JP4249357B2 - 都市環境における物体侵入型の静電容量センサ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量センサセンサに関し、特に、都市環境における物体侵入型の静電容量センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、２の検出電極の静電容量差を検出する静電容量センサ回路が日本国実用新案出願公告公報第６３−３６２４６号に開示されている。この回路は、パルス信号発生回路と、可変抵抗と、第１可変遅延回路と、第２可変遅延回路と、位相弁別手段とを備え、検出電極は、第１可変遅延回路へ、また、基準電極は、第２可変遅延回路へ接続されている。
【０００３】
パルス信号発生回路から出力されたパルス信号は、可変抵抗を介して第１可変遅延回路と、第２可変遅延回路へ分枝される。両可変遅延回路は、検出領域に被検出物が存在する場合の検出電極とアース間の静電容量（以下、「検出電極静電容量」とする。）、基準電極とアース間の静電容量（以下、「基準電極静電容量」とする。）の大きさに応じ、入力されたパルス信号を遅延させ、比較手段である位相弁別手段へ各パルス信号を出力する。
【０００４】
位相弁別手段は、入力された各パルス信号の位相を比較し、その位相のずれが、所定閾値以上である場合には、検出信号を出力する。尚、検出領域内に検出物が存在しない場合の検出電極とアース間の静電容量（以下、「検出電極基礎容量」とする。）と基準電極とアース間の静電容量（以下、「基準電極基礎容量」とする。）との相違は、可変抵抗を手動で調整していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の都市環境における物体侵入型の静電容量センサは、電極周囲の環境、即ち、温度や湿度、あるいは、ノイズ等の影響により検出電極基礎容量、または、基準電極基礎容量の何れかが変動した場合、その両基礎容量の相違による遅延パルス信号の位相差が所定の閾値以上であれば、検出領域内に被検出物が存在しない場合でも検出信号を出力する。即ち、誤動作する。
【０００６】
上記の検出電極基礎容量と基準電極基礎容量の相違による上記の誤動作を防止するためは、上記の閾値を大きく設定すれば回避できる。しかし、閾値を大きく設定すると、所定の電荷量を有する被検出物を検出する場合、その被検出物が、検出電極により接近あるいは接触しなければ検出することができなくなる。即ち、検出感度を低下させなければならないという問題点があった。
【０００７】
また、上記の都市環境における物体侵入型の静電容量センサは、検出電極の領域内に物体が接近し、閾値を超えた状態で静止してしまうと、検出電極の電荷量は増大した状態のままであるため、他の物体が新たに検出領域内に侵入しても検出することができないという問題点があった。
【０００８】
本発明は、上記の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの問題点を解決し、環境変化による検出電極基礎容量と基準電極基礎容量バランスが損なわれても誤動作等が発生せず、また、検出電極等の周囲のノイズ等の影響をほとんど排除できる静電容量センサ回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一の検出電極６と他の検出電極７との夫々の静電容量に対応する所定時間の間に取得されるデータに基づいて決定される検出データを生成する検出データ生成手段と、該一の検出電極６と他の検出電極７との夫々の静電容量に対応する該所定時間よりも長時間の間に取得されるデータに基づいて決定される基準値を生成する基準値生成手段と、この基準値生成手段及び前記検出データ生成手段と電気的に接続し、かつ所定個数のデータを大小順に並べかえるメディアンフィルタ並びに前記所定個数のデータを平均化する平均フィルタを格納するＣＰＵ１００を有し、該ＣＰＵは前記基準値に基づいて算出される閾値を前記検出データが越えた場合に検出信号の出力により検出状態を告知する都市環境における物体侵入型の静電容量センサであって、前記基準値は、前記両検出電極６、７が設けられた周囲（検出領域内）に電荷を有する物体が侵入した場合の前記都市環境の変化に対応して変化すること、また、前記検出状態の告知は、前記検出データが前記閾値を越えた状態にある場合連続して実行されると共に、該閾値は前記電荷を有する物体が前記周囲に侵入した場合には検出感度が上昇し、該被検出物が検出領域内から離脱した場合には検出感度が復帰し、さらに、該閾値は前記検出データの所定時間の最大データ値と最小データ値の差と定数とから算出されると共に、前記基準値に対し所定の検出幅をもって該基準値よりも大きな値又は小さな値に決定され、かつ常時変化し得ることを特徴とする
【００１０】
付言すると、本発明は、検出データ及び基準値の両者が変動することを前提に構成されている。即ち、検出データと基準値を決定するに際して、検出電極の静電容量に対応して取得されるデータの取得時間に差を設けることにより、基準値を検出データに対して変動の比較的小さなものとし、検出データの変化により検出状態を告知することができる。
【００１１】
このように、検出データは、被検出物が検出領域内に侵入又は離脱を検出する比較的短時間の静電容量の変化を検出するために用いられ、一方、基準値は、検出電極周囲の環境の比較的長時間における静電容量の変化、即ち、環境追随のために用いられる。
【００１２】
本発明に係る都市環境における物体侵入型の静電容量センサの他の技術的特徴は、請求項２及び請求項３に記載されており、詳しくは、後述する実施の形態に説明されている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１を参照しつつ本発明に係る実施の形態の都市環境における物体侵入型の静電容量センサ（以下、「本回路」という。）を説明する。本回路は、入力端子１、２から順に、高周波除去トランス５、サージ吸収ダイオード１１、電源周波数ノイズ除去用のフィルター回路１２と、比較回路２０と、波形整形回路４０と、フリップフロップ回路５０と、ＣＰＵ１００を一連に接続して成り、さらに、波形整形回路４０には遅延回路３０が、また、比較回路２０にはＤ／Ａ変換回路６０が接続されている。
【００１４】
さらに、本回路は、安定化電源回路１１０、リセット回路１２０、テスト出力端子１３０、感度設定用ディプスイッチ１４０、応答時間設定ディプスイッチ１５０、検出信号出力部１６０、ＣＰＵクロック１７０を備えている。尚、このリセット回路１２０は、電源投入後にＣＰＵ１００への供給電圧が所定の作動可能電圧になるまで、ＣＰＵ１００の動作を停止しリセット状態を保持するものである。
【００１５】
入力端子１には、第１検出電極６が接続されており、この第１検出電極は、アース電極８と対向して配設されている。また、入力端子２には、第２検出電極７が接続されており、アース電極９と対向して配設されている。本実施の形態においては、この第１検出電極６とアース電極８間の基礎静電容量と、第２検出電極７とアース電極９との基礎静電容量は同一に調整されているが、必ずしも同一である必要はない。
【００１６】
１／２ＤＵＴＹの２ＫＨｚのパルス信号Ｐ１を供給するＣＰＵ１００のポート６０は、電流増幅を行うバッファ回路１０を経由し分枝され、夫々、増幅抵抗３、４を介し、サージ吸収ダイオード１１の直前に接続される。尚、パルス信号Ｐ１の周波数は、上記周波数に限定されるものではない。
【００１７】
増幅抵抗３と、第１検出電極６及びアース電極８との間で形成されるコンデンサとにより構成された積分回路により、パルス信号Ｐ１は、第１積分波形信号Ｐ２に変換される。この立ち上がり縁の傾斜は、増幅抵抗３と、第１検出電極６及びアース電極８との間で形成されるコンデンサとの時定数により決定される。また、増幅抵抗４と第２検出電極７及びアース電極９との間で形成されるコンデンサとにより構成された積分回路により、パルス信号Ｐ１は、第２積分波形信号Ｐ３に変換される。
【００１８】
この第１及び第２積分波形信号Ｐ２、Ｐ３は、ハイパスフィルターであるフィルター回路１２において、約１．５ＫＨｚ以下の低周波が除去される。このため、電源周波数である５０乃至６０Ｈｚのノイズが略完全に除去される。尚、このフィルター回路は必ずしも必要ではなく、また、他の回路又は素子等により代替可能である。
【００１９】
比較回路２０は、第１積分波形信号Ｐ２を遅延させた第１遅延パルス信号Ｐ４を形成する第１コンパレータ２２と、第２積分波形信号Ｐ３を遅延させた第２遅延パルス信号Ｐ５を形成する第２コンパレータ２３を備えている。この第１コンパレータ２２のプラス極２２１には、第１積分波形信号Ｐ２が入力され、マイナス極２２２には、抵抗２４により２．２５Ｖに固定された直流電圧が供給されている。尚、コンデンサ２５、２７は平滑用のデカップリングコンデンサであり、抵抗２６は分圧用の抵抗である。
【００２０】
一方、第２コンパレータ２３のプラス極２３１には、第２積分波形信号Ｐ３が入力され、マイナス極２３２には、後述するＤ／Ａ変換回路６０からの可変制御された直流電圧が供給される。尚、両コンパレータ２２、２３は、オープンコレクタであるため、各出力端子２２３、２３３には、プルアップ抵抗２８、２９を介して、直流電圧が供給されている。
【００２１】
波形整形回路４０は、第１ノット回路４１と、第２ノット回路４２と、第３ノット回路４３とを備えている。この第１ノット回路４１は、第１遅延パルス信号Ｐ４を位相反転すると共に、クロック信号Ｐ６へ波形整形し、また、第２ノット回路４２は、第２遅延パルス信号Ｐ５を位相反転すると共に、第１データ信号Ｐ７へ波形整形する。
【００２２】
第３ノット回路４３は、第２コンパレータ２３の出力端子２３３の直後に分枝された第２遅延パルス信号Ｐ５を、遅延回路３０により遅延し、さらに位相反転し、第２データ信号Ｐ８へ波形整形する。
【００２３】
フリップフロップ回路５０は、遅延型のフリップフロップ回路である第１フリップフロップ回路及び第２フリップフロップ回路を備えている。第１フリップフロップ回路のデータ入力端子５１１には、第１データ信号Ｐ７を、また、クロック入力端子５１２には、クロック信号Ｐ６を入力する。第１フリップフロップ回路５１は、クロック信号Ｐ６の立ち上がり縁のタイミングにおける第１データ信号Ｐ７の信号レベルを反転した上、出力端子５１３から第１ＦＦ出力信号Ｐ９をＣＰＵ１００のポート１１へ出力する。
【００２４】
