JPH1144585A - センサ装置 - Google Patents
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- JPH1144585A JPH1144585A JP9283644A JP28364497A JPH1144585A JP H1144585 A JPH1144585 A JP H1144585A JP 9283644 A JP9283644 A JP 9283644A JP 28364497 A JP28364497 A JP 28364497A JP H1144585 A JPH1144585 A JP H1144585A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 物理量の検出値の高精度化並びに物理量検出
値の算出のために必要な時間の大幅な短縮を実現するこ
と。 【解決手段】 圧力検出用ブリッジ回路３からの検出信
号Ｓｄ、温度検出用ブリッジ回路４からの温度信号Ｓ
ｔ、基準電圧発生回路５からの基準信号Ｓａは、マルチ
プレクサ６及び差動増幅回路８を通じてＡ／Ｄ変換回路
９に変換対象の電圧信号として与えられる。Ａ／Ｄ変換
回路９は、リングゲート遅延回路１０を利用してデジタ
ル変換したデータを、補正演算回路１４に対し圧力検出
値の演算用データとして提供する。ＥＰＲＯＭ１７、１
８、１９には、上記信号Ｓｄ、Ｓｔ、Ｓａの同一条件下
における各オフセット量に応じた補正電圧データＶｄ、
Ｖｔ、Ｖａがそれぞれ記憶されており、Ａ／Ｄ変換回路
９に与えられる電圧信号は、これらの補正電圧データＶ
ｄ、Ｖｔ及びＶａに相当した値だけ補正される。
値の算出のために必要な時間の大幅な短縮を実現するこ
と。 【解決手段】 圧力検出用ブリッジ回路３からの検出信
号Ｓｄ、温度検出用ブリッジ回路４からの温度信号Ｓ
ｔ、基準電圧発生回路５からの基準信号Ｓａは、マルチ
プレクサ６及び差動増幅回路８を通じてＡ／Ｄ変換回路
９に変換対象の電圧信号として与えられる。Ａ／Ｄ変換
回路９は、リングゲート遅延回路１０を利用してデジタ
ル変換したデータを、補正演算回路１４に対し圧力検出
値の演算用データとして提供する。ＥＰＲＯＭ１７、１
８、１９には、上記信号Ｓｄ、Ｓｔ、Ｓａの同一条件下
における各オフセット量に応じた補正電圧データＶｄ、
Ｖｔ、Ｖａがそれぞれ記憶されており、Ａ／Ｄ変換回路
９に与えられる電圧信号は、これらの補正電圧データＶ
ｄ、Ｖｔ及びＶａに相当した値だけ補正される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、センサ回路からの
アナログ量の検出信号をＡ／Ｄ変換回路によりデジタル
データに変換した後に信号処理することによって物理量
を検出するようにしたセンサ装置に関する。
アナログ量の検出信号をＡ／Ｄ変換回路によりデジタル
データに変換した後に信号処理することによって物理量
を検出するようにしたセンサ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、例えば半導体圧力センサ装置にお
いては、半導体圧力センサより成るセンサ回路から出力
された検出信号（電圧信号）をＡ／Ｄ変換回路によって
デジタルデータに変換し、この変換後のデータをマイク
ロコンピュータにより演算処理することによって、セン
サ回路による検出圧力に応じた検出値を得る構成とする
ことが一般的になっている。このようなデータ処理を行
う場合には、センサ回路の温度に応じたレベルの温度信
号（電圧信号）を発生する温度検出回路を設け、マイク
ロコンピュータによる圧力検出値の演算処理時において
は、上記温度信号をＡ／Ｄ変換回路によりデジタルデー
タに変換し、この変換データ基づいて上記圧力検出値を
温度補正する構成としている。
いては、半導体圧力センサより成るセンサ回路から出力
された検出信号（電圧信号）をＡ／Ｄ変換回路によって
デジタルデータに変換し、この変換後のデータをマイク
ロコンピュータにより演算処理することによって、セン
サ回路による検出圧力に応じた検出値を得る構成とする
ことが一般的になっている。このようなデータ処理を行
う場合には、センサ回路の温度に応じたレベルの温度信
号（電圧信号）を発生する温度検出回路を設け、マイク
ロコンピュータによる圧力検出値の演算処理時において
は、上記温度信号をＡ／Ｄ変換回路によりデジタルデー
タに変換し、この変換データ基づいて上記圧力検出値を
温度補正する構成としている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来では、Ａ／Ｄ変換
回路として、変換対象の電圧信号をアナログコンパレー
タを用いて基準電圧と比較することにより数値化する形
式のものが用いられている。しかしながら、このような
形式のＡ／Ｄ変換回路では、電圧信号の微小な変化の数
値化や、変換速度の大幅な向上が困難であるため、最終
的に得られる圧力検出値の精度が低くなると共に、圧力
検出値の算出に要する時間が長くなるなどの問題点があ
った。
回路として、変換対象の電圧信号をアナログコンパレー
タを用いて基準電圧と比較することにより数値化する形
式のものが用いられている。しかしながら、このような
形式のＡ／Ｄ変換回路では、電圧信号の微小な変化の数
値化や、変換速度の大幅な向上が困難であるため、最終
的に得られる圧力検出値の精度が低くなると共に、圧力
検出値の算出に要する時間が長くなるなどの問題点があ
った。
【０００４】上記のような問題点を解決するために、例
えば、特開平５−２５９９０７号公報に示されるような
Ａ／Ｄ変換回路を利用することが考えられている。この
Ａ／Ｄ変換回路は、反転回路の反転動作時間が電源電圧
に応じて変化するという性質を利用したもので、複数個
の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延
回路を設け、変換対象の電圧信号を上記リングゲート遅
延回路に電源電圧として与えた状態で当該リングゲート
遅延回路にパルス信号を入力したときのパルス信号周回
数に基づいて電圧信号を二進数のデジタルデータに変換
する構成となっており、このものでは、分解能及び変換
速度の大幅な向上を実現できるという利点がある。
えば、特開平５−２５９９０７号公報に示されるような
Ａ／Ｄ変換回路を利用することが考えられている。この
Ａ／Ｄ変換回路は、反転回路の反転動作時間が電源電圧
に応じて変化するという性質を利用したもので、複数個
の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延
回路を設け、変換対象の電圧信号を上記リングゲート遅
延回路に電源電圧として与えた状態で当該リングゲート
遅延回路にパルス信号を入力したときのパルス信号周回
数に基づいて電圧信号を二進数のデジタルデータに変換
する構成となっており、このものでは、分解能及び変換
速度の大幅な向上を実現できるという利点がある。
【０００５】ところが、上記のようなＡ／Ｄ変換回路に
よる変換データを用いて圧力情報の演算処理を行う場合
には、その演算式中に、反転回路の反転動作時間の温度
特性などに起因した非線形項が含まれることになるた
め、この非線形項が、マイクロコンピュータでの演算処
理により得られる圧力検出値の精度劣化の要因となると
いう事情がある。このような事情に対処するためには、
センサ回路に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電
圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回路を
設け、マイクロコンピュータによる圧力検出値の演算処
理時には、上記基準信号をＡ／Ｄ変換回路により変換し
たデジタルデータに基づいて前記非線形項を除去する構
成とすることができる。
よる変換データを用いて圧力情報の演算処理を行う場合
には、その演算式中に、反転回路の反転動作時間の温度
特性などに起因した非線形項が含まれることになるた
め、この非線形項が、マイクロコンピュータでの演算処
理により得られる圧力検出値の精度劣化の要因となると
いう事情がある。このような事情に対処するためには、
センサ回路に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電
圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回路を
設け、マイクロコンピュータによる圧力検出値の演算処
理時には、上記基準信号をＡ／Ｄ変換回路により変換し
たデジタルデータに基づいて前記非線形項を除去する構
成とすることができる。
【０００６】しかしながら、このような構成とした場合
でも、実際には、センサ回路、温度検出回路及び基準電
圧発生回路における電気的特性のばらつきに起因したオ
フセットが存在するため、非線形項を確実に除去できな
いという事情がある。このため、マイクロコンピュータ
による演算処理結果中に非線形成分による誤差が生ずる
ことになって、圧力検出値の精度を十分に高めることが
できないという問題点が残るものであった。
でも、実際には、センサ回路、温度検出回路及び基準電
圧発生回路における電気的特性のばらつきに起因したオ
フセットが存在するため、非線形項を確実に除去できな
いという事情がある。このため、マイクロコンピュータ
による演算処理結果中に非線形成分による誤差が生ずる
ことになって、圧力検出値の精度を十分に高めることが
できないという問題点が残るものであった。
【０００７】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、物理量の検出値の高精度化並びに物
理量検出値の算出のために必要な時間の大幅な短縮を実
現できるようになるセンサ装置を提供することにある。
あり、その目的は、物理量の検出値の高精度化並びに物
理量検出値の算出のために必要な時間の大幅な短縮を実
現できるようになるセンサ装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の手段を採用することができる。この手
段によれば、センサ回路からの検出信号、温度検出回路
からの温度信号、基準電圧発生回路からの基準信号を、
Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路に電源電圧と
して与えると、当該Ａ／Ｄ変換回路は、このように電源
電圧が与えられた各状態でリングゲート遅延回路にパル
ス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて
上記検出信号、温度信号及び基準信号を二進数のデジタ
ルデータに変換するようになる。信号処理手段は、Ａ／
Ｄ変換回路からのデジタルデータに基づいた演算処理に
より、前記検出信号に応じた物理量の検出値を前記温度
