JP2019086416A - デジタルセンサ - Google Patents

Abstract

【課題】計測対象の物理量の変化に対応した電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧（Ｖｃ＋ｄＶｃ）と第２電圧（Ｖｃ−ｄＶｃ）を出力するセンサ素子１０を備えるデジタルセンサ２において、電圧変化分ｄＶｃが小さいときでも計測精度の劣化を抑える。【解決手段】デジタルセンサ２は、センサ素子１０と、基準パルス回路２０と、参照クロック回路３０と、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂと、オフセット遅延回路２１を備える。第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂは、電源電圧の変化に伴って遅延時間が変化する回路であり、第１遅延回路には、第１電圧が電源電圧として供給され、第２遅延回路には第２電圧が電源電圧として供給される。オフセット遅延回路２１には一定電圧が電源電圧として供給される。第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差には、電圧変化分ｄＶｃに関わらずに、オフセット遅延回路２１による遅延時間が含まれる。【選択図】図１

Description

本明細書が開示する技術は、計測対象の物理量に対応する電圧値をデジタル値に変換して出力するデジタルセンサに関する。

特許文献１に、物理量を、ＡＤ変換器を介さずに直接にデジタル信号で出力するデジタルセンサが開示されている。なお、特許文献１ではそのようなセンサを物理量センサと称している。そのデジタルセンサは、計測対象の物理量の変化に応じて抵抗値が変化する２種類の抵抗を用いる。一方の抵抗は、計測対象の物理量と正の相関を有しており、他方の抵抗は計測対象の物理量と負の相関を有している。特許文献１のデジタルセンサは、２種類の抵抗の夫々を使って、基準電圧Ｖｃに対して物理量の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧Ｖｃ＋ｄＶｃと第２電圧Ｖｃ−ｄＶｃを出力するセンサ素子を備えている。センサの処理回路は、第１電圧と第２電圧を使って２種類の遅延パルス信号を生成し、２種類の遅延パルス信号の時間差の間にクロック信号をカウントする。即ち、計測対象の物理量が、クロック信号のカウント値（デジタル値）として得られる。上記のセンサは、ＡＤ変換器を必要としないため、小型、低消費電力であり、さらには高精度である。

特開２０１７−１６６９０８号公報

特許文献１のデジタルセンサは高精度であるが、電圧変化分ｄＶｃが小さいと、２種類の遅延パルス信号の時間差が短くなる。時間差が短くなると、時間差を抽出する論理ゲートの動作遅れなどで、抽出された時間差の精度が劣化するおそれがある。本明細書は、電圧変化分ｄＶｃが小さくとも２種類の遅延パルス信号の時間差を正確に抽出することができ、デジタルセンサの精度を一層高める技術を提供する。

本明細書が開示するデジタルセンサは、センサ素子と、基準パルス回路と、参照クロック回路と、第１／第２遅延回路と、オフセット遅延回路と、時間差パルス回路と、デジタル出力回路を備えている。センサ素子は、基準電圧Ｖｃに対して、計測対象の物理量の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧Ｖｃ＋ｄＶｃと第２電圧Ｖｃ−ｄＶｃを出力するように構成されている。基準電圧Ｖｃは、センサ素子の出力電圧のなかで、計測対象の物理量の変化に関わらずに一定の部分である。基準パルス回路は、基準パルス信号を出力する。参照クロック回路は、参照クロック信号を出力する。第１／第２遅延回路は、電源電圧の変化に伴って遅延時間が変化する回路である。第１遅延回路には、第１電圧が電源電圧として供給され、第２遅延回路には第２電圧が電源電圧として供給される。オフセット遅延回路には、計測対象の物理量の変化に関わらず一定電圧が電源電圧として供給される。時間差パルス回路は、基準パルス信号を第１遅延回路で遅延させた第１遅延パルス信号と、基準パルス信号を第２遅延回路及びオフセット遅延回路で遅延させた第２遅延パルス信号の時間差に対応したパルス幅を有する時間差パルス信号を出力する。デジタル出力回路は、時間差パルス信号のパルス幅の間に参照クロック信号をカウントし、カウントされた参照クロックカウント数を出力する。このデジタルセンサは、オフセット遅延回路が、第１遅延パルス信号と第２遅延パルス信号の間に一定の時間差を確保するので、電圧変化分ｄＶｃが小さくとも、電圧変化分ｄＶｃの影響を含んだ時間差を正確に抽出することができ、デジタルセンサの精度を高めることができる。

オフセット遅延回路は遅延時間が調整可能であるとよい。電圧変化分ｄＶｃが小さい場合は、オフセット遅延回路の遅延時間を長くし、電圧変化分ｄＶｃが大きい場合は、オフセット遅延回路の遅延時間を小さくする。そうすると、電圧変化分ｄＶｃの変化幅に対して時間差の変化幅を小さくすることができ、時間差パルス回路、あるいは、デジタル出力回路の動作幅を抑えることができる。

また、オフセット遅延回路と参照クロック回路は、温度変化に対する出力変化の相関特性の傾向が同じであるとよい。ここで相関特性の傾向とは、温度が上昇したときに、回路の出力変化が増加傾向か減少傾向かのいずれであるかを意味する。オフセット遅延回路と参照クロック回路の温度変化に対する相関特性の傾向が同じであるとは、デジタルセンサの周囲の温度が上昇したときに参照クロック回路が出力する参照クロック信号の周期が延びる場合はオフセット遅延回路の遅延時間も延びることである。あるいは、周囲の温度が上昇したときに参照クロック信号の周期が短くなる場合には、オフセット遅延回路の遅延時間も短くなることである。別言すれば、参照クロック回路の出力が温度変化に対して正の相関（負の相関）を有するならば、オフセット遅延回路の出力も温度変化に対して正の相関（負の相関）を持つようにオフセット遅延回路が構成されているとよい。そのような構成により、温度変化によるデジタルセンサの計測精度の劣化を抑制することができる。