第２フリップフロップ回路のデータ入力端子５２１には、第２データ信号Ｐ８を、また、クロック入力端子５２２には、クロック信号Ｐ６を入力する。第２フリップフロップ回路は、クロック信号Ｐ６の立ち上がり縁のタイミングにおける第２データ信号Ｐ８の信号レベルを反転せずに出力端子５２３から第２ＦＦ出力信号としてＣＰＵ１００のポート１０へ出力する。
【００２５】
Ｄ／Ａ変換回路６０は、梯子型Ｄ／Ａ変換回路であり、ＣＰＵ１００のポートに接続した抵抗６１乃至７５及びこれら抵抗と直列に接続された抵抗７６乃至８９から構成され、これらポートからの１５ビットデジタル２進データ信号を直流電圧に変換する。そして、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に、１．６９乃至２．７２Ｖまでの直流電圧を３２，７６７段階に可変制御し供給する。尚、本実施の形態においては、１５ビットデジタル２進データを用いたが、本発明に係る回路は、当該ビット数に限定されるものではない。
【００２６】
次に、図２及び図３に示すタイミングチャートにより、本実施の形態の回路の動作を説明する。最初に、本回路の電源をＯＮにした直後の状態であるイニシャルモードＳ１を図２を参照しつつ説明する。
【００２７】
本回路の電源をＯＮにすると、リセット回路１２０の作動の後、ＣＰＵ１００のポート６０から出力されたパルス信号Ｐ１は、分枝された上、上記各積分回路により、第１積分波形信号Ｐ２及び第２積分波形信号Ｐ３に変換される。
【００２８】
第１積分波形信号Ｐ２は、第１コンパレータ２２に供給されている２．２５Ｖの直流電圧の閾値を越えたタイミングｔ１に立ち下がり縁を有する第１遅延パルス信号Ｐ４に変換される。一方、第２積分波形信号Ｐ３は、第２コンパレータ２３に供給されている可変直流電圧の閾値を越えたタイミングｔ２に立ち下がり縁を有する第２遅延パルス信号Ｐ５に変換される。
【００２９】
図２に示すタイミングチャートにおいて、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧は、最低値の１．６９Ｖであるため、第１遅延パルス信号Ｐ４のタイミングｔ１は、第２遅延パルス信号Ｐ５のタイミングｔ２よりも進んでいる。
【００３０】
第１遅延パルス信号Ｐ４は、第１ノット回路４１に入力され、クロック信号Ｐ６として出力され、第１フリップフロップ回路５１及び第２フリップフロップ回路５２の各クロック入力端子５１２、５２２に供給される。
【００３１】
分枝された第２遅延パルス信号Ｐ５は、第２ノット回路４２に入力され、第１データ信号Ｐ７として第１フリップフロップ回路５１へ入力される。また、分枝された他の第２遅延パルス信号Ｐ５は、遅延回路３０により、所定時間遅延された上、第３ノット回路４３に入力され、第２データ信号Ｐ８として第２フリップフロップ回路５２へ入力される。従って、この第２データ信号Ｐ８の立ち上がり縁のタイミングｔ３は、タイミングｔ２よりもさらに遅延する。
【００３２】
クロック信号Ｐ６の立ち上がり縁のタイミングｔ１において、第１データ信号Ｐ７は、ＬＯＷレベルであるため、反転出力される第１ＦＦ出力信号Ｐ９は、ＨＩＧＨレベル信号になる。一方、第２データ信号Ｐ８は、ＬＯＷレベルであるため、そのまま出力される第２ＦＦ出力信号Ｐ１０は、ＬＯＷレベル信号になる。
【００３３】
ここで、ＣＰＵ１００は、第１ＦＦ出力信号が、ＬＯＷレベルになるまで、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧を１．６９Ｖから２．７２Ｖの範囲で変化させて行く。
【００３４】
特定の電圧値において、第１ＦＦ出力信号がＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルへ変化した場合、この特定の電圧値における１５ビットデジタル２進コード信号を第１データとして、ＰＯＲＴ１１を介してＣＰＵ１００へ入力し、該ＣＰＵ内部のメモリに記憶する。
【００３５】
さらに、ＣＰＵ１００は、図３に示すように、第２ＦＦ出力信号がＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルへ変化するまで、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧を変化させる。図３において、この電圧は、仮に２．５Ｖとして表示されている。そして、２．５Ｖの電圧における１５ビットデジタル２進コード信号を第２データとして、ＰＯＲＴ１０を介してＣＰＵ１００へ入力し、該ＣＰＵの内部のメモリに記憶する。
【００３６】
上記のように、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧は、最低値の１．６９Ｖから最高値の２．７２Ｖの間で３２，７６７段階に制御されている。しかし、この最低値から最高値まで、１５ビットデジタル２進コード信号を＋１づつ加算して可変直流電圧を上昇させてゆくと、走査に必要な時間が長くなる。このため、本実施の形態においては、ある程度のビット間隔を隔てたコード信号を、高い電圧値、低い電圧、やや高い電圧値、やや低い電圧値という順で出力してゆくことで走査時間の短縮を達成している。従って、最長でも、１５回のコード信号の出力を行えば、走査が完了する。
【００３７】
上記走査は１秒間に６６回行われ、ＰＯＲＴ１１へ入力された２５６回分の第１データ信号を平均化し、第１平均データを得る。尚、この走査回数や平均化回数は、他の回数を選択することができる。また、ＰＯＲＴ１０へ入力された２５６回分のデータ信号を平均化し、第２平均データを得る。従って、第１及び第２平均データの各１データ単位を取得するためには、約４秒間必要となる。
【００３８】
尚、第1データ信号を取得するための上記走査は、検出回路がＯＮの状態の間継続して行われる。一方、第２データ信号を取得するための上記走査は、後述するイニシャライズ段階でのみ実行されれば足り、必ずしも、検出回路がＯＮの状態の間継続して行われる必要はない。
【００３９】
上記第２平均データは、後述する検知幅を決定するための検知幅データを生成するために用いられる。本実施の形態においては、遅延回路３０のコンデンサ３２の容量値と抵抗３１の抵抗値との時定数によって、検出信号を出力する検出感度が設定されている。例えば、最高感度は、第１検出電極６とアース電極８の間の基礎容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の基礎容量が、夫々、２０，０００ｐＦである場合であって、何れかの基礎容量に４ｐＦ以上の増減があると検出信号を出力する検出感度に設定されている。
【００４０】
この検出感度は、感度設定用ディプスイッチ１４０により、数段階に設定することが可能であり、例えば、第１検出電極６とアース電極８の間の基礎容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の基礎容量が、夫々、４０，０００ｐＦである場合であって、何れかの基礎容量に８ｐＦ以上の増減があると検出信号を出力する検出感度に変更することも可能である。
【００４１】
図４は、平均的な都市環境において、ＣＰＵ１００に入力された上記第1平均データの分布を示している。この図４のＹ軸は、０乃至３２，７６７のデータ値を示し、また、そのＸ軸は、時間軸となっている。第1平均データの分布は、環境中の様々なノイズの影響を受けるため、図４に示すように分散しており、このままでは、第１検出電極６とアース電極８の間の静電容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の静電容量との相対的な変化を知ることが困難である。
【００４２】
このため、ＣＰＵ１００では、ＣＰＵ１００に予め記憶されているソフトウェアとしてのフィルタを用い、当該第1平均データの処理を行う。このフィルタは、大きくメディアンフィルタと平均フィルタの２種類に分類され、かつ組み合わせて用いられる。
【００４３】
最初に、メディアンフィルタについて説明する。このメディアンフィルタの原理は、例えば、時間的に連続して取得された１５個の第1平均データをメモリに記憶し、各第1平均データのデータ値を小さいものから順に並び替え、その中間に位置する第1平均データ、即ち、データ値の小さいものから7番目に位置する第1平均データを抽出し、これをメディアンデータとするものである。このメディアンデータは、後述するように検出データとして用いることも可能である。当該メディアンフィルタを純粋メディアンフィルタと定義する。
【００４４】
この純粋メディアンフィルタは、ノイズ除去能力に優れている。上記の例で１５個の第１平均データの内、比較的大きなデータ値を有する少なくとも８個の第１平均データが存在しなければこの比較的大きなデータ値がメディアンデータに反映されないからである。
【００４５】
上記、純粋メディアンフィルタは、上記のように中間に位置する第1平均データを単純にメディアンデータとするため、例えば、上記の例において、連続して取得された１５個の第1平均データの内、7個がすべてのデータ値が１２０００であり、他の8個がすべてのデータ値が２００００である場合、メディアンデータの番地は、７番目に位置する第１平均データのデータ値である２００００となり、その中間のデータ値、即ち、１６０００をメディアンデータとして取得することができない。
【００４６】
このような問題点を解決するために、時間的に連続する1番目の第1平均データと2番目の第1平均データとの中間値を算出し、同様に、３番目と４番目、５番目と６番目・・・、というように１４個の中間値データを生成する。そして、１５個の第１平均データにこの１４個の中間値データを加えた２９個のデータの中間に位置する第1平均データ若しくは中間値データ、即ち、データ値の小さいものから１５番目に位置する第1平均データ若しくは中間値データを抽出し、これをメディアンデータとする。当該メディアンフィルタを補間メディアンフィルタと定義する。
【００４７】
上記の純粋メディアンフィルタと補間メディアンフィルタは、共に、１つのメディアンデータを取得するために、１５個の第１平均データを必要とする。このため、各メディアンデータ間の時間、即ち、検出回路の応答速度は、時間的に連続した第１平均データがＣＰＵ１００へ１５個入力されるに必要な時間となる。
【００４８】
この応答速度を向上するために、単に、１つのメディアンデータを取得するために必要な第１平均データの数を減少すると、メディアンフィルタのノイズ除去能力が低下してしまう。