信号及び基準信号により補正した状態で算出するように
なる。
に請求項１記載の手段を採用することができる。この手
段によれば、センサ回路からの検出信号、温度検出回路
からの温度信号、基準電圧発生回路からの基準信号を、
Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路に電源電圧と
して与えると、当該Ａ／Ｄ変換回路は、このように電源
電圧が与えられた各状態でリングゲート遅延回路にパル
ス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて
上記検出信号、温度信号及び基準信号を二進数のデジタ
ルデータに変換するようになる。信号処理手段は、Ａ／
Ｄ変換回路からのデジタルデータに基づいた演算処理に
より、前記検出信号に応じた物理量の検出値を前記温度
信号及び基準信号により補正した状態で算出するように
なる。
【０００９】この場合、リングゲート遅延回路を利用し
たＡ／Ｄ変換回路にあっては、変換速度の大幅な向上を
実現できるという利点があるため、物理量検出値の算出
のために必要な時間の大幅な短縮を実現できるようにな
る。この一方で、上記のようなＡ／Ｄ変換回路の変換デ
ータを用いて物理量検出値の演算処理を行う場合には、
その演算式中に、リングゲート遅延回路を構成する反転
回路の反転動作時間の温度特性などに起因した非線形項
が含まれることになるが、その非線形項は、センサ回路
に作用する物理量及び温度と無関係に一定の電圧レベル
となる基準信号を利用して除去することが可能になる。
たＡ／Ｄ変換回路にあっては、変換速度の大幅な向上を
実現できるという利点があるため、物理量検出値の算出
のために必要な時間の大幅な短縮を実現できるようにな
る。この一方で、上記のようなＡ／Ｄ変換回路の変換デ
ータを用いて物理量検出値の演算処理を行う場合には、
その演算式中に、リングゲート遅延回路を構成する反転
回路の反転動作時間の温度特性などに起因した非線形項
が含まれることになるが、その非線形項は、センサ回路
に作用する物理量及び温度と無関係に一定の電圧レベル
となる基準信号を利用して除去することが可能になる。
【００１０】また、実際には、センサ回路、温度検出回
路及び基準電圧発生回路における電気的特性のばらつき
によるオフセットの存在に起因して、上記演算処理時に
おいて非線形項を確実に除去できなくなる虞があるが、
同一条件下での前記検出信号、温度信号及び基準信号の
オフセット量に応じた補正電圧データをそれぞれ記憶し
て成る記憶手段を有した動作点補償手段が、前記Ａ／Ｄ
変換回路内のリングゲート遅延回路に対し前記検出信
号、温度信号及び基準信号が電源電圧として与えられる
際に、各印加電圧を上記記憶手段に記憶された補正電圧
データ相当値だけ補正するようになる。
路及び基準電圧発生回路における電気的特性のばらつき
によるオフセットの存在に起因して、上記演算処理時に
おいて非線形項を確実に除去できなくなる虞があるが、
同一条件下での前記検出信号、温度信号及び基準信号の
オフセット量に応じた補正電圧データをそれぞれ記憶し
て成る記憶手段を有した動作点補償手段が、前記Ａ／Ｄ
変換回路内のリングゲート遅延回路に対し前記検出信
号、温度信号及び基準信号が電源電圧として与えられる
際に、各印加電圧を上記記憶手段に記憶された補正電圧
データ相当値だけ補正するようになる。
【００１１】このため、Ａ／Ｄ変換回路による変換デー
タ中に、上記オフセットに起因した誤差要因が含まれる
ことがなくなり、当該変換データを用いた物理量検出値
の演算処理時において、上述した非線形項を確実に除去
できるようになる。この結果、信号処理手段による演算
処理結果中に非線形成分による誤差が生ずる虞がなくな
って、物理量検出値の精度を十分に高める得るようにな
る。
タ中に、上記オフセットに起因した誤差要因が含まれる
ことがなくなり、当該変換データを用いた物理量検出値
の演算処理時において、上述した非線形項を確実に除去
できるようになる。この結果、信号処理手段による演算
処理結果中に非線形成分による誤差が生ずる虞がなくな
って、物理量検出値の精度を十分に高める得るようにな
る。
【００１２】請求項２記載の手段によれば、Ａ／Ｄ変換
回路には、検出信号、温度信号及び基準信号が増幅手段
により増幅された状態で与えられるから、検出感度が向
上するようになる。
回路には、検出信号、温度信号及び基準信号が増幅手段
により増幅された状態で与えられるから、検出感度が向
上するようになる。
【００１３】請求項３記載の手段のように、Ａ／Ｄ変換
回路による変換対象の信号を増幅するための増幅手段の
増幅率を、前記検出信号、温度信号及び基準信号を増幅
したときの電圧出力の非直線誤差が０．１％以下となる
値に設定した場合には、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲー
ト遅延回路におけるパルス信号の周回数の誤差を小さく
できて、検出精度の向上を実現できることになる。
回路による変換対象の信号を増幅するための増幅手段の
増幅率を、前記検出信号、温度信号及び基準信号を増幅
したときの電圧出力の非直線誤差が０．１％以下となる
値に設定した場合には、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲー
ト遅延回路におけるパルス信号の周回数の誤差を小さく
できて、検出精度の向上を実現できることになる。
【００１４】請求項４記載の手段のように、Ａ／Ｄ変換
回路による変換対象の信号を増幅するための増幅手段の
増幅率を、前記検出信号、温度信号及び基準信号を増幅
したときの各出力電圧レベルの最大値及び最小値の差が
１５０ｍＶ以下となるような値に設定したした場合に
は、その増幅電圧出力の非直線誤差が０．１％以下に収
まるようになる。このため、Ａ／Ｄ変換回路内のリング
ゲート遅延回路におけるパルス信号の周回数の誤差を小
さくできて、検出精度の向上を実現できることになる。
回路による変換対象の信号を増幅するための増幅手段の
増幅率を、前記検出信号、温度信号及び基準信号を増幅
したときの各出力電圧レベルの最大値及び最小値の差が
１５０ｍＶ以下となるような値に設定したした場合に
は、その増幅電圧出力の非直線誤差が０．１％以下に収
まるようになる。このため、Ａ／Ｄ変換回路内のリング
ゲート遅延回路におけるパルス信号の周回数の誤差を小
さくできて、検出精度の向上を実現できることになる。
【００１５】請求項５記載の手段によれば、アナログマ
ルチプレクサが設けられた結果、Ａ／Ｄ変換回路を複数
設ける必要がなくなると共に、当該Ａ／Ｄ変換回路に与
えられる変換対象の信号が増幅手段により増幅されるこ
とになるから、検出感度の向上を実現できるようにな
る。また、増幅手段がアナログマルチプレクサの後段に
位置する構成であるから、当該増幅手段を複数設ける必
要もなくなる。
ルチプレクサが設けられた結果、Ａ／Ｄ変換回路を複数
設ける必要がなくなると共に、当該Ａ／Ｄ変換回路に与
えられる変換対象の信号が増幅手段により増幅されるこ
とになるから、検出感度の向上を実現できるようにな
る。また、増幅手段がアナログマルチプレクサの後段に
位置する構成であるから、当該増幅手段を複数設ける必
要もなくなる。
【００１６】請求項６記載の手段のように、前記Ａ／Ｄ
変換回路のサンプリング周期が５０μ秒以上に設定され
た場合には、そのＡ／Ｄ変換回路の分解能を１２ビット
以上に高めることができて、変換精度の向上を実現でき
るようになる。また、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート
遅延回路に与えられる電源電圧にノイズが重畳した場合
でも、上記のようにサンプリング周期が５０μ秒以上あ
る状態では、積分効果によりノイズが低減されることに
なり、結果的にノイズによる悪影響を排除できて検出精
度の向上を促進できるようになる。
変換回路のサンプリング周期が５０μ秒以上に設定され
た場合には、そのＡ／Ｄ変換回路の分解能を１２ビット
以上に高めることができて、変換精度の向上を実現でき
るようになる。また、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート
遅延回路に与えられる電源電圧にノイズが重畳した場合
でも、上記のようにサンプリング周期が５０μ秒以上あ
る状態では、積分効果によりノイズが低減されることに
なり、結果的にノイズによる悪影響を排除できて検出精
度の向上を促進できるようになる。
【００１７】請求項７記載の手段によれば、前記補正電
圧データを記憶手段に対して量子化した状態で記憶して
おけば良いから、その補正電圧データの記憶のための作
業を簡単且つ確実に行い得るようになる。
圧データを記憶手段に対して量子化した状態で記憶して
おけば良いから、その補正電圧データの記憶のための作
業を簡単且つ確実に行い得るようになる。
【００１８】請求項９記載の手段によれば、センサ回路
及び温度検出回路が同一の半導体チップ上に形成される
構成であるから、センサ回路の実際の温度を温度検出回
路によって精度良く検出できるようになる。従って、信
号処理手段による物理量検出値の演算処理時において、
その物理量検出値の温度補正を正確に行い得るようにな
る。
及び温度検出回路が同一の半導体チップ上に形成される
構成であるから、センサ回路の実際の温度を温度検出回
路によって精度良く検出できるようになる。従って、信
号処理手段による物理量検出値の演算処理時において、
その物理量検出値の温度補正を正確に行い得るようにな
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明を半導体式の圧力セ
ンサ装置に適用した一実施例について図面を参照しなが
ら説明する。全体の電気的構成を示す図１において、本
実施例によるセンサ装置は、圧力検出用のセンサ部１
と、このセンサ部１からの出力を処理するための信号処
理部２とを備えた構成となっており、これらセンサ部１
及び信号処理部２は、異なる半導体チップ上に分離した
状態で形成されている。
ンサ装置に適用した一実施例について図面を参照しなが
ら説明する。全体の電気的構成を示す図１において、本
実施例によるセンサ装置は、圧力検出用のセンサ部１
と、このセンサ部１からの出力を処理するための信号処
理部２とを備えた構成となっており、これらセンサ部１
及び信号処理部２は、異なる半導体チップ上に分離した
状態で形成されている。
【００２０】センサ部１は、ピエゾ抵抗係数が大きな半
導体チップ（例えばシリコン単結晶基板）を利用して形
成されたもので、圧力検出用ブリッジ回路３（本発明で
いうセンサ回路に相当）と、この圧力検出用ブリッジ回
路３の温度を検出するための温度検出用ブリッジ回路４
（本発明でいう温度検出回路に相当）とにより構成され
ている。
導体チップ（例えばシリコン単結晶基板）を利用して形