また、時間差パルス回路は、第１遅延パルス信号と第２遅延パルス信号の時間差のｋ倍（ｋは１より大きい実数）の長さのパルス幅を有する時間差パルス信号を出力するように構成することも好適である。即ち、第１／第２遅延パルス信号の現実の時間差をｋ倍に伸張し、伸張された時間差を参照クロック信号でカウントする。時間差を伸張することで、参照クロック信号の速度を落としても、高い計測精度を維持することができるようになる。

所定倍の長さのパルス幅を有する時間差パルス信号を出力する時間差パルス回路の一例は次の通りである。時間差パルス回路は、第１クロック回路、第２クロック回路、第１クロックカウント回路、時間伸張パルス回路を備えている。第１クロック回路は、第１クロック信号を出力する。第２クロック回路は、第１クロック信号よりも低速の第２クロック信号を出力する。第１クロックカウント回路は、基準パルス信号を第１遅延回路で遅延させた第１遅延パルス信号と、基準パルス信号を第２遅延回路とオフセット遅延回路で遅延させた第２遅延パルス信号の時間差の間に第１クロック信号をカウントし、カウントされた第１クロックカウント数を出力する。時間伸張パルス回路は、第１クロックカウント数と同数のクロック分の第２クロック信号と等しいパルス幅を有する時間差パルス信号を出力する。この時間差パルス回路は、第１クロック信号の周期と第２クロック信号の周期の比ｋに応じた倍率に時間幅を伸張する。

本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

第１実施例のデジタルセンサのブロック図である。 オフセット遅延回路が無い場合の第１／第２遅延パルス信号と時間差パルス信号のタイムチャートである。 入力電圧の変化と時間差パルス信号の時間幅の関係を示すグラフである（オフセット遅延回路が無い場合）。 オフセット遅延回路が有る場合の第１／第２遅延パルス信号と時間差パルス信号のタイムチャートである。 電圧変化と時間差パルス信号の時間幅の関係を示すグラフである（オフセット遅延回路が有る場合）。 インバータチェーンの概要を示す図である。 リングオシレータの概要を示す図である。 ＣＭＯＳインバータの回路図である。 図９（Ａ）は、低温時の各遅延パルス信号と参照クロック信号のタイムチャートである。図９（Ｂ）は、高温時の各遅延パルス信号と参照クロック信号のタイムチャートである。 オフセット遅延時間の最小値を説明するタイムチャートである。 遅延時間を調整可能なオフセット遅延回路の一例である。 第２実施例のデジタルセンサのブロック図である。

（第１実施例）図面を参照して第１実施例のデジタルセンサ２を説明する。第１実施例のデジタルセンサ２は、圧力センサである。図１に、デジタルセンサ２のブロック図を示す。デジタルセンサ２は、センサ素子１０、基準パルス回路２０、参照クロック回路３０、第１遅延回路２２ａ、第２遅延回路２２ｂ、オフセット遅延回路２１、時間差パルス回路２４、デジタル出力回路３３を備えている。

センサ素子１０は、基準電圧Ｖｃに対して圧力の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧（Ｖｃ＋ｄＶｃ）と第２電圧（Ｖｃ−ｄＶｃ）を出力する。センサ素子１０は、正端子Ａ１と負端子Ａ２の間にフルブリッジ接続されている４個の抵抗１１、１２、１３、１４を有している。フルブリッジ回路の正端子Ａ１には、入力電圧２Ｖｃが印加される。後述するように、４個の抵抗素子１１、１２、１３、１４は、加えられた圧力によって抵抗値が変化するが、無負荷のときは同じ抵抗値を示す。従って、無負荷のとき、正端子Ａ１に入力電圧２Ｖｃを印加することで、正側出力端子Ａ３と負側出力端子Ａ４の電圧が基準電圧Ｖｃとなる。なお、入力電圧２Ｖｃは、基準電圧Ｖｃが所定の値となるように、電圧ＶＤＤを出力する共通電源９から可変抵抗１５を介して正端子Ａ１に入力される。可変抵抗１５によって電圧ＶＤＤが電圧２Ｖｃに調整され、正端子Ａ１に入力される。基準電圧Ｖｃが満たすべき特性については後述する。

フルブリッジ回路を構成する４個の抵抗１１、１２、１３、１４は、ワンチップ化されている。抵抗１１、１２、１３、１４は、加わった圧力に応じて抵抗値が変化する可変抵抗特性を備えており、例えばピエゾ素子を材料としている。図１において抵抗１１、１２、１３、１４の夫々の記号に付した上向きあるいは下向きの矢印が、圧力に応じた抵抗値の変化方向を表している。第１抵抗１１と第３抵抗１３は、圧力の増加に比例して抵抗値が低下する特性を有している。第２抵抗１２と第４抵抗１４は、圧力の増加に比例して抵抗値が増加する特性を有している。別言すれば、第１抵抗１１と第３抵抗１３は、圧力に対して抵抗値が正の相関を有しており、第２抵抗１２と第４抵抗１４は、圧力に対して抵抗値が負の相関を有している。４個の抵抗１１、１２、１３、１４によるフルブリッジ回路は、作用する圧力が増加したときに、正側出力端子Ａ３の出力が増加するとともに負側出力端子Ａ４の出力が低下するように動作する。フルブリッジ回路の正端子Ａ１には入力電圧２Ｖｃが入力されており、正側出力端子Ａ３からは、圧力の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧（Ｖｃ＋ｄＶｃ）が出力される。負側出力端子Ａ４からは、圧力の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第２電圧（Ｖｃ−ｄＶｃ）が出力される。別言すれば、センサ素子１０は、圧力変化に非依存の一定電圧（基準電圧Ｖｃ）に、圧力の変化に応じて変化する電圧変化分±ｄＶｃを伴う電圧（Ｖｃ±ｄＶｃ）を出力する。