【００４９】
そこで、第１平均データの１番目乃至１５番目から第１メディアンデータを取得した後、２番目乃至１６番目から第２メディアンデータを取得する。この場合、応答速度、即ち、一つのメディアンデータが取得されるに必要な時間は、一つの第１平均データがＣＰＵ１００に入力されるに必要な時間に短縮される。１つのメディアンデータを取得する範囲が第１平均データの１個分づつ移動してゆくことから、当該メディアンフィルタを移動メディアンフィルタと定義し、純粋メディアンフィルタに移動メディアンフィルタを適用する場合には、移動純粋メディアンフィルタと定義し、また、補間メディアンフィルタに移動メディアンフィルタを適用する場合には、移動補間メディアンフィルタと定義する。
【００５０】
次に、平均フィルタについて説明する。平均フィルタは、所定個数の第１平均データのデータ値を足しあげた後、当該所定個数で除算することにより、平均値のデータ値を平均フィルタデータとするものである。このフィルタは、所定個数の第１平均データを平均化してしまうため、突発的なノイズを完全に除去する点においては、上記のメディアンフィルタよりも除去能力は劣るが、連続的に変化する平均的なデータを得られる点でメディアンフィルタよりも優れている。
【００５１】
さらに、上記移動メディアンフィルタと同様に、例えば、第１平均データの１番目乃至１５番目から第１平均フィルタデータを取得した後、２番目乃至１６番目から第２平均フィルタデータを取得するようにし、応答速度を一つの第１平均データがＣＰＵ１００に入力されるに必要な時間に短縮し、応答速度を上昇させることもできる。当該平均フィルタを移動平均フィルタと定義する。
【００５２】
さらに、ＣＰＵ１００のメモリの記憶容量を節約するために、第１平均データの１番目乃至１５番目から第１平均フィルタデータを取得した後、１６番目の第１平均データのデータ値から当該第１平均フィルタデータのデータ値を減算して１５で除算し、これを第１平均フィルタデータに加算して第２検出データを取得する。例えば、第５平均フィルタデータは、（１９番目の第１平均データ−第４平均フィルタデータ）÷１５＋第４平均フィルタデータ、という式により算出することができる。直前の平均フィルタデータを重ねて利用することから、当該平均フィルタを重移動平均フィルタと定義する。
【００５３】
この重移動平均フィルタは、直前の平均フィルタデータを利用するため、比較的大きな、又は、比較的小さなデータ値を有する平均フィルタデータが発生した場合、その平均フィルタデータに後続する平均フィルタデータにも影響が生じる。このため、平均フィルタデータの変化は、漸増的あるいは漸減的な変化になる傾向があり、平均フィルタデータの連続的変化を捉えやすくなる。
【００５４】
ＣＰＵ１００のソフトウェアフィルタは、上記の移動補間メディアンフィルタと重移動平均フィルタとが用いられている。応答時間設定ディプスイッチ１５０は、３段階に応答時間を調整するものであり、この応答時間は、上記の２種類のフィルタの組み合わせを変更することにより調整される。そして、この応答時間を長く設定すると、後述するようにノイズ除去能力を高めることができる。
【００５５】
応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を最高速度に設定すると、ＣＰＵ１００のフィルタ構成は、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタのみとなる。このフィルタ構成では、応答時間は、約１２８ｍｓとなる。
【００５６】
次に、応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を中間速度に設定すると、ＣＰＵ１００のフィルタ構成は、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタを初段とし、１６個のメディアンデータを平均化する重移動平均フィルタを次段とする２段構成となる。このため、ノイズ除去能力に優れた移動補間メディアンフィルタの特性を生かしつつ、重移動平均フィルタによりメディアンデータの連続的な変化を捉えやすくなる。
【００５７】
上記の平均フィルタの説明においては、第１平均データを平均化し平均フィルタデータを生成したが、当該フィルタ構成の重移動平均フィルタでは、移動補間メディアンフィルタのメディアンデータを平均化する。このフィルタ構成においては、応答時間は、約５１２ｍｓとなる。
【００５８】
次に、応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を最低速度に設定すると、ＣＰＵ１００のフィルタ構成は、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタを初段とし、該メディアンフィルタから出力された３２個のメディアンデータを平均化する重移動平均フィルタを次段とする２段構成となる。当該フィルタ構成では、応答速度が約１０２４ｍｓと低下するものの、上記の中間速度のフィルタ構成よりもさらに平均化されたデータを取得することができる。
【００５９】
この応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を最低速度に設定した場合、当該フィルタ構成の重移動平均フィルタから最終的に出力される検出データを図５に示す。
【００６０】
次に、図１０を参照しつつ本実施の形態の検出回路のフロチャートを説明する。このフロチャートは、イニシャライズ、イニシャルセンシング、センシングの３つのモードから構成されている。
【００６１】
最初にイニシャライズのモードを説明する。電源をＯＮにすると、第１平均データと第２平均データを用い検知幅を設定する当該モードが開始する（Ｓ１）。まず、ＣＰＵ１００は、上記の３種類のフィルタ構成の内、応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間の設定状態に対応した一の第１フィルタを形成すると共に、環境順応用に構成された第２フィルタを形成する（Ｓ２）。
【００６２】
この第１フィルタは、検出データを得るためのものであり、また、第２フィルタは、基準値データ及び検出幅を得るためのものである。
【００６３】
この第２フィルタは、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタを初段とし、該メディアンフィルタから出力された６５，５３６個のメディアンデータを平均化する重移動平均フィルタを次段とする２段構成のフィルタである。当該フィルタ構成は、重移動平均フィルタの処理するメディアンデータが極めて多数であるため、当該環境における第１検出電極６とアース電極８の間の基礎容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の基礎容量の長時間に渡る連続的な変化を検出することができる。
【００６４】
次に、予め設定されている時間、例えば４秒間、第１平均データが取得される（Ｓ３）。尚、この時間は、データの取得個数に依存する。次に、予め設定されている時間、例えば４秒間、第２平均データが取得される（Ｓ３）。この第１平均データ及び第２平均データは、第２フィルタにより処理される。
【００６５】
上記のように、第２フィルタは、６５，５３６個の移動補間メディアンフィルタのメディアンデータを必要とするため、４秒間程度の時間で取得された第１平均データや第２平均データでは、フィルタ処理１回分の算出処理を行うことができない。しかし、暫定的に、この限られた少ない第１及び第２平均データを用い、夫々、第１平均データから暫定基準値データを得（Ｓ４）、また、第1及び第２平均データから検知幅データを得る（Ｓ５）。
【００６６】
上記のようにして得られた基準値データは、これを暫定基準値としてメモリする。さらに、上記検知幅データから、基準値データを減算し、検知幅を算出する。この際、ＣＰＵ１００は、感度設定用ディプスイッチ１４０で設定された検出感度を対応させる。例えば、基準値データの値が１６，０００であり、検知幅データの値が１６，４００である場合には、データ値の差は、４００となる。
【００６７】
一方、上記データ値の差は、最低感度の８ｐＦに相当するように予め定義されているため、上記ディプスイッチ１４０により、検出感度を４ｐＦと設定した場合、４ｐＦは８ｐＦの１／２であるから、上記４００のデータ値の１／２である２００というデータ値が検出幅となる。そして、この検出幅は、図６に示すように、この差を基準値データの上下に１００番地づつの幅の検知幅を割り当て（Ｓ５）、ＣＰＵ１００が検出信号を出力するか否かを決定する閾値を設定する。以上のステップを完了するとイニシャライズのモードが終了する（Ｓ７）。なお、上記の検出幅の算出方法は、乗算だけでなく定数の加減除算により算出することができる。
【００６８】
次に、イニシャルセンシングモードが開始する（Ｓ７）。このイニシャルセンシングは、第１フィルタによる第１回目の検出データを得るために必要である。即ち、重移動平均フィルタが移動補間メディアンフィルタの１６個のメディアンデータが必要とするため、センシングのモードを開始する前にこの１６個のメディアンデータを取得しなければならないからである。このため、重移動平均フィルタを用いない場合には、必ずしもこのイニシャルセンシングモードを必要としない。上記１６個のメディアンデータを取得した後（Ｓ８）、イニシャルセンシングモードは終了する（Ｓ９）。
【００６９】
次に、センシングモードが開始する（Ｓ１０）。最初に、基準値について説明する。イニシャライズモードで決定されメモリされた暫定基準値をもとに、基準値が算出される（Ｓ１１）。この基準値は、常に更新され変動する。ｎ番目の基準値(n)は、基準値(n-1)＋（第１フィルタの検出データ(n)−基準値(n-1)）／６５，５３６という式により求められる。即ち、上記暫定基準値は、１番目の基準値(1)を求めるために基準値(0)として用いられる。
【００７０】
上記のように、基準値(n)を基準値(n-1)から求めることにより、メモリの記憶容量を節減できる。即ち、移動補間メディアンフィルタの出力する６５，５３６個のデータ毎に基準値を更新した場合には、基準値の変化が段階状（階段状）となり、本実施の形態よりも基準値の実質的な変化が反映されにくくなる。
【００７１】
