される電圧（第
２の指令電圧に相当）と同じ電圧を印加する。そして、
演算増幅器３８の非反転入力端子には、抵抗２４，２
８，３２同士の接続点の電圧Ｖｏが入力される。

【００７５】よって、２つのトランジスタ２６，３０が
共にオフ状態ならば、演算増幅器２２から出力される基
準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）が演算増幅器３８の非反転入
力端子に入力されるため、空燃比センサＡＦＳのプラス
側端子ＡＦ＋には、その基準電圧Ｖｒが印加される。

【００７６】そして、このように、上記２つのトランジ
スタ２６，３０が共にオフ状態である通常時には、プラ
ス側端子ＡＦ＋への基準電圧Ｖｒと、マイコン２からの
ＰＷＭ信号のデューティ比に比例したマイナス側端子Ａ
Ｆ−への電圧Ｖｍとの差圧（＝Ｖｒ−Ｖｍ）が、空燃比
センサＡＦＳの両端に、混合気の空燃比（排気ガス中の
酸素濃度）を検出するための検出用電圧として印加され
る。そして、その電圧の印加に伴い、空燃比センサＡＦ
Ｓには、その時の排気ガス中の酸素濃度に応じた電流が
流れることとなる。

【００７７】これに対し、２つのトランジスタ２６，３
０のうちでトランジスタ２６だけがオン状態ならば、基
準電圧Ｖｒと接地電位との差圧（即ち、基準電圧Ｖｒ）
を抵抗２４と抵抗２８とで分圧した電圧（Ｖｒ−ΔＶ
ａ）が演算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるた
め、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、基
準電圧ＶｒよりもΔＶａだけ低い上記分圧電圧（Ｖｒ−
ΔＶａ）が印加される。

【００７８】逆に、２つのトランジスタ２６，３０のう
ちでトランジスタ３０だけがオン状態ならば、電源電圧
Ｖｃｃと基準電圧Ｖｒとの差圧（Ｖｃｃ−Ｖｒ）を抵抗
３２と抵抗２４とで分圧した電圧（Ｖｒ＋ΔＶｂ）が演
算増幅器３８の非反転入力端子に入力されるため、空燃
比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋には、基準電圧Ｖ
ｒよりもΔＶｂだけ高い上記分圧電圧（Ｖｒ＋ΔＶｂ）
が印加される。

【００７９】尚、本実施形態では、例えば上記ΔＶａと
ΔＶｂとが両方共に０．２Ｖとなるように、各抵抗２
４，２８，３２の抵抗値を設定している。また、本実施
形態の空燃比検出装置１において、シャント抵抗４０に
は、空燃比センサＡＦＳに流れる電流（センサ電流）Ｉ
と同じ電流が流れるため、そのシャント抵抗４０の両端
電位差は、センサ電流Ｉに比例した値となる。

【００８０】そして更に、空燃比センサＡＦＳのプラス
側端子ＡＦ＋に印加される電圧（即ち、シャント抵抗４
０の空燃比センサＡＦＳ側の電圧）Ｖｏと同じ電圧Ｖｏ
が、演算増幅器４２及び入力回路４４によってマイコン
２の端子ＡＤ１に入力され、また、シャント抵抗４０の
空燃比センサＡＦＳ側とは反対側の電圧（即ち、演算増
幅器３８の出力電圧）と同じ電圧Ｖｉが、演算増幅器４
６及び入力回路４８によってマイコン２の端子ＡＤ２に
入力される。

【００８１】このため、本実施形態の空燃比検出装置１
では、マイコン２が図３の検出処理と図４のＰＷＭ出力
制御処理とを定期的に実行することにより、空燃比セン
サＡＦＳに流れるセンサ電流Ｉを検出して混合気の空燃
比（排気ガス中の酸素濃度）を求めると共に、所定時間
毎に空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出す
る。

【００８２】ここで、図３の検出処理と図４のＰＷＭ出
力制御処理とを説明する前に、素子インピーダンスの検
出要領について、図５を用い説明しておく。まず、マイ
コン２は、空燃比を検出するために空燃比センサＡＦＳ
へ印加している電圧を、図５の如く所定時間Ｔ１（本実
施形態では１２８ｍｓ）毎に急峻に変化させる。そし
て、その際に、下記の（１）〜（７）の手順で空燃比セ
ンサＡＦＳの素子インピーダンスを検出する。尚、本実
施形態では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを急
峻に変化させるようにしており、図５（ｂ）は、図５
（ａ）にて楕円で囲んだ部分を拡大して表すものであ
る。

【００８３】（１）まず、マイコン２は、プラス側端子
ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを変化させる直前の時刻ｔ1
で、端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出する。尚、
以下、この時刻ｔ1 で検出された電圧Ｖｏを「Ｖｏ(ｔ1
)」と記す。 （２）更に、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを変
化させる直前で且つ時刻ｔ1 直後の時刻ｔ2 で、端子Ａ
Ｄ２に入力される電圧Ｖｉを検出する。尚、以下、この
時刻ｔ2 で検出された電圧Ｖｉを「Ｖｉ(ｔ2 )」と記
す。

【００８４】（３）そして更に、時刻ｔ2 直後の時刻ｔ
3 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを急峻に変
化させる。尚、この例では、プラス側端子ＡＦ＋への印
加電圧Ｖｏを空燃比検出用の通常電圧よりも所定電圧Δ
Ｖａだけ低い電圧に変化させている。

【００８５】（４）次に、時刻ｔ3 から予め定められた
所定時間Ｔ２が経過した時刻ｔ4 で、端子ＡＤ２に入力
される電圧Ｖｉを検出する。尚、以下、この時刻ｔ4 で
検出された電圧Ｖｉを「Ｖｉ(ｔ4 )」と記す。また、上
記所定時間Ｔ２は、時刻ｔ3からセンサ電流Ｉの変化分
ΔＩがピークになると予想される時間であり、本実施形
態では１３５μｓに設定されている。

【００８６】（５）更に、時刻ｔ4 直後の時刻ｔ5 で、
端子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出する。尚、以
下、この時刻ｔ5 で検出された電圧Ｖｏを「Ｖｏ(ｔ5
)」と記す。そして、シャント抵抗４０の抵抗値をＲS
とすると、下記の式１により、空燃比センサＡＦＳの素
子インピーダンスＺを算出する。

【００８７】

【数１】

【００８８】尚、上記式１においては、｛Ｖｏ(ｔ1)−
Ｖｏ(ｔ5)｝が印加電圧の変化分ΔＶであり、それ以外
の部分が、センサ電流Ｉの変化分ΔＩの逆数（１／Δ
Ｉ）である。また、式１における｛Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ
5)｝は、既知のΔＶａに置き換えることも可能である。

【００８９】（６）その後、時刻ｔ3 から予め定められ
た所定時間Ｔ３（本実施形態では２００μｓ）が経過し
た時刻ｔ6 で、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏを
上記時刻ｔ3 での変化とは反対側に急峻に変化させる。
尚、この例では、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧Ｖｏ
を空燃比検出用の通常電圧よりも所定電圧ΔＶｂだけ高
い電圧に変化させている。

【００９０】（７）そして、時刻ｔ6 から予め定められ
た所定時間Ｔ４（本実施形態では上記Ｔ３と同じ２００
μｓ）が経過した時刻ｔ7 で、プラス側端子ＡＦ＋への
印加電圧Ｖｏを空燃比検出用の電圧に戻す。つまり、本
実施形態の空燃比検出装置１では、式１からも分かるよ
うに、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を急峻に変化さ
せる直前のセンサ電流「｛Ｖｉ(ｔ2)−Ｖｏ(ｔ1)｝／Ｒ
S 」と、印加電圧を急峻に変化させてから所定時間Ｔ２
が経過した時のセンサ電流「｛Ｖｉ(ｔ4)−Ｖｏ(ｔ5)｝
／ＲS 」との差に基づいて、素子インピーダンスＺを算
出している。