センサ素子１０は、さらに、ボルテージフォロワ１８、１９を備えている。第１ボルテージフォロワ１８は、正側出力端子Ａ３に接続されており、第１電圧（Ｖｃ＋ｄＶｃ）を高いインピーダンスで出力する。第２ボルテージフォロワ１９は、負側出力端子Ａ４に接続されており、第２電圧（Ｖｃ−ｄＶｃ）を高いインピーダンスで出力する。説明を簡便化するため、以下では、第１電圧（Ｖｃ＋ｄＶｃ）を第１電圧Ｖ１と表し、第２電圧（Ｖｃ−ｄＶｃ）を第２電圧Ｖ２と表す場合がある。

第１電圧Ｖ１は、第１遅延回路２２ａへ電源電圧として供給され、第２電圧Ｖ２は、第２遅延回路２２ｂへ電源電圧として供給される。第１遅延回路２２ａと第２遅延回路２２ｂには、基準パルス回路２０から基準パルス信号Ｐ０が入力される。なお、基準パルス回路２０は、共通電源９から電圧ＶＤＤの電力の供給を受けて動作する。

第１遅延回路２２ａと第２遅延回路２２ｂはともに、電源電圧の変化に応じて遅延時間が変化する遅延回路である。遅延回路の具体的構成例については後に説明する。第１遅延回路２２ａは、電源電圧（第１電圧Ｖ１）の変化に応じて基準パルス信号Ｐ０を遅延させた第１遅延パルス信号Ｐ１を出力する。

基準パルス回路２０と第２遅延回路２２ｂとの間にはオフセット遅延回路２１が接続されている。オフセット遅延回路２１の具体的な構成は、第２遅延回路２２ｂと同じである。ただし、第２遅延回路２２ｂには圧力変化に応じて変化する第２電圧Ｖ２が電源電圧として供給されるが、オフセット遅延回路２１には、圧力変化に関わらず一定電圧ＶＤＤが共通電源９から電源電圧として供給される。オフセット遅延回路２１と第２遅延回路２２ｂは直列に接続されている。基準パルス信号Ｐ０は、オフセット遅延回路２１でオフセット遅延パルス信号Ｐｏｆｆとなり、そのオフセット遅延パルス信号Ｐｏｆｆは、電源電圧（第２電圧Ｖ２）の変化に応じて遅延時間が変化する第２遅延回路２２ｂによってさらに遅延されて第２遅延パルス信号Ｐ２となる。

第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２は時間差パルス回路２４に入力される。時間差パルス回路２４は、排他的論理和演算器であり、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の一方がＨＩＧＨレベルでありかつ他方がＬＯＷレベルのときにＨＩＧＨレベルとなる時間差パルス信号Ｐ３を出力する。時間差パルス信号Ｐ３は、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２のうち、早い方の立ち上がりエッジから、遅い方の立ち上がりエッジまでのパルス幅を有するパルス信号となる。即ち、時間差パルス信号Ｐ３は、第１遅延パルス信号Ｐ１の立ち上がりと第２遅延パルス信号Ｐ２の立ち上がりの間の時間差に等しいパルス幅を有するパルス信号となる。

ここで、センサ素子１０の出力電圧のうち圧力非依存部分である基準電圧Ｖｃについて説明する。基準電圧Ｖｃは、共通電源９の出力電圧ＶＤＤを可変抵抗１５によって調整した結果得られる。基準電圧Ｖｃは、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂの遅延時間を電源電圧で微分した値が温度に依存しないＺＴＣポイントに設定されている。「ＺＴＣ］とは、Zero Temperature Coefficient の略であり、ゼロ温度係数を意味する。

第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂは、電源電圧に応じた遅延時間を有する遅延パルス信号を出力する。電源電圧は「基準電圧Ｖｃ±電圧変化分ｄＶｃ」であり、計測対象の物理量の変化に応じて電圧変化分ｄＶｃが変化する。遅延時間をｔｗで表すと、ｄｔｗ／ｄＶｃがセンサ素子の感度を示す一つの指標となる。その指標の温度依存性を抑制するには、センサ素子の出力電圧のうち圧力変化に依存しない部分（即ち、基準電圧Ｖｃ）が、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂの電源電圧の変化に対する遅延時間の変化（即ちｄｔｗ／ｄＶ）が温度に依存しないＺＴＣポイントに設定されていればよい。別言すれば、遅延時間を電源電圧で微分した値が温度に依存しないＺＴＣポイントに設定されていればよい。ここでは、基準電圧Ｖｃに対する遅延時間は温度に依存して変化しても構わないことに留意されたい。上記のごとく基準電圧Ｖｃを設定することで、デジタルセンサ２の温度変化に対する計測精度の劣化を抑制することができる。

時間差パルス信号Ｐ３は、デジタル出力回路３３に入力される。デジタル出力回路３３には、参照クロック回路３０から参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆも入力される。参照クロック回路３０には、共通電源９から電圧ＶＤＤが電源電圧として供給される。