基準値が変動した場合、上記の検出幅は基準値から算出されるため、図７に示すように検出幅も基準値の変動に追随する。このため、両検出電極周囲の環境、例えば、電界や湿度等の影響により、両検出電極の基礎容量値が漸増的若しくは漸減的に変動した場合であっても、検出回路は、検出信号を出力しない。
【００７２】
両電極の何れかに被検出物が接近すると、以下のデータ値の変化生じる。即ち、検出電極６に被検出物が接近するとデータ値が増大し、検出電極７に被検出物が接近するとデータ値が減少する。例えば、被検出物が検出電極６に接近すると、第１フィルタの検出データが上記検出幅の閾値を超える。この場合、第２フィルタの基準値データは、瞬間的な第１平均データの増大によっては、影響をほとんど受けないため、基準値は変動しない。
【００７３】
ＣＰＵ１００は、検出データが検出幅の閾値を超えた場合、検知判定を行い（Ｓ１２）、直ちに検出信号を検出信号出力部１６０から出力する。この出力信号は、図８に示す第１パルス波である。
【００７４】
この図８は、検出電極の上に物体を置き、さらに、その物体を手で持ち上げ持ち去った場合を示している。検出信号が出力されると、環境順応用の第２フィルタの重移動平均フィルタにより取得されるメディアンデータの個数が６５，５３６個から６００個へ減少するように設定の変更がなされる（Ｓ１３）。このため、比較的短時間で基準値データが上昇し、検出データに追随する。
【００７５】
次に、物体を持ち上げるために物体に手を接触させると、さらに検出データのデータ値が上昇する。この際、検出データのデータ値が閾値を超えるため、第２パルス波が出力される。最後に物体を手で持ち上げると検出データのデータ値が急激に減少するため、第３パルス波が出力される。
【００７６】
このように、検出信号であるパルス波の出力後に第２フィルタの設定を変更し基準値データの検出データに対する追随の程度を上昇させることで、環境の変化と被検出物の状態の変化の双方に適応することができる。最後に、本回路をＯＦＦにすると、センシングが終了する（Ｓ１４）。
【００７７】
上記実施の形態の検出回路は、検出データが検出幅の閾値を越える度にパルス波の検出信号を出力する。しかし、他の実施の形態として、検出電極に被検出物が接近又は接触している間、検出信号を出力し続けるように検出回路を設定することもできる。以下、図９及び図１１を参照しつつ説明する。
【００７８】
本実施の形態の回路では、上記実施の形態の回路の「検知幅の算出と割当」（Ｓ５）の次に、後述するヒステリシスを検知幅の閾値に持たせるためにヒステリシスデータが算出されるステップ（Ｓ６）が設けられている。このステップでは、ＣＰＵ１００のメモリに記憶されている定数、例えば、０．１が上記検出幅のデータ値１００に乗算され、ヒステリシスのデータ値１０が算出される。なお、この算出は定数の加減除算によって求めてもよい。
【００７９】
上記の実施の形態の回路と同様に、イニシャルセンシング（Ｓ８乃至Ｓ１０）の次に、センシングモードが開始し（Ｓ１１）、基準値が算出される（Ｓ１２）。
そして、両電極の何れかに被検出物が接近すると、以下のデータ値の変化生じる。即ち、検出電極６に被検出物が接近するとデータ値が増大し、検出電極７に被検出物が接近するとデータ値が減少する。そして、ＣＰＵ１００は、検出データが検出幅の閾値を超えた場合、検知判定を行う（Ｓ１３）。
【００８０】
検知判定がなされると、基準値が固定される（Ｓ１４）と共に、閾値にヒステリシスを生じさせる（Ｓ１５）。例えば、所定の電荷を有する物体がいずれかの電極６，７の表面から１０ｃｍ離間した位置に存在する場合に、検出回路が検出信号を出力する場合、この１０ｃｍの領域近辺に当該物体がとどまると検出信号のチャタリングが生じる。
【００８１】
このチャタリングを回避するために、上記のヒステリシスデータに基づき、検知幅の閾値が変更される。図９に示すように、例えば、物体が検出電極６に接近すると検出データが検出幅の閾値を越えて増大する。この場合は、上記の検出幅のデータ値１００からヒステリシスのデータ値１０を減算し、検出幅のデータ値を９０にし、検出回路の検出感度を上昇させる。このため、上記の例で検出電極の表面から１０ｃｍの位置で物体が留まっている場合でもチャタリングは生じない。尚、物体が検出電極７に接近し検出データが閾値以下になった場合には、ヒステリシスのデータ値は加算される（図９参照）。
【００８２】
上記基準値の固定（Ｓ１４）は、環境順応用に構成された第２フィルタを停止することにより行う。このため、基準値は、検出信号の出力開始時点の基準値データに固定される。これは、検出領域内に被検出物が留まった場合、基準値が徐々に変化してゆくと、検出データが検出幅の閾値内に含まれ、検出信号の出力が停止してしまうことを回避するためである。
【００８３】
次に、この物体がいずれかの検出電極の検出領域内から離脱する場合、検出データが検出幅の閾値を越えて減少した場合には、上記の変更された検出幅のデータ値９０にヒステリシスのデータ値１０を加算し、検出幅のデータ値を１００にし、検出回路の検出感度を元の状態に戻す（Ｓ１６）。
【００８４】
検出領域内から被検出物が離脱すると、非検知判定（Ｓ１７）がなされ、検出信号の出力が停止する。同時に、環境順応用の第２フィルタが作動を再開し、基準値を環境にあわせて変化させて行く。最後に、本回路をＯＦＦにすると、センシングが終了する（Ｓ１８）。
【００８５】
上記の各実施の形態において、メディアンフィルタと平均フィルタを２段に組合わせたが、例えば、メディアンフィルタ又は平均フィルタだけの１段構成としても良いし、また、第１メディアンフィルタを初段とし、第１メディアンフィルタのメディアンデータを処理する第２メディアンフィルタを２段目とし、さらに第２メディアンフィルタのメディアンデータを処理する平均フィルタを３段目とした３段構成としても良く、フィルタを構成するフィルタの種類や、段数等は限定されない。
【００８６】
上記の各実施の形態において、ＣＰＵ１００のソフトウェアフィルタに検出データのデータ値の上限を画するデータリミッターを設けることも可能である。このデータリミッターは、検出データのデータ値が所定値以上であれば、この所定値をデータ値に変換するものである。
【００８７】
このデータリミッターにより、突発的なノイズ等により極端に大きなデータ値を有する検出データが取得された場合に長期に渡り平均フィルタがその影響を受けることを防止することができる。上記データリミッターの所定値は、例えば、基準値を中心に、基準値のプラス側及びマイナス側に各検出幅の２倍程度となるデータ値を選択する。
【００８８】
上記の各実施の形態において、検出感度、即ち、検出幅データの値は、感度設定用ディップスイッチ１４０により選択可能であるものの、当該スイッチにより選択されたデータ値に固定されてしまう。しかし、検出電極６、７の周囲のノイズ環境によっては、再設定を行わなければならなく場合がある。
【００８９】
そこで、上記イニシャライズの段階で、最大データ値と最小データ値の差を測定し、当該データ値の差の約２倍を検出幅データとすることにより、検出回路６、７周囲の環境に適合した感度を自動的に設定することができる。この場合、上記感度設定用ディップスイッチ１４０は不要となる。上記の乗数は、１以下であってもよく、ノイズ環境の安定性によって適宜選択する。なお、上記算出は定数の加減除算によって求めてもよい。
【００９０】
尚、イニシャライズの段階だけではなく、センシングの段階においても所定時間内における最大データ値と最小データ値を随時取得し続け、検出幅データを連続的に変化させることも可能である。このように、検出幅データを自動設定することにより、当該ノイズ環境において、安定した検出能力を維持することができる最高感度を保持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの回路図である。
【図２】図１の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図４】第１平均データの分布を示すグラフ図である。
【図５】基準値データと検出データを示すグラフ図である。
【図６】図５のグラフ図に、算出された閾値と検出幅を示したグラフ図である。
【図７】基準値と閾値とが長時間に渡り変化して行く様子を示したグラフ図である。
【図８】検出状態における基準値の変化を示すグラフ図である。
【図９】閾値のヒステリシスを示すグラフ図である。
【図１０】図１に示す静電容量センサ回路のフロチャートである。
【図１１】本発明に係る他の実施の形態の都市環境における物体侵入型の静電容量センサのフロチャートである。
【符号の説明】
１、２ 入力端子
３、４ 増幅抵抗
５ 高周波除去トランス
６ 第１検出電極
７ 第２検出電極
８、９ アース電極
１０ サージ吸収ダイオード
１２ 電源周波数除去用フィルター回路
２０ 比較回路
２２ 第１コンパレータ
２３ 第２コンパレータ
３０ 遅延回路
４０ 波形整形回路
４１ 第１ノット回路
４２ 第２ノット回路
４３ 第３ノット回路
５０ フリップフロップ回路
５１ 第１フリップフロップ回路
５２ 第２フリップフロップ回路
６０ Ｄ／Ａ変換回路
１００ ＣＰＵ
１１０ 安定化電源回路
１２０ リセット回路
１３０ テスト出力端子
１４０ 感度設定用ディップスイッチ
１５０ 応答時間設定ディップスイッチ
１６０ 検出信号出力部
１７０ ＣＰＵクロック
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量センサセンサに関し、特に、都市環境における物体侵入型の静電容量センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、２の検出電極の静電容量差を検出する静電容量センサ回路が日本国実用新案出願公告公報第６３−３６２４６号に開示されている。この回路は、パルス信号発生回路と、可変抵抗と、第１可変遅延回路と、第２可変遅延回路と、位相弁別手段とを備え、検出電極は、第１可変遅延回路へ、また、基準電極は、第２可変遅延回路へ接続されている。
【０００３】
パルス信号発生回路から出力されたパルス信号は、可変抵抗を介して第１可変遅延回路と、第２可変遅延回路へ分枝される。両可変遅延回路は、検出領域に被検出物が存在する場合の検出電極とアース間の静電容量（以下、「検出電極静電容量」とする。）、基準電極とアース間の静電容量（以下、「基準電極静電容量」とする。）の大きさに応じ、入力されたパルス信号を遅延させ、比較手段である位相弁別手段へ各パルス信号を出力する。
