KR100339090B1 - 저주파 잡음 제거 방법 및 관련 ｃｍｏｓ 센싱 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따르면, 의도적 오프셋 값이 미리 설정된다. 상기 의도적 오프셋 값은 검출 대상 신호 'sig' 보다 더 크다. 상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 측정된 의도적 오프셋 값 'a'을 얻기 위해 상기 의도적 오프셋 값을 측정하고, 상기 검출 대상 신호의 양과 상기 의도적 오프셋 값의 양의 가산값을 나타내는 측정된 신호값 'b'를 얻기 위해 상기 검출 대상 신호 'sig'와 상기 의도적 오프셋 값 'b'의 합계를 측정하기 위한 측정 수단이 제공된다. 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 비율(b/a)를 구하고, 이렇게 얻어진 비율은 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용된다.

Description

저주파 잡음 제거 방법 및 관련 ＣＭＯＳ 센싱 회로{LOW-FREQUENCY NOISE REMOVING METHOD AND A RELATED CMOS SENSING CIRCUIT}

본 발명은 물리량 등을 나타내는 검출 대상 신호(sensing objective signal)의 신호량을 측정하기 위한 측정수단을 구비한 센싱 회로에 적용될 수 있는 잡음제거 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 측정장치로서 작용하는 CMOS 소자를 포함하는 CMOS 센싱회로에 관한 것이다.

압력 또는 가속도와 같은 물리량을 검출하기 위해 이용되는 센싱 회로는 일반적으로 센서 트랜스듀서로부터 전송되는 검출 대상 신호를 처리하기 위한 신호 처리 회로를 포함하고 있다. 이 신호 처리 회로에 포함된 종래의 회로 구성요소중 하나는 내부 잡음이 비교적 낮은 특성을 가진 바이폴라 트랜지스터이다.

이 센싱 회로에 따르면, 바이폴라 트랜지스터의 내부 잡음은 검출 대상 신호와 비교하여 충분히 작다. 검출 대상 신호에 포함된 잡음 성분의 영향은 적으며 문제가 되지 않는다. 그러나, 최근의 센싱 회로는 비용을 절감하고, 회로 규모를 줄이고, 센싱 기능을 스마트화(smarten)할 필요가 있다. 예를 들어, 센싱 회로의 지능을 향상시키기 위해 자기 진단 기능(self diagnostic function) 및 자기 보정 기능(self correction function)이 요구된다. 또한, 디지탈 신호 처리 기능의 향상이 요구된다. 이러한 최근의 요구조건은 바이폴라 트랜지스터를 포함하는 회로 구성에 의해서는 충족될 수 없다. 그러므로, 집적도를 증가시킬 수 있는 CMOS 소자를 이용하는 CMOS 회로로서 회로를 구성할 필요가 있다.

이 경우에, 검출 대상 신호는 측정회로에 의해 처리된다. CMOS 증폭회로(즉, 아날로그 증폭기)와 같은 인터페이스는 일반적으로 측정회로를 위한 전단(pre-stage) 인터페이스로서 제공된다. 이 측정회로는 CMOS 소자로 구성된다. CMOS 증폭회로를 구성하는 MOS 트랜지스터는 매우 큰 1/f 잡음의 영향을 받는다. 그러므로, MOS 트랜지스터의 내부 잡음(즉, 저주파 잡음)이 커지고, CMOS 증폭회로의 오프셋잡음(offset noise)도 커지게 된다. 이 오프셋 잡음은 검출 대상 신호의 주파수 대역과 중복되는 약 10 Hz 또는 그 이하의 저주파 잡음이다. 이것은 필터회로(즉, 저역 통과 필터)를 이용하여 오프셋 잡음을 제거하는 것을 어렵게 만든다.

전술한 바와 같이, CMOS 센싱 회로는 필연적으로 그 신호 처리 시스템내에 포함된 오프셋 잡음의 영향을 받는다. 오프셋 잡음은 저주파에서 요동(fluctuate)한다. 그리고, 일반적인 검출 대상 신호도 역시 저주파에서 요동한다. 오프셋 잡음이 검출 대상 신호의 최소 레벨보다 크면, 최종적으로 얻어지는 센싱 출력이 잡음의 영향을 크게 받는다. 결과적으로, 필요한 레벨 또는 만족스런 레벨에서 센싱 정확도를 유지하는 것이 불가능해 진다. 또한, 신호 증폭회로에 존재하는 오프셋 전압은 노화(aging)로 인해 변화된다. 이 오프셋 잡음은 초저주파 잡음의 일종이며, 따라서, 유사한 문제점이 발생하게 된다.

전술한 문제점의 관점에서, 본 발명은 매우 큰 내부 잡음을 유발하는 회로 소자를 구비한 센싱 회로에 적용될 수 있는 잡음 제거 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다. 본 발명의 잡음 제거 회로는 내부 잡음 레벨이 검출 대상 신호의 최소 레벨보다 큰 경우에도 저주파 잡음을 효과적으로 제거할 수 있도록 한다. 또한, 본 발명은 저주파 잡음의 악영향을 제거할 수 있고 또한, CMOS 소자의 존재와 무관하게 센싱 정확도를 향상시킬 수 있는 CMOS 센싱 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.

도1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 잠음 제거 방법의 기본 원리를 도시한 특성도.

도2는 각각의 측정된 신호에 대한 측정 타이밍을 예시한 신호파형도.

도3은 소정의 조건하에서, 측정된 의도적 오프셋 값의 다양한 데이터와 검출 대상 신호의 다양한 최대값과 관련하여 오차율을 도시한 그래프.

도4는 센서 A/D 변환 회로의 변환 특성을 도시하는 그래프.

도5는 잡음 제거에 이용되는 신호 처리 회로의 개략적 구성을 도시한 블록도.

도6은 CMOS 센싱 회로의 전체적인 구성을 도시한 회로도.

도7은 CMOS 센싱 회로의 동작을 예시하는 타이밍도.

도8은 제어 유닛에 의해 수행되는 제어를 도시한 흐름도.

도9는 향상된 S/N 비의 측정 결과를 도시한 그래프.

도10은 고주파 잡음 감소의 원리를 예시한 신호파형도(부분1).

도11은 고주파 잡음 감소의 원리를 예시한 신호파형도(부분2).

도12는 본 발명의 다른 실시예를 개략적으로 도시한 블록도.

도13은 잡음 제거에 이용되는 다른 신호 처리 회로의 개략적 구성을 예시한 블록도.

도14A 및 도14B는 함께 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 잡음 제거 방법의 효과를 도시하는 도면.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

1:센싱부 2:신호처리부

3:압력 검출 브릿지 회로 4:온도 검출 브릿지 회로

5:기준 전압 발생 회로 6:아날로그 멀티플렉서

7:제어 유닛 8:차동 증폭 회로

9:A/D 변환 회로 10:링-게이트 지연회로

11:카운터 12:스택 메모리

13:EPROM 14:보정 회로

상기 및 다른 관련 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 1/f 및 (1/f)ⁿ에 비례하는 잡음 성분을 가진 저주파 잡음을 제거하기 위한 저주파 잡음 제거 방법을 제공하며, 여기서, 'f'는 잡음 주파수를 나타내고 n ≥1 이며, 이 방법은 검출 대상 신호의 신호량을 변환하기 위한 A/D 변환수단을 구비한 센싱 회로에 적용될 수 있다. 이 잡음 제거 방법에 따르면, 의도적 오프셋 값이 미리 설정된다. 이 의도적 오프셋 값은 검출 대상 신호보다 크게 되도록 설정된다. 이 의도적 오프셋 값은 A/D 변환 수단에 의해 디지탈 데이터로 변환되어, 이 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 의도적 오프셋 데이터를 얻게 된다. 검출 대상 신호와 의도적 오프셋 값을 가산하여 A/D 변환 수단에 의해 디지탈 데이터로 변환하면, 검출 대상 신호의 양과 의도적 오프셋 값의 양의 가산된 신호를 나타내는 센싱된 신호 데이터가 얻어진다. 다음에는, 의도적 오프셋 데이터에 대한 센싱된 신호 데이터의 비율을 구한다. 이 비율은 센서 출력에 포함되는 저주파 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터(보정 데이터)로서 이용된다.

의도적 오프셋 데이터에 대한 센싱된 신호 데이터의 비율을 구하는 것은 이 의도적 오프셋 값을 적절하게 설정함으로써 저주파 잡음의 영향을 억제할 수 있다는 점에서 유익하다. 이 얻어진 비율에 대응하는 정보가 잡음 감소 데이터(보정 데이터)로서 이용된다.

본 발명의 다른 관점은 센싱 회로를 위한 잡음 제거 방법을 제공하는 것이다. 이 방법에 따르면, 검출 대상 신호의 신호량을 측정하기 위한 측정 수단을 구비한 센싱 회로에서 저주파 잡음을 제거하기 위해, 의도적 오프셋 값이 미리 설정된다. 이 의도적 오프셋 값은 검출 대상 신호보다 더 크다. 먼저, 이 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위해 측정 수단에 의해 의도적 오프셋 값이 측정된다. 다음에는, 측정 수단에 의해 검출 대상 신호와 의도적 오프셋 값의 가산치를 측정하여, 검출 대상 신호의 양과 의도적 오프셋 값의 양의 가산치를 나타내는 측정된 신호값을 구한다. 이러한 측정 동작의 측정 순서는 반전될 수 있다. 다음에는, 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 측정된 신호값의 비율을 구한다. 이 구해진 비율은 센서 출력에 포함된 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용된다.

따라서, 검출 대상 신호가 저주파 잡음 성분을 포함하는 경우에 조차도, 측정된 의도적 오프셋 값과 측정된 신호값 각각에 동일한 저주파 잡음 성분이 포함된다. 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호의 레벨보다 더 크게 설정되기 때문에, 잡음 감소 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분의 영향이 비교적 적어진다. 이 잡음 감소 데이터는 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 측정된 신호값의 비율이다. 측정된 의도적 오프셋 값은 의도적 오프셋 값의 측정치를 나타낸다. 측정된 신호값은 검출 대상 신호의 양과 의도적 오프셋 값의 양의 가산치를 나타낸다. 결과적으로, 이 방법은 보다 큰 내부 잡음을 유발하는 회로 소자를 이용하는 센싱 회로에 적용될 수 있다. 내부 잡음 레벨이 검출 대상 신호의 최소 레벨보다 더 커지게 되는 경우 조차도, 저주파 잡음을 효과적으로 제거하는 것이 가능해진다. 즉, 의도적 오프셋 값을 증가시킴으로써, 센서 출력의 잡음 감소 데이터에 포함된 저주파 잡음 성분의악영향을 감소시키는 것이 가능해진다. 그러므로, 센싱 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작을 연속적으로 수행하는 것이 바람직하다. 이 경우에, 2가지 측정 동작의 측정 순서는 융통성있게 결정될 수 있다. 이것은 잡음이 저주파에서 주기적으로 변화하는 양을 가진 경우에도 측정된 의도적 오프셋 값과 측정된 신호값이 각각 동일한 저주파 잡음 성분을 포함한다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 잡음 감소 데이터, 즉, 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 측정된 신호값의 비율이 저주파 잡음의 요동으로 인해 변화되는 것을 방지할 수 있게 된다. 그러므로, 이 잡음 감소 데이터에 근거하여 저주파 잡음이 효과적으로 제거될 수 있다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작을 제거될 잡음의 주기보다 충분히 짧은 시간 간격으로 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 제거될 잡음이 저주파에서 주기적으로 변화되는 양을 가진 경우에도 측정된 의도적 오프셋 값과 측정된 신호값이 각각 동일한 저주파 잡음 성분을 포함한다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 잠음 감소 데이터, 즉, 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 측정된 신호값의 비율이 저주파 잡음의 요동으로 인해 변화되는 것을 방지할 수 있게 된다. 그러므로, 이 잡음 감소 데이터에 근거하여 저주파 잡음이 효과적으로 제거될 수 있다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작을 제거될 잡음 주기의 1/10과 동일하거나 더 작은 시간 간격으로 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 측정된 의도적 오프셋 값과 측정된 신호값 각각에 포함된 저주파 잡음 성분이 소정의 레벨 내에서 억제될 수 있다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 잠음 감소 데이터, 즉, 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 측정된 신호값의 비율이 저주파 잡음의 요동으로 인해 변화되는 것을 방지할 수 있게 된다. 그러므로, 이 잡음 감소 데이터에 근거하여 저주파 잡음이 효과적으로 제거될 수 있다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 구하기 위해 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행하고, 또한, 측정된 신호값의 다수의 샘플을 구하기 위해 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행하는 것이 바람직하다. 다음에는, 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플의 평균을 구하고, 측정된 신호값의 다수의 샘플의 평균을 구한다. 그리고 나서, 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 구한다. 이렇게 얻어진 평균 비율이 센서 출력에 포함된 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용된다. 이것은 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 평균하고, 측정된 신호값의 다수의 샘플을 평균함으로써 얻어지는 적분효과로 인해 고주파 잡음 성분도 역시 감소될 수 있다는 점에서 유익하다.

이 경우에, 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 반복적인 측정 동작과 측정된 신호값을 구하기 위한 반복적인 측정 동작을 이 순서로 또는 그 역순으로연속적으로 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 측정 대상 사이의 스위칭(switching) 동작이 단지 한 번만 수행된다는 점에서 유익하다. 그러므로, 스위칭 동작이 간단해 진다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행되는 사이클로 그 순서로 또는 그 역순으로 연속하여 수행하는 것이 바람직하다. 다음에, 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플의 평균을 계산하고, 측정된 신호값의 다수의 샘플의 평균을 계산한다. 그리고 나서, 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 구한다. 이렇게 해서 얻어진 평균 비율이 센서 출력에 포함된 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용된다. 이것은 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 평균하고 측정된 신호값의 다수의 샘플을 평균함으로써 얻어지는 적분 효과로 인해 고주파 성분도 역시 감소될 수 있다는 점에서 유익하다. 특히, 이 방법은 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작을 한 셋트로서 수행한다. 이것은 측정된 의도적 오프셋 값에 포함된 저주파 잡음이 측정된 신호값에 포함된 저주파 잡음과 거의 일치한다는 점에서 유익하다. 그러므로, 저주파 잡음 제거 효과를 적절하게 유지하는 것이 가능해진다.