デジタル出力回路３３は、複数個のＤ型フリップフロップで構成されるアップカウンタを有しており、時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅の間に参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆをカウントし、カウントされた参照クロックカウント数を出力する。デジタル出力回路３３の出力Ｄｏｕｔが、参照クロックカウント数であり、かつ、センサ素子１０が受けた圧力に対応したデジタル値に相当する。即ち、デジタル出力回路３３の出力Ｄｏｕｔが、圧力の計測結果を示すデジタル値である。

デジタルセンサ２は、センサ素子１０が受ける圧力の変化に応じて変化するセンサ素子１０の出力（第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２）に対応したデジタル値Ｄｏｕｔを出力する。デジタルセンサ２は、ＡＤ変換器（Analog to Digital Converter）を必要とせず、圧力をダイレクトにデジタル値で出力することができるので、高精度であり、なおかつ、小型省電力のセンサである。

第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂは、同じ構造、同じ特性を有している。それゆえ、仮にオフセット遅延回路２１が無ければ、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差（即ち時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅）は電源電圧の電圧変化分ｄＶｃと正の相関を有する。そして、電圧変化分ｄＶｃがゼロに近づくと、時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅もゼロに近づく。パルス幅がゼロに近づくと、パルスの立ち上がりと立下りの間が短くなり、立ち上がり終盤に適正な電圧まで上昇しないおそれがある。図２と図３を使ってこのことを説明する。図２は、基準パルス信号Ｐ０、第１遅延パルス信号Ｐ１、第２遅延パルス信号Ｐ２のタイムチャートである。なお、図２は、オフセット遅延回路２１が無い場合のタイムチャートを示している。図２、及び、以降の説明では、第１遅延回路２２ａの遅延時間を第１遅延時間ｔｗ１と称し、第２遅延回路２２ｂの遅延時間を第２遅延時間ｔｗ２と称する場合がある。

時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅ｔｗ２１は、第１遅延パルス信号Ｐ１の立ち上がりエッジと第２遅延パルス信号Ｐ２の立ち上がりエッジの差、即ち、ｔｗ２−ｔｗ１となる。センサ素子１０の出力電圧（Ｖｃ±ｄＶｃ）の電圧変化分ｄＶｃがゼロに近づくと、時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅ｔｗ２１もゼロに近づく。図２の下方に、時間差パルス信号Ｐ３のパルスの拡大図を示す。仮想線は、理想的な時間差パルス信号の波形を示している。これに対して波形Ｇ１は、時間差パルス信号Ｐ３の現実の波形を模式的に表している。時間差パルス回路２４を構成するトランジスタのゲート動作（オン／オフの立ち上がり）に所定の時間を要するので、現実の時間差パルス信号Ｐ３の立ち上がりと立下りの波形は曲線を描く。時間差パルス信号のパルス幅ｔｗ２１が短くなると、図２の下方に示す波形Ｇ１のように、適正な電圧に達する前に立下りが始まり、波形Ｇ１は適正なＨＩＧＨレベル（電圧値）に到達する前にＬＯＷレベルへ下がり始めてしまう。その結果、適正なＨＩＧＨレベルに対して所定の電圧降下ｄＨを生じる。デジタル出力回路３３は、時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅ｔｗ２１を参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆでカウントするが、時間差パルス信号Ｐ３の信号波形が波形Ｇ１のように適正なＨＩＧＨレベルまで上昇しないと、正しいカウントができなくなってしまう。その結果、図３に示すように、電圧変化分ｄＶｃの小さい範囲では、測定不可能な領域ｄＲが生じてしまうことになる。なお、図３のグラフは、横軸に電圧変化分ｄＶｃを示しており、縦軸に時間差パルス信号Ｐ３のパルス幅ｔｗ（時間幅）を示している。破線のグラフＧ２が理想的な対応関係を示しているが、現実にはグラフＧ３が示すように、電圧変化分ｄＶｃの小さい領域ではパルス幅が非線形に小さくなっていき、計測不可能な領域ｄＲを生じてしまう。

電圧変化分ｄＶｃの小さい領域に対応できるように、実施例のデジタルセンサ２は、オフセット遅延回路２１を備えている。図４に、オフセット遅延回路２１がある場合の第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２とオフセット遅延パルス信号Ｐｏｆｆと時間差パルス信号Ｐ３のタイムチャートを示す。第１遅延回路２２ａは基準パルス信号Ｐ０を第１遅延時間ｔｗ１だけ遅らせた第１遅延パルス信号Ｐ１を出力する。一方、オフセット遅延回路２１は、基準パルス信号Ｐ０をオフセット遅延時間ｔｗｏｆｆだけ遅らせたオフセット遅延パルス信号Ｐｏｆｆを出力する。第２遅延回路２２ｂは、オフセット遅延パルス信号Ｐｏｆｆを第２遅延時間ｔｗ２だけ遅らせた第２遅延パルス信号Ｐ２を出力する。結局、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差ｔｗ２１は、ｔｗ２１＝ｔｗ２＋ｔｗｏｆｆ−ｔｗ１となる。図２の場合の時間差ｔｗ２１（＝ｔｗ２−ｔｗ１）と比較すると、時間差はオフセット遅延時間ｔｗｏｆｆだけ延びる。それゆえ、第１遅延回路２２ａの遅延時間ｔｗ１と第２遅延回路２２ｂの遅延時間ｔｗ２の差が小さくとも、時間差パルス信号Ｐ３には十分な時間差を確保することができ、図４に示すように、時間差パルス信号Ｐ３の間に発生する参照パルス信号をカウントすることができるようになる。

