JP4148219B2 - 放射温度計 - Google Patents

Description

本発明は、測定対象から放射される赤外線により測定対象の温度を測定する放射温度計に関する。

この種の放射温度計としては、例えば特開平８−１４５８００号公報に開示されている方式で測定する赤外線体温計が知られている。この赤外線体温計は赤外線センサと、耳孔からの赤外線を取り込むプローブと、赤外線センサ自身の温度を検出する温度センサと、赤外線センサの出力及び温度センサの出力を増幅するプリアンプ（増幅器）と、プリアンプによって増幅された赤外線センサの出力及び温度センサの出力をA/D変換するA/Dコンバータと、A/D変換された赤外線センサの出力及び温度センサの出力から測定対象の温度を
算出するCPUとを備えている。

このような赤外線体温計では、CPUがデジタルデータとして取り込んだ赤外線センサの
出力及び温度センサの出力から所定の算出式に基づき（例えば特許文献１参照）、測定対象の温度を算出している。
特開昭６１−１１７４２２号公報

しかしながら、上記のような従来技術の場合には、赤外線体温計を構成する電子回路部
品の素子性能、回路構成に依存する誤差要因や環境温度の影響により測定精度あるいは測定信頼性を上げることが困難となっている。

すなわち、増幅器のオフセット電圧が重畳された信号がA/Dコンバータに入力されるとA/D変換可能な入力信号レベルに占める信号成分が減少する。この場合、増幅器のゲインを上げるとA/Dコンバータの許容入力信号レベルを越えてしまうため、増幅器のゲインを低
く抑えざるを得ない。その結果、赤外線センサの出力及び温度センサの出力としての信号成分が小さくなり結果的に測定誤差を生じる要因となる。

本発明は上記問題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、放射温度計を構成する回路部品の素子特性や回路構成による誤差要因を排除し、高精度の測定が可能な放射温度計を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明は以下の構成を採用する。すなわち、本発明は、測定対象から放射される赤外線の量に応じたセンサ出力信号を出力する赤外線センサと、この赤外線センサ自身の温度に応じたセンサ温度信号を出力する温度センサとを備えた放射体温計であり、さらに以下の構成を含むものである。

本発明は、上記センサ出力信号にバイアスを重畳するためのバイアス発生源と、上記バイアスが重畳されたセンサ出力信号を増幅する増幅器と、上記増幅されたセンサ出力信号及び上記センサ温度信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータによって得られたデジタルデータに基づき測定対象の温度を算出する制御部とを備える。

前記制御部は、予め設定された測定対象の温度範囲と、前記センサ温度信号から変換さ
れたデジタルデータと、に基づいて、前記赤外線センサのセンサ出力信号がとり得る値を予測し、前記予測されたセンサ出力信号の値と前記増幅器のオフセット電圧とに基づいて、バイアスが重畳され且つ増幅されたセンサ出力信号が前記Ａ／Ｄコンバータの入力信号許容範囲に収まるように、前記バイアス発生源のバイアスを調整する。

前記制御部は、前記調整後のバイアスが重畳され且つ増幅されたセンサ出力信号と、前記Ａ／Ｄコンバータの入力許容範囲の最大値と、の間にＡ／Ｄ変換可能な余裕がある場合に、前記調整後のバイアスが重畳され且つ増幅されたセンサ出力信号が前記入力許容範囲の最大値を超えない範囲で、前記増幅器のゲインを増加させるとよい。

本発明によれば、放射体温計において、A/Dコンバータの素子特性、特に変換直線性か
らのずれによる変換誤差が補正されるので、測定精度の向上を図ることができる。

また、本発明によれば、放射体温計において、増幅器のオフセット電圧によるA/Dコン
バータのオーバーフローを防止し、赤外線センサの出力としての信号成分を大きくすることができるので、実質的に高感度の放射体温計を提供することができる。

以下、図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。

（基本形態）
本発明の特徴を最も良く表す実施形態の説明に先立ち、図１及び図２を参照して、基本となる放射体温計について説明し、後述する本発明の実施形態の説明において適宜参照する。