成されたもので、圧力検出用ブリッジ回路３（本発明で
いうセンサ回路に相当）と、この圧力検出用ブリッジ回
路３の温度を検出するための温度検出用ブリッジ回路４
（本発明でいう温度検出回路に相当）とにより構成され
ている。
【００２１】これらのうち、圧力検出用ブリッジ回路３
は、半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗に
より形成した抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4を図示の
ようにフルブリッジ接続して成るもので、印加圧力の増
大に応じて各抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4の抵抗値
が図１に矢印で示す態様（上向きの矢印は抵抗値が増加
することを示し、下向きの矢印は抵抗値が減少すること
を示す）で変化する構成となっている。また、圧力検出
用ブリッジ回路３の入力端子Ｐ１及びＰ２間には、定電
圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっ
ている。
は、半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗に
より形成した抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4を図示の
ようにフルブリッジ接続して成るもので、印加圧力の増
大に応じて各抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4の抵抗値
が図１に矢印で示す態様（上向きの矢印は抵抗値が増加
することを示し、下向きの矢印は抵抗値が減少すること
を示す）で変化する構成となっている。また、圧力検出
用ブリッジ回路３の入力端子Ｐ１及びＰ２間には、定電
圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっ
ている。
【００２２】従って、圧力検出用ブリッジ回路３の一方
の出力端子Ｑ１（抵抗素子Ｒd1及びＲd2の共通接続点）
の電位は印加圧力の増大に応じて上昇し、また、他方の
出力端子Ｑ２（抵抗素子Ｒd3及びＲd4の共通接続点）の
電位は印加圧力の増大に応じて低下するものであり、出
力端子Ｑ１及びＱ２間からは、印加圧力に応じた電圧レ
ベルの検出信号Ｓｄが出力されることになる。尚、上記
検出信号Ｓｄは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度にも
依存して変動するものであり、斯様な温度ドリフト除去
用のデータを得るために前記温度検出用ブリッジ回路４
が設けられている。
の出力端子Ｑ１（抵抗素子Ｒd1及びＲd2の共通接続点）
の電位は印加圧力の増大に応じて上昇し、また、他方の
出力端子Ｑ２（抵抗素子Ｒd3及びＲd4の共通接続点）の
電位は印加圧力の増大に応じて低下するものであり、出
力端子Ｑ１及びＱ２間からは、印加圧力に応じた電圧レ
ベルの検出信号Ｓｄが出力されることになる。尚、上記
検出信号Ｓｄは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度にも
依存して変動するものであり、斯様な温度ドリフト除去
用のデータを得るために前記温度検出用ブリッジ回路４
が設けられている。
【００２３】この温度検出用ブリッジ回路４は、拡散抵
抗（温度係数は１５００〜１７００ppm/℃程度）により
形成された感温抵抗素子Ｒt1、Ｒt2と、温度係数が零に
近い材料である例えばＣｒＳｉにより形成された抵抗素
子Ｒc1、Ｒc2とを図示のようにフルブリッジ接続するこ
とにより構成されている。また、温度検出用ブリッジ回
路４の入力端子Ｐ３及びＰ４間にも、定電圧電源端子＋
Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。
抗（温度係数は１５００〜１７００ppm/℃程度）により
形成された感温抵抗素子Ｒt1、Ｒt2と、温度係数が零に
近い材料である例えばＣｒＳｉにより形成された抵抗素
子Ｒc1、Ｒc2とを図示のようにフルブリッジ接続するこ
とにより構成されている。また、温度検出用ブリッジ回
路４の入力端子Ｐ３及びＰ４間にも、定電圧電源端子＋
Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。
【００２４】従って、温度検出用ブリッジ回路４の一方
の出力端子Ｑ３（感温抵抗素子Ｒt1及び抵抗素子Ｒc1の
共通接続点）の電位は検出温度の上昇に応じて上昇し、
また、他方の出力端子Ｑ４（感温抵抗素子Ｒt2及び抵抗
素子Ｒc2の共通接続点）の電位は検出温度の低下に応じ
て低下するものであり、出力端子Ｑ３及びＱ４間から
は、圧力検出用ブリッジ回路３の温度に応じた電圧レベ
ルの温度信号Ｓｔが出力されることになる。
の出力端子Ｑ３（感温抵抗素子Ｒt1及び抵抗素子Ｒc1の
共通接続点）の電位は検出温度の上昇に応じて上昇し、
また、他方の出力端子Ｑ４（感温抵抗素子Ｒt2及び抵抗
素子Ｒc2の共通接続点）の電位は検出温度の低下に応じ
て低下するものであり、出力端子Ｑ３及びＱ４間から
は、圧力検出用ブリッジ回路３の温度に応じた電圧レベ
ルの温度信号Ｓｔが出力されることになる。
【００２５】一方、前記信号処理部２は、半導体チップ
上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成とな
っている。基準電圧発生回路５は、拡散抵抗により形成
した抵抗素子Ｒa1及びＲa2を備えたもので、それら抵抗
素子Ｒa1及びＲa2の直列回路を定電圧電源端子＋Ｖcc及
びグランド端子間に接続した構成となっている。この場
合、抵抗素子Ｒa1及びＲa2の温度係数は厳密に一致する
ものであり、従って、基準電圧発生回路５の出力端子Ｑ
５（抵抗素子Ｒa1及びＲa2の共通接続点）からは、前記
圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力（被検出物理
量）及び当該ブリッジ回路３の温度と無関係に一定の電
圧レベルとなる基準信号Ｓａが出力されることになる。
尚、この基準電圧発生回路５は、前記センサ部１側の半
導体チップ上に形成することも可能である。
上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成とな
っている。基準電圧発生回路５は、拡散抵抗により形成
した抵抗素子Ｒa1及びＲa2を備えたもので、それら抵抗
素子Ｒa1及びＲa2の直列回路を定電圧電源端子＋Ｖcc及
びグランド端子間に接続した構成となっている。この場
合、抵抗素子Ｒa1及びＲa2の温度係数は厳密に一致する
ものであり、従って、基準電圧発生回路５の出力端子Ｑ
５（抵抗素子Ｒa1及びＲa2の共通接続点）からは、前記
圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力（被検出物理
量）及び当該ブリッジ回路３の温度と無関係に一定の電
圧レベルとなる基準信号Ｓａが出力されることになる。
尚、この基準電圧発生回路５は、前記センサ部１側の半
導体チップ上に形成することも可能である。
【００２６】アナログマルチプレクサ６は、上記圧力検
出用ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブ
リッジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５
からの基準信号Ｓａを、後述する制御ブロック７から与
えられるセレクト信号に基づいて選択出力するためのも
のである。
出用ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブ
リッジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５
からの基準信号Ｓａを、後述する制御ブロック７から与
えられるセレクト信号に基づいて選択出力するためのも
のである。
【００２７】高入力インピーダンス差動増幅回路８（本
発明でいう増幅手段に相当）は、オペアンプ８ａ、８ｂ
及び抵抗８ｃ、８ｄ、８ｅを組み合わせて成る周知構成
のもので、前記アナログマルチプレクサ６から出力され
る信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路９に与えるようになっ
ている。尚、差動増幅回路８の電源は、前記定電圧電源
端子＋Ｖccから与えられるようになっている。
発明でいう増幅手段に相当）は、オペアンプ８ａ、８ｂ
及び抵抗８ｃ、８ｄ、８ｅを組み合わせて成る周知構成
のもので、前記アナログマルチプレクサ６から出力され
る信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路９に与えるようになっ
ている。尚、差動増幅回路８の電源は、前記定電圧電源
端子＋Ｖccから与えられるようになっている。
【００２８】上記Ａ／Ｄ変換回路９は、基本的には特開
平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路
と同様構成のものであり、詳細には図示しないが、反転
動作時間が電源電圧に応じて変化するＮＡＮＤゲート１
０ａ（本発明でいう反転回路に相当）と、同じく反転動
作時間が電源電圧に応じて変化する偶数個のインバータ
１０ｂ（同じく本発明でいう反転回路に相当）とをリン
グ状に連結して成るリングゲート遅延回路１０（以下の
説明では、リングゲート遅延回路をＲＧＤ（Ring Gate
Delay ）と略称する）、このＲＧＤ１０内でのパルス信
号の周回数をカウントするための周回数カウンタ１１、
この周回数カウンタ１１の計数値を上位ビットとし、且
つＲＧＤ１０内の各インバータ１０ｂの出力を下位ビッ
トとして格納するためのスタックメモリ１２などを含ん
で構成されている。
平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路
と同様構成のものであり、詳細には図示しないが、反転
動作時間が電源電圧に応じて変化するＮＡＮＤゲート１
０ａ（本発明でいう反転回路に相当）と、同じく反転動
作時間が電源電圧に応じて変化する偶数個のインバータ
１０ｂ（同じく本発明でいう反転回路に相当）とをリン
グ状に連結して成るリングゲート遅延回路１０（以下の
説明では、リングゲート遅延回路をＲＧＤ（Ring Gate
Delay ）と略称する）、このＲＧＤ１０内でのパルス信
号の周回数をカウントするための周回数カウンタ１１、
この周回数カウンタ１１の計数値を上位ビットとし、且
つＲＧＤ１０内の各インバータ１０ｂの出力を下位ビッ
トとして格納するためのスタックメモリ１２などを含ん
で構成されている。
【００２９】このような構成のＡ／Ｄ変換回路９による
