JP2018115860A - 計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コストアップを抑えつつ、センサの計測値を高精度に補正する。【解決手段】ＡＤコンバータ１１によってアナログ増幅値Ａａｍｐをデジタル増幅値Ｄａｍｐに変換した後、デジタル増幅値Ｄａｍｐから校正値Ｐ及びオフセット値Ｑを算出する。デジタル基準値Ｄｒｅｆに校正値Ｐを加算又は減算した後、ＤＡコンバータ１２によってデジタル基準値Ｄｒｅｆをアナログ基準値Ａｒｅｆに変換し、測定を行う。これにより得られたデジタル増幅値Ｄａｍｐにオフセット値Ｑを加算又は減算することによって、デジタル増幅値Ｄａｍｐを補正する。本発明によれば、ＤＡコンバータの分解能を超えた補正が可能となる。このため、ＤＡコンバータのビット数を増やすことなく、センサの経時変化や環境温度の変化などへの対応が可能となる。【選択図】図１

Description

本発明は計測装置に関し、特に、センサの計測値を高精度に補正可能な計測装置に関する。

近年、温度センサやガスセンサなど種々のセンサが様々な場所や機器に取り付けられており、これによって環境温度やガス濃度などの測定値をリアルタイムに取得することが可能となっている。ここで、センサから出力される測定値はアナログ信号であることから、センサを制御する信号処理回路には、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータが必要とされる。また、センサから出力される測定値の信号レベルは非常に小さいため、多くの場合、これを増幅するためのアンプ回路も必要となる。

例えば、特許文献１に記載された計測装置においては、ＣＯ_２センサの出力電圧を差動回路及びアンプ回路によって増幅した後、ＡＤコンバータによってデジタル変換している。差動回路は、ＣＯ_２センサの出力電圧と基準電圧を比較するものである。基準電圧は、ＤＡコンバータによって生成される。

しかしながら、ＡＤコンバータに入力される出力電圧はアンプ回路によって増幅された後の電圧であるのに対し、ＤＡコンバータが生成する基準電圧は、アンプ回路の前段に位置する差動回路に入力されるため、ＡＤコンバータとＤＡコンバータの分解能が同等である場合、基準電圧の誤差成分が大きくなるという問題がある。そして、基準電圧の誤差はアンプ回路によって増幅されるため、最終的に得られる計測値には大きな誤差が生じることになる。

特許第３４６６４２６号公報

このような問題は、ＤＡコンバータのビット数を増やすことによって解決可能であるが、これはコストアップの要因となる。一方、ＤＡコンバータのダイナミックレンジを大幅に縮小すれば、ビット数を増やすことなく分解能を向上させることが可能であるが、この場合には、センサの経時変化や環境温度の変化などへの対応が困難となってしまう。

したがって、本発明の目的は、コストアップを抑えつつ、センサの計測値を高精度に補正可能な計測装置を提供することである。

本発明による計測装置は、第１のアナログ計測値を生成する第１のセンサと、前記第１のアナログ計測値とアナログ基準値を比較することによって差分値を生成する差動回路と、前記差分値を増幅することによってアナログ増幅値を生成するアンプ回路と、ＡＤコンバータ、ＤＡコンバータ、メモリ及び演算部を含む信号処理回路とを備え、前記ＡＤコンバータは、前記アナログ増幅値をデジタル増幅値に変換し、前記ＤＡコンバータは、前記メモリに記憶されたデジタル基準値を前記アナログ基準値に変換し、前記演算部は、前記デジタル増幅値に基づいて校正値及びオフセット値を算出し、前記デジタル基準値に前記校正値を加算又は減算するとともに、前記デジタル基準値に前記校正値が加算又は減算された状態で得られた前記デジタル増幅値に前記オフセット値を加算又は減算することを特徴とする。

本発明によれば、デジタル基準値に校正値が加算又は減算された状態で得られたデジタル増幅値にオフセット値を加算又は減算していることから、ＤＡコンバータの分解能を超えた補正が可能となる。このため、ＤＡコンバータのビット数を増やすことなく、センサの経時変化や環境温度の変化などへの対応が可能となる。したがって、ＡＤコンバータ及びＤＡコンバータは、ビット数及び分解能が互いに等しくても構わない。

本発明において、前記演算部は、前記デジタル増幅値を前記アンプ回路のゲインに相当する値で除算することによって前記校正値を算出するとともに、剰余に基づいて前記オフセット値を算出することが好ましい。これによれば、正確な校正値及びオフセット値を算出することが可能となる。