図１は本発明の基本形態に係る放射体温計のブロック図であり、図２はその作用を示すフローチャートである。

＜放射体温計の構成＞
この放射体温計の構成を示すブロック図を図１に示す。この放射体温計は、測定対象（例えば、耳孔内の鼓膜）から放射される赤外線を検出する赤外線センサ１と、この赤外線センサ１自身の温度を測定する温度センサ２と、赤外線センサ１の出力（センサ出力信号）及び温度センサ２の出力（センサ温度信号）を受けて、これらを増幅する増幅器３と、基準入力電圧としての基準電圧を発生する基準電圧発生部１１と、増幅器３により増幅されたセンサ出力信号，センサ温度信号及び基準入力電圧をデジタルデータに変換するA/D
コンバータ４と、入力される切換信号に応じて上記増幅器３により増幅されたセンサ出力信号、センサ温度信号、基準入力電圧のいずれかをA/Dコンバータ４の入力回路に接続す
る信号選択回路１０と、制御プログラムを実行してA/Dコンバータ４によってデジタルデ
ータに変換されたセンサ出力信号とセンサ温度信号とに基づき測定対象の温度を算出するCPU５（制御部に相当）と、CPU５が算出した測定対象の温度を表示するLCD６（液晶ディ
スプレイ）と、制御プログラムやデータを格納するメモリ７とを備える。

赤外線センサ１は、サーモパイルで構成され、測定対象からの赤外線を受けてセンサ出力信号（起電力）を発生する。

温度センサ２は、サーミスタで構成され、赤外線センサ１に接触して赤外線センサ１自身の温度の変化を抵抗値の変化として検出する。この抵抗の変化によるサーミスタ両端の
電圧の変化がセンサ温度信号に相当する。

増幅器３は、赤外線センサ１の出力（センサ出力信号）及び温度センサ２の出力（センサ温度信号）を受けて、これをA/Dコンバータ４において変換可能な信号レベルまで増幅
する。

基準電圧発生部１１から発せられる電圧は、CPU５がA/Dコンバータ４の変換直線性を測定する際の基準入力電圧として使用される。

信号選択回路１０は、CPU５から入力される切換信号に応じて増幅器３で増幅されたセ
ンサ出力信号、センサ温度信号、基準電圧発生部１１の発生する基準入力電圧のいずれか一つをA/Dコンバータ４の入力端子に接続する。

A/Dコンバータ４及びCPU５の処理については以下に詳しく説明する。

＜A/Dコンバータの変換方式＞
A/Dコンバータ４は、増幅器３によって増幅されたセンサ出力信号及びセンサ温度信号
をデジタルデータに変換する。本実施の形態では、A/Dコンバータ４として積分回路（積
分器に相当）、コンパレータ及びカウンタからなる２重積分型のA/Dコンバータを採用す
る（例えば、伊東規之著 日本理工出版会刊 「ディジタル回路」16.3節二重積分型ADコンバータ参照）。図９に２重積分型のA/Dコンバータの構成を示す。

この方式のA/Dコンバータは変換対象である入力信号Ｖ1を一定期間T1（以下充電時間と呼ぶ）積分回路で積分し、これを既知の放電用リファレンス電圧V2で放電し、その放電に要した時間T2（実際にはカウンタで計測されたクロック数）と上記充電時間T1と放電用リファレンス電圧V2とから入力信号V1のデジタルデータを得るものである。この関係は次の（式１）で表される。

T2 = -T1×(V1-V3)/(V2-V3) .....（式１）
ここで、V1：入力信号の電圧である。
V2：放電用リファレンス電圧である。
V3：A/Dコンバータ４の基準電位である。
T1：入力信号による積分回路の充電時間である。
T2：放電時間である。

基準電位V3を基準とした入力信号電圧（V1-V3）は、放電時間T2に比例するので、放電
時間T2の間オンとなるゲート信号により、基準クロックパルスを通過させてカウンタでカウントすることにより、そのカウンタ値からA/D変換後のデジタルデータを得ることがで
きる。

＜CPUの処理＞
CPU５は、メモリ７に記憶された制御プログラムを実行し、デジタルデータに変換され
たセンサ出力信号及びセンサ温度信号から測定対象の温度を算出する。その際CPU５は、
上記信号選択回路１０に切換信号を入力することで、信号選択回路１０からA/Dコンバー
タ４に基準入力電圧を与えて、A/Dコンバータ４の変換直線性を予め測定しておき、その
結果に基づいて、上記測定対象の温度を補正する。以下このCPU５の処理について詳しく
説明する。