変換原理の大略は以下の通りである。即ち、ＲＧＤ１０
内のＮＡＮＤゲート１０ａに対し、図２に示すようなパ
ルス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤゲート１０ａ及び各
インバータ１０ｂがその電源電圧に応じた速度で逐次的
に反転動作を開始して、そのパルス信号ＰＡの入力期間
中は信号周回動作が継続して行われるものであり、斯様
なパルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、
スタックメモリ１２に対しリアルタイムで与えられるこ
とになる。この後、図２に示すように、一定のサンプリ
ング周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパル
ス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２をラッチ
すれば、そのスタックメモリ１２内の各ラッチデータの
差に基づいて、インバータ１０ｂに与えられている電源
電圧を二進数のデジタルデータに変換した値が得られる
ようになる。
変換原理の大略は以下の通りである。即ち、ＲＧＤ１０
内のＮＡＮＤゲート１０ａに対し、図２に示すようなパ
ルス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤゲート１０ａ及び各
インバータ１０ｂがその電源電圧に応じた速度で逐次的
に反転動作を開始して、そのパルス信号ＰＡの入力期間
中は信号周回動作が継続して行われるものであり、斯様
なパルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、
スタックメモリ１２に対しリアルタイムで与えられるこ
とになる。この後、図２に示すように、一定のサンプリ
ング周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパル
ス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２をラッチ
すれば、そのスタックメモリ１２内の各ラッチデータの
差に基づいて、インバータ１０ｂに与えられている電源
電圧を二進数のデジタルデータに変換した値が得られる
ようになる。
【００３０】この場合、ＲＧＤ１０内のＮＡＮＤゲート
１０ａ及びインバータ１０ｂには、前記差動増幅回路８
から電源電圧が与えられる構成となっている。従って、
Ａ／Ｄ変換回路９にあっては、差動増幅回路８からの出
力信号、つまり、アナログマルチプレクサ６を通じて選
択出力される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号
Ｓａをデジタルデータに変換することになる。
１０ａ及びインバータ１０ｂには、前記差動増幅回路８
から電源電圧が与えられる構成となっている。従って、
Ａ／Ｄ変換回路９にあっては、差動増幅回路８からの出
力信号、つまり、アナログマルチプレクサ６を通じて選
択出力される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号
Ｓａをデジタルデータに変換することになる。
【００３１】尚、以下においては、Ａ／Ｄ変換回路９に
よる変換データのうち、検出信号Ｓｄに対応したデジタ
ルデータを圧力情報Ｄ、温度信号Ｓｔに対応したデジタ
ルデータを温度情報Ｔ、基準信号Ｓａに対応したデジタ
ルデータを基準情報Ａと呼ぶことにする。
よる変換データのうち、検出信号Ｓｄに対応したデジタ
ルデータを圧力情報Ｄ、温度信号Ｓｔに対応したデジタ
ルデータを温度情報Ｔ、基準信号Ｓａに対応したデジタ
ルデータを基準情報Ａと呼ぶことにする。
【００３２】ここで、圧力情報Ｄと圧力検出用ブリッジ
回路３に対する印加圧力Ｐとの間には次式のような関
係がある。 Ｄ＝｛（ｃｔ＋ｄ）×Ｐ＋ｅｔ＋ｆ｝×β（ｔ） …… 但し、ｔ：圧力検出用ブリッジ回路３の温度 ｃ：圧力検出用ブリッジ回路３の感度の温度係数 ｄ：圧力検出用ブリッジ回路３の室温感度 ｅ：圧力検出値のオフセットの温度係数 ｆ：圧力検出値の室温オフセット値 また、β（ｔ）は、差動増幅回路８の温度特性やＲＧＤ
１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項であ
り、これが圧力検出値の精度劣化の要因となるものであ
る。
回路３に対する印加圧力Ｐとの間には次式のような関
係がある。 Ｄ＝｛（ｃｔ＋ｄ）×Ｐ＋ｅｔ＋ｆ｝×β（ｔ） …… 但し、ｔ：圧力検出用ブリッジ回路３の温度 ｃ：圧力検出用ブリッジ回路３の感度の温度係数 ｄ：圧力検出用ブリッジ回路３の室温感度 ｅ：圧力検出値のオフセットの温度係数 ｆ：圧力検出値の室温オフセット値 また、β（ｔ）は、差動増幅回路８の温度特性やＲＧＤ
１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項であ
り、これが圧力検出値の精度劣化の要因となるものであ
る。
【００３３】上記式からＰの解を得るためには、ｔが
必要であり、また、非線形の係数であるβ（ｔ）を除去
する必要がある。このため、温度検出用ブリッジ回路４
を通じて温度情報Ｔを得ると共に、基準電圧発生回路５
を通じて基準情報Ａを得るようにしている。
必要であり、また、非線形の係数であるβ（ｔ）を除去
する必要がある。このため、温度検出用ブリッジ回路４
を通じて温度情報Ｔを得ると共に、基準電圧発生回路５
を通じて基準情報Ａを得るようにしている。
【００３４】この場合、温度情報Ｔと圧力検出用ブリッ
ジ回路３の温度ｔとの間には次式のような関係が存在
するものである。 Ｔ＝（ａｔ＋ｂ）×β（ｔ） …… 但し、ａ：温度検出値の温度係数 ｂ：温度検出値の室温オフセット値
ジ回路３の温度ｔとの間には次式のような関係が存在
するものである。 Ｔ＝（ａｔ＋ｂ）×β（ｔ） …… 但し、ａ：温度検出値の温度係数 ｂ：温度検出値の室温オフセット値
【００３５】また、基準情報Ａは、圧力検出用ブリッジ
回路３に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電圧レ
ベルとなる基準信号Ｓａを、差動増幅回路８により増幅
し且つＡ／Ｄ変換回路９によりデジタル変換したデータ
であるから、次式が成立することになる。 Ａ＝β（ｔ） ……
回路３に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電圧レ
ベルとなる基準信号Ｓａを、差動増幅回路８により増幅
し且つＡ／Ｄ変換回路９によりデジタル変換したデータ
であるから、次式が成立することになる。 Ａ＝β（ｔ） ……
【００３６】上記、、の式を用いてＰについて解
くと、非線形項β（ｔ）が削除された状態の次式が得
られる。
くと、非線形項β（ｔ）が削除された状態の次式が得
られる。
【００３７】 Ｐ＝｛（Ｔ／Ａ−ｂ）×（−ｅ／ａ）＋Ｄ／Ａ−ｆ｝ ／｛（Ｔ／Ａ−ｂ）×ｃ／ａ＋ｄ｝ ……
【００３８】しかして、ＥＰＲＯＭ１３には、式に基
づいた圧力Ｐの演算に必要な係数ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、
ｆが補正係数として予め記憶されている。
づいた圧力Ｐの演算に必要な係数ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、
ｆが補正係数として予め記憶されている。
【００３９】補正演算回路１４（本発明でいう信号処理
手段に相当）は、上記式を利用した圧力Ｐの演算を、
制御ブロック７からの指令を受けて行うものであり、そ
の演算時には、スタックメモリ１２から読み出した圧力
情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ
１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、
ｆ）を使用する構成となっている。そして、補正演算回
路１４による演算結果は、センサ部１による検出圧力を
示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力され
る。
手段に相当）は、上記式を利用した圧力Ｐの演算を、
制御ブロック７からの指令を受けて行うものであり、そ
の演算時には、スタックメモリ１２から読み出した圧力
情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ
１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、
ｆ）を使用する構成となっている。そして、補正演算回
路１４による演算結果は、センサ部１による検出圧力を
示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力され
る。
【００４０】上記式の演算において重要なことは、非
線形項β（ｔ）が消去されている点であるが、このよう
な非線形項β（ｔ）の消去は、前記〜式中の各非線
形項β（ｔ）が同じであるという条件が成立して初めて
可能になるものである。このような消去条件が成立する
ためには、圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａの動
作点を同じ状態にする必要がある。
線形項β（ｔ）が消去されている点であるが、このよう
な非線形項β（ｔ）の消去は、前記〜式中の各非線
形項β（ｔ）が同じであるという条件が成立して初めて
可能になるものである。このような消去条件が成立する
ためには、圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａの動
作点を同じ状態にする必要がある。
【００４１】しかしながら、実際の回路構成上において
は、圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａの発生源で
ある圧力検出用ブリッジ回路３、温度検出用ブリッジ回
路４及び基準電圧発生回路５内における抵抗値のばらつ
きなどに起因したオフセットが避けられないため、それ
ら圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａが、要求され
る設計値と異なってくるという事情がある。このため、
上記のような非線形項β（ｔ）の消去条件が成立しなく
なる場合があり、このような場合には、式の演算で得
られる圧力データ中に非線形成分による誤差が残ること
になって、圧力検出精度が劣化するという問題点が出て
くる。
は、圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａの発生源で
ある圧力検出用ブリッジ回路３、温度検出用ブリッジ回
路４及び基準電圧発生回路５内における抵抗値のばらつ