なお、オフセット遅延回路２１の効果をグラフで示したのが図５である。図５は、図３のグラフに、オフセット遅延回路２１によるグラフＧ４を重ねた図である。図５に示すように、電圧変化分ｄＶｃに対する時間差のグラフにおいて、オフセット遅延回路２１は、グラフを上方へ押し上げる効果がある。図５にみられるように、オフセット遅延回路２１を導入したことによって、電圧変化分ｄＶｃが小さい領域でも、参照パルス信号をカウント可能な十分な時間差を確保することができる。即ち、デジタルセンサ２は、物理量の変化に伴う電圧変化分ｄＶｃが小さい場合でも電圧変化分ｄＶｃに対応した時間差をデジタル値で出力することができる。別言すれば、デジタルセンサ２は、電圧変化分ｄＶｃが小さくとも、電圧変化分ｄＶｃの影響を含んだ時間差ｔｗ２１を正確に抽出することができ、デジタルセンサの精度を高めることができる。

なお、オフセット遅延回路２１を導入しても、第３遅延パルス信号Ｐ３の立ち上がりと立下りの波形自体は変わらない。しかし、オフセット遅延回路２１を導入することで、立ち上がりと立下りの間に十分な時間が確保されるので、図２の下方に示したグラフＧ１のようにはならず、立ち上がり直後にも参照パルス信号をカウントできる時間的余裕（時間差を抽出する論理ゲートの動作時間）が確保される。

第１遅延回路２２ａについて補足する。図５に示されるように、第１遅延回路２２ａは、第１インバータＩＮＶ１の複数個が直列に接続されたインバータチェーンで構成されている。例えば、インバータチェーンは、５０段の第１インバータＩＮＶ１を有する。第１遅延回路２２ａは、電源電圧として第１電圧Ｖ１が駆動電圧として入力されるように構成されている。第１遅延回路２２ａは、入力される基準パルス信号Ｐ０を遅延させた第１遅延パルス信号Ｐ１を出力する。基準パルス信号Ｐ０と第１遅延パルス信号Ｐ１の間の遅延時間ｔｗ１は、第１電圧Ｖ１の大きさに依存する。第２遅延回路２２ｂは、第１遅延回路２２ａと同じ構成、同じ特性を有している。

参照クロック回路３０について補足する。参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆは、例えばデューティー比が５０％の矩形波である。図６に示されるように、参照クロック回路３０は、第２インバータＩＮＶ２の複数個がリング状に接続されたリングオシレータで構成されている。参照クロック回路３０は、電圧ＶＤＤが電源電圧として入力されるように構成されている。

インバータチェーンの第１インバータＩＮＶ１とリングオシレータの第２インバータＩＮＶ２の一例を説明する。第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２は、いずれも、ＣＭＯＳインバータで構成される。図７に、一例のＣＭＯＳインバータの回路図を示す。ＣＭＯＳインバータは、正電源ラインと負電源ラインの間に直列に接続された第１トランジスタＴｒ１と第２トランジスタＴｒ２を備える。第１トランジスタＴｒ１は、ｐ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ソースが正電源ラインに接続されており、ドレインが第２トランジスタＴｒ２のドレインに接続されている。第２トランジスタＴｒ２は、ｎ型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが第１トランジスタＴｒ１のドレインに接続されており、ソースが負電源ラインに接続されている。第１トランジスタＴｒ１と第２トランジスタＴｒ２の接続点が、次段のＣＭＯＳインバータを構成するトランジスタのゲートに接続されている。遅延回路２２ａのインバータチェーンでは、正電源ラインに第１電圧Ｖ１が入力されるように構成されている。参照クロック回路３０のリングオシレータでは、正電源ラインに電圧ＶＤＤが入力されるように構成されている。第２遅延回路２２ｂのインバータチェーンでは、正電源ラインに第２電圧Ｖ２が入力されるように構成されている。

オフセット遅延回路２１は、図６に示した第１遅延回路２２ａと同じ構成でよい。ただし、電源電圧として、共通電源９の電圧ＶＤＤが供給される。共通電源９の出力（電圧ＶＤＤ）は、センサ素子１０に加わる圧力の変化に依存せずに一定である。ただし、第１遅延回路２２ａなどのＣＭＯＳは、温度に対して応答速度が変わる可能性がある。ＣＭＯＳの応答速度が変化すると、各遅延パルス信号やクロック信号の速度（周期）が変わってしまい、圧力の計測精度が劣化してしまうおそれがある。そこで、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂ、オフセット遅延回路２１、基準パルス回路２０、参照クロック回路３０は、同じ温度依存特性を有していることが好ましい。温度依存特性が同一でないまでも、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂは、温度依存特性の傾向が同じであることが好ましい。ここで、温度依存特性の傾向とは、温度が上昇したときに回路出力（遅延時間やパルス周期など）が延びる正の相関を有しているか、あるいは、回路出力が短くなる負の相関を有しているか、ということである。

具体的には、第１遅延回路２２ａが、温度上昇に対して遅延時間が延びる正の相関を有している場合、第２遅延回路２２ｂとオフセット遅延回路２１も、温度上昇に対して遅延時間が延びる正の相関を有しているとよい。この場合、さらに、基準パルス回路２０、参照クロック回路３０は、温度上昇に対してパルス周期（クロック周期）が延びる正の相関を有しているとよい。反対に、第１遅延回路２２ａが、温度上昇に対して遅延時間が短くなる負の相関を有している場合、第２遅延回路２２ｂとオフセット遅延回路２１も、温度上昇に対して遅延時間が短くなる負の相関を有しているとよい。この場合、さらに、基準パルス回路２０、参照クロック回路３０は、温度上昇に対してパルス周期（クロック周期）が短くなる負の相関を有しているとよい。