【００９１】尚、素子インピーダンスＺの検出が終了し
た時刻ｔ6 において、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧
Ｖｏを時刻ｔ３での変化とは反対側に変化させているの
は、センサ電流の収束を早めるためである。次に、マイ
コン２で実行される検出処理について、図３のフローチ
ャートに沿って説明する。尚、図３の検出処理は、４ｍ
ｓ毎に実行される。また、マイコン２の端子ＰＢ２０，
ＰＢ２１の初期出力レベルは、２つのトランジスタ２
６，３０が共にオフするように、端子ＰＢ２０がハイレ
ベル（５Ｖ）となっており、端子ＰＢ２１がロウレベル
（０Ｖ）となっている。

【００９２】図３に示すように、マイコン２が検出処理
の実行を開始すると、まずステップ（以下、単に「Ｓ」
と記す）１１０にて、端子ＡＤ１に入力される電圧（即
ち、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋へ実際に
印加されている電圧）Ｖｏを検出し、その検出した電圧
Ｖｏを前述のＶｏ(ｔ1 )として記憶する。次にＳ１２０
にて、端子ＡＤ２に入力される電圧（即ち、シャント抵
抗４０の空燃比センサＡＦＳ側とは反対側の電圧）Ｖｉ
を検出し、その検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ(ｔ2 )と
して記憶する。尚、マイコン２は、端子ＡＤ１，ＡＤ２
に夫々入力される各電圧Ｖｏ，Ｖｉを、自己に内蔵のＡ
／ＤコンバータでＡ／Ｄ変換することにより検出する。

【００９３】そして、続くＳ１３０にて、Ｓ１２０で検
出した電圧Ｖｉ(ｔ2 )とＳ１１０で検出した電圧Ｖｏ
(ｔ1 )との差（Ｖｉ(ｔ2 )−Ｖｏ(ｔ1 )）を、シャント
抵抗４０の抵抗値ＲS で割ることにより、センサ電流Ｉ
の電流値（限界電流値）を算出し、更に、その電流値と
予めマイコン２内のＲＯＭに記憶されている特性マップ
とを用いて、混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）
を算出する。

【００９４】次に、Ｓ１４０にて、マイコン２内のＲＡ
Ｍに設定されているカウンタＣＴの値が、素子インピー
ダンスの検出周期である所定時間Ｔ１（＝１２８ｍｓ）
に相当する「３１」であるか否かを判定する。ここで、
カウンタＣＴの値が「３１」であると判定した場合に
は、素子インピーダンスの検出タイミングが到来したと
判断して、Ｓ１６０に移行し、今回のＳ１２０で検出し
た電圧Ｖｉ(ｔ2 )が所定の判定電圧よりも大きいか否か
を判定する。尚、この判定電圧は、図１０に示す空燃比
センサＡＦＳのダイナミックレンジ内における所定値
（例えば中央値）の電流がシャント抵抗４０に流れた場
合の演算増幅器３８の出力電圧Ｖｉに設定されている。

【００９５】そして、Ｓ１６０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が
判定電圧よりも大きいと判断した場合（つまり、現在の
センサ電流Ｉがダイナミックレンジ内の上記所定値より
も大きい場合）には、続くＳ１７０にて、図６（ａ）の
時刻ｔ3 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルをロ
ウレベルからハイレベルにしてトランジスタ２６をオン
させ、その後、Ｓ１９０に移行する。すると、図６
（ａ）の時刻ｔ3 に示すように、空燃比センサＡＦＳの
プラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧
Ｖｒよりも前述したΔＶａ（＝０．２Ｖ）だけ低い電圧
（＝３．１Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への
入力電圧（演算増幅器３８の出力電圧）Ｖｉ及びセンサ
電流Ｉも負側に変化することとなる。

【００９６】また、Ｓ１６０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判
定電圧よりも大きくないと判断した場合（つまり、現在
のセンサ電流Ｉがダイナミックレンジ内の上記所定値よ
りも大きくない場合）には、Ｓ１８０に移行して、図６
（ｂ）の時刻ｔ3 に示すように、端子ＰＢ２０の出力レ
ベルをハイレベルからロウレベルにしてトランジスタ３
０をオンさせ、その後、Ｓ１９０に進む。すると、図６
（ｂ）の時刻ｔ3 に示すように、空燃比センサＡＦＳの
プラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが、基準電圧
Ｖｒよりも前述したΔＶｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧
（＝３．５Ｖ）に変化し、それに伴い、端子ＡＤ２への
入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも正側に変化することと
なる。

【００９７】Ｓ１９０では、上記Ｓ１７０或いは上記Ｓ
１８０の処理を行ってから、センサ電流Ｉの変化分ΔＩ
がピークになると予想される時間Ｔ２（＝１３５μｓ）
が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ２が経過するま
で待機する。そして、上記時間Ｔ２が経過したと判定す
ると、Ｓ２００に進んで、端子ＡＤ２に入力される電圧
Ｖｉを検出し、その検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ(ｔ4
)として記憶する。そして更に、続くＳ２１０にて、端
子ＡＤ１に入力される電圧Ｖｏを検出し、その検出した
電圧Ｖｏを前述のＶｏ(ｔ5 )として記憶する。

【００９８】そして、続くＳ２２０にて、上記Ｓ１１
０，Ｓ１２０，Ｓ２００，及びＳ２１０で今回検出した
Ｖｏ(ｔ1 )，Ｖｉ(ｔ2 )，Ｖｉ(ｔ4 )，及びＶｏ(ｔ5 )
と、シャント抵抗４０の抵抗値ＲS とから、前述の式１
を用いて空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスＺを
算出する。尚、ここで算出した素子インピーダンスＺ
は、少なくとも空燃比センサＡＦＳに備えられたヒータ
の加熱制御に用いられる。即ち、マイコン２は、図示し
ない加熱制御処理を実行することにより、上記Ｓ２２０
で算出した素子インピーダンスＺと、空燃比センサＡＦ
Ｓが十分に活性化していると思われる目標温度に対応す
る目標素子インピーダンスとの差が無くなるように、ヒ
ータへの通電電流を制御する。

【００９９】次に、マイコン２は、続くＳ２３０にて、
上記Ｓ１７０或いは上記Ｓ１８０の処理を行ってから、
所定時間Ｔ３（＝２００μｓ）が経過したか否かを判定
し、その時間Ｔ３が経過するまで待機する。そして、上
記時間Ｔ３が経過したと判定すると、Ｓ２４０に進ん
で、Ｓ１６０の場合と全く同様に、Ｓ１２０で検出した
電圧Ｖｉ(ｔ2 )が上記判定電圧よりも大きいか否かを判
定する。

【０１００】そして、Ｓ２４０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が
判定電圧よりも大きいと判断した場合には、続くＳ２５
０にて、図６（ａ）の時刻ｔ6 に示すように、端子ＰＢ
２１の出力レベルをハイレベルからロウレベルに戻して
トランジスタ２６をオフさせると共に、端子ＰＢ２０の
出力レベルをハイレベルからロウレベルにしてトランジ
スタ３０をオンさせ、その後、Ｓ２７０に移行する。す
ると、図６（ａ）の時刻ｔ6 に示すように、空燃比セン
サＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏ
が、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶｂ（＝０．２Ｖ）
だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）に変化し、それに伴い、端
子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも正側に変
化することとなる。

【０１０１】また、Ｓ２４０で上記電圧Ｖｉ(ｔ2 )が判
定電圧よりも大きくないと判断した場合には、Ｓ２６０
に移行して、図６（ｂ）の時刻ｔ6 に示すように、端子
ＰＢ２０の出力レベルをロウレベルからハイレベルに戻
してトランジスタ３０をオフさせると共に、端子ＰＢ２
１の出力レベルをロウレベルからハイレベルにしてトラ
ンジスタ２６をオンさせ、その後、Ｓ２７０に進む。す
ると、図６（ｂ）の時刻ｔ6 に示すように、空燃比セン
サＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏ
が、基準電圧Ｖｒよりも前述したΔＶａ（＝０．２Ｖ）
だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）に変化し、それに伴い、端
子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及びセンサ電流Ｉも負側に変
化することとなる。