きなどに起因したオフセットが避けられないため、それ
ら圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａが、要求され
る設計値と異なってくるという事情がある。このため、
上記のような非線形項β（ｔ）の消去条件が成立しなく
なる場合があり、このような場合には、式の演算で得
られる圧力データ中に非線形成分による誤差が残ること
になって、圧力検出精度が劣化するという問題点が出て
くる。
【００４２】このような問題点を解決するために、本実
施例では、信号処理部２内に補正回路１６（本発明でい
う動作点補償手段に相当）を設ける構成としている。こ
の補正回路１６において、ＥＰＲＯＭ１７、１８及び１
９（本発明でいう記憶手段に相当）には、圧力センサ装
置の製造工程上における調整段階で以下に述べるような
補正用の電圧データが記憶されるようになっている。
施例では、信号処理部２内に補正回路１６（本発明でい
う動作点補償手段に相当）を設ける構成としている。こ
の補正回路１６において、ＥＰＲＯＭ１７、１８及び１
９（本発明でいう記憶手段に相当）には、圧力センサ装
置の製造工程上における調整段階で以下に述べるような
補正用の電圧データが記憶されるようになっている。
【００４３】即ち、ＥＰＲＯＭ１７には、圧力検出用ブ
リッジ回路３に対して標準的な圧力を加えたときに出力
される検出信号Ｓｄを差動増幅回路８により増幅した後
の電圧レベルと、予め設定された圧力検出用標準電圧レ
ベルとの差に対応した補正電圧データＶｄが量子化され
た状態で記憶されている。また、ＥＰＲＯＭ１８には、
温度検出用ブリッジ回路４に対して標準的な温度を加え
たときに出力される温度信号Ｓｔを差動増幅回路８によ
り増幅した後の電圧レベルと、予め設定された温度検出
用標準電圧レベルとの差に対応した補正電圧データＶｔ
が量子化された状態で記憶されている。さらに、ＥＰＲ
ＯＭ１９には、基準電圧発生回路から出力される基準信
号Ｓａを差動増幅回路８により増幅した後の電圧レベル
と、予め設定された標準的な基準電圧レベルとの差に対
応した補正電圧データＶａが量子化された状態で記憶さ
れている。
リッジ回路３に対して標準的な圧力を加えたときに出力
される検出信号Ｓｄを差動増幅回路８により増幅した後
の電圧レベルと、予め設定された圧力検出用標準電圧レ
ベルとの差に対応した補正電圧データＶｄが量子化され
た状態で記憶されている。また、ＥＰＲＯＭ１８には、
温度検出用ブリッジ回路４に対して標準的な温度を加え
たときに出力される温度信号Ｓｔを差動増幅回路８によ
り増幅した後の電圧レベルと、予め設定された温度検出
用標準電圧レベルとの差に対応した補正電圧データＶｔ
が量子化された状態で記憶されている。さらに、ＥＰＲ
ＯＭ１９には、基準電圧発生回路から出力される基準信
号Ｓａを差動増幅回路８により増幅した後の電圧レベル
と、予め設定された標準的な基準電圧レベルとの差に対
応した補正電圧データＶａが量子化された状態で記憶さ
れている。
【００４４】補正回路１６において、セレクタ２０は、
上記ＥＰＲＯＭ１７、１８及び１９の記憶データを、制
御ブロック７からのセレクト信号に基づいて選択的に出
力するために設けられており、また、Ｄ／Ａ変換回路２
１は、このセレクタ２０を通じて出力される補正電圧デ
ータをアナログ値の電圧信号に変換するために設けられ
ている。そして、Ｄ／Ａ変換回路２１からの電圧信号
は、インピーダンス整合用のバッファ２２及び抵抗２３
を介して前記差動増幅回路８の出力信号に重畳される構
成となっている。
上記ＥＰＲＯＭ１７、１８及び１９の記憶データを、制
御ブロック７からのセレクト信号に基づいて選択的に出
力するために設けられており、また、Ｄ／Ａ変換回路２
１は、このセレクタ２０を通じて出力される補正電圧デ
ータをアナログ値の電圧信号に変換するために設けられ
ている。そして、Ｄ／Ａ変換回路２１からの電圧信号
は、インピーダンス整合用のバッファ２２及び抵抗２３
を介して前記差動増幅回路８の出力信号に重畳される構
成となっている。
【００４５】さて、図３には、制御ブロック７による制
御内容が概略的に示されており、以下これについて関連
した作用と共に説明する。即ち、制御ブロック７は、ま
ず、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生
回路５からの基準信号Ｓａを選択するためのセレクト信
号を出力すると共に、補正回路１６内のセレクタ２０に
対して、ＥＰＲＯＭ１９に記憶された補正電圧データＶ
ａを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップ
Ｓ１、Ｓ２）。
御内容が概略的に示されており、以下これについて関連
した作用と共に説明する。即ち、制御ブロック７は、ま
ず、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生
回路５からの基準信号Ｓａを選択するためのセレクト信
号を出力すると共に、補正回路１６内のセレクタ２０に
対して、ＥＰＲＯＭ１９に記憶された補正電圧データＶ
ａを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップ
Ｓ１、Ｓ２）。
【００４６】すると、差動増幅回路８から上記基準信号
Ｓａを増幅した電圧信号が出力されると共に、Ｄ／Ａ変
換回路２１から上記補正電圧データＶａをアナログ変換
した電圧信号が出力されて上記差動増幅回路８からの電
圧信号に重畳されるようになり、このように補正電圧デ
ータＶａの成分が重畳された状態の電圧信号が、Ａ／Ｄ
変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号と
して印加されるようになる。
Ｓａを増幅した電圧信号が出力されると共に、Ｄ／Ａ変
換回路２１から上記補正電圧データＶａをアナログ変換
した電圧信号が出力されて上記差動増幅回路８からの電
圧信号に重畳されるようになり、このように補正電圧デ
ータＶａの成分が重畳された状態の電圧信号が、Ａ／Ｄ
変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号と
して印加されるようになる。
【００４７】この後、制御ブロック７は、パルス信号Ｐ
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ３を実行する。このル
ーチンＳ３では、図２に示す時刻ｔ１〜ｔ２の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ１
後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミン
グ（具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２の期間において４回立
ち上がる状態）で出力する。
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ３を実行する。このル
ーチンＳ３では、図２に示す時刻ｔ１〜ｔ２の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ１
後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミン
グ（具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２の期間において４回立
ち上がる状態）で出力する。
【００４８】これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差（例えば３回目の立ち上がりと４回目の立ち上がり
における各ラッチデータの差）に基づいて、差動増幅回
路８からの電圧信号（基準信号Ｓａを増幅した電圧信号
に対し補正電圧データＶａの成分が重畳された状態の電
圧信号）に応じたデジタルデータが基準情報Ａとして得
られるようになる。
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差（例えば３回目の立ち上がりと４回目の立ち上がり
における各ラッチデータの差）に基づいて、差動増幅回
路８からの電圧信号（基準信号Ｓａを増幅した電圧信号
に対し補正電圧データＶａの成分が重畳された状態の電
圧信号）に応じたデジタルデータが基準情報Ａとして得
られるようになる。
【００４９】制御ブロック７は、上記出力制御ルーチン
Ｓ３の実行後には、アナログマルチプレクサ６に対し
て、基準電圧発生回路５からの温度信号Ｓｔを選択する
ためのセレクト信号を出力すると共に、補正回路１６内
のセレクタ２０に対して、ＥＰＲＯＭ１８に記憶された
補正電圧データＶｔを選択するためのセレクト信号を出
力する（ステップＳ４、Ｓ５）。
Ｓ３の実行後には、アナログマルチプレクサ６に対し
て、基準電圧発生回路５からの温度信号Ｓｔを選択する
ためのセレクト信号を出力すると共に、補正回路１６内
のセレクタ２０に対して、ＥＰＲＯＭ１８に記憶された
補正電圧データＶｔを選択するためのセレクト信号を出
力する（ステップＳ４、Ｓ５）。
【００５０】すると、差動増幅回路８から上記温度信号
Ｓｔを増幅した電圧信号が出力されると共に、Ｄ／Ａ変
換回路２１から上記補正電圧データＶｔをアナログ変換
した電圧信号が出力されて上記差動増幅回路８からの電
圧信号に重畳されるようになり、このように補正電圧デ
ータＶｔの成分が重畳された状態の電圧信号が、Ａ／Ｄ
変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号と
して印加されるようになる。
Ｓｔを増幅した電圧信号が出力されると共に、Ｄ／Ａ変
換回路２１から上記補正電圧データＶｔをアナログ変換
した電圧信号が出力されて上記差動増幅回路８からの電
圧信号に重畳されるようになり、このように補正電圧デ
ータＶｔの成分が重畳された状態の電圧信号が、Ａ／Ｄ
変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号と
して印加されるようになる。
【００５１】この後、制御ブロック７は、パルス信号Ｐ
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ６を実行する。このル
ーチンＳ６では、図２に示す時刻ｔ３〜ｔ４の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ３
後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミン
グで出力する。
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ６を実行する。このル
ーチンＳ６では、図２に示す時刻ｔ３〜ｔ４の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ３