또한, 이 방법에 따르면, 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호의 신호량의 2배보다 더 큰 것이 바람직하다. 이것은 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 포함된 저주파 잡음 성분의 악영향이 실용적인 레벨내에서 억제될 수 있다는 점에서 유익하다.

또한, 이 방법에 따르면, 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호의 신호량의 최대값의 10배 보다 크거나 같은 것이 바람직하다. 이것은 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 포함된 저주파 잡음 성분의 악영향이 충분히 억제될 수 있다는 점에서 유익하다.

또한, 이 방법에 따르면, 의도적 오프셋 값이 제거될 잡음의 양보다 크거나 같은 것이 바람직하다. 이것은 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 포함된 저주파 잡음 성분의 악영향이 실용적인 레벨내에서 억제될 수 있다는 점에서 유익하다.

또한, 이 방법에 따르면, 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호를 위한 입력 회로와 독립하여 제공되는 신호 생성 수단으로부터 발생되는 것이 바람직하다. 이것은 의도적 오프셋 값의 측정 동작이 검출 대상 신호를 위한 입력 회로의 상태를 변화시키지 않고 수행될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 잡음 제거 효과가 향상될 수 있으며, 또한, 동시에 잡음 제거 동작이 안정화될 수 있다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정 수단이 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하도록 구성되는 것이 바람직하다. 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작은 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 각각의 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작 사이의 평균 시간 간격을 최소화하기 위해 소정의 순서로 수행된다. 이것은 측정된 값들에 포함된 저주파 잡음 성분들 사이의 차가 최소화될수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 근거하여 잡음 감소 효과를 향상시킬 수 있게 된다.

또한, 이 방법에 따르면, 측정 수단이 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하도록 구성되는 것이 바람직하다. 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작은 측정된 의도적 오프셋 값을 구하기 위한 측정 동작과 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 구하기 위한 측정 동작 사이의 시간 간격을 최소화하기 위해 소정의 순서로 수행된다. 이것은 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값에 포함된 저주파 잡음 성분이 의도적 오프셋 값에 포함된 저주파 잡음과 실질적으로 동일해질 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 특정 검출 대상 신호에 대해 잡음 감소 효과를 향상시킬 수 있게 되며, 결과적으로, 센싱 회로의 센싱 정확도가 증가될 수 있다.

상기 및 다른 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 CMOS 센싱 회로를 제공한다. 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 검출 대상 신호의 신호량보다 큰 의도적 오프셋 값을 생성하기 위한 신호 생성 수단이 제공된다. 상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위해 상기 의도적 오프셋 값을 측정하고, 상기 검출 대상 신호의 양과 상기 의도적 오프셋 값의 양의 가산을 나타내는 측정된 신호값을 얻기 위해 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 합계를 측정하기 위한 측정 수단이 제공된다. 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된신호값의 비율(또는, 상기 측정된 신호값에 대한 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 역비율)을 얻고, 또한, 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 상기 얻어진 비율을 이용하기 위한 데이터 연산 회로가 제공된다.

따라서, 검출 대상 신호가 저주파 잡음을 포함할 때조차도, 상기 측정된 의도적 오프셋 값과 상기 측정된 신호값에 각각 동일한 자주파 잡음 성분이 포함된다. 상기 의도적 오프셋 값이 상기 검출 대상 신호의 레벨 보다 크게 되도록 설정되기 때문에, 잡음 감소 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분의 영향이 비교적 작다. 결과적으로, 이것은 큰 내부 잡음을 유발하는 CMOS 소자를 이용하는 센싱 회로에 효과적으로 적용될 수 있다. 내부 잡음 레벨이 검출 대상 신호의 최소 레벨 보다 더 크게 되는 경우 조차도, 저주파 잡음을 효과적으로 제거할 수 있다. 즉, 의도적 오프셋 값을 증가시킴으로써, 센서 출력의 잡음 감소 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향을 감소시키는 것이 가능해진다. 따라서, 센싱 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 연속적으로 수행하는 것이 바람직하다. 이 경우에, 2개의 측정 동작의 측정 순서는 융통성 있게 결정될 수 있다. 이것은 잡음이 저주파에서 주기적으로 변화되는 양을 가진 경우 조차도, 상기 측정된 의도적 오프셋 값과 상기 측정된 신호값이 각각 동일한 저주파 잡음 성분을 포함한다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 잡음 감소 데이터, 즉, 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 비율이 저주파 잡음의 요동으로 인해 변화되는 것을 방지할 수 있다. 그러므로, 잡음 감소 데이터에 근거하여 저주파 잡음이 효과적으로 제거될 수 있다. 그리고, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 제거될 잡음의 주기 보다 충분히 짧은 시간 간격으로 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 제거될 잡음이 저주파에서 주기적으로 변화되는 양을 가진 경우 조차도, 상기 측정된 의도적 오프셋 값과 상기 측정된 신호값이 각각 동일한 저주파 잡음 성분을 포함한다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 잡음 감소 데이터, 즉, 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 비율이 저주파 잡음의 요동으로 인해 변화되는 것을 방지할 수 있다. 그러므로, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

이 경우에, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 제거될 잡음의 주기의 1/10 보다 작거나 같은 시간 간격으로 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 상기 측정된 의도적 오프셋 값과 상기 측정된 신호값 각각에 포함되는 저주파 잡음 성분이 소정의 레벨 내에서 억제될 수 있다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 잡음 감소 데이터, 즉, 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 비율이 저주파 잡음의 요동으로 인해 변화되는 것을 방지할 수 있다. 그러므로, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 얻기 위해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행하고, 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플을 얻기 위해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행하는 것이 바람직하다. 그리고, 상기 데이터 연산 회로는 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 상기 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 얻기 위해 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플의 평균과 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플의 평균을 연산하고, 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 상기 평균 비율을 이용한다. 이것은 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 평균하고, 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플을 평균함으로써 얻어지는 적분 효과로 인해 고주파 잡음 성분도 감소될 수 있다는 점에서 유익하다.

이 경우에, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 반복적 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 반복적 측정 동작을 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 연속적으로 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 측정 대상 사이의 스위칭 동작이 단지 한 번만 이루어진다는 점에서 측정 수단에 유익하다. 그러므로, 스위칭 동작이 간단해진다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 반복 수행 사이클로서 연속적으로 수행하는 것이 바람직하다. 상기 데이터 연산 회로는 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에대한 상기 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 얻기 위해 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플의 평균과 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플의 평균을 연산하고, 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 상기 평균 비율을 이용한다. 이것은 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 평균하고, 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플을 평균함으로써 얻어지는 적분 효과로 인해 고주파 잡음 성분도 감소될 수 있다는 점에서 유익하다. 특히, 상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 한 셋트로서 수행한다. 이것은 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 포함되는 저주파 잡음이 상기 측정된 신호값에 포함되는 저주파 잡음과 실질적으로 일치한다는 점에서 유익하다. 그러므로, 저주파 잡음 제거 효과를 적절하게 유지할 수 있으며, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 신호 생성 수단은 상기 검출 대상 신호의 신호량의 2배 보다 큰 상기 의도적 오프셋 값을 생성하는 것이 바람직하다. 이것은 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향이 실용적인 레벨 내에서 억제될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 실용적인 레벨에서 유지될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 신호 생성 수단은 상기 검출 대상 신호의 신호량의 최대값의 10배 보다 크거나 같은 상기 의도적 오프셋 값을 생성하는 것이 바람직하다. 이것은 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향이 충분히 억제될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로,CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 충분히 개선될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 신호 생성 수단은 제거될 잡음의 양 보다 크거나 같은 상기 의도적 오프셋 값을 생성하는 것이 바람직하다. 이것은 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향이 실용적인 레벨 내에서 억제될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 실용적인 레벨에서 유지될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 검출 대상 신호를 상기 측정 수단에 의해 수행되는 측정 동작에 적합한 형태로 변환하기 위한 입력 회로가 제공되는 것이 바람직하다. 그리고, 상기 신호 생성 수단은 상기 입력 회로와 독립적으로 제공된다. 이것은 상기 측정 수단에 의한 상기 의도적 오프셋 값의 측정 동작이 상기 검출 대상 신호에 대한 입력 회로의 상태를 변화시키지 않고 수행될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 잡음 제거 효과가 향상될 수 있으며, 또한, 동시에 잡음 제거 동작이 안정화될 수 있다. 그리고, CMOS 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 측정 수단은 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하고, 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작은, 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 각각의 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작들 사이의 시간 간격의 평균을 최소화하도록 소정의 순서로 수행되는 것이 바람직하다. 이것은 측정값들에 포함되는 저주파 잡음 성분들 사이의 차가 최소화될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 최종적으로 얻어지는 잡음 감소 데이터에 근거하여 잡음 감소 효과를 향상시키는 것이 가능하다. CMOS 회로의 센싱 정확도가 적절하게 유지될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 측정 수단은 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하고, 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작은, 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작 사이의 시간 간격을 최소화하도록 소정의 순서로 수행되는 것이 바람직하다. 이것은 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값에 포함되는 저주파 잡음 성분이 상기 의도적 오프셋 값에 포함되는 저주파 잡음과 실질적으로 동일하게 될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 특정 검출 대상 신호에 대한 잡음 제거 효과를 향상시키는 것이 가능해진다. 결과적으로, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 향상될 수 있다.

또한, 이 CMOS 센싱 회로에 따르면, 상기 의도적 오프셋 값을 상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 레벨을 가진 전압 신호로 변환하고, 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 합계를 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 가산량을 나타내는 레벨을 가진 전압 신호로 변환하기 위한 입력 회로가 제공되는 것이 바람직하다. 이렇게 변환된 각각의 전압 신호는 전원 전압으로서 링-게이트 지연회로로 전송된다. 상기 측정 수단은 펄스 신호가 상기 링-게이트 지연 회로로 입력될 때 펄스 신호 순환 횟수에 근거하여, 상기 측정된 의도적 오프셋 값 및 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 상기 합계를 대응하는 디지탈 데이터로 변환한다.

또한, 상기 링-게이트 지연회로를 이용한 A/D 변환 회로에 따르면, 회로 규모를 증가시키지 않고 높은 분해능을 실현할 수 있으며, 또한, 매우 넓은 A/D 변환 범위를 얻을 수 있다. 상기 의도적 오프셋 값은 충분히 큰 값으로 증가될 수 있다. 결과적으로, CMOS 센싱 회로의 센싱 정확도가 크게 증가될 수 있다. 또한, 상기 링-게이트 회로를 이용한 측정 수단에 따르면, A/D 변환 속도가 크게 증가될 수 있다. 그리고, 측정 대상의 스위칭 동작이 빠르게 수행될 수 있다. 결과적으로, 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 포함되는 저주파 잡음 성분을 저주파 잡음의 요동과 무관하게 상기 측정된 신호값에 포함되는 저주파 잡음 성분과 실질적으로 동일하게 만들 수 있게 된다. 그러므로, 전술한 바와 같이, 저주파 잡음 제거 기능이 확실하게 얻어질 수 있으며, 측정 수단이 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 검출하는 경우에도, 측정 대상의 스위칭 동작이 빠르게 수행될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 복수의 또는 많은 검출 대상 신호를 검출하는 센싱 시스템에 용이하게 적용될 수 있다.

본 발명의 다른 관점에 따르면, 센싱 데이터를 얻기 위해 검출 대상 신호를 디지탈 데이터로 변환하는 단계; 기준 대상 데이터를 얻기 위해 기준 대상 값을 디지탈 데이터로 변환하는 단계; 상기 센싱 데이터 보다 더 큰 의도적 오프셋 데이터를 설정하는 단계; 측정된 신호값을 얻기 위해 상기 센싱 데이터에 상기 의도적 오프셋 데이터를 가산하는 단계; 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위해 상기 기준 대상 데이터에 상기 의도적 오프셋 데이터를 가산하는 단계; 및 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위해 이용될 보정 결과로서 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 비율을 얻는 단계를 포함하는 잡음 제거 방법이 제공된다. 이것은 A/D 변환에 필요한 비트수가 최소화될 수 있다는 점에서 유익하다. 그리고, A/D 변환 시간이 감소될 수 있고, A/D 변환 회로가 소형화될 수 있으며, 또한, A/D 변환에 필요한 분해능이 완화될 수 있다.

바람직하게는, 상기 기준 대상 데이터는 상기 검출 대상 신호가 실질적으로 0일 때 얻어지는 A/D 변환 값에 상당한다. 이러한 설정은 검출 대상 신호가 0일 때 잡음 제거 효과를 향상시키는데 효과적이다.

대안으로, 상기 기준 대상 데이터는 상기 검출 대상 신호가 실질적으로 그 최대값의 50%일 때 얻어지는 A/D 변환 값에 상당하는 것이 바람직할 수 있다. 이것은 검출 대상 신호의 최소값 및 최대값에 대응하는 엣지 영역에서 잡음 제거 효과가 저하되는 것을 방지하는데 효과적이다.

상기 센싱 데이터와 상기 기준 대상 데이터는 측정 오차를 유발하는 잡음 데이터를 포함할 수 있다. 이 경우에, 상기 의도적 오프셋 값이 센싱 데이터 보다 더 큰 것이 바람직하다.

상기 잡음 데이터는 상기 검출 대상 신호와 상기 기준 대상 값에 각각 포함된 잡음 성분의 A/D 변환 값이다. 이 경우에, 상기 잡음 성분은 A/D 변환에서의 분해능 보다 크거나 같은 것이 바람직하다. 예를 들어, 상기 잡음 성분과 상기 A/D변환의 분해능은 μV의 레벨에 있다.

상기 잡음 성분은 1/f 및 (1/f)ⁿ에 비례하는 주파수 잡음 성분이 될 수 있으며, 여기서, n≥1이고, 'f'는 10Hz 보다 크지 않은 잡음 주파수이다. 상기 잡음 데이터는 상기 검출 대상 신호와 상기 기준 대상 값이 바이폴라 트랜지스터나 화합물 트랜지스터(HBT, HEMT 등)와 같은 트랜지스터를 이용한 증폭 회로에 의해 증폭될 때 상기 검출 대상 신호와 상기 기준 대상 값에 각각 부가되는 잡음 성분의 A/D 변환값이 될 수 있다.

본 발명의 상기 및 다른 목적, 특징 및 장점은 첨부도면과 함께 하는 다음의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.