今、上記２重積分型A/Dコンバータにおいて、T1a、T1bという２種類の充電時間で同一
の基準入力電圧をA/D変換したときに得られるA/D変換出力（デジタルデータ）をADa、ADb
とすると、上記（式１）が成立する場合には、
T1a/T1b = ADa/ADb .....（式２）
が成立する。すなわち、同一の入力信号をA/D変換した場合でも、A/D変換出力はその積分回路の充電時間に比例したものとなる。これは等価的に、（式１）において同一の充電時間T1で、種々の入力信号電圧(V1-V3)をA/D変換した場合と同一の結果を表している。

しかし、実際の２重積分型A/Dコンバータにおいては、積分回路のコンデンサの漏れ電
流等の影響により、必ずしも（式２）は成立しない。これは等価的には同一の充電時間で種々の入力信号電圧をA/D変換した場合に必ずしも入力信号電圧に比例したA/D変換出力（デジタルデータ）が得られないこと、すなわち、２重積分型A/Dコンバータの変換直線性
における誤差を表している。そこで
X = T1a/T1b - ADa/ADb .....（式３）
を充電時間を変更して測定し、この誤差を予め求めておけば、実際のA/D変換出力（デジ
タルデータ）を補正することができる。

図３は、充電時間を横軸にして、種々の充電時間において同一の基準入力電圧をA/D変
換して測定した出力（デジタルデータ）を縦軸にして、実測値１０１を複数個プロットした例を実線で図示された理論値１００と共に示すグラフである。図３において、複数の実測値１０１が変換直線性に相当し、理論値１００が理想の変換直線性に相当する。

さらに、図４は、図３に示されたA/D変換出力（デジタルデータ）の実測値１０１を横
軸にして、その時の理論値（理想の変換直線性）からの誤差を縦軸にしてプロットした結果得られる誤差曲線１０２を示すグラフである。この図４の実験式（誤差曲線）から求められる値で実際のA/D変換出力（デジタルデータ）を補正すれば、図３に示した変換直線
性の理論値１００からの誤差を解消することができる。このような実験式は、最小２乗法により一般的に求めることができる。

本実施の形態では、CPU５は、予め測定された変換直線性のデータから図４に示したよ
うな誤差曲線１０２（実験式）の係数をメモリ７に保持し、この誤差曲線１０２を用いてA/D変換出力（デジタルデータ）を補正し、補正後のデジタルデータに基づき測定対象（
鼓膜）の温度を算出する。

＜動作例＞
次に、図１に示した放射体温計の全体の動作例を図２のフローチャートに従って説明する。

まず、不図示の電源スイッチがONにされると（ステップ１０１（以下Ｓ１０１と略す））、CPU５はメモリ７上に格納された制御プログラムを実行して以下の動作を実行する。

まず、CPU５は、信号選択回路１０を制御し、基準電圧発生部１１からの基準入力電圧
をA/Dコンバータ４の入力端子に接続させた後、積分回路を充電するための複数の充電時
間をA/Dコンバータ４に設定してA/D変換を複数回実行させ、図４に示した変換直線性の誤差曲線１０２を求める（Ｓ１０２）。その後、CPU５は待機状態に入る（Ｓ１０３）。

不図示の測定開始スイッチが押されると、CPU５は測定開始スイッチが押されたことを
検知し、その検知をトリガとして、測定を開始する（Ｓ１０４）。

まず、温度センサ２のセンサ温度信号をA/D変換し、そのデジタルデータを求める（Ｓ
１０５）。

次に赤外線センサ１のセンサ出力信号をA/D変換し、そのデジタルデータを求める（Ｓ
１０６）。

次に、CPU５は、上記Ｓ１０２の処理で求めておいた変換直線性の誤差曲線１０２から
上記センサ温度信号及びセンサ出力信号のA/D変換補正値を求める（Ｓ１０７）。

その後、上記A/D変換補正値を用いて、Ｓ１０５及びＳ１０６の処理で得たセンサ温度
信号及びセンサ出力信号のデジタルデータを補正した後、これらを用いて測定対象の温度を求め、LCD６に表示する（Ｓ１０８）。