【０００４】
位相弁別手段は、入力された各パルス信号の位相を比較し、その位相のずれが、所定閾値以上である場合には、検出信号を出力する。尚、検出領域内に検出物が存在しない場合の検出電極とアース間の静電容量（以下、「検出電極基礎容量」とする。）と基準電極とアース間の静電容量（以下、「基準電極基礎容量」とする。）との相違は、可変抵抗を手動で調整していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の都市環境における物体侵入型の静電容量センサは、電極周囲の環境、即ち、温度や湿度、あるいは、ノイズ等の影響により検出電極基礎容量、または、基準電極基礎容量の何れかが変動した場合、その両基礎容量の相違による遅延パルス信号の位相差が所定の閾値以上であれば、検出領域内に被検出物が存在しない場合でも検出信号を出力する。即ち、誤動作する。
【０００６】
上記の検出電極基礎容量と基準電極基礎容量の相違による上記の誤動作を防止するためは、上記の閾値を大きく設定すれば回避できる。しかし、閾値を大きく設定すると、所定の電荷量を有する被検出物を検出する場合、その被検出物が、検出電極により接近あるいは接触しなければ検出することができなくなる。即ち、検出感度を低下させなければならないという問題点があった。
【０００７】
また、上記の都市環境における物体侵入型の静電容量センサは、検出電極の領域内に物体が接近し、閾値を超えた状態で静止してしまうと、検出電極の電荷量は増大した状態のままであるため、他の物体が新たに検出領域内に侵入しても検出することができないという問題点があった。
【０００８】
本発明は、上記の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの問題点を解決し、環境変化による検出電極基礎容量と基準電極基礎容量バランスが損なわれても誤動作等が発生せず、また、検出電極等の周囲のノイズ等の影響をほとんど排除できる静電容量センサ回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一の検出電極６と他の検出電極７との夫々の静電容量に対応する所定時間の間に取得されるデータに基づいて決定される検出データを生成する検出データ生成手段と、該一の検出電極６と他の検出電極７との夫々の静電容量に対応する該所定時間よりも長時間の間に取得されるデータに基づいて決定される基準値を生成する基準値生成手段と、この基準値生成手段及び前記検出データ生成手段と電気的に接続し、かつ所定個数のデータを大小順に並べかえるメディアンフィルタ並びに前記所定個数のデータを平均化する平均フィルタを格納するＣＰＵ１００を有し、該ＣＰＵは前記基準値に基づいて算出される閾値を前記検出データが越えた場合に検出信号の出力により検出状態を告知する都市環境における物体侵入型の静電容量センサであって、前記基準値は、前記両検出電極６、７が設けられた周囲（検出領域内）に電荷を有する物体が侵入した場合の前記都市環境の変化に対応して変化すること、また、前記検出状態の告知は、前記検出データが前記閾値を越えた状態にある場合連続して実行されると共に、該閾値は前記電荷を有する物体が前記周囲に侵入した場合には検出感度が上昇し、該被検出物が検出領域内から離脱した場合には検出感度が復帰し、さらに、該閾値は前記検出データの所定時間の最大データ値と最小データ値の差と定数とから算出されると共に、前記基準値に対し所定の検出幅をもって該基準値よりも大きな値又は小さな値に決定され、かつ常時変化し得ることを特徴とする
【００１０】
付言すると、本発明は、検出データ及び基準値の両者が変動することを前提に構成されている。即ち、検出データと基準値を決定するに際して、検出電極の静電容量に対応して取得されるデータの取得時間に差を設けることにより、基準値を検出データに対して変動の比較的小さなものとし、検出データの変化により検出状態を告知することができる。
【００１１】
このように、検出データは、被検出物が検出領域内に侵入又は離脱を検出する比較的短時間の静電容量の変化を検出するために用いられ、一方、基準値は、検出電極周囲の環境の比較的長時間における静電容量の変化、即ち、環境追随のために用いられる。
【００１２】
本発明に係る都市環境における物体侵入型の静電容量センサの他の技術的特徴は、請求項２及び請求項３に記載されており、詳しくは、後述する実施の形態に説明されている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１を参照しつつ本発明に係る実施の形態の都市環境における物体侵入型の静電容量センサ（以下、「本回路」という。）を説明する。本回路は、入力端子１、２から順に、高周波除去トランス５、サージ吸収ダイオード１１、電源周波数ノイズ除去用のフィルター回路１２と、比較回路２０と、波形整形回路４０と、フリップフロップ回路５０と、ＣＰＵ１００を一連に接続して成り、さらに、波形整形回路４０には遅延回路３０が、また、比較回路２０にはＤ／Ａ変換回路６０が接続されている。
【００１４】
さらに、本回路は、安定化電源回路１１０、リセット回路１２０、テスト出力端子１３０、感度設定用ディプスイッチ１４０、応答時間設定ディプスイッチ１５０、検出信号出力部１６０、ＣＰＵクロック１７０を備えている。尚、このリセット回路１２０は、電源投入後にＣＰＵ１００への供給電圧が所定の作動可能電圧になるまで、ＣＰＵ１００の動作を停止しリセット状態を保持するものである。
【００１５】
入力端子１には、第１検出電極６が接続されており、この第１検出電極は、アース電極８と対向して配設されている。また、入力端子２には、第２検出電極７が接続されており、アース電極９と対向して配設されている。本実施の形態においては、この第１検出電極６とアース電極８間の基礎静電容量と、第２検出電極７とアース電極９との基礎静電容量は同一に調整されているが、必ずしも同一である必要はない。
【００１６】
１／２ＤＵＴＹの２ＫＨｚのパルス信号Ｐ１を供給するＣＰＵ１００のポート６０は、電流増幅を行うバッファ回路１０を経由し分枝され、夫々、増幅抵抗３、４を介し、サージ吸収ダイオード１１の直前に接続される。尚、パルス信号Ｐ１の周波数は、上記周波数に限定されるものではない。
【００１７】
増幅抵抗３と、第１検出電極６及びアース電極８との間で形成されるコンデンサとにより構成された積分回路により、パルス信号Ｐ１は、第１積分波形信号Ｐ２に変換される。この立ち上がり縁の傾斜は、増幅抵抗３と、第１検出電極６及びアース電極８との間で形成されるコンデンサとの時定数により決定される。また、増幅抵抗４と第２検出電極７及びアース電極９との間で形成されるコンデンサとにより構成された積分回路により、パルス信号Ｐ１は、第２積分波形信号Ｐ３に変換される。
【００１８】
この第１及び第２積分波形信号Ｐ２、Ｐ３は、ハイパスフィルターであるフィルター回路１２において、約１．５ＫＨｚ以下の低周波が除去される。このため、電源周波数である５０乃至６０Ｈｚのノイズが略完全に除去される。尚、このフィルター回路は必ずしも必要ではなく、また、他の回路又は素子等により代替可能である。
【００１９】
比較回路２０は、第１積分波形信号Ｐ２を遅延させた第１遅延パルス信号Ｐ４を形成する第１コンパレータ２２と、第２積分波形信号Ｐ３を遅延させた第２遅延パルス信号Ｐ５を形成する第２コンパレータ２３を備えている。この第１コンパレータ２２のプラス極２２１には、第１積分波形信号Ｐ２が入力され、マイナス極２２２には、抵抗２４により２．２５Ｖに固定された直流電圧が供給されている。尚、コンデンサ２５、２７は平滑用のデカップリングコンデンサであり、抵抗２６は分圧用の抵抗である。
【００２０】
一方、第２コンパレータ２３のプラス極２３１には、第２積分波形信号Ｐ３が入力され、マイナス極２３２には、後述するＤ／Ａ変換回路６０からの可変制御された直流電圧が供給される。尚、両コンパレータ２２、２３は、オープンコレクタであるため、各出力端子２２３、２３３には、プルアップ抵抗２８、２９を介して、直流電圧が供給されている。
【００２１】
波形整形回路４０は、第１ノット回路４１と、第２ノット回路４２と、第３ノット回路４３とを備えている。この第１ノット回路４１は、第１遅延パルス信号Ｐ４を位相反転すると共に、クロック信号Ｐ６へ波形整形し、また、第２ノット回路４２は、第２遅延パルス信号Ｐ５を位相反転すると共に、第１データ信号Ｐ７へ波形整形する。
【００２２】
第３ノット回路４３は、第２コンパレータ２３の出力端子２３３の直後に分枝された第２遅延パルス信号Ｐ５を、遅延回路３０により遅延し、さらに位相反転し、第２データ信号Ｐ８へ波形整形する。
【００２３】
フリップフロップ回路５０は、遅延型のフリップフロップ回路である第１フリップフロップ回路及び第２フリップフロップ回路を備えている。第１フリップフロップ回路のデータ入力端子５１１には、第１データ信号Ｐ７を、また、クロック入力端子５１２には、クロック信号Ｐ６を入力する。第１フリップフロップ回路５１は、クロック信号Ｐ６の立ち上がり縁のタイミングにおける第１データ信号Ｐ７の信号レベルを反転した上、出力端子５１３から第１ＦＦ出力信号Ｐ９をＣＰＵ１００のポート１１へ出力する。
【００２４】
第２フリップフロップ回路のデータ入力端子５２１には、第２データ信号Ｐ８を、また、クロック入力端子５２２には、クロック信号Ｐ６を入力する。第２フリップフロップ回路は、クロック信号Ｐ６の立ち上がり縁のタイミングにおける第２データ信号Ｐ８の信号レベルを反転せずに出力端子５２３から第２ＦＦ出力信号としてＣＰＵ１００のポート１０へ出力する。
【００２５】
Ｄ／Ａ変換回路６０は、梯子型Ｄ／Ａ変換回路であり、ＣＰＵ１００のポートに接続した抵抗６１乃至７５及びこれら抵抗と直列に接続された抵抗７６乃至８９から構成され、これらポートからの１５ビットデジタル２進データ信号を直流電圧に変換する。そして、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に、１．６９乃至２．７２Ｖまでの直流電圧を３２，７６７段階に可変制御し供給する。尚、本実施の形態においては、１５ビットデジタル２進データを用いたが、本発明に係る回路は、当該ビット数に限定されるものではない。
【００２６】
次に、図２及び図３に示すタイミングチャートにより、本実施の形態の回路の動作を説明する。最初に、本回路の電源をＯＮにした直後の状態であるイニシャルモードＳ１を図２を参照しつつ説明する。