【０１０２】Ｓ２７０では、上記Ｓ２５０或いは上記Ｓ
２６０の処理を行ってから所定時間Ｔ４（＝２００μ
ｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ４が経過す
るまで待機する。そして、上記時間Ｔ４が経過したと判
定すると、Ｓ２８０に進んで、図６（ａ），（ｂ）の時
刻ｔ7 に示すように、端子ＰＢ２１の出力レベルを初期
のロウレベルにしてトランジスタ２６をオフさせると共
に、端子ＰＢ２０の出力レベルを初期のハイレベルにし
てトランジスタ３０をオフさせる。すると、図６
（ａ），（ｂ）の時刻ｔ7 に示すように、空燃比センサ
ＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏが元
の基準電圧Ｖｒに戻り、端子ＡＤ２への入力電圧Ｖｉ及
びセンサ電流Ｉも元の状態に収束することとなる。

【０１０３】そして最後に、続くＳ２９０にて、カウン
タＣＴの値を「０」にリセットし、その後、当該検出処
理を終了する。一方、上記Ｓ１４０にて、カウンタＣＴ
の値が「３１」ではないと判定した場合には、１２８ｍ
ｓ毎の素子インピーダンス検出タイミングではないと判
断して、Ｓ１５０に進み、カウンタＣＴの値を１インク
リメントする。

【０１０４】そして、続くＳ１５５にて、今回のＳ１３
０で算出した現在のセンサ電流値から、空燃比センサＡ
ＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に印加すべき電圧の値であ
る目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を算出する。具体的には、
図１０における特性線Ｌ（即ち、空燃比センサＡＦＳの
各検出空燃比における限界電流域のほぼ中心を結んだ
線）において、今回のＳ１３０で算出したセンサ電流値
に対応する印加電圧を、空燃比センサＡＦＳの両端に印
加すべき最適な印加電圧とし、その最適な印加電圧から
プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧である基準電圧Ｖｒを
引いた値を、マイナス側端子ＡＦ−への目標の印加電圧
値Ｖ（ｋ）として算出する。尚、前述のＳ２２０で現在
検出されている空燃比センサＡＦＳの素子インピーダン
スＺから、センサ温度（センサ本体の温度）を求め、そ
のセンサ温度をも加味して、目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）
を算出すれば、その印加電圧値Ｖ（ｋ）をより最適化す
ることができる。

【０１０５】そして、続くＳ１５７にて、上記Ｓ１５５
で算出した印加電圧値Ｖ（ｋ）を、ＰＷＭ出力制御処理
で参照できるように記憶し、その後、当該検出処理を終
了する。次に、マイコン２で実行されるＰＷＭ出力制御
処理について、図４（ａ）のフローチャートに沿って説
明する。尚、このＰＷＭ出力制御処理は、ＰＷＭ信号生
成部３のレジスタ４，５に値をセットして、端子ＰＷＭ
１から出力されるＰＷＭ信号の周期Ｔとハイ時間Ｔｈと
を制御するための処理であり、図３の検出処理と並行し
て例えば１ｍｓ毎に実行される。

【０１０６】図４（ａ）に示すように、マイコン２がＰ
ＷＭ出力制御処理の実行を開始すると、まずＳ３１０に
て、端子ＡＤ３に入力される電圧（即ち、端子ＰＷＭ１
から出力しているＰＷＭ信号を２個のローパスフィルタ
回路Ｆ１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧であ
り、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に現在
実際に印加されている電圧）ＶｍをＡ／Ｄ変換して、電
圧検出値Ｖａｄとして読み込むと共に、図３の検出処理
におけるＳ１５７で記憶されたマイナス側端子ＡＦ−へ
の目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）を読み出し、上記電圧検出
値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内
に入っているか否かを判定する。

【０１０７】尚、αは、例えば数ｍＶ或いは数百ｍＶと
いった極小さい値である。また、端子ＡＤ３に入力され
る電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換は、マイコン２に内蔵のＡ／Ｄ
コンバータによって行われる。そして、電圧検出値Ｖａ
ｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っ
ていれば、そのままＳ３５０に移行して、現在の出力設
定値ＶｓとＰＷＭ信号の周期Ｔとから、下記の式２に従
って、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈを算出する。

【０１０８】Ｔｈ＝Ｔ×Ｖｓ／５ …式２ 尚、出力設定値Ｖｓは、空燃比センサＡＦＳのマイナス
側端子ＡＦ−に印加しようとする１ｍｓ毎（当該ＰＷＭ
出力制御処理の実行周期毎）の短期的な目標電圧値であ
る。また、式２における「５」は、バッファとしての演
算増幅器１０から初段のローパスフィルタ回路Ｆ１へ出
力されるＰＷＭ信号のハイレベルの電圧値である。また
更に、本実施形態において、ＰＷＭ信号の周期Ｔは、可
変ではなく、当該ＰＷＭ出力制御処理の実行周期と同じ
１ｍｓとしている。

【０１０９】このＳ３５０でハイ時間Ｔｈを算出した
ら、続くＳ３６０にて、ＰＷＭ信号生成部３にＰＷＭ信
号の周期Ｔとハイ時間Ｔｈとを設定する。つまり、Ｓ３
５０で今回算出したハイ時間の値を“Ｔｈｎ”とする
と、ＰＷＭ信号生成部３のレジスタ５に、ハイ時間相当
値として、ＰＷＭ信号のハイ時間がＴｈｎとなる値（＝
Ｔｈｎ／Ｔｃｋ）をセットすると共に、ＰＷＭ信号生成
部３のレジスタ４に、周期相当値として、ＰＷＭ信号の
周期が１ｍｓとなる値（＝（１ｍｓ／Ｔｃｋ）−１）を
セットする。そして、その後、当該ＰＷＭ出力制御処理
を一旦終了する。

【０１１０】一方、上記Ｓ３１０にて、電圧検出値Ｖａ
ｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入っ
ていないと判定した場合には、出力設定値Ｖｓ（延いて
は、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈ）を変更する必要がある
と判断して、Ｓ３２０に進む。

【０１１１】そして、このＳ３２０にて、今回の電圧検
出値Ｖａｄが目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）よりも小さいか
否かを判定し、ＶａｄがＶ（ｋ）よりも小さい場合に
は、続くＳ３３０にて、出力設定値Ｖｓを所定電圧値β
（本実施形態では１ｍＶ）だけ大きくし、その後、前述
のＳ３５０に進む。

【０１１２】また逆に、上記Ｓ３２０にてＶａｄがＶ
（ｋ）よりも小さくないと判定した場合には、Ｓ３４０
に移行して、出力設定値Ｖｓを所定電圧値βだけ小さく
し、その後、前述のＳ３５０に進む。このようなＰＷＭ
出力制御処理においては、図７の期間Ｋ１に示すよう
に、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）−
α」よりも小さければ、Ｓ３３０の処理により、出力設
定値Ｖｓが所定電圧値βだけ大きく設定され、それに伴
い、Ｓ３５０，Ｓ３６０の処理でＰＷＭ信号生成部３の
レジスタ５にセットされるハイ時間相当値が、図８に示
す如く、所定電圧値βに相当する値（β相当値）だけ大
きくなる。すると、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ
信号のハイ時間Ｔｈが所定電圧値βに相当する時間（＝
上記β相当値×Ｔｃｋ）だけ長くなって、空燃比センサ
ＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に実際に印加される電圧
Ｖｍ（延いては、次の電圧検出値Ｖａｄ）が所定電圧値
βだけ高くなる。そして、このような動作が、図７の期
間Ｋ１に示すように、電圧検出値Ｖａｄが「目標の印加
電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入るまで繰り返される
こととなる。

【０１１３】また、図７の期間Ｋ２に示すように、電圧
検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）＋α」より
も大きければ、Ｓ３４０の処理により、出力設定値Ｖｓ
が所定電圧値βだけ小さく設定される。そして、それに
伴い、Ｓ３５０，Ｓ３６０の処理でＰＷＭ信号生成部３
のレジスタ５にセットされるハイ時間相当値が、所定電
圧値βに相当する値だけ小さくなる。すると、端子ＰＷ
Ｍ１から出力されるＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈが所定電
圧値βに相当する時間だけ短くなって、空燃比センサＡ
ＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に実際に印加される電圧Ｖ
ｍが所定電圧値βだけ低くなる。そして、このような動
作が、図７の期間Ｋ２に示すように、電圧検出値Ｖａｄ
が「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範囲内に入るま
で繰り返されることとなる。