本発明による計測装置は、第２のアナログ計測値を生成する第２のセンサをさらに備え、前記ＡＤコンバータは、前記第２のアナログ計測値をデジタル変換することによって前記デジタル基準値を生成しても構わない。この場合、第１のセンサはガスセンサであり、第２のセンサは温度センサであっても構わないし、第１のセンサは、接触燃焼式のガスセンサと熱伝導式のガスセンサの両方を含んでいても構わない。

このように、本発明によれば、コストアップを抑えつつ、センサの計測値を高精度に補正することが可能となる。

図１は、本発明の第１の実施形態による計測装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示す計測装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図３は、本発明の第２の実施形態による計測装置の構成を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態による計測装置の構成を示すブロック図である。

図１に示す計測装置は、第１のセンサ１、第２のセンサ２、差動回路３、アンプ回路４及び信号処理回路１０を備えている。特に限定されるものではないが、第１のセンサ１は例えばガスセンサであり、第２のセンサ２は例えば温度センサである。ガスセンサは、経時変化による出力変動や、環境温度による出力変動が比較的大きいタイプのセンサであるが、後述するように、本実施形態による計測装置は、このような出力変動をより正確に相殺する機能を備えているため、経時変化や環境温度の影響を大幅に低減することが可能となる。

第１のセンサ１は、測定対象となる物理量（例えば検出対象ガスの濃度）に基づいて第１のアナログ計測値Ａ１を生成する。第１のアナログ計測値Ａ１は、差動回路３に入力される。尚、第１のセンサ１の出力インピーダンスが高い場合には、第１のセンサ１と差動回路３の間にボルテージフォロワを挿入しても構わない。差動回路３は、第１のアナログ計測値Ａ１とアナログ基準値Ａｒｅｆを比較し、その差分を示す差分値Ａｄｅｆを生成する。差分値Ａｄｅｆはアンプ回路４によって増幅され、アナログ増幅値Ａａｍｐが生成される。アナログ増幅値Ａａｍｐは、信号処理回路１０に入力される。図１に示す例では、差動回路３とアンプ回路４をそれぞれ独立して表記しているが、差動回路３の機能とアンプ回路４の機能を併せ持つ差動増幅回路を用いても構わない。この場合、差動増幅回路の入力段が差動回路３に相当し、出力段がアンプ回路４に相当する。

信号処理回路１０は、ＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ）１１、ＤＡコンバータ（Ｄ／Ａ）１２、メモリ１３、演算部１４及びインターフェース部（Ｉ／Ｆ）１５を備えている。ＡＤコンバータ１１は、アナログ増幅値Ａａｍｐを受け、これをデジタル変換することによってデジタル増幅値Ｄａｍｐを生成する回路である。ＤＡコンバータ１２は、メモリ１３に記憶されたデジタル基準値Ｄｒｅｆをアナログ基準値Ａｒｅｆに変換する回路である。演算部１４は、後述する各種の演算処理を行う回路である。インターフェース部１５は、外部との通信を行うための回路である。

アナログ基準値Ａｒｅｆは、所定の条件下において、第１のセンサ１から出力されるべき第１のアナログ計測値Ａ１とほぼ一致するレベルに設定される。所定の条件下とは、典型的には無検出状態、つまり第１のセンサ１がガスセンサであれば、検出対象ガスの濃度が検出限界未満である状態を指すが、必ずしも無検出状態に限定されるものではない。そして、経時変化や環境温度の変化によって第１のセンサ１の特性に変化が生じた場合、これに応じてアナログ基準値Ａｒｅｆを変化させることによって、常に正確な計測を行うことができる。一方、ＤＡコンバータ１２の分解能に起因するアナログ基準値Ａｒｅｆの誤差成分については、後述する補正動作によって補正される。

図２は、図１に示す計測装置の動作を説明するためのフローチャートである。

本実施形態による計測装置の動作は、（１）校正動作、（２）測定動作、（３）補正動作、の順に実行される。

（１）校正動作
校正動作とは、アナログ基準値Ａｒｅｆを正しいレベルに設定するための動作である。まず、アナログ基準値Ａｒｅｆを、所定の条件下において第１のセンサ１から出力されるであろう第１のアナログ計測値Ａ１の期待値レベルに設定する（ステップＳ１１）。したがって、第１のセンサ１がガスセンサである場合には、検出対象ガスの濃度が検出限界未満である状態、或いは、第１のセンサ１が非活性化された状態における期待値レベルに設定する。