【００２７】
本回路の電源をＯＮにすると、リセット回路１２０の作動の後、ＣＰＵ１００のポート６０から出力されたパルス信号Ｐ１は、分枝された上、上記各積分回路により、第１積分波形信号Ｐ２及び第２積分波形信号Ｐ３に変換される。
【００２８】
第１積分波形信号Ｐ２は、第１コンパレータ２２に供給されている２．２５Ｖの直流電圧の閾値を越えたタイミングｔ１に立ち下がり縁を有する第１遅延パルス信号Ｐ４に変換される。一方、第２積分波形信号Ｐ３は、第２コンパレータ２３に供給されている可変直流電圧の閾値を越えたタイミングｔ２に立ち下がり縁を有する第２遅延パルス信号Ｐ５に変換される。
【００２９】
図２に示すタイミングチャートにおいて、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧は、最低値の１．６９Ｖであるため、第１遅延パルス信号Ｐ４のタイミングｔ１は、第２遅延パルス信号Ｐ５のタイミングｔ２よりも進んでいる。
【００３０】
第１遅延パルス信号Ｐ４は、第１ノット回路４１に入力され、クロック信号Ｐ６として出力され、第１フリップフロップ回路５１及び第２フリップフロップ回路５２の各クロック入力端子５１２、５２２に供給される。
【００３１】
分枝された第２遅延パルス信号Ｐ５は、第２ノット回路４２に入力され、第１データ信号Ｐ７として第１フリップフロップ回路５１へ入力される。また、分枝された他の第２遅延パルス信号Ｐ５は、遅延回路３０により、所定時間遅延された上、第３ノット回路４３に入力され、第２データ信号Ｐ８として第２フリップフロップ回路５２へ入力される。従って、この第２データ信号Ｐ８の立ち上がり縁のタイミングｔ３は、タイミングｔ２よりもさらに遅延する。
【００３２】
クロック信号Ｐ６の立ち上がり縁のタイミングｔ１において、第１データ信号Ｐ７は、ＬＯＷレベルであるため、反転出力される第１ＦＦ出力信号Ｐ９は、ＨＩＧＨレベル信号になる。一方、第２データ信号Ｐ８は、ＬＯＷレベルであるため、そのまま出力される第２ＦＦ出力信号Ｐ１０は、ＬＯＷレベル信号になる。
【００３３】
ここで、ＣＰＵ１００は、第１ＦＦ出力信号が、ＬＯＷレベルになるまで、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧を１．６９Ｖから２．７２Ｖの範囲で変化させて行く。
【００３４】
特定の電圧値において、第１ＦＦ出力信号がＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルへ変化した場合、この特定の電圧値における１５ビットデジタル２進コード信号を第１データとして、ＰＯＲＴ１１を介してＣＰＵ１００へ入力し、該ＣＰＵ内部のメモリに記憶する。
【００３５】
さらに、ＣＰＵ１００は、図３に示すように、第２ＦＦ出力信号がＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルへ変化するまで、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧を変化させる。図３において、この電圧は、仮に２．５Ｖとして表示されている。そして、２．５Ｖの電圧における１５ビットデジタル２進コード信号を第２データとして、ＰＯＲＴ１０を介してＣＰＵ１００へ入力し、該ＣＰＵの内部のメモリに記憶する。
【００３６】
上記のように、第２コンパレータ２３のマイナス極２３２に供給されている可変直流電圧は、最低値の１．６９Ｖから最高値の２．７２Ｖの間で３２，７６７段階に制御されている。しかし、この最低値から最高値まで、１５ビットデジタル２進コード信号を＋１づつ加算して可変直流電圧を上昇させてゆくと、走査に必要な時間が長くなる。このため、本実施の形態においては、ある程度のビット間隔を隔てたコード信号を、高い電圧値、低い電圧、やや高い電圧値、やや低い電圧値という順で出力してゆくことで走査時間の短縮を達成している。従って、最長でも、１５回のコード信号の出力を行えば、走査が完了する。
【００３７】
上記走査は１秒間に６６回行われ、ＰＯＲＴ１１へ入力された２５６回分の第１データ信号を平均化し、第１平均データを得る。尚、この走査回数や平均化回数は、他の回数を選択することができる。また、ＰＯＲＴ１０へ入力された２５６回分のデータ信号を平均化し、第２平均データを得る。従って、第１及び第２平均データの各１データ単位を取得するためには、約４秒間必要となる。
【００３８】
尚、第1データ信号を取得するための上記走査は、検出回路がＯＮの状態の間継続して行われる。一方、第２データ信号を取得するための上記走査は、後述するイニシャライズ段階でのみ実行されれば足り、必ずしも、検出回路がＯＮの状態の間継続して行われる必要はない。
【００３９】
上記第２平均データは、後述する検知幅を決定するための検知幅データを生成するために用いられる。本実施の形態においては、遅延回路３０のコンデンサ３２の容量値と抵抗３１の抵抗値との時定数によって、検出信号を出力する検出感度が設定されている。例えば、最高感度は、第１検出電極６とアース電極８の間の基礎容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の基礎容量が、夫々、２０，０００ｐＦである場合であって、何れかの基礎容量に４ｐＦ以上の増減があると検出信号を出力する検出感度に設定されている。
【００４０】
この検出感度は、感度設定用ディプスイッチ１４０により、数段階に設定することが可能であり、例えば、第１検出電極６とアース電極８の間の基礎容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の基礎容量が、夫々、４０，０００ｐＦである場合であって、何れかの基礎容量に８ｐＦ以上の増減があると検出信号を出力する検出感度に変更することも可能である。
【００４１】
図４は、平均的な都市環境において、ＣＰＵ１００に入力された上記第1平均データの分布を示している。この図４のＹ軸は、０乃至３２，７６７のデータ値を示し、また、そのＸ軸は、時間軸となっている。第1平均データの分布は、環境中の様々なノイズの影響を受けるため、図４に示すように分散しており、このままでは、第１検出電極６とアース電極８の間の静電容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の静電容量との相対的な変化を知ることが困難である。
【００４２】
このため、ＣＰＵ１００では、ＣＰＵ１００に予め記憶されているソフトウェアとしてのフィルタを用い、当該第1平均データの処理を行う。このフィルタは、大きくメディアンフィルタと平均フィルタの２種類に分類され、かつ組み合わせて用いられる。
【００４３】
最初に、メディアンフィルタについて説明する。このメディアンフィルタの原理は、例えば、時間的に連続して取得された１５個の第1平均データをメモリに記憶し、各第1平均データのデータ値を小さいものから順に並び替え、その中間に位置する第1平均データ、即ち、データ値の小さいものから7番目に位置する第1平均データを抽出し、これをメディアンデータとするものである。このメディアンデータは、後述するように検出データとして用いることも可能である。当該メディアンフィルタを純粋メディアンフィルタと定義する。
【００４４】
この純粋メディアンフィルタは、ノイズ除去能力に優れている。上記の例で１５個の第１平均データの内、比較的大きなデータ値を有する少なくとも８個の第１平均データが存在しなければこの比較的大きなデータ値がメディアンデータに反映されないからである。
【００４５】
上記、純粋メディアンフィルタは、上記のように中間に位置する第1平均データを単純にメディアンデータとするため、例えば、上記の例において、連続して取得された１５個の第1平均データの内、7個がすべてのデータ値が１２０００であり、他の8個がすべてのデータ値が２００００である場合、メディアンデータの番地は、７番目に位置する第１平均データのデータ値である２００００となり、その中間のデータ値、即ち、１６０００をメディアンデータとして取得することができない。
【００４６】
このような問題点を解決するために、時間的に連続する1番目の第1平均データと2番目の第1平均データとの中間値を算出し、同様に、３番目と４番目、５番目と６番目・・・、というように１４個の中間値データを生成する。そして、１５個の第１平均データにこの１４個の中間値データを加えた２９個のデータの中間に位置する第1平均データ若しくは中間値データ、即ち、データ値の小さいものから１５番目に位置する第1平均データ若しくは中間値データを抽出し、これをメディアンデータとする。当該メディアンフィルタを補間メディアンフィルタと定義する。
【００４７】
上記の純粋メディアンフィルタと補間メディアンフィルタは、共に、１つのメディアンデータを取得するために、１５個の第１平均データを必要とする。このため、各メディアンデータ間の時間、即ち、検出回路の応答速度は、時間的に連続した第１平均データがＣＰＵ１００へ１５個入力されるに必要な時間となる。
【００４８】
この応答速度を向上するために、単に、１つのメディアンデータを取得するために必要な第１平均データの数を減少すると、メディアンフィルタのノイズ除去能力が低下してしまう。
【００４９】
そこで、第１平均データの１番目乃至１５番目から第１メディアンデータを取得した後、２番目乃至１６番目から第２メディアンデータを取得する。この場合、応答速度、即ち、一つのメディアンデータが取得されるに必要な時間は、一つの第１平均データがＣＰＵ１００に入力されるに必要な時間に短縮される。１つのメディアンデータを取得する範囲が第１平均データの１個分づつ移動してゆくことから、当該メディアンフィルタを移動メディアンフィルタと定義し、純粋メディアンフィルタに移動メディアンフィルタを適用する場合には、移動純粋メディアンフィルタと定義し、また、補間メディアンフィルタに移動メディアンフィルタを適用する場合には、移動補間メディアンフィルタと定義する。
【００５０】
次に、平均フィルタについて説明する。平均フィルタは、所定個数の第１平均データのデータ値を足しあげた後、当該所定個数で除算することにより、平均値のデータ値を平均フィルタデータとするものである。このフィルタは、所定個数の第１平均データを平均化してしまうため、突発的なノイズを完全に除去する点においては、上記のメディアンフィルタよりも除去能力は劣るが、連続的に変化する平均的なデータを得られる点でメディアンフィルタよりも優れている。