이제, 첨부도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명한다. 도면에서 동일한 부분은 동일한 참조번호로 표시되어 있다.

지금부터 도1 내지 도11을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명한다.

도1은 본 발명의 기본 원리를 도시한 특성도이다. 센서 트랜스듀서로부터 전송되는 검출 대상 신호 'sig'는 0으로부터 최대값 'max'까지 선형으로 변화하는 신호량(예, 전압 레벨)을 갖는다. 이 최대값은 다음의 설명에서 'sigm'으로 불린다. 검출 대상 신호 'sig'에 포함된 잡음 성분을 제거하기 위한 보정 처리는 다음의 방식으로 수행된다.

보정 처리를 수행하기 위해, 이 실시예는 미리 의도적 오프셋 값을 설정한다. 이 의도적 오프셋 값은 검출 대상 신호 'sig' 보다 크다. 도1은 검출 대상 신호 'sig'의 신호량을 측정하기 위해 제공된 측정 수단에 의해 측정된 의도적 오프셋 값의 측정 결과로서 측정된 의도적 오프셋 값 'a'를 도시하고 있다. 또한, 도1은 검출 대상 신호 'sig(0-max)'와 의도적 오프셋 값의 가산을 나타내는 가산 신호의 측정 결과로서 측정된 신호값 'b'를 도시하고 있다. 측정된 신호값 'b'도 역시 측정 수단에 측정된다. 이 측정된 신호값 'b'의 최대값은 'bm(=sigm+a)'로 표현된다. 도1에서, 'e'는 신호 처리 시스템내의 오프셋 잡음을 나타낸다.

보정 처리는 의도적 오프셋 값 측정 동작과 가산 신호 측정 동작을 충분히 짧은 시간내에 수행할 수 있는 구성을 이용하여 수행될 수 있다. 이 경우에, 측정된 의도적 오프셋 값 'a'와 측정된 신호값 'b' 각각에 동일한 레벨의 잡음 성분 'e'가 포함되는 것으로 여겨진다. 말할 필요도 없이, 이러한 구성은 오프셋 잡음 'e'가 제조공정 등에서의 소산(dispersion)에 기인한 D.C 성분인 경우에는 필요로 되지 않는다.

잡음 'e'를 포함하는 측정된 의도적 오프셋 값 'a'는 'a'(=a+e)'로서 언급된다. 잡음 성분 'e'를 포함하는 측정된 신호값 'b'는 'b'(=b+e)'로서 언급된다. a'에 대한 b'의 비율은 잡음 성분을 감소시키기 위한 보정 데이터 S'(=b'/a')로서 이용된다. 검출 대상 신호 'sig'의 최대값 'sigm'에 대한 보정 데이터 S'는 b'm/a'로 표현된다. 이 경우에, 값 'b'는 잡음 'e'를 포함하는 측정된 신호값 'b''의 최대값이다. 잡음 'e'가 포함되어 있지 않으면, 이상적인 데이터 비율이 S(=b/a)로서 얻어진다.

다음에는, 최종적으로 얻어진 값으로부터 의도적 오프셋 성분(예, a=b(즉,sig=0)일 때 1이다)을 감산함으로써 순수(true) 신호 성분 'sig'가 얻어진다. 이 경우에, 잡음 'e'의 영향은 'e/a'의 레벨로 감소되며, 따라서, 잠음 제거 효과가 얻어질 수 있다.

도2는 각각의 측정된 신호, 즉, 검출 대상 신호 'sig'와 의도적 오프셋 값의 가산을 나타내는 가산 신호와 저주파 잡음 'e'에 관한 의도적 오프셋 값에 대한 측정 타이밍을 도시하는 신호파형도이다. 잡음 'e(e1)'를 포함하는 측정된 의도적 오프셋 값 'a'는 a'(=a+e1)으로 표현된다. 잡음 'e(e2)'를 포함하는 측정된 신호값 'b'는 b'(=b+e2)으로 표현된다. 다음의 설명에서, 잡음 'e'의 최대값은 전술한 바와 같이 'em'으로 표현되고, 검출 대상 신호 'sig'의 최대값은 'sigm'으로 표현되고, 측정된 신호값 'b'의 최대값은 'bm'으로 표현된다.

도2에 도시된 바와 같이, 잡음 'e'는 저주파에서 변화된다. 의도적 오프셋 값의 측정 동작과 가산 신호(즉, 검출 대상 신호 'sig'와 의도적 오프셋 값의 가산)의 측정 연산은 잡음 'e'의 주기보다 충분히 짧은 시간 간격 'ti'으로 연속하여 수행될 수 있다. 이 경우에, 잡음 'e'는 실질적으로 동일한 값(e=e1=e2)에서 유지되는 것으로 간주한다. 따라서, 측정된 의도적 오프셋 값 'a'와 측정된 신호값 'b'는 전술한 바와 같이, a'=a+e 및 b'=b+e로 표현된다.

지금부터는, 전술한 기본 원리를 고려하여 본 발명의 보정 처리에 관해 설명한다. 본 발명의 보정 처리는 잡음 성분을 감소시키기 위해 의도적 오프셋 값을 이용한다. 보정 데이터 S'는 측정된 의도적 오프셋 값 a'(=a+e)에 대한 측정된 신호값 b'(=b+e)의 비율이다.

S' = b'/a' = (b+e)/(a+e) ----------------- (1)

잡음 'e'가 0이면, 상기 비율은 이상적인 비율 S(=b/a)로서 불린다. 방정식 (1)은 이상적 비율 S로부터 얻어지는 관계식 b=Sa를 대입함으로써 다시 쓸 수 있다.

S' = S/(1+e/a) + 1/(1+a/e) -------------------- (2)

따라서, 'e/a'가 0에 근접하면(즉, 'a/e'가 증가하면), 보정 데이터 S'는 이상적 비율 S에 근접한다. 그러므로, 오차(error)가 최소화된다. 즉, 잡음 감소 효과가 매우 커진다. 다시 말하면, 차 S'-S가 0에 근접하는 경우에 오차가 최소화될 수 있다. 차 S'-S는 'εa'로서 언급된다.

εa = S'-S = (1-S)/{1+(a/e)} -------------------- (3)

따라서, 이상적 비율 S가 1에 근접하면, 오차 εa는 감소된다. 방정식 (2)로부터 유도되는 결론과 같이, 'a/e'가 증가하면(즉, 'e/a가 0에 근접하면) 오차 감소 효과가 매우 커진다.

또한, 오차 감소 효과를 나타내는 지표로서, 오차율 εr이 다음과 같이 정의된다.

εr = εa/(Sm - S0)

여기서, (Sm-S0)는 이상적 비율S의 최대변화율을나타낸다(Sm = bm/a = (sigm+a)/a 이고, S0 = b/a이며, 이것은 sig=0에 대응함, 즉, S0=1).

따라서, 관계식 Sm-S0 = sigm/a가 얻어진다. 방정식 (3)에 의해 정의된 관계식으로부터, εr이 다음과 같이 다시 정의된다.

εr = (1-S)ㆍ(1/sigm)ㆍ[1/{1/e)+(1/a)}] ---------------- (4)

방정식 (4)에서 관계식 e≪a가 설정되면, 1/a는 거의 제로가 된다.

εr = (1-S)ㆍe/sigm -------------------------- (5)

방정식(5)에서 항 e/sigm은 보정 처리가 수행되지 않을 때 얻어지는 오차율이다. 이 실시예는 의도적 오프셋 값을 설정함으로써 보정 처리를 수행한다. 그러므로, (1-S)의 값은 오차율 εr의 양을 결정하며, 따라서, 센서 회로에서 S/N 비의 개선율을 결정한다.

요약하면, 검출 대상 신호 'sig'에 포함된 잡음 성분을 감소시키기 위한 잡음 감소 효과를 향상시키기 위해, 검출 대상 신호 'sig'의 진폭 및 잡음 레벨에 비해 의도적 오프셋 값이 충분히 커야한다. 다시 말하면, 의도적 오프셋 레벨이 비교적 낮으면, S가 2보다 커질 수 있다. 이러한 경우에, (1-S)의 절대값은 방정식 (5)로부터 명백한 바와 같이 1을 초과하게 된다. 따라서, 오차율 εr이 증가되고, 잡음 감소 효과를 기대할 수 없다. 제거될 저주파 잡음은 느리게 변화되는 양을 갖는다. 측정된 의도적 오프셋 값 'a'에 대한 측정시점과 측정된 신호값 'b'에 대한 측정시점 사이의 간격이 크면, 측정된 값 'a'에 포함된 잡음 'e'를 측정된 값 'b'에 포함된 잡음 'e'와 실질적으로 동일한 것으로 간주하기 어려워진다. 그러므로, 실현되는 잡음 제거 효과가 불충분하게 된다. 전술한 관점에서, 측정된 의도적 오프셋 값 'a'에 대한 측정시점과 측정된 신호값 'b'에 대한 측정시점 사이의 간격을 만족스러운 레벨로 짧게 줄이는 것이 중요하다.

실시예에서, 검출 대상 신호 'sig'는 디지탈 데이터로서 측정되어 처리회로에서 처리될 수 있다. 검출 대상 신호 'sig'의 최대값 'sigm'이 10,000(즉, sig = 0-10,000)이면, 의도적 오프셋 값은 측정된 의도적 오프셋 값 'a'가 'sigm'의 10배, 즉 100,000이 되도록 설정될 수 있다. 이때, 의도적 오프셋 값을 포함하는 검출 대상 신호 'sig'의 최대값 'sigm'은 측정된 신호값 'bm'(=b)으로서 측정된다. 이 측정된 신호값 'bm'(=b)은 110,000 이 된다.

이제, 잡음 'e'의 최대값 'em'을 100으로 하고, 전술한 측정 동작 사이의 간격이 충분히 짧다고 가정하자. 그러면,

S = b/a = bm/a - 1.1

e/a = em/a = 0.001

e1 = e2 = e 이다.

이 경우에, 보정 처리가 수행되지 않을 때 얻어지는 오차율 ε'은 다음과 같이 정의된다.

ε' = e/sigm = 100/10,000 = 0.001 (= 1%/FS)

즉, 검출 대상 신호 'sig'의 풀 스케일(full scale)에서 1/100의 오차 레벨이 유발된다.

한편, 의도적 오프셋 값을 이용하는 보정 처리에 따르면, 방정식 (5)에 S=1.1을 대입함으로써 오차율 εr이 얻어진다.

εr = (1-1.1)ㆍ100/10,000

= -0.001(=0.1%/FS)

즉, 검출 대상 신호 'sig'의 풀 스케일에서, 오차는 1/1,000의 레벨, 즉, 보정 처리가 수행되지 않는 경우에 수반되는 오차의 1/10로 억제될 수 있다.

전술한 설명에서, 검출 대상 신호 'sig'는 의도적 오프셋 값 'a'에 직접 가산된다. 그러나, 검출 대상 신호 'sig'의 ±1/2을 의도적 오프셋 값에 가산하는 것도 가능하다. 총괄적으로 말하면, 오차율이 감소될 수 있다. 의도적 오프셋 값에 대한 검출 대상 신호 'sig'의 가산 조건을 선택함으로써, 오차 감소 효과를 최적화시키는 것이 가능해진다.

도3은 S=1.1 및 e=100 이라는 조건하에서, 검출 대상 신호 'sig'의 최대값 'sigm'과 측정된 의도적 오프셋 값 'a'의 다양한 데이터와 관련하여 보정 처리가 없는 경우에 얻어지는 오차율과 보정 처리를 통해 얻어지는 오차율, 및 'e/a' 값을 도시하고 있다. 또한, 도3은 보정 처리가 오차율에서 한자리수에 상당하는 개선 효과를 가져온다는 것을 보여주고 있다. 센싱 회로의 S/N 비가 한자리수 정도로 개선될 수 있다. 이 경우에, S(=b/a)의 값이 2보다 작으면, 오차율 εr은 실제적으로 수용가능한 레벨로 감소된다. S의 값이 1.1보다 작거나 같으면, 센싱 회로의 S/N 비는 e/a의 비율 만큼 개선될 수 있다. 값 S=1.1은 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호 'sig'의 최대값의 10배가 되는 경우의 조건에 대응한다(즉, e≪a). 따라서, 오차 레벨(즉, 오프셋 잡음 레벨)이 일정하면, 의도적 오프셋 값을 증가시킴으로써 S/N 비가 크게 개선될 수 있다.

요약하면, 의도적 오프셋 값은 검출 대상 신호 'sig' 보다 큰 값을 갖도록 미리 결정된다. 보정 데이터 S'(=b'/a')는 의도적 오프셋 값을 이용하여 얻어진다. 이렇게 얻어진 보정 데이터 S'를 이용하여, 전술한 바와 같이 보정 처리가 수행된다. 검출 대상 신호가 저주파 잡음 'e'를 포함하는 경우 조차도, 측정된 의도적 오프셋 값 'a'와 측정된 신호값 'b'는 각각 동일한 저주파 잡음 성분을 포함한다. 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호 'sig'의 레벨보다 더 크기 때문에, 보정 데이터 S'에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향이 상대적으로 작다.

결과적으로, 회로 구성이 보다 큰 내부 잡음을 가진 CMOS 소자와 같은 회로 소자를 이용하여 구성될 때에는 내부 잡음 레벨이 검출 대상 신호 'sig'의 최대 레벨보다 크게 되는 경우 조차도, 저주파 잡음 성분이 효과적으로 제거될 수 있다. 따라서, 의도적 오프셋 값이 크면, 센서 출력의 보정 데이터 S'에 포함된 저주파 잡음 성분의 악영향이 감소될 수 있다. 그러므로, 센싱 회로의 센싱 정확도를 적절하게 유지하는 것이 가능해진다. 의도적 오프셋 값이 센싱 잡음 신호 'sig'의 신호량(즉, 이 실시예에서는 전압값)의 2배를 초과하면, 최종적으로 얻어지는 보정 데이터 S'에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향을 실질적으로 수용가능한 레벨로 억제하는 것이 가능해진다.