このようにして、電源スイッチがONにされるたびに、CPU５がA/Dコンバータ４の変換直線性を求めて理論値からのずれによる誤差を補正するので、A/Dコンバータ４に経時変化
や温度変化が生じても、その変化に応じて変換直線性の理論値からのずれによる誤差が補正されたA/D変換出力を用いて、測定対象の温度が求められる。従って、放射体温計によ
る温度測定の精度を高めることができる。

＜変形例＞
上記図１の構成では、基準電圧発生部１１の出力（基準入力電圧）を直接信号選択回路１０を通じてA/Dコンバータ４に接続しているが、これに代えて、基準電圧発生部１１か
らの基準入力電圧が増幅器３を通じて信号選択回路１０に入力されるようにしてもよい。そのようにすることで、増幅器３とA/Dコンバータ４を合わせた変換直線性の測定及び補
正が可能になる。

なお、赤外線センサ１または温度センサ２の出力信号が十分に大きく、A/Dコンバータ
４で変換可能な場合には、これらの信号を直接A/Dコンバータ４でA/D変換するようにすれば、増幅器３を省略することができる。

本実施の形態では、一般的にA/Dコンバータ４の変換直線性を測定してデジタルデータ
を補正しているが、図３または図４で例示したような誤差の発生要因をA/Dコンバータ４
における積分回路内のコンデンサの漏れ電流と仮定し、その漏れ抵抗を求めることでデジタルデータを補正してもよい。

今、積分回路の抵抗をR、静電容量をＣ、積分された信号の出力電圧をV0とすると入力
信号電圧が基準入力電圧Vi（一定）の場合に積分回路の出力電圧は次の（式４）で表される。
V0 = ViＴ1/CR ..... （式４）
ここでＴ1は積分回路の充電時間である。

しかし、積分回路のコンデンサに漏れ電流があってこれをΔi1（その時の等価的な漏れ抵抗値をr1）とすると出力電圧は以下の（式５）のようになる。
V0 =(Ｔ1/C)(Vi/R-Δi1)
= ViＴ1/CR・(1- R/r1) .....（式５）

一方、V0に充電された積分回路のコンデンサを基準リファレンス電圧Vrで放電すると
V0 = VrＴ2/CR ..... （式６）
ここでＴ2は積分回路の放電時間である。

しかし、積分回路のコンデンサに漏れ電流があってこれをΔi2（その時の等価的な漏れ抵抗値をr2）とすると出力電圧は以下の（式７）のようになる。
V0 =(Ｔ２/C)(Vr/R-Δi2)
= VrＴ2/CR・(1- R/r2) .....（式７）

従って、A/Dコンバータ４の積分回路に既知の基準入力電圧Viを入力し、所定の充電時
間Ｔ1で積分したときの積分回路出力V0の実測値と理論式（式４）によって算出した値と
の差から上記（式５）に従って漏れ抵抗r1を求め、さらに充電された電圧V0を放電用リファレンス電圧Vrで放電したときの放電時間T2の実測値と理論式（式６）との差から（式７）に従って漏れ抵抗r2を算出することができる。

そこで、これらのＲ及びｒ1、r2をメモリに保持しておき、CPU５がA/Dコンバータ４の
出力を（式５）及び（式７）に従って補正することで、本実施の形態と同様の結果を得ることができる。これは、変換直線性の理論値からのずれの解釈をA/Dコンバータ４の積分
回路の漏れ抵抗として表現したものであって、本形態の一態様に含まれる。

本基本形態では、A/Dコンバータ４として２重積分型A/Dコンバータを使用したが、これに限定されない。要するに基準入力信号（アナログ信号）とそのときのA/D変換出力（デ
ジタルデータ）の関係からA/Dコンバータ４としての変換直線性を予め測定しておき、そ
の変換直線性から実際の測定時のA/D変換出力を補正できればよい。すなわち、本発明は
、積分回路の充電時間を変更する手段のないA/Dコンバータを備える放射体温計であって
も、基準入力信号としての複数点の電圧を発生する基準電圧発生部１１を準備すれば適用可能である。従って、サンプルホールド回路付きのA/Dコンバータ、カウンタクランプ型A/Dコンバータ、逐次比較型A/Dコンバータ等、A/D変換の方式によらず、赤外線センサ１と温度センサ２とA/Dコンバータ４とを備える方式の放射温度計に対しても適用は可能であ
る。