【０１１４】よって、検出処理のＳ１５５，Ｓ１５７に
より、目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）が大きく変更されたと
しても、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−へ
の印加電圧Ｖｍは、最大でも「β／１ｍｓ＝１ｍＶ／１
ｍｓ」の割合（１ｍｓ当たりに１ｍＶの割合）で徐々に
変化されることとなり、通常の空燃比検出時において、
印加電圧の変化に伴いセンサＡＦＳに不要な交流電流が
流れてしまうことを確実に防止することができる。

【０１１５】尚、電源投入直後など、早く目標印加電圧
へ近づけたい場合には、応答性を向上させるため、一時
的に上記βを通常値よりも大きい値に設定するように構
成しても良い。また、検出している空燃比が所定値より
も高い値の場合（例えば図１０におけるＡ／Ｆ＝２２の
場合）に、センサＡＦＳの素子インピーダンス値を求め
る際には、一時的に上記βを通常値よりも大きくし応答
性を向上させて、目標印加電圧を例えば図１０のＶｐｏ
付近まで下げた後、図６に示した印加電圧の掃引処理を
行って素子インピーダンス値を算出し、その後、元の空
燃比検出用の印加電圧（この例ではＡ／Ｆ＝２２が検出
可能な印加電圧）まで戻す、といった制御を行うことも
できる。これは、Ａ／Ｆ＝２２用の目標印加電圧の際に
掃引処理を行うと、交流電流検出用のＡ／Ｄ値などが、
Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジを外れてしまう可能性
があるためであり、このような場合には、一時的に印加
電圧を変えて、素子インピーダンス値を求めるのであ
る。

【０１１６】また更に、ＰＷＭ出力制御処理において、
その変形例を図４（ｂ）に示すように、Ｓ３１０とＳ３
２０では、電圧検出値Ｖａｄの代わりに、現在の出力設
定値Ｖｓを用いるようにしても良い。つまり、Ｓ３１０
では、現在の出力設定値Ｖｓが「目標の印加電圧値Ｖ
（ｋ）±α」の範囲内に入っているか否かを判定し、Ｓ
３２０では、現在の出力設定値Ｖｓが目標の印加電圧値
Ｖ（ｋ）よりも小さいか否かを判定するのである。そし
て、ＰＷＭ信号出力処理を図４（ｂ）のように変形して
も、通常の空燃比検出時において印加電圧の変化に伴う
不要な交流電流がセンサＡＦＳに流れてしまうことを確
実に防止することができる。

【０１１７】但し、図４（ａ）のＰＷＭ出力制御処理に
よれば、ＰＷＭ信号を２段のローパスフィルタ回路Ｆ
１，Ｆ２で平滑化した電圧が検出されて、空燃比センサ
ＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への実際の印加電圧と目
標の印加電圧値Ｖ（ｋ）との差が小さくなるように、演
算増幅器１０，１６のオフセット分などの誤差要因まで
含め、ＰＷＭ信号のデューティ比がフィードバック制御
されることとなるため、空燃比センサＡＦＳへの印加電
圧を、より精度良く最適値に調節することができ非常に
有利である。

【０１１８】以上のように、本第１実施形態の空燃比検
出装置１では、マイコン２の出力ポートＰＷＭ１から出
力されるＰＷＭ信号を２段のローパスフィルタ回路Ｆ
１，Ｆ２からなる積分回路で平滑化した電圧が、空燃比
センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応した出力回
路を成す演算増幅器１６の非反転入力端子に供給され、
マイコン２は、上記出力ポートＰＷＭ１から出力するＰ
ＷＭ信号のデューティ比により、空燃比センサＡＦＳ
（詳しくは、マイナス側端子ＡＦ−）に印加する空燃比
検出用電圧を変化させるようにしている。

【０１１９】よって、本第１実施形態の空燃比検出装置
１によれば、前述した（Ａ）〜（Ｄ）の効果が得られ、
酸素濃度センサとしての空燃比センサＡＦＳに印加する
空燃比検出用電圧を、安価な構成で、しかも、高分解能
且つ高精度に変えることができるようになる。

【０１２０】特に、分解能の面では、マイコン２の内部
クロックが一般的な１０ＭＨｚであるとしても、その内
部クロックの周期Ｔｃｋは０．１μｓとなり、空燃比セ
ンサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧を、
｛５Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝＝０．５ｍＶの分解
能で調節することができ、１０ビット分解能のＤ／Ａコ
ンバータを用いた場合の約１０分の１の高分解能で印加
電圧を調節することができる。

【０１２１】また、本第１実施形態の空燃比検出装置１
では、マイコン２からのＰＷＭ信号を、各々がコンデン
サと抵抗とからなる２段のローパスフィルタ回路Ｆ１，
Ｆ２で平滑化するようにしているため、静電容量が比較
的小さい低価格のコンデンサＣ１，Ｃ２と、耐ノイズ性
を悪化させることのない低抵抗値の抵抗Ｒ１，Ｒ２とを
使用して、平滑化後の電圧におけるリップルを十分に抑
制することができ、一層の低コスト化と高い耐ノイズ性
とを実現することができる。

【０１２２】そして更に、本第１実施形態の空燃比検出
装置１では、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋
に対応した出力回路を成す演算増幅器３８の非反転入力
端子に、抵抗２４，２８，３２とトランジスタ２６，３
０とからなる電圧変更回路を接続すると共に、マイコン
２は、空燃比センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出
する際に、通常の出力ポートＰＢ２０，ＰＢ２１から上
記トランジスタ２６，３０への制御信号の出力レベルを
切り替えることにより、そのトランジスタ２６，３０を
オン／オフさせて、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子
ＡＦ＋に印加される電圧Ｖｏを急峻に変化させている。

【０１２３】このため、素子インピーダンスの検出時に
おいて、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を所望の正確
なタイミングで変化させることができ、延いては、同セ
ンサＡＦＳの素子インピーダンスを正確に検出すること
ができるようになり、更に、素子インピーダンスを検出
するために印加電圧を急峻に変化させることに関して
も、Ｄ／Ａコンバータを用いる必要がないため、マイコ
ン２の内外にＤ／Ａコンバータを設ける必要性を完全に
無くすことができる。

【０１２４】尚、上記第１実施形態の空燃比検出装置１
では、空燃比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対
応して設けられた演算増幅器１６及び抵抗１２，１４か
らなる出力回路と、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子
ＡＦ＋に対応して設けられた演算増幅器３８，抵抗３
６，及びシャント抵抗４０からなる出力回路とが、電圧
印加手段に相当している。

【０１２５】次に、第２実施形態の空燃比検出装置につ
いて、図９を用いて説明する。尚、図９において、第１
実施形態の空燃比検出装置１（図１）と同じ構成要素に
ついては、同一の符号を付しているため説明は省略す
る。図９に示すように、第２実施形態の空燃比検出装置
６０は、第１実施形態の空燃比検出装置１と比較する
と、電圧生成用抵抗１８，２０の代わりに、非反転入力
端子がマイコン２の端子ＰＷＭ２に接続され、反転入力
端子と出力端子とが共通接続されたバッファとしての演
算増幅器６２と、その演算増幅器６２の出力を平滑化す
る抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３からなるローパスフィル
タ回路Ｆ３と、そのローパスフィルタ回路Ｆ３で平滑化
された電圧を更に平滑化して演算増幅器２２の非反転入
力端子に出力する抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ４からなる
ローパスフィルタ回路Ｆ４とが設けられている。そして
更に、この空燃比検出装置６０では、演算増幅器２２の
出力がマイコン２の端子ＡＤ４へ入力されるようになっ
ている。

【０１２６】ここで、マイコン２の上記端子ＰＷＭ２
は、端子ＰＷＭ１と同様のＰＷＭ信号専用の出力ポート
であり、上記端子ＡＤ４は、端子ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ
３と同様のＡ／Ｄコンバータの入力端子であるまた、ロ
ーパスフィルタ回路Ｆ３はローパスフィルタ回路Ｆ１と
同じものであり、ローパスフィルタ回路Ｆ４はローパス
フィルタ回路Ｆ２と同じものである。