後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミン
グで出力する。
【００５２】これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（温度
信号Ｓｔを増幅した電圧信号に対し補正電圧データＶｔ
の成分が重畳された状態の電圧信号）に応じたデジタル
データが温度情報Ｔとして得られるようになる。
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（温度
信号Ｓｔを増幅した電圧信号に対し補正電圧データＶｔ
の成分が重畳された状態の電圧信号）に応じたデジタル
データが温度情報Ｔとして得られるようになる。
【００５３】制御ブロック７は、上記出力制御ルーチン
Ｓ６の実行後には、アナログマルチプレクサ６に対し
て、基準電圧発生回路５からの検出信号Ｓｄを選択する
ためのセレクト信号を出力すると共に、補正回路１６内
のセレクタ２０に対して、ＥＰＲＯＭ１７に記憶された
補正電圧データＶｄを選択するためのセレクト信号を出
力する（ステップＳ７、Ｓ８）。
Ｓ６の実行後には、アナログマルチプレクサ６に対し
て、基準電圧発生回路５からの検出信号Ｓｄを選択する
ためのセレクト信号を出力すると共に、補正回路１６内
のセレクタ２０に対して、ＥＰＲＯＭ１７に記憶された
補正電圧データＶｄを選択するためのセレクト信号を出
力する（ステップＳ７、Ｓ８）。
【００５４】すると、差動増幅回路８から上記検出信号
Ｓｄを増幅した電圧信号が出力されると共に、Ｄ／Ａ変
換回路２１から上記補正電圧データＶｄをアナログ変換
した電圧信号が出力されて上記差動増幅回路８からの電
圧信号に重畳されるようになり、このように補正電圧デ
ータＶｄの成分が重畳された状態の電圧信号が、Ａ／Ｄ
変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号と
して印加されるようになる。
Ｓｄを増幅した電圧信号が出力されると共に、Ｄ／Ａ変
換回路２１から上記補正電圧データＶｄをアナログ変換
した電圧信号が出力されて上記差動増幅回路８からの電
圧信号に重畳されるようになり、このように補正電圧デ
ータＶｄの成分が重畳された状態の電圧信号が、Ａ／Ｄ
変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号と
して印加されるようになる。
【００５５】この後、制御ブロック７は、パルス信号Ｐ
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ９を実行する。このル
ーチンＳ９では、図２に示す時刻ｔ５〜ｔ６の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ５
後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミン
グで出力する。
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ９を実行する。このル
ーチンＳ９では、図２に示す時刻ｔ５〜ｔ６の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ５
後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミン
グで出力する。
【００５６】これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（検出
信号Ｓｄを増幅した電圧信号に対し補正電圧データＶｄ
の成分が重畳された状態の電圧信号）に応じたデジタル
データが圧力情報Ｄとして得られるようになる。
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（検出
信号Ｓｄを増幅した電圧信号に対し補正電圧データＶｄ
の成分が重畳された状態の電圧信号）に応じたデジタル
データが圧力情報Ｄとして得られるようになる。
【００５７】尚、本実施例の場合、上述した出力制御ル
ーチンＳ３、Ｓ６及びＳ９の実行時において、スタック
メモリ１２からラッチデータの差に基づいたデジタルデ
ータを３回取り込むことができるから、それらを平均化
した値をデジタルデータ（基準情報Ａ、温度情報Ｔ及び
圧力情報Ｄ）として得る構成とすることもできる。
ーチンＳ３、Ｓ６及びＳ９の実行時において、スタック
メモリ１２からラッチデータの差に基づいたデジタルデ
ータを３回取り込むことができるから、それらを平均化
した値をデジタルデータ（基準情報Ａ、温度情報Ｔ及び
圧力情報Ｄ）として得る構成とすることもできる。
【００５８】制御ブロック７は、上記出力制御ルーチン
Ｓ９の実行後には、補正演算回路１４に対して演算指令
を出力する（ステップＳ１０）。すると、補正演算回路
１４にあっては、スタックメモリ１２から読み出した圧
力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯ
Ｍ１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、
ｆ）を使用して、前記式の演算を行うものであり、そ
の演算結果を、センサ部１による検出圧力を示す圧力デ
ータとしてＩ／Ｏブロック１５から出力するようにな
る。
Ｓ９の実行後には、補正演算回路１４に対して演算指令
を出力する（ステップＳ１０）。すると、補正演算回路
１４にあっては、スタックメモリ１２から読み出した圧
力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯ
Ｍ１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、
ｆ）を使用して、前記式の演算を行うものであり、そ
の演算結果を、センサ部１による検出圧力を示す圧力デ
ータとしてＩ／Ｏブロック１５から出力するようにな
る。
【００５９】この後、制御ブロック７は、所定の待機時
間が経過するまで待機し（ステップＳ１１）、当該待機
時間が経過したときにステップＳ１へ戻るようになる。
従って、一連の圧力検出動作（Ｓ１〜Ｓ１０）は、上記
待機時間が経過する毎に周期的に行われることになる。
間が経過するまで待機し（ステップＳ１１）、当該待機
時間が経過したときにステップＳ１へ戻るようになる。
従って、一連の圧力検出動作（Ｓ１〜Ｓ１０）は、上記
待機時間が経過する毎に周期的に行われることになる。
【００６０】要するに上記した本実施例によれば、補正
演算回路１４において、Ａ／Ｄ変換回路９を通じて得た
圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａに基づいた演算
処理により圧力検出値を算出する場合において、その演
算式（式）中から、差動増幅回路８の温度特性やＲＧ
Ｄ１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項を
除去できるものである。
演算回路１４において、Ａ／Ｄ変換回路９を通じて得た
圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａに基づいた演算
処理により圧力検出値を算出する場合において、その演
算式（式）中から、差動増幅回路８の温度特性やＲＧ
Ｄ１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項を
除去できるものである。
【００６１】この場合、実際には、上記圧力情報Ｄ、温
度情報Ｔ及び基準情報Ａの発生源である圧力検出用ブリ
ッジ回路３、温度検出用ブリッジ回路４及び基準電圧発
生回路５のオフセットにより、それら圧力情報Ｄ、温度
情報Ｔ及び基準情報Ａが、要求される設計値と異なって
くるという事情があるため、上記非線形項を確実に除去
できない虞がある。
度情報Ｔ及び基準情報Ａの発生源である圧力検出用ブリ
ッジ回路３、温度検出用ブリッジ回路４及び基準電圧発
生回路５のオフセットにより、それら圧力情報Ｄ、温度
情報Ｔ及び基準情報Ａが、要求される設計値と異なって
くるという事情があるため、上記非線形項を確実に除去
できない虞がある。
【００６２】これに対して、本実施例では、圧力検出用
ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブリッ
ジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５から
の基準信号Ｓａの同一条件下における各オフセット量に
応じた補正電圧データＶｄ、Ｖｔ、Ｖａをそれぞれ記憶
して成るＥＰＲＯＭ１７、１８、１９を有した補正回路
１６を設けることにより、上記のような事情に対処する
ようにしている。即ち、補正回路１６は、Ａ／Ｄ変換回
路９内のＲＧＤ１０に対し、前記検出信号Ｓｄ、温度信
号Ｓｔ及び基準信号Ｓａが変換対象の電圧信号として与
えられる際に、各印加電圧を上記記補正電圧データＶ
ｄ、Ｖｔ及びＶａに相当した値だけ補正する動作を行う
ようになる。
ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブリッ
ジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５から
の基準信号Ｓａの同一条件下における各オフセット量に
応じた補正電圧データＶｄ、Ｖｔ、Ｖａをそれぞれ記憶
して成るＥＰＲＯＭ１７、１８、１９を有した補正回路
１６を設けることにより、上記のような事情に対処する
ようにしている。即ち、補正回路１６は、Ａ／Ｄ変換回
路９内のＲＧＤ１０に対し、前記検出信号Ｓｄ、温度信
号Ｓｔ及び基準信号Ｓａが変換対象の電圧信号として与
えられる際に、各印加電圧を上記記補正電圧データＶ
ｄ、Ｖｔ及びＶａに相当した値だけ補正する動作を行う
ようになる。
【００６３】このため、Ａ／Ｄ変換回路９による変換デ
ータ（圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ、基準情報Ａ）中に、上
記オフセットに起因した誤差要因が含まれることがなく
なり、補正演算回路１４において、当該変換データを用
いた圧力検出値を演算処理する際に、上述した非線形項
を確実に除去できるようになる。この結果、補正演算回
路１４による演算処理結果中に非線形成分による誤差が
生ずる虞がなくなって、圧力検出値の精度を十分に高め
る得るようになる。
ータ（圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ、基準情報Ａ）中に、上
記オフセットに起因した誤差要因が含まれることがなく
なり、補正演算回路１４において、当該変換データを用
いた圧力検出値を演算処理する際に、上述した非線形項