의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호 'sig'의 최대 신호량의 10배보다 크거나 같은 경우에는, 보정 데이터 S'에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향을 확실하게 제거할 수 있게 된다. 따라서, 센싱 회로의 센싱 정확도가 크게 개선될 수 있다. 또한, 의도적 오프셋 값이 제거될 잡음 'e'의 양보다 크거나 같은 경우에는, 최종적으로 얻어지는 보정 데이터 S'에 포함되는 저주파 잡음 성분의 악영향을 실질적으로 수용가능한 레벨로 억제하는 것이 가능해진다. 이러한 관점에서, 이 오프셋 전압은 초저주파 잡음의 일종이다. 이러한 저주파 잡음은 전술한 잡음 제거 방법을이용하여 제거될 수 있다는 것은 명백하다.

검출 대상 신호 'sig'와 제거될 잡음이 동일한 주파수 대역에 존재하는 경우에는, S/N 비를 개선시키기 위해 종래의 필터가 이용될 수 없다. 그러나, 본 발명의 보정 처리는 잡음 성분을 확실하게 제거하기 위해 검출 대상 신호 'sig'보다 더 큰 의도적 오프셋 값을 이용하며, 따라서, 훌륭한 효과가 얻어질 수 있다.

전술한 바와 같이, 의도적 오프셋 값의 측정 동작과 가산 신호(즉, 검출 대상 신호 'sig'와 의도적 오프셋 값의 가산)의 측정 동작은 저주파 잡음 'e'의 주파수보다 충분히 작은 시간 간격 'ti'으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 이들 측정 동작은 연속하여 수행될 수 있다. 또는, 이들 측정 동작의 간격은 제거될 잡음의 주파수보다 충분히 짧은 값으로 설정될 수 있다. 이러한 경우에는, 검출 대상 신호 'sig'에 포함된 잡음(즉, 저주파 잡음)이 주기적으로 변화되는 경우 조차도, 측정된 의도적 오프셋 값 'a'와 측정된 신호값 'b'가 각각 동일한 저주파 잡음 성분을 포함한다. 따라서, 보정 데이터 S'(=a'/b')가 저주파 잡음의 요동에 응답하여 변화되는 것을 방지할 수 있게 된다. 그러므로, 저주파 잡음이 보정 데이터 S'에 근거하여 효과적으로 제거될 수 있다. 특히, 전술한 측정 동작 사이의 간격이 제거될 잡음 주기의 1/10보다 작거나 같은 경우에, 측정된 의도적 오프셋 값 'a'와 측정된 신호값 'b' 각각에 포함된 저주파 잡음의 레벨을 소정의 레벨로 확실하게 억제할 수 있게 된다. 그러므로, 저주파 잡음 성분이 확실하게 제거될 수 있다.

예를 들어, 잡음 성분이 검출 대상 신호 'sig'로부터 다음의 방식으로 제거될 수 있다. 먼저, 검출 대상 신호 'sig'가 기준값(예를 들어, 0 또는 0에 근접한고정값)과 동일할 때 오프셋 잡음 값을 측정한다. 오프셋 잡음 값을 측정한 바로 직후에, 검출 대상 신호 'sig'의 값을 측정한다. 그리고 나서, 측정된 값으로부터 상기 오프셋 잡음 값을 감산함으로써 오차 보정을 수행한다. 그러나, 실제적인 센싱 회로에서는, 전술한 기준값을 정확한 값으로 준비하는 것이 매우 어렵다. 그러므로, 검출 대상 신호 'sig'가 기준값과 동일하게 될 때 오프셋 잡음 값을 정확하게 측정하는 것이 매우 어렵다. 따라서, 잡음 제거 효과로서 만족스런 결과가 얻어질 수 없기 때문에, 기준값을 생성하기 위한 신호원이 필요하며, 또한, 이러한 신호원을 선택적으로 유효화(effecting)하기 위한 수단이 필요하다. 몇몇 검출 대상은 부가적으로 액추에이터(actuator) 또는 기계식 스위치를 필요로 할 수도 있다. 그러므로, 비용절감 및 소형화(downsizing)가 실현될 수 없다. 이러한 관점에서는, 전술한 잡음 제거 방법이 실현될 수 없게 된다. 한편, 본 발명의 일실시예에 따른 잡음 제거 방법은 이러한 문제점이 없으며, 그러므로, 본 발명은 실용적으로 매우 유용하다.

특히, CMOS 소자를 이용하는 아날로그 센싱 회로는 1/f 잡음으로부터 유도되는 내부 잡음(즉, 저주파 잡음)의 영향을 받는다. 검출 대상 신호 'sig'에 포함된 잠음 레벨을 억제하기 위해, 종래에는 회로면적(즉, 칩 면적)을 증가시켜 1/f 잡음을 억제하였다. 그러나, 비용 및 크기 제한으로 인해 실현되는 잡음 제거 레벨은 불충분하였다. 한편, 본 발명의 일실시예에 따른 잡음 제거 방법은 1/f 잡음으로부터 유도되는 저주파 잡음 제거에 적용될 수 있다. 본 발명이 CMOS 센싱 회로에 채택되면, 센싱 정확도가 개선될 수 있다. 따라서, 본 발명은 CMOS 디지탈 회로로 쉽게 병합될 수 있으며, 이것은 센싱 회로의 스마트화에 크게 기여한다. 또한, 센싱 회로가 CMOS 디지탈 회로와 조합된 본 발명의 구성을 채택하는 경우에는, 프로세스 기술의 미세화와 연동하여 전체 회로 구성이 쉽게 소형화될 수 있으며, 이것은 비용절감 및 소형화에 매우 유익하다.

본 발명의 일실시예에 따른 잡음 제거 방법은 개념상 아날로그 신호 처리 및 디지탈 신호 처리에 모두 적용될 수 있다. 그러나, 실제적인 아날로그 신호 처리에 있어서는, 입력 신호 레벨의 유효 범위가 내부 오프셋 잡음에 대응하는 전압의 양만큼 좁아진다. 아날로그 신호 처리 회로가 5V의 전원공급전압을 이용하는 경우에, 유효 신호 범위는 0-5V이다. 그러나, 의도적 오프셋 값은 검출 대상 신호 'sig'의 최대값의 10배와 동일한 값으로 설정될 수도 있다. 이 경우에, 유효 신호 범위는 0-0.45V의 매우 좁은 범위로 제한된다. 그러므로, 본 발명은 디지탈 신호 처리에 적용되는 것이 바람직하다.

다음에는, 디지탈 신호 처리의 구체적인 예에 관해 설명한다. 먼저, 방정식 (3) 및 (5)로부터 명백한 바와 같이, 이상적 비율 S가 1에 근접하면, S/N비 개선 효과가 향상될 수 있다. 즉, 의도적 오프셋 값(측정된 의도적 오프셋 값 'a')이 검출 대상 신호 'sig'의 레벨(최대 변화폭)보다 크면, S/N비 개선 효과가 향상될 수 있다. 그리고, 의도적 오프셋 값이 잡음 'e'의 진폭보다 크면, S/N비 개선 효과가 향상될 수 있다.

따라서, 의도적 오프셋 값을 가능한 한 확대하는 것이 바람직하다. 이 목적을 위해, 충족되어야 하는 조건중 하나는 측정 수단으로서 작용하는 A/D 변환 회로의 분해능(resolution)이 충분히 높아야 하고 측정 범위가 넓어야 한다는 것이다. 즉, 디지탈 신호 처리에 필요한 A/D 변환 회로의 기능은 신호 유효 범위가 작을 때 조차도 필요한 비트수를 이용하여 A/D 변환을 수행하고, 신호 유효 범위보다 충분히 크게 설정될 의도적 오프셋 값의 범위를 커버하도록 A/D 변환을 수행하는 것이다.

예를 들어, A/D 변환 회로에서, 신호 센싱 분해능이 10비트의 일반적인 레벨로 설정되는 경우에 14비트 또는 그 이상의 비트의 동적 범위(dynamic range)가 필요로 된다. 이러한 조건을 충족하는 A/D 변환기로는 예를 들어, △∑ 변조 형태의 A/D 변환기(∑△ 아날로그-디지탈 변환기)가 있다. 이 변환기에 따르면, 과거의 데이터가 순차적으로 유지되어야 한다. 이것은 측정된 의도적 오프셋 값 'a'의 측정 동작과 측정된 신호값 'b'의 측정 동작을 빠르게 스위칭하는 것을 어렵게 만든다. 이러한 문제를 해결하기 위해, 2계열의 △∑ 변조 형태의 A/D 변환기를 이용할 수 있다. 그러나, 이러한 구성에 따르면, 전단 증폭기가 공유적으로 이용되어야 한다. 그러므로, 이러한 데이터를 유지하기 위해서는 복잡한 제어가 요구되며, 또한, 회로 규모가 배가되고, 비용 감소가 어렵게 된다.

전술한 문제점을 해결하기 위해, 유럽특허 제561331호에 대응하는 미국특허 제5,396,247호에 기재된 A/D 변환 회로(이후, 센서 A/D 변환 회로로 언급됨)를 사용하는 것이 바람직하다. 도4는 센서 A/D 변환 회로의 변환 특성을 개략적으로 도시한 그래프이다. 도4에서, 의도적 오프셋 값에 대응하는 입력 전압은 2V(sig의 포인트=0)이고, 검출 대상 신호 'sig'의 변동 범위(0-sigm)는 100mV이며, 이것은 압전-저항 브릿지 회로와 같은 일반적인 센싱(소자) 회로의 최대 출력 전압에 해당한다. 전술한 센서 A/D 변환 회로는 10㎶에 상당하는 매우 높은 전압 분해능을 갖고 있기 때문에, 검출 대상 신호 'sig'의 성분을 총 10,000개의 섹션(분해능의 14비트에 상당함)으로 분할하는 것이 가능해진다. 이와 동시에, 의도적 오프셋 값의 성분은 총 100,000개의 섹션(분해능의 17비트에 상당함)으로 분할될 수 있다. 또한, 센서 A/D 변환 회로는 과거 데이터를 유지할 필요가 없다. 그러므로, 센서 A/D 변환 회로는 연속되는 다수의 입력 신호에 대해 측정 동작을 빠르고 쉽게 스위칭할 수 있다. 또한, 센서 A/D 변환 회로는 전부 디지탈 회로로서 구성될 수 있다. 이것은 비용절감 및 소형화 모두에 유익하다.

도5는 잡음을 제거하기 위해 전술한 센서 A/D 변환 회로를 사용하는 신호 처리 회로의 개략적 구성을 도시한 블록도이다. 도5에 도시된 신호 처리 회로는 후술되는 도6에 도시된 CMOS 센싱 회로의 스택 메모리(12) 및 보정 회로(14)에 상당하는 디지탈 연산 회로이다. 도5에 도시된 구성에 따르면, 아날로그 스위치는 의도적 오프셋 값에 대응하는 접압값을 가진 입력 신호와, 검출 대상 신호 'sig'와 의도적 오프셋 값의 가산에 대응하는 전압값을 가진 입력 신호를 선택적으로 입력하기 위한 소정의 스위칭 동작을 수행한다. 선택된 신호는 센서 A/D 변환 회로에 의해 디지탈 데이터로 변환된다. 이러한 A/D 변환 동작을 통해, 잡음 'e'(DC 잡음 성분을 포함함)를 각각 포함하는, 측정된 의도적 오프셋 값 a'와 측정된 신호값 b'가 얻어진다. 이들 측정값 a' 및 b'는 모두 전단 디지탈 연산 회로로 전송되어 각각의 레지스터에 저장된다. 이 디지탈 연산 회로는 보정 데이터 S'(=b'/a')를 얻기 위한보정 연산을 수행하는 제산기(divider)를 포함한다. 그리고, 이 보정 데이터 S'에 근거하여 잡음 성분을 제거하기 위한 신호 처리가 수행된다. 전술한 디지탈 연산은 마이크로컴퓨터와 같은 일반적인 회로를 이용하여 수행될 수 있다. 또한, 센서 A/D 변환 회로의 칩상에 형성된 전용 디지탈 연산 회로를 이용하는 것도 가능하다.

다음에는, 본 발명의 일실시예에 대해 설명한다. 도6 내지 도8은 함께, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 반도체 압력 센싱 장치로서 작용하는 CMOS 센싱 회로를 도시하고 있다.

도6에 도시된 전체 회로 구성을 보면, 반도체 압력 센싱 장치는 압력을 검출하는 센싱부(1)와 이 센싱부(1)의 출력을 처리하기 위해 CMOSIC 칩으로 구성된 신호처리부(2)를 포함한다. 센싱부(1)와 신호처리부(2)는 상이한 반도체 칩상에 독립적으로 형성된다. 그러나, 만일 바람직한 결과가 얻어진다면, 센싱부(1)와 신호처리부(2)를 동일한 칩상에 집적시키는 것도 가능하다.

센싱부(1)는 큰 압전-저항 계수를 가진 반도체 칩(예, 단결정 실리콘)으로 형성된다. 이 센싱부(1)는 압력 검출 브릿지 회로(3)와 온도 검출 브릿지 회로(4)를 포함한다. 압력 검출 브릿지 회로(3)는 그 회로에 인가되는 압력을 검출하고, 온도 검출 브릿지 회로(4)는 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도를 검출한다.

특히, 압력 검출 브릿지 회로(3)는 총 4개의 확산 저항 소자 Rd1, Rd2, Rd3 및 Rd4를 포함하고 있으며, 이들 저항소자는 반도체 칩의 다이어프램(diaphragm) 상에 형성되며, 완전(full) 브릿지 접속 패턴으로 배열된다. 각 저항소자 Rd1, Rd2, Rd3 및 Rd4의 저항값은 인가 압력에 따라 변화된다. 도6에서, 상향 화살표는인가 압력에 응답하여 저항값이 증가된다는 것을 나타내고, 하향 화살표는 인가 압력에 응답하여 저항값이 감소된다는 것을 나타낸다. 압력 검출 브릿지 회로(3)의 입력단자 P1은 정전압(constant-voltage) 전원 단자 +Vcc로부터 인가되는 정전압을 수신한다. 압력 검출 브릿지 회로(3)의 다른 입력단자 P2는 접지된다.