この時点におけるアナログ基準値Ａｒｅｆのレベル、つまり第１のアナログ計測値Ａ１の期待値レベルは、メモリ１３にあらかじめ記憶されたデジタル基準値Ｄｒｅｆに基づくものであっても構わないし、第２のセンサ２から出力される第２のアナログ計測値Ａ２を反映させたものであっても構わない。一例として、第１のセンサ１がガスセンサであり、第２のセンサ２が温度センサである場合、第２のアナログ計測値Ａ２をそのままアナログ基準値Ａｒｅｆとして用いることができる。第２のアナログ計測値Ａ２をそのままアナログ基準値Ａｒｅｆとして用いる場合であっても、第２のアナログ計測値Ａ２をＡＤコンバータ１１によって一旦デジタル基準値Ｄｒｅｆに変換し、これをＤＡコンバータ１２によってアナログ基準値Ａｒｅｆに変換することが好ましい。この時、一旦生成されたデジタル基準値Ｄｒｅｆは、メモリ１３に記憶される。

上記の動作は、第１のアナログ計測値Ａ１の実際のレベルが期待値レベルからどの程度乖離しているかを測定するものである。したがって、第１のアナログ計測値Ａ１の実際のレベルが期待値レベルと一致していれば、差動回路３から出力される差分値Ａｄｅｆはゼロレベルを示すことから、アンプ回路４から出力されるアナログ増幅値Ａａｍｐもゼロレベルを示すはずである。尚、差分値Ａｄｅｆやアナログ増幅値Ａａｍｐのゼロレベルは、必ずしもグランドレベル（０Ｖ）であることを意味するものではない。

一方、第１のアナログ計測値Ａ１の実際のレベルが期待値レベルから乖離していれば、差分値Ａｄｅｆ及びこれを増幅したアナログ増幅値Ａａｍｐは、その乖離量を反映したものとなる。したがって、この状態で予備計測を行うことにより、第１のアナログ計測値Ａ１の実際のレベルが期待値レベルからどの程度乖離しているのか、把握することが可能となる（ステップＳ１２）。実際に計測動作を行うためには、差動回路３及びアンプ回路４に電力供給を行うとともに、ＡＤコンバータ１１を活性化させればよい。

これにより、ＡＤコンバータ１１からは、アナログ増幅値Ａａｍｐをデジタル変換したデジタル増幅値Ｄａｍｐが出力される（ステップＳ１３）。このようにして得られたデジタル増幅値Ｄａｍｐは演算部１４に入力され、校正値Ｐ及びオフセット値Ｑの算出が行われる（ステップＳ１４）。

校正値Ｐ及びオフセット値Ｑの算出は、デジタル増幅値Ｄａｍｐをアンプ回路４のゲインに相当する値で除算することによって行うことが好ましい。つまり、アンプ回路４のゲインがＧであれば、デジタル増幅値ＤａｍｐをＧで除算すればよい。そして、得られた値を校正値Ｐとする。校正値Ｐはデジタル値である。一方、オフセット値Ｑは、校正値Ｐのビット数では表現できない剰余であり、校正値Ｐとは別のデジタル値として表現される。つまり、
Ｄａｍｐ／Ｇ＝Ｐ＋Ｑ
である。オフセット値Ｑはデジタル値であるが、剰余分に相当する電圧レベル（オフセットレベル）を表している。尚、アンプ回路４のゲインＧが２のべき乗（例えば２５６倍）となるよう設計すれば、デジタル増幅値Ｄａｍｐの上位ビットを校正値Ｐ、下位ビットをオフセット値Ｑとすることができ、演算部１４による除算処理が極めて簡単になる。

そして、演算部１４は、オフセット値Ｑをメモリ１３に書き込むとともに（ステップＳ１５）、メモリ１３に記憶されているデジタル基準値Ｄｒｅｆに校正値Ｐを加算又は減算し、上書きする（ステップＳ１６）。校正値Ｐを加算するか減算するかは、第１のアナログ計測値Ａ１のレベルが期待値レベルに対してプラス方向に乖離しているのか、マイナス方向に乖離しているのかによって定めればよい。以上により、校正動作が完了する。