【００５１】
さらに、上記移動メディアンフィルタと同様に、例えば、第１平均データの１番目乃至１５番目から第１平均フィルタデータを取得した後、２番目乃至１６番目から第２平均フィルタデータを取得するようにし、応答速度を一つの第１平均データがＣＰＵ１００に入力されるに必要な時間に短縮し、応答速度を上昇させることもできる。当該平均フィルタを移動平均フィルタと定義する。
【００５２】
さらに、ＣＰＵ１００のメモリの記憶容量を節約するために、第１平均データの１番目乃至１５番目から第１平均フィルタデータを取得した後、１６番目の第１平均データのデータ値から当該第１平均フィルタデータのデータ値を減算して１５で除算し、これを第１平均フィルタデータに加算して第２検出データを取得する。例えば、第５平均フィルタデータは、（１９番目の第１平均データ−第４平均フィルタデータ）÷１５＋第４平均フィルタデータ、という式により算出することができる。直前の平均フィルタデータを重ねて利用することから、当該平均フィルタを重移動平均フィルタと定義する。
【００５３】
この重移動平均フィルタは、直前の平均フィルタデータを利用するため、比較的大きな、又は、比較的小さなデータ値を有する平均フィルタデータが発生した場合、その平均フィルタデータに後続する平均フィルタデータにも影響が生じる。このため、平均フィルタデータの変化は、漸増的あるいは漸減的な変化になる傾向があり、平均フィルタデータの連続的変化を捉えやすくなる。
【００５４】
ＣＰＵ１００のソフトウェアフィルタは、上記の移動補間メディアンフィルタと重移動平均フィルタとが用いられている。応答時間設定ディプスイッチ１５０は、３段階に応答時間を調整するものであり、この応答時間は、上記の２種類のフィルタの組み合わせを変更することにより調整される。そして、この応答時間を長く設定すると、後述するようにノイズ除去能力を高めることができる。
【００５５】
応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を最高速度に設定すると、ＣＰＵ１００のフィルタ構成は、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタのみとなる。このフィルタ構成では、応答時間は、約１２８ｍｓとなる。
【００５６】
次に、応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を中間速度に設定すると、ＣＰＵ１００のフィルタ構成は、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタを初段とし、１６個のメディアンデータを平均化する重移動平均フィルタを次段とする２段構成となる。このため、ノイズ除去能力に優れた移動補間メディアンフィルタの特性を生かしつつ、重移動平均フィルタによりメディアンデータの連続的な変化を捉えやすくなる。
【００５７】
上記の平均フィルタの説明においては、第１平均データを平均化し平均フィルタデータを生成したが、当該フィルタ構成の重移動平均フィルタでは、移動補間メディアンフィルタのメディアンデータを平均化する。このフィルタ構成においては、応答時間は、約５１２ｍｓとなる。
【００５８】
次に、応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を最低速度に設定すると、ＣＰＵ１００のフィルタ構成は、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタを初段とし、該メディアンフィルタから出力された３２個のメディアンデータを平均化する重移動平均フィルタを次段とする２段構成となる。当該フィルタ構成では、応答速度が約１０２４ｍｓと低下するものの、上記の中間速度のフィルタ構成よりもさらに平均化されたデータを取得することができる。
【００５９】
この応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間設定を最低速度に設定した場合、当該フィルタ構成の重移動平均フィルタから最終的に出力される検出データを図５に示す。
【００６０】
次に、図１０を参照しつつ本実施の形態の検出回路のフロチャートを説明する。このフロチャートは、イニシャライズ、イニシャルセンシング、センシングの３つのモードから構成されている。
【００６１】
最初にイニシャライズのモードを説明する。電源をＯＮにすると、第１平均データと第２平均データを用い検知幅を設定する当該モードが開始する（Ｓ１）。まず、ＣＰＵ１００は、上記の３種類のフィルタ構成の内、応答時間設定ディプスイッチ１５０の応答時間の設定状態に対応した一の第１フィルタを形成すると共に、環境順応用に構成された第２フィルタを形成する（Ｓ２）。
【００６２】
この第１フィルタは、検出データを得るためのものであり、また、第２フィルタは、基準値データ及び検出幅を得るためのものである。
【００６３】
この第２フィルタは、１５個の第１平均データを処理する移動補間メディアンフィルタを初段とし、該メディアンフィルタから出力された６５，５３６個のメディアンデータを平均化する重移動平均フィルタを次段とする２段構成のフィルタである。当該フィルタ構成は、重移動平均フィルタの処理するメディアンデータが極めて多数であるため、当該環境における第１検出電極６とアース電極８の間の基礎容量と、第２検出電極７とアース電極９の間の基礎容量の長時間に渡る連続的な変化を検出することができる。
【００６４】
次に、予め設定されている時間、例えば４秒間、第１平均データが取得される（Ｓ３）。尚、この時間は、データの取得個数に依存する。次に、予め設定されている時間、例えば４秒間、第２平均データが取得される（Ｓ３）。この第１平均データ及び第２平均データは、第２フィルタにより処理される。
【００６５】
上記のように、第２フィルタは、６５，５３６個の移動補間メディアンフィルタのメディアンデータを必要とするため、４秒間程度の時間で取得された第１平均データや第２平均データでは、フィルタ処理１回分の算出処理を行うことができない。しかし、暫定的に、この限られた少ない第１及び第２平均データを用い、夫々、第１平均データから暫定基準値データを得（Ｓ４）、また、第1及び第２平均データから検知幅データを得る（Ｓ５）。
【００６６】
上記のようにして得られた基準値データは、これを暫定基準値としてメモリする。さらに、上記検知幅データから、基準値データを減算し、検知幅を算出する。この際、ＣＰＵ１００は、感度設定用ディプスイッチ１４０で設定された検出感度を対応させる。例えば、基準値データの値が１６，０００であり、検知幅データの値が１６，４００である場合には、データ値の差は、４００となる。
【００６７】
一方、上記データ値の差は、最低感度の８ｐＦに相当するように予め定義されているため、上記ディプスイッチ１４０により、検出感度を４ｐＦと設定した場合、４ｐＦは８ｐＦの１／２であるから、上記４００のデータ値の１／２である２００というデータ値が検出幅となる。そして、この検出幅は、図６に示すように、この差を基準値データの上下に１００番地づつの幅の検知幅を割り当て（Ｓ５）、ＣＰＵ１００が検出信号を出力するか否かを決定する閾値を設定する。以上のステップを完了するとイニシャライズのモードが終了する（Ｓ７）。なお、上記の検出幅の算出方法は、乗算だけでなく定数の加減除算により算出することができる。
【００６８】
次に、イニシャルセンシングモードが開始する（Ｓ７）。このイニシャルセンシングは、第１フィルタによる第１回目の検出データを得るために必要である。即ち、重移動平均フィルタが移動補間メディアンフィルタの１６個のメディアンデータが必要とするため、センシングのモードを開始する前にこの１６個のメディアンデータを取得しなければならないからである。このため、重移動平均フィルタを用いない場合には、必ずしもこのイニシャルセンシングモードを必要としない。上記１６個のメディアンデータを取得した後（Ｓ８）、イニシャルセンシングモードは終了する（Ｓ９）。
【００６９】
次に、センシングモードが開始する（Ｓ１０）。最初に、基準値について説明する。イニシャライズモードで決定されメモリされた暫定基準値をもとに、基準値が算出される（Ｓ１１）。この基準値は、常に更新され変動する。ｎ番目の基準値(n)は、基準値(n-1)＋（第１フィルタの検出データ(n)−基準値(n-1)）／６５，５３６という式により求められる。即ち、上記暫定基準値は、１番目の基準値(1)を求めるために基準値(0)として用いられる。
【００７０】
上記のように、基準値(n)を基準値(n-1)から求めることにより、メモリの記憶容量を節減できる。即ち、移動補間メディアンフィルタの出力する６５，５３６個のデータ毎に基準値を更新した場合には、基準値の変化が段階状（階段状）となり、本実施の形態よりも基準値の実質的な変化が反映されにくくなる。
【００７１】
基準値が変動した場合、上記の検出幅は基準値から算出されるため、図７に示すように検出幅も基準値の変動に追随する。このため、両検出電極周囲の環境、例えば、電界や湿度等の影響により、両検出電極の基礎容量値が漸増的若しくは漸減的に変動した場合であっても、検出回路は、検出信号を出力しない。
【００７２】
両電極の何れかに被検出物が接近すると、以下のデータ値の変化生じる。即ち、検出電極６に被検出物が接近するとデータ値が増大し、検出電極７に被検出物が接近するとデータ値が減少する。例えば、被検出物が検出電極６に接近すると、第１フィルタの検出データが上記検出幅の閾値を超える。この場合、第２フィルタの基準値データは、瞬間的な第１平均データの増大によっては、影響をほとんど受けないため、基準値は変動しない。
【００７３】
ＣＰＵ１００は、検出データが検出幅の閾値を超えた場合、検知判定を行い（Ｓ１２）、直ちに検出信号を検出信号出力部１６０から出力する。この出力信号は、図８に示す第１パルス波である。
【００７４】
この図８は、検出電極の上に物体を置き、さらに、その物体を手で持ち上げ持ち去った場合を示している。検出信号が出力されると、環境順応用の第２フィルタの重移動平均フィルタにより取得されるメディアンデータの個数が６５，５３６個から６００個へ減少するように設定の変更がなされる（Ｓ１３）。このため、比較的短時間で基準値データが上昇し、検出データに追随する。
【００７５】