따라서, 압력 검출 브릿지 회로(3)의 한 출력단자 Q1(즉, 저항소자 Rd1 및 Rd2의 접속점)은 인가된 압력에 비례하여 증가하는 전위를 갖는다. 압력 검출 브릿지 회로(3)의 다른 출력단자 Q2(즉, 저항소자 Rd3 및 Rd4의 접속점)는 인가된 압력에 비례하여 감소되는 전위를 갖는다. 그러므로, 인가 압력에 대응하는 전압 레벨을 가진 센서 신호 Sd가 2개의 출력단자 Q1과 Q2 사이에서 검출될 수 있다. 이 센서 신호 Sd는 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도에 응답하여 변환된다. 온도 검출 브릿지 회로(4)는 이러한 온도 드리프트 성분을 제거하는데 필요한 데이터를 얻는다.

온도 검출 브릿 회로(4)는 완전 브릿지 접속 패턴으로 배열된 총 4개의 저항소자 Rt1, Rt2, Rc1 및 Rc2를 포함한다. 각각의 저항소자 Rt1 및 Rt2는 약 1,500-1,700 ppm/℃의 온도계수를 가진 확산저항기로 만들어진다. 각각의 저항소자 Rc1 및 Rc2는 약 0의 온도계수를 가진 CrSi와 같은 재료로 만들어진다. 온도 검출 브릿지 회로(4)의 입력단자 P3는 정전압 전원단자 +Vcc로부터 인가되는 정전압을 수신한다. 온도 검출 브릿지 회로(4)의 다른 입력단자 P4는 접지된다.

따라서, 온도 검출 브릿지 회로(4)의 한 출력단자 Q3(즉, 저항소자 Rt1 및 Rc1의 접속점)은 검출된 온도에 비례하여 증가하는 전위를 갖는다. 온도 검출 브릿지 회로(4)의 다른 출력단자 Q4(즉, 저항소자 Rt2 및 Rc2의 접속점)는 검출된 온도에 비례하여 감소되는 전위를 갖는다. 그러므로, 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도에 대응하는 전압 레벨을 가진 온도 신호 St가 2개의 출력단자 Q3과 Q4 사이에서 검출될 수 있다.

신호처리부(2)는 반도체칩 상에 형성된 다음의 회로 구성요소를 포함한다.

기준 전압 발생 회로(5)는 정전압 전원단자 +Vcc와 접지단자 사이에 직렬로 접속된 확산 저항 소자 Ra1 및 Ra2를 포함한다. 이 저항소자 Ra1 및 Ra2는 동일한 온도계수를 갖는다. 기준 전압 발생 회로(5)는 압력 검출 브릿지 회로(3)에 작용하는 압력 및 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도와 무관한 정전압 레벨을 가진 기준신호 Sa를 출력하는 출력단자 Q5(즉, 저장소자 Ra1 및 Ra2의 접속점)를 갖고 있다. 센싱부(1)의 반도체칩 상에 기준 전압 발생 회로(5)를 형성하는 것도 가능하다.

아날로그 멀티플렉서(6)는 제어 유닛(7)으로부터 공급되는 선택신호에 응답하여, 압력 검출 브릿지 회로(3)로부터 얻어진 센서 신호 Sd, 온도 검출 브릿지 회로(4)로부터 얻어진 온도 신호 St 및 기준 전압 발생 회로(5)로부터 얻어진 기준 신호 Sa를 선택적으로 출력한다.

입력회로로서 작용하는 고 입력-임피던스 차동 증폭 회로(8)는 MOSFET 입력 형태의 2개의 연산 증폭기(8a 및 8b)와 3개의 저항기(8c,8d,8e)를 포함한다. 차동 증폭 회로(8)는 아날로그 멀티플렉서(6)로부터 연속적으로 출력되는 출력신호를 증폭하고, 그 증폭된 신호를 측정수단으로서 작용하는 A/D 변환 회로(9)로 전송한다. 이 차동 증폭 회로(8)는 독립적으로 제공되는 회로 소자인 정전압 전원(8f) 및 저항기(8g)와 관련되어 있다. 정전압 전원(8f)은 차동 증폭 회로(8)의 증폭된 출력전압에 전술한 의도적 오프셋 값을 부가하기 위한 신호 생성 수단으로서 작용한다.

차동 증폭 회로(8)로부터 얻어진 증폭된 센싱 신호 Sd 및 증폭된 온도 신호 St는 본 발명에서 검출 대상 신호로서 불린다. 차동 증폭 회로로부터 얻어진 증폭된 기준 신호 Sa는 정전압 레벨을 갖는다. 이 증폭된 기준 신호 Sa가 전술한 의도적 오프셋 값에 부가되면, 그 결과로서 생성되는 신호가 순수한(true) 의도적 오프셋 값으로 불린다. 전술한 바와 같이, 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호의 2배보다 크거나 같으면, 잡음을 실질적인 레벨로 감소시키는 것이 가능해진다. 예를 들어, 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호의 최대값의 10배가 되면, 잡음 성분의 약 90%가 제거될 수 있다. 한편, 차동 증폭 회로(8)의 전력은 정전압 전원단자 +Vcc로부터 공급된다.

A/D 변환 회로(9)는 링-게이트 지연(ring-gate delay) 회로(10), 순환 횟수 카운터(circulation frequency counter)(11) 및 스택(stack) 메모리(12)를 포함한다.유럽특허 제561,331호에 대응하는 미국특허 제5,396,247호에 기재된 A/D 변환 회로와 기본적으로 유사한 링-게이트 지연회로(10)는 링 패턴으로 접속된 NAND 게이트 회로(10a)와 짝수개의 인버터(10b)를 포함한다. NAND 게이트 회로(10a)와 각각의 인버터(10b)(함께 반전회로로서 작용함)는 전원 전압에 따라 변화되는 반전동작(inverting operation) 시간을 갖는다. 링-게이트 지연회로(10)는 이후부터 RGD로 언급된다. 순환 횟수 카운터(11)는 RGD(10)에서 펄스 신호의 순환 횟수(즉, 완전한 순환의 횟수)를 카운트한다. 스택 메모리(12)는 순환횟수 카운터(11)의 카운트 값을 상위 비트(upper bits)로서 저장하고, 각각의 인버터(10b)의 출력을 하위 비트(lower bits)로서 저장한다.

A/D 변환 회로(9)는 다음의 방식으로 동작한다. 도7은 RGD(10)의 NAND 게이트(10a)에 인가되는 펄스 신호 PA를 도시하고 있다. NAND 게이트(10a)와 각각의 인버터(10b)는 전원 전압에 따라 연속적으로 반전 동작을 시작한다. 신호 순환 동작은 펄스 신호 PA의 ON 지속기간 동안에 계속하여 수행된다. 한편, 스택 메모리(12)는 펄스 신호의 순환횟수를 나타내는 실시간 2진 데이터를 수신한다. 도7에 도시된 펄스 신호 PB가 빌드-업(build-up)할 때마다 스택 메모리(12)가 래치된다. 펄스 신호 PB는 소정의 샘플링 주기 △t(예를 들어, 100 μsec 보다 작거나 같음)를 얻기 위해 이용된다. 스택 메모리(12) 내의 각각의 래치 데이터 사이의 차에 근거하여, 인버터(10b)로 공급되는 전원 전압을 나타내는 값으로서 2진 데이터가 얻어진다.

이 경우에, 전원 전압은 차동 증폭 회로(8)로부터 RGD(10)내의 NAND 게이트(10a)와 각각의 인버터(10b)에 인가된다. 그러므로, A/D 변환 회로(9)는 차동 증폭 회로(8)의 출력 신호를 디지탈 데이터로 변환한다. 다시 말하면, 아날로그 멀티플렉서(6)로부터 선택적으로 출력되는, 센서 신호 Sd, 온도 신호 St, 및 기준 신호 Sa가 디지탈 데이터로 변환된다. 정전압 전원(8f)은 센서 신호 Sd, 온도 신호 St, 및 기준 신호 Sa의 각각의 증폭된 전압에 동일한 의도적 오프셋 값을 부가한다.

A/D 변환 회로(9)로부터 발생되는 디지탈 데이터는 다음과 같이 언급된다.

* 압력 정보 D는 센서 신호 Sd에 대응하는 디지탈 데이터를 나타내고,

* 온도 정보 T는 온도 신호 St에 대응하는 디지탈 데이터를 나타내고,

* 기준 정보 A는 기준 신호 Sa에 대응하는 디지탈 데이터를 나타낸다.

기준 정보 A는 소정의 전압 레벨을 가진 증폭된 기준 신호 Sa에 일정한 의도적 오프셋 값을 부가함으로써 얻어진 신호의 측정된 전압 레벨에 대응한다. 다시 말하면, 기준 신호 A는 전술한 측정된 의도적 오프셋 값 'a'에 대응한다. 압력 정보 D와 온도 정보 T는 2종류의 검출 대상 신호, 즉, 증폭된 센서 신호 Sd와 증폭된 온도 신호 St에 각각 상기 의도적 오프셋 값을 부가함으로써 얻어지는 신호들의 측정된 전압 레벨에 대응한다. 다시 말하면, 압력 정보 D와 온도 정보 T는 전술한 바와 같은 측정된 신호값 'b'에 대응한다.

압력 정보 D는 압력 검출 브릿지 회로(3)에 인가되는 전압 P에 근거하여 다음의 방정식에 의해 정의된다.

D = {(ct +d) ×P + kt + f} ×β(t) ------------------ ①

여기서, 't'는 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도를 나타내고, 'c'는 압력 검출 브릿지 회로(3)의 감도(sensitivity)의 온도계수를 나타내고, 'd'는 압력 검출 브릿지 회로(3)의 실온감도(room temperature sensitivity)를 나타내고, 'k'는 검출된 압력값의 오프셋의 온도계수를 나타내고, 'f'는 검출된 압력값의 실온(room temperature) 오프셋 값을 나타낸다.

또한, β(t)는 차동 증폭 회로(8)의 온도 특성과 RGD(10)의 지연시간의 온도 특성에 의존하는 비선형항(nonlinear term)이다. 다시 말하면, β(t)는 압력 검출의 정확도의 악화(deterioration)를 유발하는 요인이 된다.

방정식 ①로부터 'P'를 구하기 위해서는, 't'를 구해야 하고 또한, β(t)를 제거해야할 필요가 있다. 이 목적을 위해, 온도 검출 브릿지 회로(4)로부터 온도 정보 T를 얻고, 기준 전압 발생 회로(5)로부터 기준 정보 A를 얻는다.

다음의 방정식 ②는 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도 't'와 온도 정보 'T' 사이의 관계를 나타낸다.

T = (rt + q) ×β(t) ------------------ ②

여기서, 'r'은 검출된 온도값의 온도계수를 나타내고, 'q'는 검출된 온도값의 실온 오프셋 값을 나타낸다.

기준 정보 A를 얻기 위해, 차동 증폭 회로(8)는 기준 신호 A를 증폭하고, A/D 변환 회로(9)는 이 증폭된 신호를 디지탈 데이터로 변환한다. 기준 신호 Sa는 압력 검출 브릿지 회로(3)에 작용하는 압력 및 압력 검출 브릿지 회로(3)의 온도와 무관한 정전압 레벨을 갖는다. 따라서, 다음의 관계식③으로 표현된다.

A = β(t) ------------------------- ③

전술한 방정식 ②와 ③으로부터 'P'를 구함으로써, 다음의 방정식 ④로 표현된 바와 같이 비선형항 β(t)가 얻어질 수 있다.

P = {(T/A-q) ×(-k/r) + D/A - f}/{T/A-q) ×c/r + d} ------------ ④

EPROM(13)은 'r', 'q', 'c', 'd', 'k', 및 'f'의 계수값을 저장하고 있으며, 이들은 방정식 ④에 의해 정의되는 압력 'P'를 계산하기 위해 필요로 된다.

전술한 바와 같이, A는 측정된 의도적 오프셋 값 'a'에 대응하고, D와 T는 측정된 신호값 'b'에 대응한다. 방정식 ④는 이들 데이터의 비율, 즉, T/A 및 D/A를 포함한다. 각각의 비율에서, 의도적 오프셋 값은 분자 및 분모에 포함된다. 따라서, 전술한 원리로부터 명백한 바와 같이, DC 잡음 성분을 포함하는 저주파 잡음 성분을 감소시키는 것이 가능해진다. 실제적으로 구현되는 회로에서, 저주파 잡음은 수 ㎶ 내지 수십 ㎶의 전압 레벨을 갖는다. 한편, A/D 변환 회로의 분해능은 수 ㎶ 내지 10㎶의 레벨에 있으며, 이들은 모두 ㎶ 정도로 유지된다. 주파수가 10Hz보다 크지 않을 때, 저주파 잡음은 (1/f)ⁿ의 잡음 성분을 포함한다(여기서, n≥1).

데이터 연산 회로로서 작용하는 보정 회로(14)는 EPROM(13)으로부터 판독되는 계수값(r,q,c,d,k,f) 뿐만 아니라, 스택 메모리(12)로부터 판독되는 압력 정보 D, 온도 정보 T 및 기준 정보 A를 참조하여, 제어 유닛(7)으로부터 전송되는 명령에 응답하여, 방정식 ④에 의해 정의되는 압력 P를 구하기 위한 연산을 수행한다. 보정 회로(14)에서의 연산 결과는 I/O 블록(5)을 통해 센싱부(1)의 검출된 압력을 나타내는 압력 데이터로서 출력된다.

도8은 제1 실시예에 따른 제어 유닛(7)에서 수행되는 제어 절차를 도시한 흐름도이다.

먼저, 단계 S1에서, 제어 유닛(7)은 제1 선택 신호를 아날로그 멀티플렉서(6)로 전송한다. 이 제1 선택 신호에 응답하여, 멀티플렉서(6)는 압력 검출 브릿지 회로(3)로부터 공급되는 센서 신호 Sd를 선택한다. 차동 증폭 회로(8)는 이 센서 신호 Sd를 증폭하여, 그 증폭된 센서 신호 Sd에 대응하는 전압 신호를 생성한다. 이 전압 신호는 의도적 오프셋 값을 포함하며, A/D 변환 회로(9)에서 처리될 제1 신호로서 작용한다. 즉, 이 제1 신호는 A/D 변환 회로(9)내의 RGD(10)에인가된다.

다음에는, 단계 S2에서, 제어 유닛(7)은 펄스신호 PA 및 PB를 A/D 변환 회로(9)로 출력하기 위한 제어 루틴을 실행한다. 특히, 단계 S2에서, 제어 유닛(7)은 도7에 도시된 바와 같이 t1-t2의 시간주기 동안에 펄스신호 PA를 발생한다. 한편, 시간 t1 이후에, 제어 유닛(7)은 도7에 도시된 바와 같이 시간 t2에 의해 4회 상승하는 펄스신호 PB를 발생한다.