本基本形態では、A/D変換出力の変換直線性の誤差を補正する放射体温計を示したが、
実測した変換直線性が理論値と大きく乖離する場合は、補正をやめて、その旨の表示を行うようにしてもよい。図５にそのような表示を行うプログラムのフローチャートを示す。図５は図２の処理にＳ１２０〜Ｓ１２２の処理を追加し、また、図２のＳ１０４以降の処理を省略したものである。

この処理では、図２と同様に変換直線性を測定した後（Ｓ１０２）、実測された変換直線性の理論値からの偏差が所定範囲内か否かを判断し（Ｓ１２０）、所定範囲内であれば、図２と同様に待機状態に移行するが（Ｓ１０３）、所定範囲内にない場合は、変換直線性が劣化している旨を表示し（Ｓ１２１）、電源をOFFにする（Ｓ１２２）。

このようにすれば、高湿度下環境や急激な温度変化による結露が発生するような環境のため、一時的に積分回路の漏れ電流が増加し、測定信頼性が低くなるような状況における測定を停止し、誤差の大きい測定結果の表示を防止することができる。

本基本形態では、電源スイッチをONにするごとにA/D変換の変換直線性を測定する例を
示したが、これに代えて、事前に明示的な指示（例えば専用の押ボタンによる指示）を検出して測定し、次の指示までその測定結果による誤差曲線を保持するようにしてもよい。また、タイマーにより、CPU５が実行する制御プログラムに割り込みを掛けて、定期的にA/D変換の変換直線性を測定するようにしてもよい。あるいは測定対象の温度（体温）の測定ごとに変換直線性を求めるようにしてもよい。

（実施の形態）
以下に本発明の特徴を最も良く表した実施形態について説明する。

＜放射体温計の構成＞
本発明の実施の形態に係る放射体温計を図６〜図８によって説明する。図６は本発明の実施の形態に係る放射体温計の構成を示すブロック図であり、図７及び図８は、図６に示した２重積分型A/Dコンバータ４Ａの積分回路の信号の変化を示す図である。

本実施の形態の放射体温計は、２重積分型A/Dコンバータ４Ａから出力されるデジタル
データの出力レベルの最適化を図るものである。図６では、増幅器３の出力を２重積分型A/Dコンバータ4AでA/D変換し、CPU５に渡す構成となっている。この２重積分型A/Dコンバータ4Aには、基準電圧発生部２２により、放電用リファレンス電圧V3が印加される。

さらに、増幅器３と２重積分型A/Dコンバータ4Aとは、基準電圧発生部２１によって基
準電圧V2だけシフトした電位に置かれている。また、図１と同様に赤外線センサ１は基準電圧発生部１１（バイアス発生源に相当）により、基準電圧V1だけシフトした電位（バイアスに相当）に置かれている。

この基準電圧発生部１１、２１及び２２は出力電圧を制御するための制御端子が設けられ、CPU５からその出力電圧を制御可能となっている。この制御端子は基準電圧発生部１
１、２１及び２２の内部において、定電圧回路の参照電圧を決める固定抵抗の選択スイッチの役割を果たし、参照電圧の切り換えにより、基準電圧発生部１１、２１及び２２の出力電圧を切り換えている。その他の構成及び作用については基本形態と同一なので、同一の構成部分については同一の符号を付して、その説明は省略する。

＜作用＞
本実施の形態では、赤外線センサ１としてサーモパイルを使用する。その場合の赤外線センサ１の出力は以下の関係式（式９）で表される。

E = L((Tx+273.15)⁴ - (Ta+273.15) ⁴) .....（式９）
ここで E：赤外線センサの出力（V）である。
Tx：測定対象の温度（°C）である。
Ta：赤外線センサ自身の温度（°C）である。
L：赤外線センサの感度である。
放射体温計では通常、Txは３２°C〜４２°C程度あり、一方、使用環境温度に依存するTaは、５°C〜４０°C程度であり、TxとTaの差が小さいので、Eはマイクロボルトオーダ
ーである。