【０１２７】このような本第２実施形態の空燃比検出装
置６０では、マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力される
ＰＷＭ信号が、バッファとしての演算増幅器６２を介し
て、２つのローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４からなる第
２の積分回路に供給される。よって、マイコン２の端子
ＰＷＭ２から出力されるＰＷＭ信号をローパスフィルタ
回路Ｆ３，Ｆ４で平滑化した電圧が、演算増幅器２２の
非反転入力端子に入力され、それと同じ電圧が演算増幅
器２２から抵抗２４の一端に出力されることとなる。

【０１２８】このため、本第２実施形態の空燃比検出装
置６０において、マイコン２は、演算増幅器２２の出力
（即ち、ローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４で平滑化され
た電圧）を端子ＡＤ４によって検出し、その検出値が基
準電圧Ｖｒとなるように、端子ＰＷＭ２から出力するＰ
ＷＭ信号のデューティ比を調節する。

【０１２９】つまり、第２実施形態の空燃比検出装置６
０では、空燃比センサＡＦＳのプラス側端子ＡＦ＋に対
応する出力回路（演算増幅器３８及び抵抗３６，４０）
の方についても、ローパスフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２と同
じローパスフィルタ回路Ｆ３，Ｆ４からなる第２の積分
回路を設け、センサＡＦＳの素子インピーダンスを検出
しない通常時には、マイコン２の出力ポートＰＷＭ２か
ら出力されるＰＷＭ信号を上記第２の積分回路で平滑化
した電圧が、演算増幅器３８の非反転入力端子に供給さ
れるようにしている。

【０１３０】このような第２実施形態の空燃比検出装置
６０によれば、マイコンの端子ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の各
々から演算増幅器１６，３８の各非反転入力端子に至る
までの各回路の電圧応答特性がほぼ等しくなる。このた
め、電源投入時や電源遮断時において、センサＡＦＳの
各端子ＡＦ＋，ＡＦ−に夫々印加される各電圧の立ち上
がり及び立ち下がり特性が前述した図１１の如く異なっ
てしまうことが防止される。よって、電源投入時や電源
遮断時においてセンサＡＦＳの両端子間に過大な電圧や
負電圧がかかってしまうことを確実に防止することがで
きる。

【０１３１】また、この空燃比検出装置６０によれば、
マイコン２は、端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号の
デューティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのプ
ラス側端子ＡＦ＋への印加電圧も任意に変化させること
ができるため、空燃比センサＡＦＳに印加する空燃比検
出用電圧をより広範囲に調節することができるようにな
る。

【０１３２】尚、マイコン２が端子ＰＷＭ２からのＰＷ
Ｍ信号のデューティ比を変化させることに伴って、演算
増幅器２２の非反転入力端子への基準電圧Ｖｒが変わる
と、図５に示したΔＶａとΔＶｂとの各値も変わるが、
素子インピーダンスの検出には影響がない。つまり、本
実施形態では、図５及び式１を用いて説明したように、
印加電圧の実際の変化分ΔＶ（＝Ｖｏ(ｔ1)−Ｖｏ(ｔ
5)）を検出し、それを用いて素子インピーダンスを算出
しているからである。

【０１３３】次に、第３実施形態の空燃比検出装置につ
いて、図１２を用いて説明する。尚、ここでは、第１実
施形態の空燃比検出装置１と相違している点について説
明する。また、図１２において、第１実施形態の空燃比
検出装置１（図１）と同じ構成要素については、同一の
符号を付している。また更に、第１実施形態では、空燃
比センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖ
ｍを、基準電圧Ｖｒ（＝３．３Ｖ）よりも低い３Ｖ前後
で可変にするとして説明したが、本第３実施形態では、
マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを、２．８Ｖ〜
３．２Ｖの範囲で可変するものとする。

【０１３４】図１２に示すように、第３実施形態の空燃
比検出装置７０は、第１実施形態の空燃比検出装置１と
比較すると、演算増幅器１０及びローパスフィルタ回路
Ｆ１の代わりに、一端がマイコン２の端子ＰＷＭ１に接
続された抵抗７１と、一端が電源電圧Ｖｃｃ（＝５ｖ）
に接続され、他端が抵抗７１のマイコン２側とは反対側
の端部に接続された抵抗７２と、一端が接地電位（＝０
Ｖ）に接続され、他端が抵抗７１のマイコン２側とは反
対側の端部に接続された抵抗７３と、上記３つの抵抗７
１〜７３同士の接続点（以下、出力点という）Ｐｏに一
端が接続され、他端が接地電位に接続されたコンデンサ
７４と、上記出力点Ｐｏに非反転入力端子が接続され、
出力端子が自己の反転入力端子とローパスフィルタ回路
Ｆ２の抵抗Ｒ２の一端とに接続されて、その出力端子か
らローパスフィルタ回路Ｆ２の抵抗Ｒ２へ上記出力点Ｐ
ｏの電圧を出力する、バッファとしての演算増幅器７６
とを備えている。

【０１３５】ここで、３つの抵抗７１〜７３は、マイコ
ン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号を、その
ＰＷＭ信号の振幅を０．４Ｖにし且つローレベルの電圧
（以下、オフセットともいう）を２．８Ｖに変えたＰＷ
Ｍ信号（つまり、ローレベルが２．８Ｖでハイレベルが
３．２ＶのＰＷＭ信号）に変換して出力する振幅・オフ
セット変換回路（請求項２に記載の変換回路に相当）を
成すものである。

【０１３６】そして、各抵抗７１〜７３の抵抗値をｒ７
１，ｒ７２，ｒ７３とすると、その各抵抗値ｒ７１，ｒ
７２，ｒ７３は、上記振幅・オフセット変換回路として
の役割を果たすため、下記の式３及び式４を満たすよう
に設定されている。 ５Ｖ×ｒ73÷（ｒ73＋（ｒ71//ｒ72））＝３．２Ｖ …式３ ５Ｖ×（ｒ71//ｒ73）÷（ｒ72＋（ｒ71//ｒ73））＝２．８Ｖ …式４ 尚、式３における「ｒ71//ｒ72」は、抵抗７１と抵抗７
２との並列抵抗値であり、式４における「ｒ71//ｒ73」
は、抵抗７１と抵抗７３との並列抵抗値である。また、
式３は、コンデンサ７４が無いものとして、マイコン２
からのＰＷＭ信号がハイレベル（＝５Ｖ）の時に、出力
点Ｐｏの電圧が３．２Ｖとなる条件を示しており、式４
は、コンデンサ７４が無いものとして、マイコン２から
のＰＷＭ信号がローレベル（＝０Ｖ）の時に、出力点Ｐ
ｏの電圧が２．８Ｖとなる条件を示している。そして、
本実施形態では、ｒ７１＝１１０ｋΩ，ｒ７２＝１６ｋ
Ω，ｒ７３＝２５ｋΩに設定されている。一方仮に、マ
イコン２からのＰＷＭ信号を、ローレベルが３．１Ｖで
ハイレベルが３．５ＶのＰＷＭ信号に変換するのであれ
ば、式３の右辺を３．５Ｖにすると共に、式４の右辺を
３．１Ｖにすれば良く、例えば、ｒ７１＝１２５ｋΩ，
ｒ７２＝１６ｋΩ，ｒ７３＝３３ｋΩに設定すれば良
い。

【０１３７】このような第３実施形態の空燃比検出装置
７０では、コンデンサ７４が無いものとすると、マイコ
ン２の端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号が、上記
３つの抵抗７１〜７３により、ローレベルが２．８Ｖで
ハイレベルが３．２ＶのＰＷＭ信号（振幅が０．４Ｖで
オフセットが２．８ＶのＰＷＭ信号）に変換され、その
変換後のＰＷＭ信号が出力点Ｐｏに現れる。

【０１３８】そして、実際には、コンデンサ７４がある
ため、上記変換後のＰＷＭ信号は、コンデンサ７４と抵
抗７１〜７３とのフィルタ効果（電圧平滑化効果）によ
り平滑化されて出力点Ｐｏに現れる。つまり、抵抗７１
〜７３は、振幅・オフセット変換回路としての役割だけ
でなく、コンデンサ７４と共にローパスフィルタ回路と
しても機能しており、出力点Ｐｏからは、上記変換後の
ＰＷＭ信号を平滑化した電圧が出力される。