次に、物体を持ち上げるために物体に手を接触させると、さらに検出データのデータ値が上昇する。この際、検出データのデータ値が閾値を超えるため、第２パルス波が出力される。最後に物体を手で持ち上げると検出データのデータ値が急激に減少するため、第３パルス波が出力される。
【００７６】
このように、検出信号であるパルス波の出力後に第２フィルタの設定を変更し基準値データの検出データに対する追随の程度を上昇させることで、環境の変化と被検出物の状態の変化の双方に適応することができる。最後に、本回路をＯＦＦにすると、センシングが終了する（Ｓ１４）。
【００７７】
上記実施の形態の検出回路は、検出データが検出幅の閾値を越える度にパルス波の検出信号を出力する。しかし、他の実施の形態として、検出電極に被検出物が接近又は接触している間、検出信号を出力し続けるように検出回路を設定することもできる。以下、図９及び図１１を参照しつつ説明する。
【００７８】
本実施の形態の回路では、上記実施の形態の回路の「検知幅の算出と割当」（Ｓ５）の次に、後述するヒステリシスを検知幅の閾値に持たせるためにヒステリシスデータが算出されるステップ（Ｓ６）が設けられている。このステップでは、ＣＰＵ１００のメモリに記憶されている定数、例えば、０．１が上記検出幅のデータ値１００に乗算され、ヒステリシスのデータ値１０が算出される。なお、この算出は定数の加減除算によって求めてもよい。
【００７９】
上記の実施の形態の回路と同様に、イニシャルセンシング（Ｓ８乃至Ｓ１０）の次に、センシングモードが開始し（Ｓ１１）、基準値が算出される（Ｓ１２）。
そして、両電極の何れかに被検出物が接近すると、以下のデータ値の変化生じる。即ち、検出電極６に被検出物が接近するとデータ値が増大し、検出電極７に被検出物が接近するとデータ値が減少する。そして、ＣＰＵ１００は、検出データが検出幅の閾値を超えた場合、検知判定を行う（Ｓ１３）。
【００８０】
検知判定がなされると、基準値が固定される（Ｓ１４）と共に、閾値にヒステリシスを生じさせる（Ｓ１５）。例えば、所定の電荷を有する物体がいずれかの電極６，７の表面から１０ｃｍ離間した位置に存在する場合に、検出回路が検出信号を出力する場合、この１０ｃｍの領域近辺に当該物体がとどまると検出信号のチャタリングが生じる。
【００８１】
このチャタリングを回避するために、上記のヒステリシスデータに基づき、検知幅の閾値が変更される。図９に示すように、例えば、物体が検出電極６に接近すると検出データが検出幅の閾値を越えて増大する。この場合は、上記の検出幅のデータ値１００からヒステリシスのデータ値１０を減算し、検出幅のデータ値を９０にし、検出回路の検出感度を上昇させる。このため、上記の例で検出電極の表面から１０ｃｍの位置で物体が留まっている場合でもチャタリングは生じない。尚、物体が検出電極７に接近し検出データが閾値以下になった場合には、ヒステリシスのデータ値は加算される（図９参照）。
【００８２】
上記基準値の固定（Ｓ１４）は、環境順応用に構成された第２フィルタを停止することにより行う。このため、基準値は、検出信号の出力開始時点の基準値データに固定される。これは、検出領域内に被検出物が留まった場合、基準値が徐々に変化してゆくと、検出データが検出幅の閾値内に含まれ、検出信号の出力が停止してしまうことを回避するためである。
【００８３】
次に、この物体がいずれかの検出電極の検出領域内から離脱する場合、検出データが検出幅の閾値を越えて減少した場合には、上記の変更された検出幅のデータ値９０にヒステリシスのデータ値１０を加算し、検出幅のデータ値を１００にし、検出回路の検出感度を元の状態に戻す（Ｓ１６）。
【００８４】
検出領域内から被検出物が離脱すると、非検知判定（Ｓ１７）がなされ、検出信号の出力が停止する。同時に、環境順応用の第２フィルタが作動を再開し、基準値を環境にあわせて変化させて行く。最後に、本回路をＯＦＦにすると、センシングが終了する（Ｓ１８）。
【００８５】
上記の各実施の形態において、メディアンフィルタと平均フィルタを２段に組合わせたが、例えば、メディアンフィルタ又は平均フィルタだけの１段構成としても良いし、また、第１メディアンフィルタを初段とし、第１メディアンフィルタのメディアンデータを処理する第２メディアンフィルタを２段目とし、さらに第２メディアンフィルタのメディアンデータを処理する平均フィルタを３段目とした３段構成としても良く、フィルタを構成するフィルタの種類や、段数等は限定されない。
【００８６】
上記の各実施の形態において、ＣＰＵ１００のソフトウェアフィルタに検出データのデータ値の上限を画するデータリミッターを設けることも可能である。このデータリミッターは、検出データのデータ値が所定値以上であれば、この所定値をデータ値に変換するものである。
【００８７】
このデータリミッターにより、突発的なノイズ等により極端に大きなデータ値を有する検出データが取得された場合に長期に渡り平均フィルタがその影響を受けることを防止することができる。上記データリミッターの所定値は、例えば、基準値を中心に、基準値のプラス側及びマイナス側に各検出幅の２倍程度となるデータ値を選択する。
【００８８】
上記の各実施の形態において、検出感度、即ち、検出幅データの値は、感度設定用ディップスイッチ１４０により選択可能であるものの、当該スイッチにより選択されたデータ値に固定されてしまう。しかし、検出電極６、７の周囲のノイズ環境によっては、再設定を行わなければならなく場合がある。
【００８９】
そこで、上記イニシャライズの段階で、最大データ値と最小データ値の差を測定し、当該データ値の差の約２倍を検出幅データとすることにより、検出回路６、７周囲の環境に適合した感度を自動的に設定することができる。この場合、上記感度設定用ディップスイッチ１４０は不要となる。上記の乗数は、１以下であってもよく、ノイズ環境の安定性によって適宜選択する。なお、上記算出は定数の加減除算によって求めてもよい。
【００９０】
尚、イニシャライズの段階だけではなく、センシングの段階においても所定時間内における最大データ値と最小データ値を随時取得し続け、検出幅データを連続的に変化させることも可能である。このように、検出幅データを自動設定することにより、当該ノイズ環境において、安定した検出能力を維持することができる最高感度を保持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの回路図である。
【図２】図１の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１の都市環境における物体侵入型の静電容量センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図４】第１平均データの分布を示すグラフ図である。
【図５】基準値データと検出データを示すグラフ図である。
【図６】図５のグラフ図に、算出された閾値と検出幅を示したグラフ図である。
【図７】基準値と閾値とが長時間に渡り変化して行く様子を示したグラフ図である。
【図８】検出状態における基準値の変化を示すグラフ図である。
【図９】閾値のヒステリシスを示すグラフ図である。
【図１０】図１に示す静電容量センサ回路のフロチャートである。
【図１１】本発明に係る他の実施の形態の都市環境における物体侵入型の静電容量センサのフロチャートである。
【符号の説明】
１、２ 入力端子
３、４ 増幅抵抗
５ 高周波除去トランス
６ 第１検出電極
７ 第２検出電極
８、９ アース電極
１０ サージ吸収ダイオード
１２ 電源周波数除去用フィルター回路
２０ 比較回路
２２ 第１コンパレータ
２３ 第２コンパレータ
３０ 遅延回路
４０ 波形整形回路
４１ 第１ノット回路
４２ 第２ノット回路
４３ 第３ノット回路
５０ フリップフロップ回路
５１ 第１フリップフロップ回路
５２ 第２フリップフロップ回路
６０ Ｄ／Ａ変換回路
１００ ＣＰＵ
１１０ 安定化電源回路
１２０ リセット回路
１３０ テスト出力端子
１４０ 感度設定用ディップスイッチ
１５０ 応答時間設定ディップスイッチ
１６０ 検出信号出力部
１７０ ＣＰＵクロック
Claims (3)
- 一の検出電極６と他の検出電極７との夫々の静電容量に対応する所定時間の間に取得されるデータに基づいて決定される検出データを生成する検出データ生成手段と、該一の検出電極６と他の検出電極７との夫々の静電容量に対応する該所定時間よりも長時間の間に取得されるデータに基づいて決定される基準値を生成する基準値生成手段と、この基準値生成手段及び前記検出データ生成手段と電気的に接続し、かつ所定個数のデータを大小順に並べかえるメディアンフィルタ並びに前記所定個数のデータを平均化する平均フィルタを格納するＣＰＵ１００を有し、該ＣＰＵは前記基準値に基づいて算出される閾値を前記検出データが越えた場合に検出信号の出力により検出状態を告知する都市環境における物体侵入型の静電容量センサであって、
前記基準値は、前記両検出電極６、７が設けられた周囲（検出領域内）に電荷を有する物体が侵入した場合の前記都市環境の変化に対応して変化すること、また、前記検出状態の告知は、前記検出データが前記閾値を越えた状態にある場合連続して実行されると共に、該閾値は前記電荷を有する物体が前記周囲に侵入した場合には検出感度が上昇し、該被検出物が検出領域内から離脱した場合には検出感度が復帰し、さらに、該閾値は前記検出データの所定時間の最大データ値と最小データ値の差と定数とから算出されると共に、前記基準値に対し所定の検出幅をもって該基準値よりも大きな値又は小さな値に決定され、かつ常時変化し得ることを特徴とする都市環境における物体侵入型の静電容量センサ。 - 前記検出状態の告知は、前記検出データが前記閾値を越える毎に所定の継続時間を有するパルス波の出力として実行される請求項１記載の都市環境における物体侵入型の静電容量センサ。
- 前記検出状態の告知と同時に、前記基準値生成手段は、前記所定時間よりも長時間の間に取得されるデータに基づき基準値を決定することを中止し、前記長時間よりも短時間に取得されるデータに基づき基準値を決定する請求項２記載の都市環境における物体侵入型の静電容量センサ。
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| JP37610599A JP4249357B2 (ja) | 1999-12-01 | 1999-12-01 | 都市環境における物体侵入型の静電容量センサ |
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