増幅器３の入力電圧は
V = V1 + E .....（式１０）
ここでV1：赤外線センサの基準電圧
となる。つまり、増幅器３への入力は、TxとTaの関係の応じて、基準電圧V1を中心にマイクロボルトオーダーで正または負の方向に変化した電圧となる。

図６の放射体温計では、このV1及びV1+Eが信号選択回路１０によって各々選択され、増幅器３で増幅された後、２重積分型A/Dコンバータ4Aでデジタルデータに変換された後、CPU５に取り込まれる。そして、V1及びV1+EのそれぞれからA/D変換によって得られるそれ
ぞれのデジタルデータの差が赤外線センサ１の出力のデジタルデータとなる。

ここで、図６の回路においてA/D変換を可能とするためには以下の条件が必要とされる
（例えば、伊東規之著 日本理工出版会刊 「ディジタル回路」16.3節二重積分型ADコンバータ参照）。

V1 + Vos > V2 >V3 .....（式１１）
かつ
V1 + E + Vos> V2 >V3 .....（式１２）
ただし、（式１１）及び（式１２）の不等号を全て逆にしたものでもよい。

なお、（式１１）及び（式１２）において、
V1：赤外線センサ１の基準電圧である。
V2：増幅器３及び２重積分型A/Dコンバータ４Ａの基準電圧である。
V3：２重積分型A/Dコンバータ４Ａの積分回路の放電用リファレンス電圧
である。
E：赤外線センサ１の出力（起電力）である。
Vos：増幅器３のオフセット電圧である。

これらの関係式は、２重積分型A/Dコンバータ４Ａの入力信号が基準電圧V2に対して常
に大、または常に小のいずれかでなければならず、さらに放電用リファレンス電圧V3は、基準電圧V2に対して入力信号と大小が逆でなければならないことを意味する。

増幅器３は汎用のオペアンプで構成するので、オフセット電圧Vosは±数十ミリボルト
程度あり、（式１１）（式１２）を成立させるためには、そのばらつきを考慮してV1とV2との差をオフセット電圧Vosよりはるかに大きく設定しなければならない。一方、V1とV2
との差を大きくすると増幅器３の基準電圧がV2であるので、入力信号のバイアスを大きくすることになる。そのため、増幅器３によって増幅された後、A/Dコンバータ４でオーバ
ーフローが発生しないようにするために、増幅器３のゲインを小さく設定せざるを得なくなる。

そこで、本実施の形態では、基準電圧V1をCPU５から設定可能とし、オフセット電圧Vos(または無入力信号時の増幅器３の出力)から、上記（式１１）及び（式１２）を満足し、かつ、V1-V2が最小となるようにV1の値を決定し、基準電圧発生部１１を制御する。

このような基準電圧発生部１１の制御は、定電圧回路の参照電圧を切り換えて行うことができる（例えば岡村廸夫著 CQ出版刊「OPアンプ回路の設計」第８章定電圧，定電流回路への応用 参照）。

これによって、オフセット電圧Vosや基準電圧V1-V2によってA/Dコンバータ４でオーバ
ーフローを発生させることなく、増幅器３のゲインをフルスケールまで大きくできるので、赤外線センサ１の出力である信号成分を有効に増幅してA/D変換することができる。そ
の結果、実質的に高感度かつ高精度（高分解能）の測定が可能になる。

この時の２重積分A/Dコンバータにおける積分回路の出力信号を例示したものが、図７
と図８である。図７、図８は共に実線がV1-V2による充電時の積分回路出力及びその後のV3-V2による放電時の積分回路出力の変化を示す図である。また、各図７、図８中における点線は、実線のグラフに赤外線センサ１の出力Eを重畳させたV1+E-V2による充電時の積分回路出力及び、その後のV3-V2による放電時の積分回路出力の変化を示している。各図７
、図８中に点線が２本ずつ示されているのは、赤外線センサ１の出力Eが正負各々の場合
を考慮したものである。

図７は、基準電圧V1の調整をしなかった場合について示されており、図８は基準電圧V1の調整をした場合について示されている。A/D変換レンジ３３及び３３Aは、A/Dコンバー
タ４のビット数で決まる変換可能範囲（ダイナミックレンジ）を示している。図７の場合と比較して、図８の場合には斜線部３４で示す領域だけA/D変換可能領域の余裕が生じて
いる。その結果、２重積分型A/Dコンバータ４Ａにおいてオーバーフローの発生する可能
性が低減し、さらには、この斜線部３４の範囲に相当する増幅器３のゲインを増加させることが可能となる。