【０１３９】そして更に、その出力点Ｐｏの電圧は、バ
ッファとしての演算増幅器７６を介してローパスフィル
タ回路Ｆ２に入力され、そのローパスフィルタ回路Ｆ２
により一層平滑化されて、演算増幅器１６の非反転入力
端子に入力される。よって、空燃比センサＡＦＳのマイ
ナス側端子ＡＦ−には、上記変換後のＰＷＭ信号を、コ
ンデンサ７４と抵抗７１〜７３からなるローパスフィル
タ回路と、その次段のローパスフィルタ回路Ｆ２とで平
滑化した電圧（図１２のｅ点の電圧）と同じ電圧が、演
算増幅器１６及び抵抗１２，１４からなる出力回路によ
って印加されることとなる。尚、コンデンサ７４は、ロ
ーパスフィルタ回路Ｆ２のフィルタ効果が十分に大きけ
れば、削除しても良い。また、バッファとしての演算増
幅器７６は、削除したり他の位置（例えば、マイコン２
の端子ＰＷＭ１と抵抗７１との間や、ローパスフィルタ
回路Ｆ２の後等）に設けても良い。

【０１４０】そして、本第３実施形態においても、マイ
コン２は、端子ＰＷＭ１から出力するＰＷＭ信号のデュ
ーティ比を変えることで、空燃比センサＡＦＳのマイナ
ス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍを調節するが、以下の
点で第１実施形態の空燃比検出装置１と異なる。

【０１４１】即ち、まず、前述した第１実施形態の空燃
比検出装置１では、図１３（ａ）に示すように、マイコ
ン２からのＰＷＭ信号のデューティ比を０％から１００
％までの全範囲で変えれば、図１のｃ点の電圧（即ち、
ローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧）及び空燃比セン
サＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍが、
０Ｖから５Ｖまでの範囲で変わることとなる。

【０１４２】これに対して、本第３実施形態の空燃比検
出装置７０では、図１３（ｂ）に示すように、マイコン
２からのＰＷＭ信号のデューティ比を０％から１００％
までの全範囲で変えれば、図１２のｅ点の電圧（即ち、
ローパスフィルタ回路Ｆ２の出力電圧）及び空燃比セン
サＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍが、
空燃比検出用電圧の最大可変範囲分に相当する２．８Ｖ
から３．２Ｖまでの範囲で変わることとなる。つまり、
マイコン２が空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を空燃比
検出用電圧の最大可変範囲分だけ変化させるために制御
するＰＷＭ信号のデューティ比の範囲（前述の制御対象
デューティ比範囲）が、０％から１００％までの全範囲
となる。

【０１４３】このため、ソフトウェアの面では、第１実
施形態の場合と比較して、マイコン２は、図４（ａ）の
ＰＷＭ出力制御処理におけるＳ３５０にて、前述の式２
に代わる下記の式５に従って、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔ
ｈを算出する。尚、式５において、Ｖmin は、マイナス
側端子ＡＦ−への印加電圧Ｖｍの最小値（＝２．８Ｖ）
であり、Ｖmax は、マイナス側端子ＡＦ−への印加電圧
Ｖｍの最大値（＝３．２Ｖ）である。

【０１４４】 Ｔｈ＝Ｔ×（Ｖｓ−Ｖmin ）／（Ｖmax −Ｖmin ） …式５ 以上のような第３実施形態の空燃比検出装置７０によれ
ば、マイコン２から出力されるＰＷＭ信号のデューティ
比の全範囲（０％〜１００％）を、空燃比センサＡＦＳ
への印加電圧の制御に使用することができるため、その
印加電圧を細かく制御するのに非常に有利である。

【０１４５】例えば、ＰＷＭ信号の周期Ｔが１ｍｓであ
ると共に、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能（即
ち、マイコン２における内部クロックの周期Ｔｃｋ）が
０．１μｓであるとすると、前述したように、第１実施
形態の空燃比検出装置１では、空燃比センサＡＦＳへの
印加電圧を、０．５ｍＶ＝｛５Ｖ／（１ｍｓ／０．１μ
ｓ）｝の分解能で調節することができたが、それ以上
に、本第３実施形態の空燃比検出装置７０では、空燃比
センサＡＦＳへの印加電圧を、０．０４ｍＶ＝｛０．４
Ｖ／（１ｍｓ／０．１μｓ）｝といった極細かい分解能
で調節することができる。

【０１４６】また、本第３実施形態の空燃比検出装置７
０によれば、ＰＷＭ信号の周期Ｔが同じであるとする
と、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解能が１μｓで
あっても、第１実施形態の場合と同等の０．４ｍＶ＝
｛０．４Ｖ／（１ｍｓ／１μｓ）｝の分解能で空燃比セ
ンサＡＦＳへの印加電圧を調節することができ、例え
ば、安価なマイコン２を用いることができるようにな
る。

【０１４７】しかも、本第３実施形態の空燃比検出装置
７０によれば、抵抗７１〜７３からなる振幅・オフセッ
ト変換回路により、マイコン２からのＰＷＭ信号の振幅
を小さく変換しているため、マイコン２の端子ＰＷＭ１
から演算増幅器１６の非反転入力端子までの積分回路で
のフィルタ効果が小さくても、平滑化後の電圧に生じる
リップルを小さく抑えることができる。

【０１４８】このため、積分回路を簡素化することがで
きると共に、マイコン２からのＰＷＭ信号のデューティ
比を変えた際に、演算増幅器１６の非反転入力端子への
指令電圧（図１２のｅ点の電圧）が速やかに変わること
となり、その結果、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を
変える際の応答性も向上させることができる。

【０１４９】積分回路を構成する各部品の具体的な定数
を挙げて説明すると、例えば、図１における抵抗Ｒ１，
Ｒ２の抵抗値が１００ｋΩであり、図１におけるコンデ
ンサＣ１，Ｃ２の静電容量が０．１μＦであるとする
と、図１４に示す如く図１２のｅ点の電圧を図１のｃ点
の電圧と同程度の滑らかさにするためには、コンデンサ
７４の容量としては０．０５μＦ程度で済む。そして、
このように積分回路全体でのフィルタ効果を小さくする
ことができるため、図１４に示すように、図１２のｅ点
の電圧は、図１のｂ点の電圧（ローパスフィルタ回路Ｆ
１の出力電圧）と同程度の速い変化応答性を有すること
となる。

【０１５０】一方更に、本第３実施形態の空燃比検出装
置７０によれば、ＰＷＭ信号のハイ時間Ｔｈの可変分解
能が第１実施形態の場合と同じ０．１μｓであるとする
と、ＰＷＭ信号の周期Ｔを第１実施形態の１０分の１で
ある０．１ｍｓに設定しても、第１実施形態の場合と同
等の０．４ｍＶ＝｛０．４Ｖ／（０．１ｍｓ／０．１μ
ｓ）｝の分解能で空燃比センサＡＦＳへの印加電圧を調
節することができる。

【０１５１】そして、ＰＷＭ信号の周期Ｔを短くする
（早くする）ことにより、図１５における（ａ）と
（ｂ）との比較からも分かるように、図１２のｅ点の電
圧の脈動（振幅）を小さくすることができる。よって、
ローパスフィルタ回路Ｆ２のフィルタ定数を小さくする
ことができ、延いては、図１２のｅ点の電圧を十分に平
滑化することと、そのｅ点の電圧の変化応答性を高める
こととを、高い次元で両立させることができる。

【０１５２】次に、第４実施形態の空燃比検出装置につ
いて、図１６及び図１７を用いて説明する。尚、ここで
は、第３実施形態の空燃比検出装置７０と相違している
点について説明する。また、図１６の回路図において、
第１及び第３実施形態の空燃比検出装置１，７０（図
１，図１２）と同じ構成要素については、同一の符号を
付している。