（２）測定動作
校正動作が完了すると、次に測定動作を行う。測定動作は、メモリ１３に上書きされたデジタル基準値ＤｒｅｆをＤＡコンバータ１２に入力し、アナログ基準値Ａｒｅｆを生成した後（ステップＳ２１）、差動回路３及びアンプ回路４に電力供給を行うとともに、ＡＤコンバータ１１を活性化させることにより行う（ステップＳ２２）。したがって、上述した校正動作時における予備計測とは異なり、校正されたアナログ基準値Ａｒｅｆが用いられることになる。しかしながら、校正されたアナログ基準値Ａｒｅｆにはオフセット値Ｑが反映されていないことから、完全には校正されておらず、この時点においても僅かな乖離が生じている。

（３）補正動作
測定動作によって得られたアナログ増幅値Ａａｍｐは、ＡＤコンバータ１１に入力され、デジタル増幅値Ｄａｍｐが生成される（ステップＳ３１）。そして、演算部１４は、生成されたデジタル増幅値Ｄａｍｐにオフセット値Ｑを加算又は減算することによって、補正値Ｄａｄｊを得る（ステップＳ３２）。つまり、
Ｄａｍｐ＋Ｑ＝Ｄａｄｊ、或いは、
Ｄａｍｐ−Ｑ＝Ｄａｄｊ
である。オフセット値Ｑを加算するか減算するかは、オフセットが生じている方向、つまり、オフセット成分によってデジタル増幅値Ｄａｍｐに生じる誤差がプラス方向であるのか、マイナス方向であるのかによって定めればよい。オフセットが生じる方向は、除算における剰余の取り方、或いは、差動回路３の極性によって決まる。

これにより、校正値Ｐだけでは校正できなかったオフセット成分がキャンセルされ、より正確な補正値Ｄａｄｊを得ることができる。補正値Ｄａｄｊは、第１のセンサ１によって測定された物理量を表すデジタル値である。したがって、必要に応じ、演算部１４を用いて物理量を表す値（例えばガス濃度）に変換しても構わない。最終的に得られた値は、インターフェース部１５を介して外部に出力される。

（４）具体例
次に、具体的な数値を挙げて、上述した一連の動作を説明する。本例では、アンプ回路４のゲインが２００倍、ＡＤコンバータ１１及びＤＡコンバータ１２のビット数がいずれも１２ビットであり、且つ、ダイナミックレンジがいずれも３．３Ｖである場合を想定している。したがって、ＡＤコンバータ１１及びＤＡコンバータ１２の分解能は、約０．８ｍＶ（＝３．３Ｖ／２^１２）である。

まず、校正動作時におけるデジタル基準値Ｄｒｅｆを１８７５（十進数）に設定する（ステップＳ１１）。この値がＤＡコンバータ１２に入力されると、生成されるアナログ基準値Ａｒｅｆは１．５Ｖ（＝１８７５×０．８ｍＶ）となる。これは、第１のアナログ計測値Ａ１の期待値レベルが１．５Ｖであることを意味する。

ここで、第１のセンサ１にドリフトが生じており、実際の第１のアナログ計測値Ａ１のレベルが１．５０６１Ｖであった場合を考える。つまり、６．１ｍＶのドリフトが生じている状態である。この場合、差動回路３から出力される差分値Ａｄｅｆは、第１のアナログ計測値Ａ１とアナログ基準値Ａｒｅｆの差である６．１ｍＶとなる。この差分値Ａｄｅｆは、アンプ回路４によって２００倍に増幅されるため、アナログ増幅値Ａａｍｐの値は１．２２Ｖ（＝６．１ｍＶ×２００）となる（ステップＳ１２）。

アナログ増幅値ＡａｍｐはＡＤコンバータ１１に入力され、デジタル増幅値Ｄａｍｐに変換される（ステップＳ１３）。この場合、デジタル増幅値Ｄａｍｐの値は１５２５（十進数）である。

演算部１４は、得られたデジタル増幅値ＤａｍｐをゲインＧ（＝２００）で割ることによって、校正値Ｐ及びオフセット値Ｑを算出する（ステップＳ１４）。この場合、
Ｄａｍｐ／Ｇ＝１５２５／２００＝７．６２５
であり、割り切れないため、整数部分（＝７）を校正値Ｐとし、小数点以下（＝０．６２５）をオフセット値Ｑとする。オフセット値Ｑは、ゲインＧを乗じた値としてメモリ１３に記憶される（ステップＳ１５）。したがって、オフセット値Ｑは１２５（＝０．６２５×２００）（十進数）である。また、演算部１４は、メモリ１３に記憶されているデジタル基準値Ｄｒｅｆに校正値Ｐを加算し、上書きする（ステップＳ１６）。したがって、新たなデジタル基準値Ｄｒｅｆは、１８８２（＝１８７５＋７）（十進数）である。