増幅器３のゲインの変更は、一般的な反転増幅器や非反転増幅器においては帰還抵抗の抵抗値を変更することで実施できるが広く知られている（例えば岡村廸夫著 CQ出版刊「OPアンプ回路の設計」参照）。これをCPU５から制御するには、帰還抵抗として予め複数
の抵抗を設けておき、これらをアナログスイッチ（FETスイッチ、アナログマルチプレク
サ用IC等）を使用して、切り換えるようにする。

このようにして、増幅器３のゲインを増加して、A/Dコンバータ４をフルスケールに近
い領域で使用できるので、放射体温計を実効的に高感度にすることができる。

＜変形例＞
本実施の形態では、増幅器３のゲインは複数の帰還抵抗（固定抵抗）をアナログスイッチで切り換えることで実現したが、これに代えて帰還抵抗としてFET等の半導体素子を使
用し、そのバイアス及びゲート電圧の変化による抵抗変化を利用した等価的な可変抵抗素子を使用してもよい。

本実施の形態では図６に示す赤外線センサ１の基準電圧V1を調整することにより、増幅器３のゲインを調整して、測定の感度を向上させるものであったが、増幅器３のゲインの代わりに、２重積分型A/Dコンバータ４Ａの積分回路の充電時間を増加させてもよい。こ
れは、実施の形態１で示したように、積分回路の充電時間を増加させると実質的に、A/D
コンバータとしてのゲインを増加させることになるからである。

２重積分型A/Dコンバータ４Ａは、積分回路とコンパレータとカウンタとを備え、変換
対象である入力信号を一定期間（充電時間）積分回路で積分し、これを既知の放電用リファレンス電圧で放電し、その放電に要した時間をカウンタのクロック数で計測してデジタルデータを得るものである。

積分回路の充電時間を変更するには、このカウンタビット数を変更することが必要になる。そのため、予めカウンタとしては予備のビット分を含む最大ビット数を備えておき、必要とされる充電時間に応じて最大ビット数を限度として、カウンタのビット数を制限して使用すればよい。使用するカウンタのビット数を増加するとA/D変換のレスポンスが低
下するので、これは最終的には、必要なゲインと必要なレスポンスとのトレードオフになる。

カウンタビット数の変更は、カウンタの各ビットのいずれかをキャリービットとして、マルチプレクサを通じてCPU５からの充電時間選択信号によって選択可能にしておく。CPU５から選択するビット位置を変更することでキャリービットの位置を変更できるので、カウンタのビット数、すなわち充電時間を変更できる。図９にこのようにして構成した２重積分型A/Dコンバータ４Ａの構成を示す
。

なお、マルチプレクサの代わりに、カウンタの各ビットをスリーステートバッファを通じて取り出し、必要なビット数より大きなビット位置の信号に対しては、CPU５からの充
電時間選択信号により、スリーステートバッファの出力をハイインピーダンス状態にして、充電時間の計測に寄与しないようにしてもよい。

本実施の形態では、図６に示す増幅器３のオフセット電圧のみに基づいて赤外線センサ１の基準電圧V1を調整する例を示したが、増幅器３のオフセット電圧のみでなく、温度セ
ンサ２の出力をも含めて調整することができる。

すなわち、（式９）に示したように、赤外線センサ１の出力Eは測定対象の温度Txと赤
外線センサ１自身の温度Taによって定まり、放射体温計の場合には測定対象の温度（人間の体温）Txは３２°C〜４２°Cと、その範囲が限定されるため、赤外線センサ１自身の温度Taが定まれば、赤外線センサ１の出力Eのフルスケールの出力は、（式９）から予測可
能となる。したがって赤外線センサ１自身の温度Taに基づく出力Eの予測値とオフセット
電圧Vosとの関係から（式１１）及び（式１２）を満足し、かつ、V1-V2が極力小さくなるように基準電圧V1を決定すればよい。さらに、増幅器３のオフセット電圧Vosと（式９）
から予測される赤外線センサ１の出力Eが（式１２）を満足し、かつ、V2を基準にした増
幅器３の入力、すなわち、V1 + E + Vos-V2が増幅後にA/Dコンバータ４でオーバーフローを発生させない範囲で極力大きな値となるように調整すれば、実質的に放射体温計を高感度かつ高分解能にすることができる。その場合のゲインの調整は、上記に述べた、増幅器３のゲインを調整する方法、または２重積分型A/Dコンバータ４Ａの積分回路の充電時間
を増加させる方法のいずれでもよい。