を確実に除去できるようになる。この結果、補正演算回
路１４による演算処理結果中に非線形成分による誤差が
生ずる虞がなくなって、圧力検出値の精度を十分に高め
る得るようになる。
【００６４】この場合、ＲＧＤ１０を利用したＡ／Ｄ変
換回路９にあっては、変換速度の大幅な向上を実現でき
るという利点があるため、圧力検出値の算出に必要な時
間を大幅に短縮できるようになる。
換回路９にあっては、変換速度の大幅な向上を実現でき
るという利点があるため、圧力検出値の算出に必要な時
間を大幅に短縮できるようになる。
【００６５】本実施例では、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓ
ｔ、基準信号Ｓａを選択出力するアナログマルチプレク
サ６が設けられているから、Ａ／Ｄ変換回路９を複数設
ける必要がなくなる。また、当該Ａ／Ｄ変換回路９に与
えられる変換対象の信号が差動増幅回路８により増幅さ
れる構成となっているから、検出感度の向上を実現でき
るようになる。この場合、上記差動増幅回路８は、アナ
ログマルチプレクサ６の後段に位置する構成となってい
るから、当該差動増幅回路８も複数設ける必要がなくな
る。
ｔ、基準信号Ｓａを選択出力するアナログマルチプレク
サ６が設けられているから、Ａ／Ｄ変換回路９を複数設
ける必要がなくなる。また、当該Ａ／Ｄ変換回路９に与
えられる変換対象の信号が差動増幅回路８により増幅さ
れる構成となっているから、検出感度の向上を実現でき
るようになる。この場合、上記差動増幅回路８は、アナ
ログマルチプレクサ６の後段に位置する構成となってい
るから、当該差動増幅回路８も複数設ける必要がなくな
る。
【００６６】前記補正電圧データＶｄ、Ｖｔ及びＶａ
は、それぞれに対応したＥＰＲＯＭ１７、１８及び１９
に対して量子化した状態で記憶しておけば良いから、圧
力センサ装置の製造工程上において補正電圧データＶ
ｄ、Ｖｔ及びＶａを記憶するための作業を簡単且つ確実
に行い得るようになる。
は、それぞれに対応したＥＰＲＯＭ１７、１８及び１９
に対して量子化した状態で記憶しておけば良いから、圧
力センサ装置の製造工程上において補正電圧データＶ
ｄ、Ｖｔ及びＶａを記憶するための作業を簡単且つ確実
に行い得るようになる。
【００６７】さらに、圧力検出用ブリッジ回路３及び温
度検出用ブリッジ回路４が同一の半導体チップ上に形成
される構成であるから、圧力検出用ブリッジ回路３の実
際の温度を温度検出用ブリッジ回路４によって精度良く
検出できるようになる。従って、補正演算回路１４によ
る圧力検出値の演算処理時において、その圧力検出値の
温度補正を正確に行い得るようになる。
度検出用ブリッジ回路４が同一の半導体チップ上に形成
される構成であるから、圧力検出用ブリッジ回路３の実
際の温度を温度検出用ブリッジ回路４によって精度良く
検出できるようになる。従って、補正演算回路１４によ
る圧力検出値の演算処理時において、その圧力検出値の
温度補正を正確に行い得るようになる。
【００６８】ところで、上記実施例においては、差動増
幅回路８による増幅率について言及しなかったが、実際
には、Ａ／Ｄ変換回路９による変換精度を高めるため
に、その増幅率を以下に述べるような値に設定してい
る。
幅回路８による増幅率について言及しなかったが、実際
には、Ａ／Ｄ変換回路９による変換精度を高めるため
に、その増幅率を以下に述べるような値に設定してい
る。
【００６９】即ち、Ａ／Ｄ変換回路９にあっては、ＲＧ
Ｄ１０の電源電圧、つまり差動増幅回路８を通じて出力
される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓｃを
増幅した信号の電圧レベルが変調されるのに応じて、所
定のサンプリング周期ΔｔにおけるＲＧＤ１０でのパル
ス信号周回数が変化し、そのパルス信号周回数（周回数
カウンタ１１の計数値）に応じた二進数のデジタルデー
タが、上記各信号Ｓｄ、Ｓｔ及びＳｃをＡ／Ｄ変換した
データとして得る構成となっている。
Ｄ１０の電源電圧、つまり差動増幅回路８を通じて出力
される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓｃを
増幅した信号の電圧レベルが変調されるのに応じて、所
定のサンプリング周期ΔｔにおけるＲＧＤ１０でのパル
ス信号周回数が変化し、そのパルス信号周回数（周回数
カウンタ１１の計数値）に応じた二進数のデジタルデー
タが、上記各信号Ｓｄ、Ｓｔ及びＳｃをＡ／Ｄ変換した
データとして得る構成となっている。
【００７０】従って、Ａ／Ｄ変換回路９の感度を向上さ
せるためには、差動増幅回路８による増幅率を高めるこ
とによって、その電圧変調幅を大きく設定することが望
ましい。
せるためには、差動増幅回路８による増幅率を高めるこ
とによって、その電圧変調幅を大きく設定することが望
ましい。
【００７１】ところが、ＲＧＤ１０の電源電圧と周回数
カウンタ１１の計数値との間には、図４に示すように非
直線状な関係がある。このような特性は、ＲＧＤ１０の
遅延時間が、次式に示すような非線形項を含むことに
起因したものである。但し、式において、ｔpd：ＲＧ
Ｄ１０の遅延時間、ｋ(t) ：比例定数、α：定数（約
１．３）、ＣL ：ＲＧＤ１０内の配線容量、ＶDD：電源
電圧、Ｖth：しきい値電圧である。
カウンタ１１の計数値との間には、図４に示すように非
直線状な関係がある。このような特性は、ＲＧＤ１０の
遅延時間が、次式に示すような非線形項を含むことに
起因したものである。但し、式において、ｔpd：ＲＧ
Ｄ１０の遅延時間、ｋ(t) ：比例定数、α：定数（約
１．３）、ＣL ：ＲＧＤ１０内の配線容量、ＶDD：電源
電圧、Ｖth：しきい値電圧である。
【００７２】 ｔpd＝ｋ(t) ・ＣL ・ＶDD／（ＶDD−Ｖth）α …… このため、差動増幅回路８の増幅率を無闇に大きくした
のでは、上記のように周回数カウンタ１１の計数値に生
ずる非直線誤差が拡大するようになって、Ａ／Ｄ変換回
路９の変換精度が低下するという問題が出てくる。
のでは、上記のように周回数カウンタ１１の計数値に生
ずる非直線誤差が拡大するようになって、Ａ／Ｄ変換回
路９の変換精度が低下するという問題が出てくる。
【００７３】この場合、図５に示すように、上記のよう
な非直線誤差は、差動増幅回路８による電圧変調幅が１
５０ｍＶ以下であれば、一般的なセンサに求められる非
直線誤差０．１％以下となるものであり、本実施例で
は、差動増幅回路８の増幅率を、前記検出信号Ｓｄ、温
度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓｃを増幅したときの各出力電
圧レベルの最大値及び最小値の差が１５０ｍＶ以下とな
るような値に設定し、以て周回数カウンタ１１の計数値
に生ずる非直線誤差が０．１％以下になるように構成し
ている。
な非直線誤差は、差動増幅回路８による電圧変調幅が１
５０ｍＶ以下であれば、一般的なセンサに求められる非
直線誤差０．１％以下となるものであり、本実施例で
は、差動増幅回路８の増幅率を、前記検出信号Ｓｄ、温
度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓｃを増幅したときの各出力電
圧レベルの最大値及び最小値の差が１５０ｍＶ以下とな
るような値に設定し、以て周回数カウンタ１１の計数値
に生ずる非直線誤差が０．１％以下になるように構成し
ている。
【００７４】このような構成とした結果、Ａ／Ｄ変換回
路９内のＲＧＤ１０の電源電圧の変調幅の拡大を図りな
がら、当該ＲＧＤ１０における信号周回数（周回数カウ
ンタ１１の計数値）の誤差を縮小できるのもであり、こ
の結果、Ａ／Ｄ変換回路９の感度を極力向上させた状態
でその変換精度を高め得るようになって、検出精度（圧
力検出値の精度）の向上を実現できることになる。
路９内のＲＧＤ１０の電源電圧の変調幅の拡大を図りな
がら、当該ＲＧＤ１０における信号周回数（周回数カウ
ンタ１１の計数値）の誤差を縮小できるのもであり、こ
の結果、Ａ／Ｄ変換回路９の感度を極力向上させた状態
でその変換精度を高め得るようになって、検出精度（圧
力検出値の精度）の向上を実現できることになる。
【００７５】一方、検出精度の向上を図るためには、Ａ
／Ｄ変換回路９の分解能を高めることが望ましい。この
場合、Ａ／Ｄ変換回路９において得られる変換データ、
つまり周回数カウンタ１１の計数値は、ＲＧＤ１０にお
いて一定時間（サンプリング周期Δｔ）内にパルス信号
がどれだけ周回したかを示す値であるので、そのサンプ
リング時間Δｔを延長すれば大きな値とすることがで
き、また、その計数値は時間に対し直線的に変化するの
で非直線誤差が出ることはない。
／Ｄ変換回路９の分解能を高めることが望ましい。この
場合、Ａ／Ｄ変換回路９において得られる変換データ、
つまり周回数カウンタ１１の計数値は、ＲＧＤ１０にお
いて一定時間（サンプリング周期Δｔ）内にパルス信号
がどれだけ周回したかを示す値であるので、そのサンプ
リング時間Δｔを延長すれば大きな値とすることがで
き、また、その計数値は時間に対し直線的に変化するの
で非直線誤差が出ることはない。
【００７６】従って、上記サンプリング時間Δｔの長短
に応じてＡ／Ｄ変換回路９の分解能を決定することがで
きる。そこで、本実施例では、実際には、サンプリング
時間Δｔを５０μ秒以上に設定し、これによりＡ／Ｄ変
換回路９の分解能を１２ビット以上に高めるようにして
いる。
に応じてＡ／Ｄ変換回路９の分解能を決定することがで
きる。そこで、本実施例では、実際には、サンプリング
時間Δｔを５０μ秒以上に設定し、これによりＡ／Ｄ変
換回路９の分解能を１２ビット以上に高めるようにして
いる。
【００７７】このようにＡ／Ｄ変換回路９の分解能を１
２ビット以上に高めた場合には、その変換精度を実用上
において十分なレベル以上に向上させることができる。
しかも、Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に与えられる
電源電圧にノイズが重畳した場合であっても、上記のよ
うにサンプリング周期Δｔが５０μ秒以上ある状態で
は、積分効果によりノイズが低減されることになり、結
果的にノイズによる悪影響を排除できて検出精度（圧力
検出値の精度）のさらなる向上を図り得るようになる。
２ビット以上に高めた場合には、その変換精度を実用上
において十分なレベル以上に向上させることができる。
しかも、Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に与えられる
電源電圧にノイズが重畳した場合であっても、上記のよ
うにサンプリング周期Δｔが５０μ秒以上ある状態で
は、積分効果によりノイズが低減されることになり、結
果的にノイズによる悪影響を排除できて検出精度（圧力
検出値の精度）のさらなる向上を図り得るようになる。