【０１５３】図１６に示すように、第４実施形態の空燃
比検出装置８０は、第３実施形態の空燃比検出装置７０
と比較すると、抵抗１２と抵抗１４との接続点の電圧で
はなく、バッファとしての演算増幅器７６の出力電圧
（即ち、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２で平滑化さ
れる前のｄ点の電圧であり、２．８Ｖ〜３．２Ｖに変換
された後のＰＷＭ信号をコンデンサ７４及び抵抗７１〜
７３からなるローパスフィルタ回路で平滑化した電圧）
が、マイコン２の端子ＡＤ３へ入力されるようになって
いる。尚、ｄ点の電圧は、出力点Ｐｏの電圧と同じであ
るため、マイコン２の端子ＡＤ３は、出力点Ｐｏと接続
しても良い。

【０１５４】そして、マイコン２は、図４（ａ）のＰＷ
Ｍ出力制御処理におけるＳ３１０にて、端子ＡＤ３に入
力される電圧をＡ／Ｄ変換するのではなく、後述の処理
で算出したＡ／Ｄ変換値の平均値を、電圧検出値Ｖａｄ
として用いる。即ち、本第４実施形態の空燃比検出装置
８０において、マイコン２は、図１７における黒丸印
（●）で示すように、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷ
Ｍ信号の立ち上がりと立ち下がりとの各タイミングで、
端子ＡＤ３に入力される電圧（ｄ点の電圧）を内蔵のＡ
／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／
Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行う。そして、図４
（ａ）のＳ３１０では、上記平均化処理で算出している
平均値を、電圧検出値Ｖａｄとして読み込み、その電圧
検出値Ｖａｄが「目標の印加電圧値Ｖ（ｋ）±α」の範
囲内に入っているか否かを判定するのである。

【０１５５】つまり、マイコン２は、最終段のローパス
フィルタ回路Ｆ２で平滑化される前の電圧であって、コ
ンデンサ７４及び抵抗７１〜７３からなるローパスフィ
ルタ回路（以下、初段のローパスフィルタ回路という）
で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／
Ｄ変換値を平均化する平均化処理（デジタル的な平滑化
の処理であり、所謂なましの処理）を行い、該平均化処
理で算出した平均値に基づいて、空燃比センサＡＦＳの
マイナス側端子ＡＦ−への実際の印加電圧Ｖｍと目標の
印加電圧値Ｖ（ｋ）との差が小さくなるように、ＰＷＭ
信号のデューティ比をフィードバック制御している。

【０１５６】このような第４実施形態の空燃比検出装置
８０によれば、空燃比センサＡＦＳにリップルがない一
定の電圧を印加することと、空燃比センサＡＦＳへの印
加電圧を精度良く制御することとを、両立させ易くな
る。つまり、最終段のローパスフィルタ回路Ｆ２から出
力される電圧は、空燃比センサＡＦＳへの印加電圧が脈
動してしまわないように、十分に平滑化されたものとな
る。よって、図１２のようにローパスフィルタ回路Ｆ２
から出力される電圧と同じＶｍをマイコン２の端子ＡＤ
３に入力してＡ／Ｄ変換するように構成した場合、Ａ／
Ｄコンバータの分解能（１ＬＳＢ）が大きいと、その電
圧Ｖｍの変化を捉えることができず、ＰＷＭ信号のフィ
ードバック制御の精度を上げることができなくなる。

【０１５７】そこで、本第４実施形態では、初段のロー
パスフィルタ回路で平滑化された電圧（ｄ点の電圧）に
は、多少の脈動が残っていることに着目して、そのｄ点
の電圧をＡ／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換すると共
に、そのＡ／Ｄ変換値を平均化する平均化処理を行い、
その平均化処理で算出した平均値を、演算増幅器１６の
非反転入力端子への電圧の検出値として、デューティ比
のフィードバック制御に用いるようにしている。

【０１５８】このため、Ａ／Ｄコンバータの分解能以上
の性能を出すことができ、延いては、空燃比センサＡＦ
Ｓにリップルがない一定の電圧を印加することと、空燃
比センサＡＦＳへの印加電圧を精度良く制御することと
を、高分解能で高価なＡ／Ｄコンバータを備えなくて
も、両立させることができるようになるのである。

【０１５９】尚、本第４実施形態の変形例として、：
マイコン２は、図１７における白丸印（○）で示すよう
に、端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号の立ち上が
りと立ち下がりとの中間付近の各タイミングで、端子Ａ
Ｄ３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換
値を平均化するようにしても良い。：また、処理能力
に余裕があれば、マイコン２は、ＰＷＭ信号の１周期中
に、端子ＡＤ３に入力される電圧を、ＰＷＭ信号の周期
Ｔよりも非常に短いサンプリング周期でＡ／Ｄ変換し、
そのＡ／Ｄ変換値を平均化するようにしても良い。

【０１６０】一方、上記第４実施形態及びその変形例
，の手法は、第１及び第２実施形態の空燃比検出装
置１，６０に対しても、全く同様に適用することができ
る。つまり、第１及び第２実施形態の各装置１，６０に
おいて、ローパスフィルタ回路Ｆ１の出力電圧をマイコ
ン２の端子ＡＤ３に入力し、マイコン２は、上記第４実
施形態又はその変形例，と同じ手法で、端子ＰＷＭ
１からのＰＷＭ信号のデューティ比を制御すれば良い。
また、第２実施形態の空燃比検出装置６０については、
マイコン２の端子ＰＷＭ２から出力するＰＷＭ信号のデ
ューティ比制御についても、同様の手法を採ることがで
きる。

【０１６１】以上、本発明の一実施形態について説明し
たが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまで
もない。例えば、上記第４実施形態の空燃比検出装置８
０において、コンデンサ７４を設けない場合には、マイ
コン２は、図１８における黒丸印（●）で示すように、
端子ＰＷＭ１から出力されるＰＷＭ信号がハイレベルで
ある期間とローレベルである期間との各々で、端子ＡＤ
３に入力される電圧をＡ／Ｄ変換し、更に、その各Ａ／
Ｄ変換値と、その時のＰＷＭ信号のデューティ比とか
ら、図４（ａ）のＳ３１０で使用する電圧検出値Ｖａｄ
（即ち、演算増幅器１６の非反転入力端子に実際に入力
されていると見なす電圧）を計算によって求めるように
しても良い。

【０１６２】また、前述した第３又は第４実施形態及び
それらの変形例の構成及び手法は、図９に示した第２実
施形態の空燃比検出装置６０に対しても適用することが
できる。そして、この場合には、マイコン２の端子ＰＷ
Ｍ２から演算増幅器２２までの回路構成を、図１２又は
図１６におけるマイコン２の端子ＰＷＭ１から演算増幅
器１６までの回路構成と同様のものにすれば良い。

【０１６３】一方、上記各実施形態の空燃比検出装置に
おいて、バッファとしての演算増幅器２２と抵抗２４，
２８，３２とトランジスタ２６，３０とからなる回路
（即ち、素子インピーダンスの検出時にセンサＡＦＳへ
の印加電圧を急峻に変化させるための回路）は、空燃比
センサＡＦＳのマイナス側端子ＡＦ−に対応する出力回
路（演算増幅器１６及び抵抗１２，１４）の方であっ
て、ローパスフィルタ回路Ｆ２と演算増幅器１６の非反
転入力端子との間に設けるようにしても良い。

【０１６４】また、第１及び第２実施形態の空燃比検出
装置１，６０において、バッファとしての演算増幅器１
０，６２は省略することも可能である。また更に、マイ
コン２は、ＰＷＭ信号専用の出力ポートからではなく、
通常の出力ポートから、ソフトウエア処理のみでＰＷＭ
信号を出力するようにしても良い。

【０１６５】一方、上記各実施形態では、積分回路とし
て、ローパスフィルタ回路Ｆ２（Ｆ４）を最終段とする
２段のローパスフィルタ回路を用いたが、ローパスフィ
ルタ回路の段数は、２段に限るものではなく、３段以
上、或いは場合によっては１段のみでも良い。

【０１６６】一方更に、上記各実施形態の空燃比検出装
置は、酸素濃度センサとして、限界電流式空燃比センサ
ＡＦＳを用い、同センサＡＦＳに流れる限界電流から空
燃比を検出するものであったが、本発明は、酸素濃度セ
ンサとして、所謂ポンピングセルとセンシングセルとを
成す２層の固体電解質層を備えた積層型空燃比センサを
用いた場合にも、同様に適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１実施形態の空燃比検出装置の構成を表す
回路図である。