本実施の形態では、A/Dコンバータ４として２重積分型A/Dコンバータ４Ａを用いたが、これは必ずしも電気回路としての積分回路を有するA/Dコンバータである必要はなく、２
重積分型A/Dコンバータ４Ａの動作をそのままCPU５が実行するプログラムで実現してもよい。その場合には、上記充電時間の変更は、プログラム中の入力信号の加算回数（加算区間）の変更で済むので、上記増幅器３のゲインを変更する場合やハードウェアとしての２重積分型A/Dコンバータ４Ａの充電時間を増加する方法と比較して簡易に実現できる。

なお、上述のような、基準電圧発生部１１の基準電圧、増幅器３のゲイン、積分回路の充電時間等を決定するための、増幅器３のオフセット電圧やセンサ温度信号の測定は、通常放射体温計使用時に行われる。しかし、さらに、CPU５に内蔵したタイマーによって制
御プログラムを起動し、定期的に増幅器３のオフセット電圧や温度センサ２のセンサ温度信号の測定を行わさせ、測定結果をメモリ７に蓄積しておき、放射体温計使用時には、その蓄積された過去の測定結果をも反映させて、基準電圧１１、増幅器３のゲイン、積分回路の充電時間等を決定してもよい。

本発明の基本形態に係る放射体温計の構成を示すブロック図 基本形態に係る放射体温計の作用を示すフローチャート 積分回路の充電時間に対するA/D変換出力を示すグラフ A/D変換出力に対する変換直線性からの誤差を示すグラフ 基本形態の変形例の放射体温計の作用を示すフローチャート 本発明の実施の形態に係る放射体温計の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るA/Dコンバータの積分信号を示す図 本発明の実施の形態に係るA/Dコンバータの積分信号を示す図 実施の形態１に係る２重積分型A/Dコンバータを示す図 本発明の実施の形態の変形例に係る２重積分型A/Dコンバータを示す図

符号の説明

１ 赤外線センサ
２ 温度センサ
３ 増幅器
４ A/Dコンバータ
４Ａ ２重積分型A/Dコンバータ
５ CPU
１０ 信号選択回路
１１ 基準電圧
２１ 回路基準電圧
２２ 放電用リファレンス電圧

Claims (2)

1. 測定対象から放射される赤外線の量に応じたセンサ出力信号を出力する赤外線センサと、このセンサ出力信号にバイアスを重畳するためのバイアス発生源と、前記赤外線センサ自身の温度に応じたセンサ温度信号を出力する温度センサと、前記バイアスが重畳されたセンサ出力信号を増幅する増幅器と、前記増幅されたセンサ出力信号及び前記センサ温度信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータによって得られたデジタルデータに基づき測定対象の温度を算出する制御部とを備え、
   前記制御部は、
   予め設定された測定対象の温度範囲と、前記センサ温度信号から変換されたデジタルデータと、に基づいて、前記赤外線センサのセンサ出力信号がとり得る値を予測し、
   前記予測されたセンサ出力信号の値と前記増幅器のオフセット電圧とに基づいて、バイアスが重畳され且つ増幅されたセンサ出力信号が前記Ａ／Ｄコンバータの入力信号許容範囲に収まるように、前記バイアス発生源のバイアスを調整する
   ことを特徴とする放射温度計。
2. 前記制御部は、
   前記調整後のバイアスが重畳され且つ増幅されたセンサ出力信号と、前記Ａ／Ｄコンバータの入力許容範囲の最大値と、の間にＡ／Ｄ変換可能な余裕がある場合に、
   前記調整後のバイアスが重畳され且つ増幅されたセンサ出力信号が前記入力許容範囲の最大値を超えない範囲で、前記増幅器のゲインを増加させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の放射温度計。
   

Images