펄스신호 PA 및 PB의 이러한 발생에 따라, 제1 신호는 펄스신호 PA의 온-타임 동안에 연속적으로 RGD(10)에서 순환된다. 펄스신호 PB가 빌드-업할 때마다 스택 메모리(12)가 래치된다. 제어 유닛(7)은 래치 데이터 사이의 차, 즉, 제3 빌드-업 타이밍에서의 래치 데이터와 제4 빌드-업 타이밍에서의 래치 데이터 사이의 차를 구한다. 다음에, 제어 유닛(7)은 차동 증폭 회로(8)로부터 공급되는 제1 신호(즉, 증폭된 센서 신호 Sd)에 의존하는 압력 정보 D를 나타내는 디지탈 데이터를 얻는다.

다음에, 단계 S3에서, 제어 유닛(7)은 제2 선택 신호를 아날로그 멀티플렉서(6)로 전송한다. 이 제2 선택 신호에 응답하여, 멀티플렉서(6)는 기준 전압 발생 회로(5)로부터 공급되는 기준 신호 Sa를 선택한다. 차동 증폭 회로(8)는 기준 신호 Sa를 증폭하여, 그 증폭된 기준 신호 Sa에 대응하는 전압 신호를 발생한다. 이 전압 신호는 의도적 오프셋 값을 포함하며, A/D 변환 회로(9)에서 처리될 제2 신호로서 작용한다. 즉, 이 제2 신호는 A/D 변환 회로(9)내의 RGD(10)로 인가된다.

다음에 단계 S4에서, 제어 유닛(7)은 펄스신호 PA 및 PB를 출력하기 위한 제어 루틴을 실행한다. 특히, 단계 S4에서, 제어 루틴(7)은 도7에 도시된 바와 같이 t3-t4의 시간주기 동안에 펄스신호 PA를 발생한다. 한편, 시간 t3 이후에, 제어 유닛(7)은 도7에 도시된 바와 같이 시간 t4에 의해 수회 상승하는 펄스신호 PB를 발생한다. 펄스신호 PA 및 PB의 이러한 발생에 따라, 제2 신호는 펄스신호 PA의 온-타임 동안에 연속적으로 RGD(10)에서 순환된다. 펄스신호 PB가 빌드-업할 때마다 스택 메모리(12)가 래치된다. 제어 유닛(7)은 래치 데이터 사이의 차를 구한다. 다음에, 제어 유닛(7)은 차동 증폭 회로(8)로부터 공급되는 제2 신호(즉, 증폭된 기준 신호 Sa)에 의존하는 기준 정보 A를 나타내는 디지탈 데이터를 얻는다.

다음에, 단계 S5에서, 제어 유닛(7)은 제3 선택 신호를 아날로그 멀티플렉서(6)로 전송한다. 이 제3 선택 신호에 응답하여, 멀티플렉서(6)는 온도 검출 브릿지 회로(4)로부터 공급되는 온도 신호 St를 선택한다. 차동 증폭 회로(8)는 온도 신호 St를 증폭하여, 그 증폭된 온도 신호 St에 대응하는 전압 신호를 발생한다. 이 전압 신호는 의도적 오프셋 값을 포함하며, A/D 변환 회로(9)에서 처리될 제3 신호로서 작용한다. 즉, 이 제3 신호는 A/D 변환 회로(9)내의 RGD(10)로 인가된다.

다음에 단계 S6에서, 제어 유닛(7)은 펄스신호 PA 및 PB를 출력하기 위한 제어 루틴을 실행한다. 특히, 단계 S46서, 제어 루틴(7)은 도7에 도시된 바와 같이 t5-t6의 시간주기 동안에 펄스신호 PA를 발생한다. 한편, 시간 t5 이후에, 제어 유닛(7)은 도7에 도시된 바와 같이 시간 t6에 의해 수회 상승하는 펄스신호 PB를 발생한다.

펄스신호 PA 및 PB의 이러한 발생에 따라, 제3 신호는 펄스신호 PA의 온-타임 동안에 연속적으로 RGD(10)에서 순환된다. 펄스신호 PB가 빌드-업할 때마다 스택 메모리(12)가 래치된다. 제어 유닛(7)은 래치 데이터 사이의 차를 구한다. 다음에, 제어 유닛(7)은 차동 증폭 회로(8)로부터 공급되는 제3 신호(즉, 증폭된 온도 신호 St)에 의존하는 온도 정보 T를 나타내는 디지탈 데이터를 얻는다.

다음에, 단계 S7에서, 제어 유닛(7)은 보정회로(14)로 연산 명령을 발생한다. 이 연산 명령에 응답하여, 보정회로(14)는 EPROM(13)으로부터 판독된 계수값(r,q,c,d,k,f) 뿐만 아니라 스택 메모리(12)로부터 판독되는 압력 정보 D, 온도 정보 T 및 기준 정보 A를 참조하여, 방정식 ④에 의해 정의된 압력 P를 구하기 위한 연산을 수행한다. 보정회로(14)에서의 연산 결과는 I/O 블록(15)을 통해 센싱부(1)의 검출된 압력을 나타내는 압력 데이터로서 출력된다.

다음에, 단계 S8에서, 제어 유닛(7)은 소정의 시간(즉, 대기 시간)이 경과되었는지 여부를 검사한다. 단계 S8에서의 판단 결과가 '아니오'이면, 제어 유닛(7)은 대기 시간이 경과될 때까지 판단 단계 S8를 반복한다. 단계 S8에서의 판단 결과가 '예'이면, 제어 흐름은 단계 S1으로 복귀한다. 그러므로, 단계 S1-S7의 처리 절차는 소정의 시간 견격으로 주기적으로 수행된다.

요약하면, 전술한 제1 실시예는 센서 신호 Sd, 온도 신호 St 및 기준 신호 Sa를 연속적으로 검출하기 위한 시분할 처리를 수행하는 아날로그 멀티플렉서(6)를 이용한다. 이들 센서 신호 Sd, 온도 신호 St 및 기준 신호 Sa의 각각의 전압 레벨을 증폭하기 위해 차동 증폭 회로(8)가 공통적으로 이용된다. 일정한 레벨의 의도적 오프셋 값이 이 증폭된 전압 신호에 부가된다. A/D 변환 회로(9)는 검출된 신호 Sd, St 및 Sa에 대응하는 디지탈 정보(압력 정보 D, 온도 정보 T 및 기준 정보 A)를 얻기 위해 가산 전압 신호의 전압 레벨을 측정한다.

이 경우에, 기준 신호 A는 방정식(1)에 도시된 측정된 의도적 오프셋 값 'a'(또는 a')에 대응한다. 압력 정보 D와 온도 정보 T는 방정식(1)에 도시된 측정된 신호값 'b'(또는 b')에 대응한다. 그러므로, 의도적 오프셋 값이 검출 대상 신호(즉, 증폭된 센서 신호 Sd와 증폭된 온도 신호 St)의 2배(바람직하게는 10배) 보다 크면, 잡음 성분을 감소시키는 것이 가능해진다. 따라서, 검출된 출력의 S/N 비가 개선될 수 있다. 도9는 전술한 구성을 이용함으로써 얻어지는 개선된 S/N 비를 보여주는 실제적으로 측정된 결과를 도시하고 있다.

최종적으로 방정식 ④에 이용된 압력 정보 D, 온도 정보 T 및 기준 정보 A로 변환되는 센서 신호 Sd, 온도 신호 St 및 기준 신호 Sa는 모두 아날로그 멀티플렉서(6), 차동 증폭 회로(8) 및 A/D 변환 회로(9)를 포함하는 공통 아날로그 회로에서 처리된다. 이것은 신호 전송 경로의 회로 상수의 변동 또는 요동에 기인하는 각 신호의 드리프트(drift) 성분을 소거하는데 효과적이다. 이 회로는 방정식 ④에서 정의된 비율값 T/A 및 D/A에서의 노화 문제(aging problem)에 영향받지 않게 된다. 결과적으로, 내구성에서의 열화의 영향을 제거할 수 있다. 예를 들어, 반도체칩을 덮고 있는 보호막에 작용하는 응력은 노화로 인해 감소되게 된다. 차동 증폭 회로(8)내의 연산 증폭기(8a,8b)의 오프셋 값은 이러한 노화 현상의 영향으로 인해초기값으로부터 벗어나게 된다. 이와 유사하게, 센서 저항기의 페어 비율(pair ratio)도 초기값과 달라질 수 있다. 따라서, 전술한 구성은 압력 검출시의 장기간 센싱 정확도를 보장할 수 있도록 한다.

압력 검출에서의 개선된 정확도를 실현하기 위해, 차동 증폭 회로(8)는 일반적으로 보다 높은 증폭 능력을 갖도록 그 규모가 커질 필요가 있다. 전술한 실시예는 센서 신호 Sd, 온도 신호 St 및 기준 신호 Sa를 모두 처리하기 위해 차동 증폭 회로(8)를 공통적으로 이용한다. 많은 차동 증폭 회로를 제공할 필요는 없다. 그러므로, 회로의 전체 크기가 소형화될 수 있다.

전술한 실시예는 RGD(10)를 포함하는 A/D 변환 회로(9)를 이용하고 있다. 변환 속도가 크게 증가되며, 따라서, 샘플링 시간이 크게 감소될 수 있다. 결과적으로, 검출된 압력 값이 짧은 시간내에 신속하게 계산될 수 있다.

또한, 전술한 실시예에 따르면, 2개의 검출 대상 신호가 검출된다. 압력 정보 D와 온도 정보 T가 이들 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값이다. 기준 정보 A는 측정된 의도적 오프셋 값이다. 이 기준 정보 A를 얻기 위한 측정 동작은 압력 정보 D와 온도 정보 T를 얻기 위한 측정 동작 사이에 끼워져 있다. 즉, D →A→T의 순서로 측정이 수행된다.

이러한 측정 순서에 따르면, 기준 정보 A를 얻기 위한 측정 동작과 압력 정보 D 및 온도 정보 T를 얻기 위한 측정 동작들 사이의 평균 시간 간격을 최소화할 수 있게 된다. 다시 말하면, 방정식 ④에 근거하여 압력 P를 얻는데 필요로 되는 T/A 및 D/A 각각의 연산을 빠르게 수행할 수 있게 된다. 결과적으로, 각각의 측정값(D,A,T)에 포함된 저주파 잡음이 서로 동일하게 될 수 있다. 그러므로, 방정식 ④에서 정의된 T/A 및 D/A가 각각 저주파 잡음으로부터 실질적으로 동일한 영향을 받는다. 따라서, (DC 잡음 성분을 포함하는) 저주파 잡음 성분이 연산 결과로부터 효과적으로 제거될 수 있으며, 압력 P의 센싱 정확도가 개선될 수 있다.

말할 필요도 없이, T→A→D의 순서로 측정이 수행되는 경우에도, 압력 P의 센싱 정확도가 동일하게 개선될 수 있다. 그러나, 측정된 신호값(△D 및 △T로 언급됨)을 얻기 위한 측정 동작들 사이에 측정된 의도적 오프셋 값(△A)을 얻기 위한 측정 동작을 끼워 넣는 것이 어려울 수도 있다. 이러한 경우에, 측정 순서는 다음의 방식으로 결정된다.

센싱 정확도를 고려하면, 측정 순서는 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값(△D와 △T중 하나)을 얻기 위한 측정 동작과 측정된 의도적 오프셋 값(△A)을 얻기 위한 측정 동작 사이의 시간 간격을 최소화하도록 결정된다. 예를 들어, △D가 중요하면, 바람직한 측정 순서는 △A→△D →△T 또는 △T →△D →△A가 된다. 이것은 측정된 신호값 △D에 포함된 저주파 잡음 성분이 측정된 의도적 오프셋 값 △A에 포함된 저주파 잡음 성분과 실질적으로 동일하게 될 수 있다는 점에서 유익하다. 그러므로, 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대한 잡음 제거 효과를 향상시킬 수 있게 된다. 전체적으로, 센싱 회로의 센싱 정확도가 개선될 수 있다.

전술한 실시예에 따르면, 도8에 도시된 제어 루틴은 펄스신호 PA 및 PB를 출력하기 위한 총 3개의 단계(S2,S4,S6)를 포함한다. 이들 각각의 단계(S2,S4,S6)에서는, 래치 데이터 사이의 차에 근거하여 스택 메모리(12)로부터 디지탈 데이터가 얻어진다. 그러므로, 평균 디지탈 데이터(압력 정보 D, 기준 정보 A, 온도 정보 T)를 얻도록 시스템을 구성하는 것이 가능하다. 이 경우에, 저주파 잡음 성분과 고주파 잡음 성분을 모두 감소시키는 것이 가능해진다. 다음에는, 고주파 잡음 성분을 감소시키기 위한 원리에 대해 도10 및 도11을 참조하여 설명한다.

도10에 도시된 예에 따르면, 잡음 성분 'e'를 포함하는 측정된 의도적 오프셋 값 a'를 얻기 위한 측정 동작이 반복적으로 수행된다(즉, a'에 대해 3번의 연속적인 측정 동작이 수행된다). 다음에, 잡음 성분 'e'를 포함하는 측정된 신호값 b'를 얻기 위한 측정 동작이 반복적으로 수행된다(즉, b'에 대해 3번의 연속적인 측정 동작이 수행된다). 측정값 a'와 b' 사이의 측정 순서는 거꾸로 될 수 있다. 이 경우에, 대응하는 측정값 a'와 b'에 대한 측정 동작 사이의 시간 간격 'ti'는 비교적 크다. 그러나, 저주파 잡음 레벨이 느리게 변화되기 때문에, 동일한 측정 대상에 대한 측정 데이터에 포함되는 저주파 잡음 성분은 실질적으로 서로 동일한 것으로 생각할 수 있다. 따라서, 전술한 잡음 제거 방법을 이용함으로써, 저주파 잡음이 효과적으로 제거될 수 있다.