特に、比較的に長い遅延時間を有するオフセット遅延回路２１と、時間差パルス信号のパルス幅をカウントする参照パルス信号を出力する参照クロック回路３０は、温度依存特性の傾向が一致していることが望ましい。別言すれば、オフセット遅延回路２１と参照クロック回路３０は、温度変化に対する相関特性の傾向が同じであることが好ましい。

図９を用いて、オフセット遅延回路２１と参照クロック回路３０の温度依存特性の傾向が一致していることの利点を説明する。図９（Ａ）は、低温時の各遅延パルス信号と参照クロック信号のタイムチャートである。図９（Ｂ）は、高温時の各遅延パルス信号と参照クロック信号のタイムチャートである。図９（Ａ）、（Ｂ）のいずれも、基準パルス信号Ｐ０、第１遅延パルス信号Ｐ１、第２遅延パルス信号Ｐ２、及び、参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆを示すとともに、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差の間に参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆが何クロック含まれるかを示してある。第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差の間に含まれる参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆのクロック数は、デジタルセンサ２の出力Ｄｏｕｔに相当する。

ここでは、オフセット遅延回路２１のインバータチェーンを構成するＣＭＯＳと参照クロック回路３０のインバータチェーンを構成するＣＭＯＳが、いずれも温度上昇に対して応答速度が長くなる正の相関を有している場合を想定する。従って、オフセット遅延回路２１は、周囲の温度上昇に伴ってオフセット遅延時間ｔｗｏｆｆが長くなる。参照クロック回路３０は、周囲の温度上昇に伴って、クロック周期が長くなる。理解を助けるために、図９（Ｂ）では、図９（Ａ）の場合と比較して、オフセット遅延時間ｔｗｏｆｆは２倍となっており、参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆの周期ｔｃ１も２倍になっている。なお、この例では、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂの遅延時間については、図９（Ａ）、（Ｂ）で同じであると仮定した。

図９（Ａ）の場合、即ち、周囲温度が低温の場合、最終的なデジタル出力値であるＤｏｕｔは５クロックである。図９（Ｂ）の場合、即ち、周囲温度が高温の場合、最終的なデジタル出力値であるＤｏｕｔは４クロックとなる。応答速度が２倍に変化しているにも関わらず、出力Ｄｏｕｔの変化は１クロックにすぎない。オフセット遅延回路２１と参照クロック回路３０が、温度変化に対する出力変化の相関特性が同じ傾向を有していると、周囲温度の変化に対する計測精度の劣化を抑えることができる。なお、図９の例において、第１／第２遅延回路２２ａ／２２ｂの温度依存特性も正の相関を有していると仮定すると、低温時の出力Ｄｏｕｔと高温時の出力Ｄｏｕｔは一致することが予想される。

これまでの説明では、第１遅延回路２２ａの遅延時間ｔｗ１が、第２遅延回路２２ｂと直列に接続されているオフセット遅延回路２１の遅延時間ｔｗｏｆｆよりも短いことを前提とした。遅延時間ｔｗ１が遅延時間ｔｗｏｆｆよりも長い場合には、オフセット遅延時間ｔｗｏｆｆに所定の条件が課せられる。図１０に、第１遅延回路２２ａの遅延時間ｔｗ１がオフセット遅延回路２１の遅延時間ｔｗｏｆｆよりも長い場合のタイムチャートを示す。図１０の２段目（第１遅延パルス信号Ｐ１）と３段目（オフセット遅延パルス信号Ｐｏｆｆ）を比較すると明らかな通り、第１遅延時間ｔｗ１＞オフセット遅延時間ｔｗｏｆｆである。この場合、オフセット遅延時間ｔｗｏｆｆを考慮した、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差ｔｗ２１は、図１０の５段目に描いたとおり、ｔｗ２１＝ｔｗ２＋ｔｗｏｆｆ−ｔｗ１となる。この時間差ｔｗ２１が最小となるのは、第２遅延時間ｔｗ２が最小であり、かつ、第１遅延時間ｔｗ１が最大のときである。時間差ｔｗ２１の最小値をｔｗ２１＿ｍｉｎで表し、第２遅延時間ｔｗ２の最小値をｔｗ２＿ｍｉｎで表し、第１遅延時間ｔｗ１の最大値をｔｗ１＿ｍａｘで表すと、ｔｗ２１＿ｍｉｎ＝ｔｗ２＿ｍｉｎ＋ｔｅｏｆｆ−ｔｗ１＿ｍａｘとなる。この時間差ｔｗ２１＿ｍｉｎが、計測精度の劣化を抑制するための時間差最小値ｔｗ＿ｔｈより大きいことが、第１遅延時間ｔｗ１と第２遅延時間ｔｗ２の差に関わらずに、圧力の計測精度の劣化を抑制できる条件となる。図１０の下に、この条件式を記した。

上記の通り、オフセット遅延時間ｔｗｏｆｆは、特定の値（ｔｗ＿ｔｈ）よりも大きいことが望ましい。一方、第１遅延回路２２ａの遅延時間ｔｗ１と第２遅延回路２２ｂの遅延時間ｔｗ２の夫々が大きい場合にさらにオフセット遅延時間ｔｗｏｆｆが大きいと、時間差ｔｗ２１が大きくなってしまう。デジタルセンサ２が扱う時間差ｔｗ２１の範囲が大きいと、各回路が対応すべき動作範囲が広くなってしまう。そこで、遅延時間ｔｗ１、ｔｗ２の範囲に応じてオフセット遅延時間ｔｗｏｆｆが調整可能であることが望ましい。