尚、上記の例では、校正値Ｐを７、オフセット値Ｑを０．６２５としているが、校正値Ｐを８、オフセット値Ｑを−０．３７５としても構わない。また、オフセット値Ｑが整数部分の一部を含んでいても構わない。例えば、校正値Ｐを６、オフセット値Ｑを１．６２５としても構わない。

これにより、測定動作時におけるデジタル基準値Ｄｒｅｆが１８８２（十進数）に設定される。この値がＤＡコンバータ１２に入力されると、生成されるアナログ基準値Ａｒｅｆは１．５０５６Ｖ（＝１８８２×０．８ｍＶ）に設定される（ステップＳ２１）。この状態で第１のセンサ１を用いた測定を行い（ステップＳ２２）、得られた第１のアナログ計測値Ａ１が例えば１．５１１９Ｖであるとすると、差分値Ａｄｅｆは６．３ｍＶ（＝１．５１１９Ｖ−１．５０５６Ｖ）となり、アナログ増幅値Ａａｍｐは１．２６Ｖ（＝６．３ｍＶ×２００）となる。

このようにして得られたアナログ増幅値Ａａｍｐは、アナログ基準値Ａｒｅｆを校正した後に得られた値であるが、校正後のアナログ基準値Ａｒｅｆ（＝１．５０５６Ｖ）は、本来設定すべきアナログ基準値Ａｒｅｆから僅かに乖離している。これは、本来設定すべきアナログ基準値Ａｒｅｆが１．５０６１Ｖ（＝１．５Ｖ＋７．６２５×０．８ｍＶ）であるものの、オフセット値Ｑに相当する成分（０．６２５）が反映されていないためである。そして、オフセット値Ｑに相当する成分は、ＤＡコンバータ１２の分解能を超えているため、アナログ基準値Ａｒｅｆに反映させることは不可能である。

アナログ増幅値Ａａｍｐ（＝１．２６Ｖ）はＡＤコンバータ１１に入力され、デジタル増幅値Ｄａｍｐに変換される（ステップＳ３１）。この場合、デジタル増幅値Ｄａｍｐの値は１５７５（十進数）である。そして、演算部１４は、デジタル増幅値Ｄａｍｐからメモリ１３に記憶されているオフセット値Ｑを減算することによって、補正値Ｄａｄｊを得る（ステップＳ３２）。この場合、補正値Ｄａｄｊは、１４５０（＝１５７５−１２５）（十進数）である。これにより、校正値Ｐだけでは校正できなかったオフセット成分がキャンセルされる。補正値Ｄａｄｊの値が１４５０（十進数）である場合、これをアナログ増幅値Ａａｍｐに換算すると、１．１６Ｖ（＝１４５０×０．８ｍＶ）に相当する。

ここで、仮にアナログ基準値Ａｒｅｆを１．５０６１Ｖに設定できた場合と比較検証する。この場合、第１のアナログ計測値Ａ１が１．５１１９Ｖであれば、差分値Ａｄｅｆは５．８ｍＶ（＝１．５１１９Ｖ−１．５０６１Ｖ）であり、アナログ増幅値Ａａｍｐは１．１６Ｖ（＝５．８ｍＶ×２００）である。本例の条件では、実際にアナログ基準値Ａｒｅｆを１．５０６１Ｖに設定することは不可能であるが、上述の通り、アナログ基準値Ａｒｅｆを１．５０６１Ｖに設定した場合と同じ結果（１．１６Ｖ）が得られていることが分かる。

そして、必要に応じて、補正値Ｄａｄｊを例えばガス濃度を示す値に変換し、インターフェース部１５から外部に出力する。一例として、第１のセンサ１がガスセンサであり、その検出感度が１０μＶ／ｐｐｍであれば、ガス濃度は５８０ｐｐｍ（＝１．１６Ｖ／（１０μＶ×２００））となる。