【００７８】尚、上記サンプリング周期Δｔを決定する
信号は、信号処理部２を動作させるためのクロック信号
を分周して得る構成とすれば良く、このような構成とす
れば上記クロック信号の周波数を十分に高めることがで
きるから、信号処理部２における他の信号処理機能を高
速で動作させることできる利点がある。
信号は、信号処理部２を動作させるためのクロック信号
を分周して得る構成とすれば良く、このような構成とす
れば上記クロック信号の周波数を十分に高めることがで
きるから、信号処理部２における他の信号処理機能を高
速で動作させることできる利点がある。
【００７９】尚、本発明は上記した実施例に限定される
ものではなく、次のような変形または拡張が可能であ
る。アナログマルチプレクサ６及び差動増幅回路８は必
要に応じて設ければ良い。このようにアナログマルチプ
レクサ６を設けない場合には、信号処理部２中にＡ／Ｄ
変換回路を３つ設ける必要があるが、これらのＡ／Ｄ変
換回路は同一の半導体チップ上に形成されるものであっ
て、電気的特性を厳密に一致させることが可能であるか
ら、信号処理上の支障になることはない。尚、差動増幅
回路８を設けない場合には、これに代わるインピーダン
ス変換回路を設けることが望ましい。圧力センサ装置に
適用した例を説明したが、加速度、磁束、湿度などの他
の物理量を検出するためのセンサ装置に広く適用するこ
とができる。Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０は、基本
的な構成例を示したものであり、これと異なる構成のＲ
ＧＤを設けることもできる。
ものではなく、次のような変形または拡張が可能であ
る。アナログマルチプレクサ６及び差動増幅回路８は必
要に応じて設ければ良い。このようにアナログマルチプ
レクサ６を設けない場合には、信号処理部２中にＡ／Ｄ
変換回路を３つ設ける必要があるが、これらのＡ／Ｄ変
換回路は同一の半導体チップ上に形成されるものであっ
て、電気的特性を厳密に一致させることが可能であるか
ら、信号処理上の支障になることはない。尚、差動増幅
回路８を設けない場合には、これに代わるインピーダン
ス変換回路を設けることが望ましい。圧力センサ装置に
適用した例を説明したが、加速度、磁束、湿度などの他
の物理量を検出するためのセンサ装置に広く適用するこ
とができる。Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０は、基本
的な構成例を示したものであり、これと異なる構成のＲ
ＧＤを設けることもできる。
【図１】本発明の一実施例を示す全体の電気的構成図
【図２】Ａ／Ｄ変換回路の変換原理説明用のタイミング
チャート
チャート
【図３】制御ブロックによる制御内容を示すフローチャ
ート
ート
【図４】リングゲート遅延回路の電源電圧と周回数カウ
ンタの計数値との関係を示す特性図
ンタの計数値との関係を示す特性図
【図５】差動増幅回路による電圧変調幅と周回数カウン
タの計数値に生ずる非直線誤差との関係を示す特性図
タの計数値に生ずる非直線誤差との関係を示す特性図
１はセンサ部、２は信号処理部、３は圧力検出用ブリッ
ジ回路（センサ回路）、４は温度検出用ブリッジ回路
（温度検出回路）、５は基準電圧発生回路、６はアナロ
グマルチプレクサ、７は制御ブロック、８は差動増幅回
路（増幅手段）、９はＡ／Ｄ変換回路、１０はリングゲ
ート遅延回路、１０ａはＮＡＮＤゲート（反転回路）、
１０ｂはインバータ（反転回路）、１１は周回数カウン
タ、１２はスタックメモリ、１４は補正演算回路（信号
処理手段）、１６は補正回路（動作点補償手段）、１
７、１８、１９はＥＰＲＯＭ（記憶手段）、２０はセレ
クタ、２１はＤ／Ａ変換回路を示す。
ジ回路（センサ回路）、４は温度検出用ブリッジ回路
（温度検出回路）、５は基準電圧発生回路、６はアナロ
グマルチプレクサ、７は制御ブロック、８は差動増幅回
路（増幅手段）、９はＡ／Ｄ変換回路、１０はリングゲ
ート遅延回路、１０ａはＮＡＮＤゲート（反転回路）、
１０ｂはインバータ（反転回路）、１１は周回数カウン
タ、１２はスタックメモリ、１４は補正演算回路（信号
処理手段）、１６は補正回路（動作点補償手段）、１
７、１８、１９はＥＰＲＯＭ（記憶手段）、２０はセレ
クタ、２１はＤ／Ａ変換回路を示す。
Claims (10)
- 【請求項１】 被検出物理量に応じた電圧レベルの検出
信号を発生するセンサ回路と、 このセンサ回路の温度に応じた電圧レベルの温度信号を
発生する温度検出回路と、 前記被検出物理量及びセンサ回路の温度と無関係に一定
の電圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回
路と、 反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転
回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を
含んで構成され、前記検出信号、温度信号及び基準信号
が上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられ
た各状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号が入
力されたときのパルス信号周回数に基づいて上記検出信
号、温度信号及び基準信号を二進数のデジタルデータに
変換するＡ／Ｄ変換回路と、 このＡ／Ｄ変換回路からのデジタルデータに基づいた演
算処理により前記検出信号に応じた物理量の検出値を前
記温度信号及び基準信号により補正した状態で算出する
信号処理手段と、 同一条件下での前記検出信号、温度信号及び基準信号の
オフセット量に応じた補正電圧データをそれぞれ記憶し
て成る記憶手段を有し、前記Ａ／Ｄ変換回路内のリング
ゲート遅延回路に対し前記検出信号、温度信号及び基準
信号を電源電圧として与える際に、各印加電圧を上記記
憶手段に記憶された補正電圧データ相当値だけ補正する
動作点補償手段を備えたことを特徴とするセンサ装置。 - 【請求項２】 前記検出信号、温度信号及び基準信号を
増幅して前記Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路
に電源電圧として与える増幅手段を備えたことを特徴と
する請求項１記載のセンサ装置。 - 【請求項３】 請求項２記載のセンサ装置において、 前記増幅手段の増幅率を、前記検出信号、温度信号及び
基準信号を増幅したときの各電圧出力の非直線誤差が
０．１％以下となる値に設定したことを特徴とするセン
サ装置。 - 【請求項４】 請求項２記載のセンサ装置において、 前記増幅手段の増幅率を、前記検出信号、温度信号及び
基準信号を増幅したときの各出力電圧レベルの最大値及
び最小値の差が１５０ｍＶ以下となるような値に設定し
たことを特徴とするセンサ装置。 - 【請求項５】 請求項２ないし４の何れかに記載のセン
サ装置において、 前記検出信号、温度信号及び基準信号を選択的に出力す
るアナログマルチプレクサを備え、 前記増幅手段は、このアナログマルチプレクサからの出
力信号を増幅して前記Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート
遅延回路に電源電圧として与えるように構成されている
ことを特徴とするセンサ装置。 - 【請求項６】 前記Ａ／Ｄ変換回路のサンプリング周期
が５０μ秒以上に設定されていることを特徴とする請求
項１ないし５の何れかに記載のセンサ装置。 - 【請求項７】 前記動作点補償手段は、前記補正電圧デ
ータを量子化した状態で記憶して成る記憶手段と、この
記憶手段に記憶された補正電圧データを選択的に出力す
るセレクタと、このセレクタからの出力をアナログ値の
電圧信号に変換するＤ／Ａ変換回路とを備えた構成とさ
れていることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに
記載のセンサ装置。 - 【請求項８】 前記センサ回路の検出対象となる物理量
が圧力であることを特徴とする請求項１ないし７の何れ
かに記載のセンサ装置。 - 【請求項９】 前記センサ回路は、ピエゾ抵抗係数が大
きな半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗に
より形成された複数の抵抗素子をブリッジ接続して構成
され、 前記温度検出回路は、前記半導体チップ上に拡散抵抗に
より形成された感温抵抗素子を含んだ構成とされている
ことを特徴とする請求項８記載のセンサ装置。 - 【請求項１０】 前記センサ回路の印加圧力をＰ、前記
検出信号、温度信号及び基準信号を前記Ａ／Ｄ変換回路
により変換した各デジタルデータをそれぞれ圧力情報
Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、また、センサ回路の感
度の温度係数をｃ、センサ回路の室温感度をｄ、圧力検
出値のオフセットの温度係数をｅ、圧力検出値の室温オ
フセット値をｆ、温度検出値の温度係数をａ、温度検出
値の室温オフセット値をｂとした場合、前記信号処理手
段は、 Ｐ＝｛（Ｔ／Ａ−ｂ）×（−ｅ／ａ）＋Ｄ／Ａ−ｆ｝／
｛（Ｔ／Ａ−ｂ）×ｃ／ａ＋ｄ｝ の演算処理を実行して印加圧力Ｐを算出することを特徴
とする請求項８または９記載のセンサ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9283644A JPH1144585A (ja) | 1997-05-28 | 1997-10-16 | センサ装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-138398 | 1997-05-28 | ||
| JP13839897 | 1997-05-28 | ||
| JP9283644A JPH1144585A (ja) | 1997-05-28 | 1997-10-16 | センサ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1144585A true JPH1144585A (ja) | 1999-02-16 |
Family
ID=26471434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9283644A Pending JPH1144585A (ja) | 1997-05-28 | 1997-10-16 | センサ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1144585A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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