【図２】 マイコンのＰＷＭ信号生成部を説明する説明
図である。

【図３】 マイコンが実行する検出処理を表すフローチ
ャートである。

【図４】 マイコンが実行するＰＷＭ出力制御処理を表
すフローチャートである。

【図５】 空燃比センサの素子インピーダンスを検出す
る手順を表すタイムチャートである。

【図６】 図３の検出処理の作用を説明するタイムチャ
ートである。

【図７】 ＰＷＭ出力制御処理の作用を説明する第１の
説明図である。

【図８】 ＰＷＭ出力制御処理の作用を説明する第２の
説明図である。

【図９】 第２実施形態の空燃比検出装置の構成を表す
回路図である。

【図１０】 空燃比センサの電圧−電流特性を示すグラ
フである。

【図１１】 センサの各端子への印加電圧の立ち上がり
／立ち下がり特性の違いによって起こる問題を説明する
説明図である。

【図１２】 第３実施形態の空燃比検出装置の構成を表
す回路図である。

【図１３】 第３実施形態の特徴を説明する説明図であ
る。

【図１４】 第３実施形態の効果を説明する説明図のそ
の１である。

【図１５】 第３実施形態の効果を説明する説明図のそ
の２である。

【図１６】 第４実施形態の空燃比検出装置の構成を表
す回路図である。

【図１７】 第４実施形態の空燃比検出装置のマイコン
が実施する処理の内容を説明する説明図である。

【図１８】 第４実施形態の他の変形例を説明する説明
図である。

【符号の説明】

１，６０，７０，８０…空燃比検出装置、ＡＦＳ…空燃
比センサ、２…マイコン、３…ＰＷＭ信号生成部、４，
５…レジスタ、６…カウンタ、７…比較部、１０，１
６，２２，３８，４２，４６，６２，７６…演算増幅
器、４４，４８…入力回路、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４…
ローパスフィルタ回路、１２，１４，１８，２０，２
４，２８，３２，３６，４０，５０，５２，５４，７
１，７２，７３，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗、３
４，５８，７４，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…コンデン
サ、２６…ＮＰＮ形トランジスタ、３０…ＰＮＰ形トラ
ンジスタ、５６…ダイオード

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃
   度に応じた電流が流れる酸素濃度センサへ、入力部に入
   力される指令電圧に応じた電圧を印加する電圧印加手段
   と、 前記被検出ガス中の酸素濃度を検出するための検出用電
   圧が前記酸素濃度センサへ印加されるように、前記電圧
   印加手段への前記指令電圧を制御すると共に、前記酸素
   濃度センサに流れる電流を検出して前記被検出ガス中の
   酸素濃度を算出するマイクロコンピュータと、 を備えた酸素濃度検出装置において、 前記マイクロコンピュータの出力ポートから出力される
   ２値振幅のオン／オフ信号を積分回路で平滑化した電圧
   が、前記電圧印加手段の入力部に前記指令電圧として供
   給され、 前記マイクロコンピュータは、前記オン／オフ信号のデ
   ューティ比により、前記電圧印加手段から前記酸素濃度
   センサへの印加電圧を変化させること、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の酸素濃度検出装置にお
   いて、 前記マイクロコンピュータの出力ポートから出力される
   前記オン／オフ信号を、該オン／オフ信号の振幅を小さ
   くし且つローレベルの電圧を変えたオン／オフ信号に変
   換して出力する変換回路を備え、 前記変換回路の出力信号を前記積分回路で平滑化した電
   圧が、前記電圧印加手段の入力部に前記指令電圧として
   供給されること、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載の酸素濃度検出装置にお
   いて、 前記変換回路から出力されるオン／オフ信号の振幅及び
   ローレベルの電圧は、前記マイクロコンピュータの出力
   ポートから出力されるオン／オフ信号のデューティ比を
   ０％から１００％までの全範囲で変えることにより、前
   記電圧印加手段から前記酸素濃度センサへの印加電圧が
   前記検出用電圧の最大可変範囲分だけ変わるように設定
   されていること、を特徴とする酸素濃度検出装置。
4. 【請求項４】 請求項１ないし請求項３の何れかに記載
   の酸素濃度検出装置において、 前記マイクロコンピュータは、前記積分回路で平滑化さ
   れた電圧を検出し、その検出値に基づいて、前記酸素濃
   度センサへの実際の印加電圧と前記酸素濃度センサへの
   目標の印加電圧との差が小さくなるように、前記オン／
   オフ信号のデューティ比を変化させること、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
5. 【請求項５】 請求項１ないし請求項４の何れかに記載
   の酸素濃度検出装置において、 前記積分回路は、コンデンサと抵抗とからなる複数のロ
   ーパスフィルタ回路を直列に設けて構成されているこ
   と、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
6. 【請求項６】 請求項１ないし請求項３の何れかに記載
   の酸素濃度検出装置において、 前記積分回路は、コンデンサと抵抗とからなる複数のロ
   ーパスフィルタ回路を直列に設けて構成されており、 前記マイクロコンピュータは、前記複数のローパスフィ
   ルタ回路のうち、最終段のローパスフィルタ回路以外の
   ローパスフィルタ回路で平滑化された電圧をＡ／Ｄ変換
   器によりＡ／Ｄ変換すると共に、そのＡ／Ｄ変換値を平
   均化する平均化処理を行い、該平均化処理で算出した平
   均値に基づいて、前記酸素濃度センサへの実際の印加電
   圧と前記酸素濃度センサへの目標の印加電圧との差が小
   さくなるように、前記オン／オフ信号のデューティ比を
   変化させること、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
7. 【請求項７】 請求項１ないし請求項６の何れかに記載
   の酸素濃度検出装置において、 前記電圧印加手段は、前記酸素濃度センサの一対の各端
   子に対応して前記入力部を２つ備え、そのうちの一方の
   入力部に入力される指令電圧（以下、第１の指令電圧と
   いう）に応じた電圧を前記酸素濃度センサの一方の端子
   に印加すると共に、他方の入力部に入力される指令電圧
   （以下、第２の指令電圧という）に応じた電圧を前記酸
   素濃度センサの他方の端子に印加するように構成されて
   おり、 前記積分回路で平滑化された電圧が、前記一方の入力部
   に前記第１の指令電圧として供給され、前記他方の入力
   部へは、予め設定された基準電圧が前記第２の指令電圧
   として供給されるように構成されていること、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
8. 【請求項８】 請求項１ないし請求項６の何れかに記載
   の酸素濃度検出装置において、 前記電圧印加手段は、前記酸素濃度センサの一対の各端
   子に対応して前記入力部を２つ備え、そのうちの一方の
   入力部に入力される指令電圧（以下、第１の指令電圧と
   いう）に応じた電圧を前記酸素濃度センサの一方の端子
   に印加すると共に、他方の入力部に入力される指令電圧
   （以下、第２の指令電圧という）に応じた電圧を前記酸
   素濃度センサの他方の端子に印加するように構成されて
   おり、 前記積分回路で平滑化された電圧が、前記一方の入力部
   に前記第１の指令電圧として供給され、 更に、当該装置は、前記他方の入力部に対しても、前記
   積分回路と同じ構成の第２の積分回路を備えていると共
   に、前記マイクロコンピュータの前記出力ポートとは異
   なる出力ポートから出力される２値振幅のオン／オフ信
   号を前記第２の積分回路で平滑化した電圧が、前記他方
   の入力部に前記第２の指令電圧として供給されるように
   構成されていること、 を特徴とする酸素濃度検出装置。
9. 【請求項９】 請求項７又は請求項８に記載の酸素濃度
   検出装置において、 前記電圧印加手段の２つの入力部のうちの何れか一方に
   は、前記マイクロコンピュータから出力される２値振幅
   の制御信号に応じて当該入力部の電圧を瞬時に変化させ
   る電圧変更回路が接続されており、 前記マイクロコンピュータは、前記酸素濃度センサの素
   子インピーダンスを検出する際に、前記電圧変更回路へ
   の前記制御信号の出力レベルを切り替えることにより、
   前記電圧印加手段から前記酸素濃度センサへの印加電圧
   を急峻に変化させること、を特徴とする酸素濃度検出装
   置。