한편, 측정된 의도적 오프셋 값 a'의 평균값과 측정된 신호값 b'의 평균값은 연속적인 측정 동작을 통해 얻어진 다수의 샘플링 데이터에 근거하여 얻어진다. 이러한 대표적인(즉, 평균된) 측정값이 잡음 제거에 이용된다. 이것은 측정값의 다수의 샘플링 데이터를 평균함으로써 얻어지는 적분 효과로 인해 저주파 잡음 성분과 함께 고주파 잡음 성분도 역시 제거될 수 있다는 점에서 유익하다. 고주파 잡음 성분을 감소시키는 효과는 샘플링 데이터의 총수를 증가시킴으로써, 즉, 동일한 검출 대상에 대한 측정 동작의 반복 횟수를 증가시킴으로써 향상될 수 있다. 전술한 바와 같이, 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 반복적인 측장 동작과 측정된 신호값을 얻기 위한 반복적인 측정 동작은 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 연속하여 수행되는 것이 바람직하다. 이것은 2개의 검출 대상 사이의 스위칭 동작이 단지 한 번만 이루어진다는 점에서 유익하다. 압력 정보 D, 기준 정보 A 및 온도 정보 T를 얻기 위한 경우에, 단지 2번의 스위칭 동작이 필요로 된다. 그러므로, 스위칭 동작이 간단해진다.

도11에 도시된 예에 따르면, 잡음 성분 'e'를 포함하는 측정된 의도적 오프셋 값 a'를 얻기 위한 측정 동작과 잡음 성분 'e'를 포함하는 측정된 신호값 b'를 얻기 위한 측정 동작이 반복 수행 사이클(즉, 3개의 연속 측정 사이클)로서 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 연속적으로 수행된다. 측정된 의도적 오프셋 값 a'의 평균값과 측정된 신호값 b'의 평균값은 연속적인 측정 사이클을 통해 얻어지는 다수의 샘플링 데이터에 근거하여 얻어진다. 이러한 대표적인(즉, 평균된) 측정값이 잡음 제거에 이용된다. 이것은 측정값의 다수의 샘플링 데이터를 평균함으로써 얻어지는 적분 효과로 인해 저주파 잡음 성분과 함께 고주파 잡음 성분도 역시 제거될 수 있다는 점에서 유익하다. 특히, 이 실시예에 따르면, 측정된 의도적 오프셋 값 a'를 얻기 위한 측정 동작과 측정된 신호값 b'를 얻기 위한 측정 동작이 한 셋트로서 수행된다. 이것은 측정값 a' 및 b'에 대한 측정 동작 사이의 시간 간격이 감소될 수 있다는 점에서 유익하다. 결과적으로, 측정값 a'에 포함되는 저주파 잡음 성분을 측정값 b'에 포함되는 저주파 잡음과 실질적으로 동일하게 만드는 것이 가능해진다. 따라서, 전술한 잡음 감소 방법을 이용하면, 저주파 잡음이 만족스럽게 제거될 수 있다.

본 발명은 전술한 실시예에 제한되지 않으며, 따라서, 다음의 방식으로 변경될 수 있다.

전술한 실시예에서는, 검출 대상 신호의 신호량이 전압 레벨이다. 그러므로, 의도적 오프셋 값이 전압값으로서 설정된다. 그러나, 검출 대상 신호가 상이한 특성을 가질 때에는 신호량이 달라질 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 검출 대상 신호의 신호량이 시간 정보(펄스 주기 또는 주파수)로 표현되는 센싱 회로에도 적용될 수 있다. 이러한 경우에, 의도적 오프셋 값은 이 시간 정보보다 큰 시간값으로서 설정되게 된다. 이러한 종류의 센싱 회로의 예로서, 검출 대상 물리량에 따라 그 캐패시턴스가 변화되는 트랜스듀서를 포함하는 장치가 있다. 트랜스듀서의 캐패시턴스 변화는 CR 오실레이터의 CR 시정수에서의 변화, 즉, 발진 주파수에서의 변화로서 검출될 수 있다. 의도적 오프셋 값은 일정한 주기의 클럭 신호를 이용하여 얻어질 수 있다. 의도적 오프셋 시간은 펄스 위상차 인코딩 회로를 이용하여 수치로 변환될 수 있으며, 이 인코딩 회로는 예를 들어, 유럽특허 제439,178 B1호에 대응하는 미국특허 제5,128,624호에 기재되어 있다. 여기서도, 전술한 실시예와 동일한 방식으로 수치 데이터의 디지탈 처리를 수행함으로써, 잡음이 감소될 수 있다.

또한, 본 발명의 잡음 제거 방법은 검출 대상 물리량을 나타내는 캐패시턴스 변화로부터 변환된 전압 신호에 따라 측정 동작을 수행하는 센싱 회로에 적용될 수있다. 따라서, 센싱 정확도가 개선될 수 있다. 도12는 (예를 들어, 일본 특허공개 공보 제9-211022호에 기재된 바와 같은) 역학량(dynamic quantity)을 검출하기 위한 캐패시턴스 형태의 반도체 센서의 예를 도시하고 있다. 도12에서, 캐패시터 CS는 각속도(angular velocity)에 따라 변화될 수 있는 캐패시턴스를 갖는다. 초기 바이어스 전압 Vbi는 이러한 캐패시터 Cs에서 일정한 전하량을 유지하기 위해 절환(changeover) 스위치 SW를 통해 전원 E로부터 캐패시터 Cs로 인가될 수 있다. 절환 스위치 SW가 전원 E에 접속된 이후에, 절환 스위치 SW는 고입력 임피던스를 각각 갖고 있는 피크 홀드 회로(peak hold circuit)(PHC) 및 바텀 홀드 회로(bottom hold circuit)(BHC)로 스위칭된다. 이러한 조건하에서, 캐패시터 Cs의 캐패시턴스가 각속도에 따라 최소값으로부터 최대값으로 변화되면, 피크 홀드 회로(PHC)와 바텀 홀드 회로(BHC) 사이에서 전압 신호 Sx가 얻어진다. 그러므로, 도6에 도시된 센서 신호 Sd를 전압 신호 Sx로 대체함으로써, 도6에 도시된 센싱 회로를 각속도 센서(즉, yaw rate sensor)로 변경하는 것이 가능해진다. 말할 필요도 없이, 캐패시터 Cs의 캐패시턴스가 압력 또는 가속도에 따라 변화되는 경우에, 도6에 도시된 센싱 회로는 압력 센서 또는 가속도 센서로서 이용될 수 있다.

압력, 가속도 및 각속도 이외에도, 본 발명은 토크, 속도, 자속, 습도, 유량 및 농도와 같은 다른 물리량을 검출하기 위한 센싱 회로에도 적용될 수 있다. 또한, 검출 대상 신호 발생원으로서 작용하도록 도6에 도시된 압력 검출 브릿지 회로(3)에 이용된 압전-저항 소자는 홀(hall) 소자 또는 MRE(magneto-resistive elements)와 같은 다른 소자에 의해 대체될 수 있다. 그러므로, A/D 변환 회로(9)내의 RGD(10)의 상세한 회로 구성은 유연성 있게 변경될 수 있다.

일반적으로, MOS 트랜지스터는 저주파 잡음의 영향을 받는다. 이와 유사하게, 바이폴라 트랜지스터 및 화합물(compoumd) 트랜지스터(HBT, HEMT 등)는 비록 저주파 잡음으로부터 제공되는 악영향의 정도가 다를지라도 저주파 잡음의 영향을 받는다. 그러므로, 본 발명의 잡음 제거 처리 또는 잡음 보정 처리는 거의 대부분의 트랜지스터 또는 다양한 회로에 효과적으로 적용될 수 있다.

전술한 실시예에서, 의도적 오프셋 값을 발생하기 위한 회로는 A/D 변환 회로에 접속된 전단 아날로그 회로로서 위치된다. 그러나, 의도적 오프셋 값을 디지탈 데이터로서 직접 A/D 변환 회로의 출력으로 제공하는 것도 가능하다.

도13은 잡음 제거에 이용되는 다른 신호 처리 회로의 개략적 구성을 도시한 블록도이다. 아날로그 스위치는 검출 대상 신호 'sig'와 잡음 성분 'e'의 가산에 대응하는 전압값을 가진 입력 신호와, 기준 대상 신호 'rf'와 잡음 성분 'e'의 가산에 대응하는 전압값을 가진 입력 신호를 선택적으로 입력하기 위한 소정의 스위칭 동작을 수행한다. 선택된 신호는 A/D 변환 회로에 의해 디지탈 데이터 Dsig 또는 Dr로 변환된다. 이 A/D 변환 데이터(즉, 디지탈 데이터 Dsig 또는 Dr)는 가산기로 전송된다.

의도적 오프셋 값은 디지탈 데이터 Dos로서 설정된다. 가산기는 측정된 신호값 b'(b' = Dsig + Dos)을 발생하기 위해 디지탈 데이터 Dsig에 의도적 오프셋 데이터 Dos를 가산한다. 이와 유사하게, 가산기는 측정된 의도적 오프셋 값 a'(a' = Dr + Dos)를 발생하기 위해 디지탈 데이터 Dr에 의도적 오프셋 데이터 Dos를 가산한다. 의도적 오프셋 데이터 Dos를 가산한 이후에 수행되는 신호 처리는 전술한 실시예에서 설명된 바와 동일하다. 즉, 측정된 의도적 오프셋 값 a'와 측정된 신호값 b'는 각각의 레지스터에 저장된다. 제산기(divider)는 보정 데이터(=b'/a')를 얻는다.

이 방법에 따르면, A/D 변환 회로의 역학적인 범위를 검출 대상 신호 'sig'와 기준 대상 신호 'rf'의 각각의 변동 범위와 동일하게 만드는 것이 가능해진다. 그러므로, A/D 변환 회로의 성능에 대한 요구조건이 완화될 수 있다.

검출 대상 신호 'sig'의 A/D 변환된 값과 기준 대상 신호 'rf'의 A/D 변환된 값 Dr은 다음의 방정식에서 정의된다.

Dsig = Dtrsig + De

Dr = Dtrr + De

여기서, Dtrsig는 순수(true) 검출 대상 신호에 대응하는 A/D 변환 데이터를 나타내고, Dtrr은 순수 기준 대상 신호에 대응하는 A/D 변환 데이터를 나타내고, De는 잡음 'e'에 대응하는 A/D 변환 데이터를 나타낸다.

기준 대상 값은 도6에 도시된 기준 전압 발생 회로(5)를 이용하여 설정될 수 있다. 이 경우에, 기준 대상 값 'rf'의 설정은 저항소자 Ra1 및 Ra2를 적절하게 설정함으로써 용이하게 이루어질 수 있다.

예를 들어, 정전압 전원(8f)이 출력을 발생하지 않는 것으로 가정한다. 다시 말하면, 정전압 전원(8f)이 의도적 오프셋 값을 발생하기 위한 신호 생성 수단으로서 작용하지 않는다. 대신에, 이 실시예는 의도적 오프셋 값 Dos를 A/D 변환된 데이터에 부가한다.

먼저, 검출 대상 신호 sig=0에 대응하도록 기준 대상 값 'rf'를 설정할 수 있다. 일반적으로, 검출 대상 신호 'sig'가 0이면, 검출 브릿지 회로(3)의 센서 출력 Sd는 0가 된다. 따라서, 기준 신호 발생 회로(5)의 출력 전압 Sa를 접지시킴으로써(즉, Sa=0), A/D 변환 회로로의 입력 전압이 0으로 될 수 있다(Sa=0V=Sd). 이러한 목적을 위해, 저항소자 Ra1 및 Ra2의 저항값을 적절한 값(예를 들어, Ra1=100㏀, Ra2=0㏀)으로 설정하는 것이 바람직하다.

두 번째로, 검출 대상 신호 'sig'의 최대값의 50%에 대응하도록 기준 대상 값 'rf'를 설정하는 것이 가능하다. 이러한 경우에, 기준 대상 값 'rf'는 브릿지 회로의 전원 전압 Vcc의 1/2과 동일하게 된다. 이것을 실현하기 위해, 저항소자 Ra1 및 Ra2의 자항값은 동일하게 된다(예를 들어, Ra1=Ra2=100㏀). 이러한 방식으로, 저항소자 Ra1 및 Ra2의 저항값을 조정함으로써, 기준 대상 값 'rf'가 임의적으로 설정될 수 있다.

본 발명의 잡음 제거 방법은 이론적으로 아날로그 신호 처리 및 디지탈 신호 처리에 모두 적용될 수 있다. 특히, 본 발명은 디지탈 처리에 효과적으로 이용되는데, 그 이유는 디지탈 회로가 열적 잡음 또는 전자가적 잡음에 대해 견고성이 있기 때문이다.

디지탈 회로는 비용적으로 장점이 있는 표준 CMOS 소자를 이용하여 제조될 수 있으며, 센싱 처리에 있어 더 높은 S/N비를 갖는 정보를 유지할 수 있다.

의도적 오프셋 값 'a'가 도14A에 도시된 바와 같이 2배(즉, ax2)가 되면, 검출 대상 신호 'sig'의 변화에 대응하는 보정 결과 S가 절반값으로 감소된다. 이것은 감도에서의 열화로서 간주될 수도 있다. 그러나, 디지탈 처리에 따르면, 그 정보량은 실질적으로 그 신호에 대해 유효 자리수에 의존한다. 다시 말하면, 필요한 자리수(즉, 비트수)를 보장함으로써 감도의 열화를 방지하는 것이 가능하다.

도14B에 도시된 바와 같이, sig=100, e=100 및 a=1,000 이 되는 조건하에서, 신호 'sig'의 유효 자리수는 3이다. 그러므로, 보정 결과 S에서 유효 자리수는 10진 자리수로 제1 내지 제3 자리수가 되는 3자리수이다. 의도적 오프셋 값 'a'가 전술한 경우의 10배로 증가되는 경우에도(즉, a=10,000), 신호 sig의 유효 자리수는 동일하게(즉, 3) 유지된다. 따라서, 보정 결과 S에서의 유효 자리수는 10진 자리수로 제1 내지 제4 자리수인 4자리수가 된다. 이 경우에, 잡음 감소 효과는 전술한 경우의 10배로 증가된다(오차율 εr이 1/10 레벨로 감소된다). 의도적 오프셋 값이 더욱 증가되면, 비록 얻을 수 있는 효과가 실질적으로 신호 'sig'의 유효 자리수에 의해 제한되지만 잡음 감소 효과도 증가하게 된다.