以上説明したように、本実施形態による計測装置によれば、校正値Ｐを用いてアナログ基準値Ａｒｅｆを校正するとともに、ＤＡコンバータ１２の分解能未満であるオフセット値Ｑをデジタル増幅値Ｄａｍｐに加算又は減算していることから、ＤＡコンバータ１２の分解能を超えた補正が可能となる。これにより、ＤＡコンバータ１２のビット数を増やしたり、ダイナミックレンジを縮小したりすることなく、センサの計測値を高精度に補正することが可能となる。

尚、上記の例では、ＡＤコンバータ１１とＤＡコンバータ１２のビット数及びダイナミックレンジが互いに等しい場合を想定しているが、本発明がこれに限定されるものではない。

＜第２の実施形態＞
図３は、本発明の第２の実施形態による計測装置の構成を示す回路図である。

図３に示す計測装置は、第１のセンサ１に相当する２つのガスセンサ、つまりＣＯガスセンサ１ａとＣＯ_２ガスセンサ１ｂを備えている。ＣＯガスセンサ１ａに対しては差動回路３ａ及びアンプ回路４ａが割り当てられ、ＣＯ_２ガスセンサ１ｂに対しては差動回路３ｂ及びアンプ回路４ｂが割り当てられている。第２のセンサ２は温度センサである。また、信号処理回路１０の構成は図１に示した通りである。

ＣＯガスセンサ１ａは接触燃焼式のガスセンサであり、直列接続されたサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２と、制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２が供給されるヒータ抵抗ＭＨ１，ＭＨ２を備える。サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２は、複合金属酸化物、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ゲルマニウムなどの負の抵抗温度係数を持つ材料からなる。このうち、サーミスタＲｄ１は触媒ＣＴで覆われており、サーミスタＲｄ２はダミー触媒ＤＣＴで覆われている。

触媒ＣＴは、γアルミナなどに白金（Ｐｔ）を担持させたものを、バインダーとともにペースト状にして、塗布・焼成を行ったものを用いることができる。尚、担持させる材料としては、金（Ａｕ）又はパラジウム（Ｐｄ）などであっても構わない。一方、ダミー触媒ＤＣＴは、白金（Ｐｔ）などの触媒金属を含まないγアルミナなどからなり、サーミスタＲｄ１とサーミスタＲｄ２の熱容量を一致させる目的で設けられる。

触媒ＣＴは、ヒータ抵抗ＭＨ１によって所定の温度に加熱されると、検出対象ガスであるＣＯガスと雰囲気中のＯ_２ガスの反応（燃焼）を促進させ、ＣＯ_２ガスに変化させる。その際に生じる反応熱はサーミスタＲｄ１に伝導し、その抵抗値を変化させる。これに対し、ダミー触媒ＤＣＴは、ヒータ抵抗ＭＨ２によって所定の温度に加熱されても、ＣＯガスの燃焼を促進させないため、サーミスタＲｄ２の抵抗値は、ヒータ抵抗ＭＨ２による加熱のみを反映したものとなる。

また、熱伝導率が空気と異なる非検出対象ガスが雰囲気中に存在すると、サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の放熱性が変化するが、このような変化はサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２に対して等しく生じることから、その影響は相殺される。また、経時変化や環境温度の変化に起因するサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の特性変動についても相殺される。

これにより、サーミスタＲｄ１とサーミスタＲｄ２の接続点に現れるアナログ計測値Ａ１ａは、ＣＯガスの濃度を反映したレベルとなる。アナログ計測値Ａ１ａは、差動回路３ａによってアナログ基準値Ａｒｅｆａと比較され、差分値Ａｄｅｆａが生成される。差分値Ａｄｅｆａは、アンプ回路４ａによってアナログ増幅値Ａａｍｐａに増幅され、信号処理回路１０に入力される。

ＣＯ_２ガスセンサ１ｂは熱伝導式のガスセンサであり、直列接続された抵抗Ｒ２及びサーミスタＲｄ３と、制御電圧Ｖｍｈ３が供給されるヒータ抵抗ＭＨ３を備える。ヒータ抵抗ＭＨ３によってサーミスタＲｄ３を加熱するとその抵抗値が変化するが、実際の抵抗値は、雰囲気中におけるＣＯ_２ガス濃度によって異なる値となる。これは、ＣＯ_２ガスの熱伝導率が空気の熱伝導率よりも低いからであり、雰囲気中におけるＣＯ_２ガス濃度によってサーミスタＲｄ３の放熱性が変化するためである。