図１１に、オフセット遅延時間ｔｗｏｆｆが調整可能なオフセット遅延回路２１ａの一例を示す。オフセット遅延回路２１ａは、Ｎ個のインバータ６の直列接続に対して、インバータ６とＮＡＮＤ演算器７がＭ組直列に接続された構造を有している。ＮＡＮＤ演算器７は、２個の入力がともにＨＩＧＨレベルのときに出力がＬＯＷレベルとなり、それ以外は出力がＨＩＧＨレベルとなる演算器である。各ＮＡＮＤ演算器７の一方の入力端には、対をなしているインバータ６の出力が入力され、他方の入力端には、制御信号Ｓ１、Ｓ２・・・Ｓｍが入力される。各ＮＡＮＤ演算器７の出力と、Ｍ個の組の直前のインバータ６ａの出力は、ＯＲ演算器８（論理和演算器）に入力される。

オフセット遅延回路２１ａは、全ての制御信号Ｓ１−ＳｍをＬＯＷレベルに設定すると、その出力（ＯＲ演算器８の出力）は、Ｎ個のインバータ６に対応した遅延時間を伴う遅延パルス信号となる。全ての制御信号Ｓ１−ＳｍをＨＩＧＨレベルに設定すると、オフセット遅延回路２１ａの出力は、（Ｎ＋Ｍ）個のインバータ６に対応した遅延時間を伴う遅延パルス信号となる。制御信号Ｓ１−Ｓｍのうち、ＨＩＧＨレベルに設定する信号線の数を調整することで、オフセット遅延回路２１ａは、出力する遅延パルス信号の遅延時間を調整することができる。

（第２実施例）次に、第２実施例のデジタルセンサ２ａを説明する。図１２にデジタルセンサ２ａのブロック図を示す。なお、デジタルセンサ２ａは、第１実施例のデジタルセンサ２と同じセンサ素子１０を備えるので、図１２ではセンサ素子１０の図示は省略した。デジタルセンサ２ａは、時間差パルス回路５０の構成が第１実施例のデジタルセンサ２の時間差パルス回路２４と異なる。図１２では、図１と同じ部品には同じ符号を付してある。

第１実施例のデジタルセンサ２では、時間差パルス回路２４は、単純な排他的論理和演算器であった。第１実施例のデジタルセンサ２では、時間差パルス回路２４（排他的論理和演算器）によって、第１／第２遅延パルス信号Ｐ１／Ｐ２の時間差に等しい長さのパルス幅を有する時間差パルス信号Ｐ３を得た。第２実施例のデジタルセンサ２ａでは、時間差パルス回路５０によって、第１／第２遅延パルス信号Ｐ１／Ｐ２の時間差のｋ倍（ｋは１より大きい実数）の長さのパルス幅を有する時間差パルス信号を得る。

時間差パルス回路５０は、第１クロック回路５１、第２クロック回路５２、第１クロックカウント回路５６、時間伸張パルス回路５３を備えている。第１クロック回路５１は、第１クロック信号ＣＬＫ１を出力する。第２クロック回路５２は、第１クロック信号ＣＬＫ１を受け、これを分周して第１クロック信号ＣＬＫ１よりも低速の第２クロック信号ＣＬＫ２を出力する。なお、「低速」とは、クロック周期が長いことを意味する。

第１クロックカウント回路５６は、基準パルス信号Ｐ０を第１遅延回路２２ａで遅延させた第１遅延パルス信号Ｐ１と、基準パルス信号Ｐ０をオフセット遅延回路２１及び第２遅延回路２２ｂで遅延させた第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差の間に第１クロック信号ＣＬＫ１をカウントする。第１クロックカウント回路５６は、カウントされた第１クロックカウント数を出力する。第１クロックカウント回路５６は、排他的論理和演算器５４と、カウンタ５５を備えている。排他的論理和演算器５４が、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差に相当するパルス幅を有する中間パルス信号Ｐ３を出力する。なお、この中間パルス信号Ｐ３は、第１実施例における時間差パルス信号Ｐ３に相当する。カウンタ５５が、第１クロック信号ＣＬＫ１を受け、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差の間の第１クロック信号ＣＬＫ１をカウントする。今、カウンタ５５が係数した第１クロックカウント数を記号Ｎ１で表す。

時間伸張パルス回路５３には、第１クロックカウント数Ｎ１と、第２クロック信号ＣＬＫ２が入力される。時間伸張パルス回路５３は、第１クロックカウント数Ｎ１と同数のクロック分の第２クロック信号ＣＬＫ２と等しいパルス幅を有する時間差パルス信号Ｐ４を出力する。デジタル出力回路３３は、時間差パルス信号Ｐ４のパルス幅の間に参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆをカウントし、カウントされた参照クロックカウント数Ｄｏｕｔを出力する。デジタルセンサ２ａの出力Ｄｏｕｔが、センサ素子１０が受けた圧力の大きさを示す。

例えば、第２クロック信号ＣＬＫ２が、第１クロック信号ＣＬＫ１を四分周したクロック信号であると仮定する。すなわち、第２クロック信号ＣＬＫ２は、第１クロック信号ＣＬＫ１に対して周期が４倍となる。この場合、時間差パルス信号Ｐ４のパルス幅は、中間パルス信号Ｐ３のパルス幅の４倍となる。