전술한 관점에서, 저주파 잡음 제거 효과를 향상시키고 정확도를 개선하기 위해 신호 'sig'의 유효 자리수(즉, A/D 변환 회로에서의 비트수)를 증가시키는 것이 바람직하다. 예를 들어, 의도적 오프셋 값 'a'가 동일한 경우 조차도(예를 들어, 도14B에서 ◎로 표시된 바와 같이 a=100,000), 다른 보정 결과 S의 정확도는 신호 'sig'의 유효 자리수에 따라 변화된다. 그러므로, 불필요한 처리를 없애기 위해 최적의 자리수를 설정하는 것이 바람직하다. 말할 필요도 없이, 유효 자리수에 대응하는 보정 결과 S가 센서 출력(즉, 센서 출력 신호)로서 이용된다.

본 발명은 그 기본적인 특성을 벗어나지 않고 수가지 형태로 구현될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 범위는 그 설명에 의해서가 아니라 첨부된 청구범위에 의해 정의되기 때문에, 전술한 실시예들은 단지 예시적인 것이지 제한적인 것이 아니다. 따라서, 청구범위에 속한 모든 변경이나 그 등가물은 청구범위에 포함되는 것으로 의도된 것이다.

상기한 바와 같이, 본 발명에 따른 잡음 제거 회로는 내부 잡음 레벨이 검출 대상신호의 최소 레벨 보다 큰 경우에도 저주파 잡음을 효과적으로 제거할 수 있다는 이점이 있다. 또한 본 발명에 의한 CMOS 센싱회로는 저주파 잡음에 기인하는 악영향을 방지할 수 있을 뿐만아니라, CMOS 소자의 존재와 관계없이 센싱 정확도를 향상시킬 수 있다.

Claims (38)

1. 검출 대상 신호의 신호량을 변환하기 위한 A/D 변환 수단을 구비한 센싱 회로에 적용될 수 있으며, 1/f 및 (1/f)ⁿ에 비례하는 잡음 성분을 가진 저주파 잡음 - 여기서, 'f'는 잡음 주파수를 나타내고 n ≥1 임 - 을 제거하기 위한 저주파 잡음 제거 방법에 있어서,

   상기 검출 대상 신호 보다 더 큰 의도적 오프셋 값을 미리 설정하는 단계;

   상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 의도적 오프셋 데이터를 얻기 위해 상기 의도적 오프셋 값을 상기 A/D 변환 수단에 의해 디지탈 데이터로 변환하는 단계;

   상기 검출 대상 신호의 양과 상기 의도적 오프셋 값의 양의 가산값을 나타내는 센싱된 신호 데이터를 얻기 위해 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 합계를 상기 A/D 변환 수단에 의해 디지탈 데이터로 변환하는 단계;

   상기 의도적 오프셋 데이터에 대한 상기 센싱된 신호 데이터의 비율을 구하는 단계; 및

   상기 비율을 센서 출력에 포함되는 저주파 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터(보정 데이터)로서 이용하는 단계

   를 포함하는 저주파 잡음 제거 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 비율의 유효 자리수에 대응하는 정보가 상기 잡음 감소 데이터(보정 데이터)로서 이용되는

   저주파 잡음 제거 방법.
3. 검출 대상 신호의 신호량을 측정하기 위한 측정 수단을 구비한 센싱 회로에 적용될 수 있는 잡음 제거 방법에 있어서,

   상기 검출 대상 신호 보다 더 큰 의도적 오프셋 값을 미리 설정하는 단계;

   상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 측정된 의도적 오프셋 데이터를 얻기 위해 상기 측정 수단에 의해 상기 의도적 오프셋 값을 측정하는 단계;

   상기 검출 대상 신호의 양과 상기 의도적 오프셋 값의 양의 가산값을 나타내는 측정된 신호값을 얻기 위해 상기 측정 수단에 의해 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 합계를 측정하는 단계;

   상기 측정된 의도적 오프셋 데이터에 대한 상기 측정된 신호값의 비율을 구하는 단계; 및

   상기 비율을 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용하는 단계

   를 포함하는 잡음 제거 방법.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작이 연속적으로 수행되는

   잡음 제거 방법.
5. 제 3 항에 있어서,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작이 제거될 잡음의 주기 보다 충분히 짧은 시간 간격으로 수행되는

   잡음 제거 방법.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작이 제거될 잡음의 주기의 1/10 보다 작거나 같은 시간 간격으로 수행되는

   잡음 제거 방법.
7. 제 3 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 상기 측정 동작이 상기 측정된 오프셋 값의 다수의 샘플을 얻기 위해 반복적으로 수행되고,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 상기 측정 동작이 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플을 얻기 위해 반복적으로 수행되며,

   상기 측정된 의도적 오프셋 값의 상기 다수의 샘플의 평균과 상기 측정된 신호값의 상기 다수의 샘플의 평균을 연산하는 단계;

   상기 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 상기 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 구하는 단계; 및

   상기 평균 비율을 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용하는 단계

   를 더 포함하는 잡음 제거 방법.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 반복적 측정 동작과 상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 반복적 측정 동작이 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 연속적으로 수행되는

   잡음 제거 방법.
9. 제 3 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정 수단에 의해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작이 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 반복 수행 사이클로서 연속적으로 수행되고,

   상기 측정된 의도적 오프셋 값의 상기 다수의 샘플의 평균과 상기 측정된 신호값의 상기 다수의 샘플의 평균을 연산하는 단계;

   상기 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 상기 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 구하는 단계; 및

   상기 평균 비율을 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 이용하는 단계

   를 더 포함하는 잡음 제거 방법.
10. 제 3 항에 있어서,

    상기 의도적 오프셋 값은 상기 검출 대상 신호의 신호량의 2배 보다 더 큰

    잡음 제거 방법.
11. 제 3 항에 있어서,

    상기 의도적 오프셋 값은 상기 검출 대상 신호의 신호량의 최대값의 10배 보다 크거나 같은

    잡음 제거 방법.
12. 제 3 항에 있어서,

    상기 의도적 오프셋 값은 제거될 잡음의 양 보다 크거나 같은

    잡음 제거 방법.
13. 제 3 항에 있어서,

    상기 의도적 오프셋 값은 상기 검출 대상 신호를 위한 입력 회로와 독립하여 제공되는 신호 생성 수단으로부터 발생되는

    잡음 제거 방법.
14. 제 3 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하고,

    상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 각각의 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작들 사이의 시간 간격의 평균을 최소화하도록 하는 소정의 순서로 수행되는

    잡음 제거 방법.
15. 제 3 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하고,

    상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작은, 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작 사이의 시간 간격을 최소화하도록 하는 소정의 순서로 수행되는

    잡음 제거 방법.
16. 검출 대상 신호의 신호량을 측정하기 위한 측정 수단을 포함하는, CMOS 소자로 구성된 CMOS 센싱 회로에 있어서,

    상기 검출 대상 신호 보다 큰 의도적 오프셋 값을 생성하기 위한 신호 생성수단이 제공되고;

    상기 측정 수단은 상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위해 상기 의도적 오프셋 값을 측정하고;

    상기 측정 수단은 상기 검출 대상 신호의 양과 상기 의도적 오프셋 값의 양의 가산을 나타내는 측정된 신호값을 얻기 위해 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 합계를 측정하고;

    상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 바율을 얻고, 또한, 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 상기 비율을 이용하기 위한 데이터 연산 회로가 제공되는

    CMOS 센싱 회로.
17. 제 16 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 연속적으로 수행하는

    CMOS 센싱 회로.
18. 제 16 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 제거될 잡음의 주기 보다 충분히 짧은 시간 간격으로 수행하는

    CMOS 센싱 회로.
19. 제 18 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 제거될 잡음의 주기의 1/10 보다 작거나 같은 시간 간격으로 수행하는

    CMOS 센싱 회로.
20. 제 16 항 내지 제 19항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플을 얻기 위해 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행하고, 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플을 얻기 위해 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 반복적으로 수행하며,

    상기 데이터 연산 회로는 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 상기 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 얻기 위해 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플의 평균과 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플의 평균을 연산하고,센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 상기 평균 비율을 이용하는

    CMOS 센싱 회로.
21. 제 20 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 반복적 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 반복적 측정 동작을 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 연속적으로 수행하는

    CMOS 센싱 회로.
22. 제 16 항 내지 제 19항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작을 그 순서로 또는 그 반대의 순서로 반복 수행 사이클로서 연속적으로 수행하고,

    상기 데이터 연산 회로는 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 평균값에 대한 상기 측정된 신호값의 평균값의 평균 비율을 얻기 위해 상기 측정된 의도적 오프셋 값의 다수의 샘플의 평균과 상기 측정된 신호값의 다수의 샘플의 평균을 연산하고, 센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위한 잡음 감소 데이터로서 상기 평균 비율을 이용하는

    CMOS 센싱 회로.
23. 제 16 항에 있어서,

    상기 신호 생성 수단은 상기 검출 대상 신호의 신호량의 2배 보다 큰 상기 의도적 오프셋 값을 생성하는

    CMOS 센싱 회로.
24. 제 16 항에 있어서,

    상기 신호 생성 수단은 상기 검출 대상 신호의 신호량의 최대값의 10배 보다 크거나 같은 상기 의도적 오프셋 값을 생성하는

    CMOS 센싱 회로.
25. 제 16 항에 있어서,

    상기 신호 생성 수단은 제거될 잡음의 양 보다 크거나 같은 상기 의도적 오프셋 값을 생성하는

    CMOS 센싱 회로.
26. 제 16 항에 있어서,

    상기 검출 대상 신호를 상기 측정 수단에 의해 수행되는 측정 동작에 적합한 형태로 변환하기 위한 입력 회로가 제공되고,

    상기 신호 생성 수단은 상기 입력 회로와 독립적으로 제공되는

    CMOS 센싱 회로.
27. 제 16 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하고,

    상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 각각의 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작들 사이의 시간 간격의 평균을 최소화하도록 소정의 순서로 수행되는

    CMOS 센싱 회로.
28. 제 16 항에 있어서,

    상기 측정 수단은 다수의 검출 대상 신호의 신호량을 측정하고,

    상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 상기 다수의 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작은 상기 측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위한 측정 동작과 센싱 정확도에 가장 큰 영향을 주는 특정 검출 대상 신호에 대응하는 측정된 신호값을 얻기 위한 측정 동작 사이의 시간 간격을 최소화하도록 소정의 순서로 수행되는

    CMOS 센싱 회로.
29. 제 16 항에 있어서,

    상기 의도적 오프셋 값을 상기 의도적 오프셋 값의 양을 나타내는 레벨을 가진 전압 신호로 변환하고, 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 합계를 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 가산량을 나타내는 레벨을 가진 전압 신호로 변환하기 위한 입력 회로가 제공되고,

    상기 측정 수단은 상기 입력 회로로부터 주어지는 각각의 전압 신호가 되는 전원 전압에 따라 변화되는 반전 동작 시간을 가지며 링 패턴으로 접속된 다수의 반전 회로를 포함하는 링-게이트 지연 회로를 포함하고,

    상기 측정 수단은 펄스 신호가 상기 링-게이트 지연 회로로 입력될 때 펄스 신호 순환 횟수에 근거하여, 상기 측정된 의도적 오프셋 값 및 상기 검출 대상 신호와 상기 의도적 오프셋 값의 상기 합계를 대응하는 디지탈 데이터로 변환하는

    CMOS 센싱 회로.
30. 잡음 제거 방법에 있어서,

    센싱 데이터를 얻기 위해 검출 대상 신호를 디지탈 데이터로 변환하는 단계;

    기준 대상 데이터를 얻기 위해 기준 대상 값을 디지탈 데이터로 변환하는 단계;

    상기 센싱 데이터 보다 더 큰 의도적 오프셋 데이터를 설정하는 단계;

    측정된 신호값을 얻기 위해 상기 센싱 데이터에 상기 의도적 오프셋 데이터를 가산하는 단계;

    측정된 의도적 오프셋 값을 얻기 위해 상기 기준 대상 데이터에 상기 의도적 오프셋 데이터를 가산하는 단계; 및

    센서 출력에 포함되는 잡음을 감소시키기 위해 이용될 보정 결과로서 상기 측정된 의도적 오프셋 값에 대한 상기 측정된 신호값의 비율을 얻는 단계

    를 포함하는 잡음 제거 방법.
31. 제 30 항에 있어서,

    상기 기준 대상 데이터는 상기 검출 대상 신호가 실질적으로 0일 때 얻어지는 A/D 변환 값에 상당하는

    잡음 제거 방법.
32. 제 30 항에 있어서,

    상기 기준 대상 데이터는 상기 검출 대상 신호가 실질적으로 그 최대값의 50%일 때 얻어지는 A/D 변환 값에 상당하는

    잡음 제거 방법.
33. 제 30 항에 있어서,

    상기 센싱 데이터와 상기 기준 대상 데이터는 잡음 데이터를 포함하는

    잡음 제거 방법.
34. 제 33 항에 있어서,

    상기 잡음 데이터는 상기 검출 대상 신호와 상기 기준 대상 값에 각각 포함된 잡음 성분의 A/D 변환 값이고, 상기 잡음 성분은 A/D 변환에서의 분해능 보다 크거나 같은

    잡음 제거 방법.
35. 제 34 항에 있어서,

    상기 잡음 성분과 상기 A/D 변환의 분해능은 μV의 레벨에 있는

    잡음 제거 방법.
36. 제 34 항에 있어서,

    상기 잡음 성분은 1/f 및 (1/f)ⁿ에 비례하는 주파수 잡음 성분이고, 여기서, n≥1이고, 'f'는 10Hz 보다 크지 않은 잡음 주파수인

    잡음 제거 방법.
37. 제 33 항에 있어서,

    상기 잡음 데이터는 상기 검출 대상 신호와 상기 기준 대상 값이 트랜지스터를 이용한 증폭 회로에 의해 증폭될 때 상기 검출 대상 신호와 상기 기준 대상 값에 각각 부가되는 잡음 성분의 A/D 변환 값이 되는

    잡음 제거 방법.
38. 제 30 항에 있어서,

    상기 의도적 오프셋 데이터는 상기 센싱 데이터 보다 더 큰

    잡음 제거 방법.