これにより、抵抗Ｒ２とサーミスタＲｄ３の接続点に現れるアナログ計測値Ａ１ｂは、ＣＯ_２ガスの濃度を反映したレベルとなる。アナログ計測値Ａ１ｂは、差動回路３ｂによってアナログ基準値Ａｒｅｆｂと比較され、差分値Ａｄｅｆｂが生成される。差分値Ａｄｅｆｂは、アンプ回路４ｂによってアナログ増幅値Ａａｍｐｂに増幅され、信号処理回路１０に入力される。

温度センサである第２のセンサ２は、直列接続された抵抗Ｒ１及びサーミスタＲｃを備える。サーミスタＲｃは環境温度によって抵抗値が変化するため、抵抗Ｒ１とサーミスタＲｃの接続点に現れるアナログ計測値Ａ２は、環境温度を反映したレベルとなる。アナログ計測値Ａ２は、信号処理回路１０に入力される。

このような構成を有する計測装置においても、信号処理回路１０が第１の実施形態において説明した動作を行うことにより、ＣＯガスセンサ１ａ及びＣＯ_２ガスセンサ１ｂの計測値を高精度に補正することが可能となる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

１ 第１のセンサ
１ａ ＣＯガスセンサ
１ｂ ＣＯ_２ガスセンサ
２ 第２のセンサ
３，３ａ，３ｂ 差動回路
４，４ａ，４ｂ アンプ回路
１０ 信号処理回路
１１ ＡＤコンバータ
１２ ＤＡコンバータ
１３ メモリ
１４ 演算部
１５ インターフェース部
Ａ１，Ａ１ａ，Ａ１ｂ 第１のアナログ計測値
Ａ２ 第２のアナログ計測値
Ａａｍｐ，Ａａｍｐａ，Ａａｍｐｂ アナログ増幅値
Ａｄｅｆ，Ａｄｅｆａ，Ａｄｅｆｂ 差分値
Ａｒｅｆ，Ａｒｅｆａ，Ａｒｅｆｂ アナログ基準値
ＣＴ 触媒
Ｄａｄｊ 補正値
Ｄａｍｐ デジタル増幅値
ＤＣＴ ダミー触媒
Ｄｒｅｆ デジタル基準値
ＭＨ１〜ＭＨ３ ヒータ抵抗
Ｐ 校正値
Ｑ オフセット値
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒｃ，Ｒｄ１，Ｒｄ２ サーミスタ

Claims (6)

1. 第１のアナログ計測値を生成する第１のセンサと、
   前記第１のアナログ計測値とアナログ基準値を比較することによって差分値を生成する差動回路と、
   前記差分値を増幅することによってアナログ増幅値を生成するアンプ回路と、
   ＡＤコンバータ、ＤＡコンバータ、メモリ及び演算部を含む信号処理回路と、を備え、
   前記ＡＤコンバータは、前記アナログ増幅値をデジタル増幅値に変換し、
   前記ＤＡコンバータは、前記メモリに記憶されたデジタル基準値を前記アナログ基準値に変換し、
   前記演算部は、前記デジタル増幅値に基づいて校正値及びオフセット値を算出し、前記デジタル基準値に前記校正値を加算又は減算するとともに、前記デジタル基準値に前記校正値が加算又は減算された状態で得られた前記デジタル増幅値に前記オフセット値を加算又は減算することを特徴とする計測装置。
2. 前記演算部は、前記デジタル増幅値を前記アンプ回路のゲインに相当する値で除算することによって前記校正値を算出するとともに、剰余に基づいて前記オフセット値を算出することを特徴とする請求項１に記載の計測装置。
3. 前記ＡＤコンバータ及び前記ＤＡコンバータは、ビット数及び分解能が互いに等しいことを特徴とする請求項１又は２に記載の計測装置。
4. 第２のアナログ計測値を生成する第２のセンサをさらに備え、
   前記ＡＤコンバータは、前記第２のアナログ計測値をデジタル変換することによって前記デジタル基準値を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の計測装置。
5. 前記第１のセンサはガスセンサであり、前記第２のセンサは温度センサであることを特徴とする請求項４に記載の計測装置。
6. 前記第１のセンサは、接触燃焼式のガスセンサと熱伝導式のガスセンサの両方を含むことを特徴とする請求項５に記載の計測装置。

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