伸張された時間差パルス信号Ｐ４のパルス幅は、常に、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差の４倍となる。伸張された時間差パルス信号Ｐ４のパルス幅を、参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆでカウントする。カウントされた値が、デジタルセンサ２ａの出力Ｄｏｕｔに相当する。

第２実施例のデジタルセンサ２ａでは、第１遅延パルス信号Ｐ１と第２遅延パルス信号Ｐ２の時間差をｋ倍に伸張し、伸張された時間差を参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆでカウントする。それゆえ、参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆの速度を落としても、センサの高い計測精度を維持できる。あるいは、参照クロック信号ＣＬＫ＿ｒｆの速度を高いまま維持すれば、第１／第２遅延パルス信号Ｐ１／Ｐ２の時間差を伸張することによって、計測精度（分解能）をより高めることができる。

実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。実施例のデジタルセンサ２、２ａは、圧力を計測するセンサであった。センサ素子は、圧力以外の物理量に対して出力電圧（第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２）が変化するものであってもよい。例えば、センサ素子１０の抵抗１１−１４として、サーミスタを用いれば、温度を計測するデジタルセンサを実現することができる。

第１実施例のセンサ素子１０は、フルブリッジ回路の４個の抵抗素子１１、１２、１３、１４が、無負荷のときに同じ抵抗値を示すので、入力電圧は、基準電圧Ｖｃの２倍となるように調整される。正側出力端子Ａ３（負側出力端子Ａ４）の電圧は、入力電圧と、抵抗１１及び抵抗１２（抵抗１４及び抵抗１３）の抵抗比で定まる。センサ素子１０への入力電圧は、第１ＺＴＣポイントに設定された基準電圧Ｖｃと、フルブリッジ回路の抵抗１１（抵抗１４）及び抵抗１２（抵抗１３）の抵抗比に応じて定められる。

実施例のデジタルセンサのセンサ素子は、４個の抵抗を使ったフルブリッジ回路を使って第１電圧（Ｖｃ＋ｄＶｃ）と第２電圧（Ｖｃ−ｄＶｃ）を出力する構成を実現している。センサ素子は、基準電圧Ｖｃに対して計測対象の物理量の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧Ｖｃ＋ｄＶｃと第２電圧Ｖｃ−ｄＶｃを出力する回路であれば、必ずしもフルブリッジ回路でなくてもよい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２、２ａ：デジタルセンサ
６、６ａ：インバータ
７：ＮＡＮＤ演算器
８：ＯＲ演算器
９：共通電源
１０：センサ素子
１１−１４：抵抗
１５：可変抵抗
１８、１９：ボルテージフォロワ
２０：基準パルス回路
２１、２１ａ：オフセット遅延回路
２２ａ：第１遅延回路
２２ｂ：第２遅延回路
２４：時間差パルス回路
３０：参照クロック回路
３３：デジタル出力回路
５０：時間差パルス回路
５１：第１クロック回路
５２：第２クロック回路
５３：時間伸張パルス回路
５４：排他的論理和演算器
５５：カウンタ
５６：第１クロックカウント回路

Claims (5)

1. 計測対象の物理量に対応する電圧値をデジタル値に変換して出力するデジタルセンサであり、
   基準電圧Ｖｃに対して前記物理量の変化に応じて変化する電圧変化分ｄＶｃを伴う第１電圧Ｖｃ＋ｄＶｃと第２電圧Ｖｃ−ｄＶｃを出力するセンサ素子と、
   基準パルス信号を出力する基準パルス回路と、
   参照クロック信号を出力する参照クロック回路と、
   電源電圧の変化に応じて遅延時間が変化する遅延回路であって前記第１電圧が電源電圧として供給される第１遅延回路と、
   電源電圧の変化に応じて遅延時間が変化する遅延回路であって前記第２電圧が電源電圧として供給される第２遅延回路と、
   一定の電源電圧が供給されるオフセット遅延回路と、
   前記基準パルス信号を前記第１遅延回路で遅延させた第１遅延パルス信号と、前記基準パルス信号を前記第２遅延回路及び前記オフセット遅延回路で遅延させた第２遅延パルス信号の時間差に対応したパルス幅を有する時間差パルス信号を出力する時間差パルス回路と、
   前記時間差パルス信号の前記パルス幅の間に前記参照クロック信号をカウントし、カウントされた参照クロックカウント数を出力するデジタル出力回路と、
   を備えている、デジタルセンサ。
2. 前記オフセット遅延回路は遅延時間が調整可能である、請求項１に記載のデジタルセンサ。
3. 前記オフセット遅延回路と前記参照クロック回路は、温度変化に対する出力変化の相関特性の傾向が同じである、請求項１又は２に記載のデジタルセンサ。
4. 前記時間差パルス回路は、前記時間差のｋ倍（ｋは１より大きい実数）の長さのパルス幅を有する前記時間差パルス信号を出力する、請求項１から３のいずれかに記載のデジタルセンサ。
5. 前記時間差パルス回路は、
   第１クロック信号を出力する第１クロック回路と、
   前記第１クロック信号よりも低速の第２クロック信号を出力する第２クロック回路と、
   前記基準パルス信号を前記第１遅延回路で遅延させた第１遅延パルス信号と、前記基準パルス信号を前記第２遅延回路及び前記オフセット遅延回路で遅延させた第２遅延パルス信号の時間差の間に前記第１クロック信号をカウントし、カウントされた第１クロックカウント数を出力する第１クロックカウント回路と、
   前記第１クロックカウント数と同数のクロック分の前記第２クロック信号と等しいパルス幅を有する前記時間差パルス信号を出力する時間伸張パルス回路と、
   を備えている、請求項４に記載のデジタルセンサ。

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