JP2006339013A - 静電容量式近接センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 静電容量が大きいときの被検知物体の近接を短時間で検知する。
【解決手段】 センサ部１０の静電容量Ｃが所定の値より小さいときは放電状態からセンサ部１０に充電を開始する標準動作を行い、センサ部１０の静電容量が所定の値より大きいときはプリチャージ回路２１によってプリチャージされた電荷をセンサ部１０に供給してセンサ部１０での充電開始電圧を一気に上げた後、センサ部１０に充電を開始する補正動作を行う。このようにセンサ部１０の静電容量に応じてＣＰＵ２６が複数のＳＷを駆動して標準動作及び補正動作を切り替える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、物体の近接を静電容量の変化で検出する静電容量式近接センサに関する。

従来より、被検知物体の近接を検知するために、特許文献１に示すような静電容量式近接センサが知られている。この静電容量式近接センサは、被検知物体が近接すると、検知電極の対接地容量が変化する。この検知電極の接地容量の変化を、発振回路の発振周波数の変化に変換する。この発振回路の発振周波数を測定し、直線化すると共に、比較回路で所定のしきい値と比較して物体の近接の有無を判別することができる。
特開平０７−０２９４６７号公報、段落０００６〜０００８、図１

しかしながら、従来技術では、検知する静電容量が大きくなると、ＣＲの時定数も大きくなるので、所定の電圧に到達するまでの時間が長くなる。特に測定精度を上げるためには、１回の測定を高速化して測定結果の平均回数を増加させる必要があり、１回の測定の長時間化は不利となる。また、このことはダイナミックレンジを大きくとれないという問題も生じさせる。

本発明は、このような点に鑑みなされたもので、高速な測定が可能でダイナミックレンジの拡大も図ることができる静電容量式近接センサを提供することを目的とする。

本発明は、被検出物体が近接することにより静電容量が変化するセンサ部と、 前記センサ部が充電開始してから充電電圧が所定のしきい値に達するまでの充電時間に対応した検知信号を出力する検知回路とを備えた静電容量式近接センサにおいて、前記検知回路は、前記センサ部の充電に先立って初期電荷をプリチャージするプリチャージ回路を備え、前記センサ部の静電容量が所定の値よりも小さいときは前記センサ部の充電を放電状態から開始して前記充電時間に対応した検知信号を出力する標準動作を実行し、前記センサ部の静電容量が所定の値よりも大きいときは前記センサ部の充電開始に先立って前記プリチャージ回路にプリチャージされた初期電荷を前記センサ部に供給して前記センサ部の充電を前記しきい値よりも低い初期電圧から開始して前記充電時間に対応した検知信号を出力する補正動作で実行するものであることを特徴とする。

本発明によれば、センサ部の静電容量が所定の値より小さいときは放電状態からセンサ部に充電を開始する標準動作を行い、センサ部の静電容量が所定の値より大きいときはプリチャージされた電荷をセンサ部に供給してセンサ部での充電開始電圧を一気に上げた後、センサ部に充電を開始する補正動作を行う。このようにセンサ部の静電容量に応じて標準動作及び補正動作を切り替えることで、常に被検知物体の近接を素早く検出測定することができる。また、１回の測定を高速化することで、測定結果の平均回数を増加させることが可能となり、測定精度を向上させることができる。更には、ダイナミックレンジの拡大も図ることができる。

以下、添付した図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る静電容量式近接センサの回路構成を示す回路図である。

この静電容量式近接センサは、センサ部１０と検知回路２０とを備えている。 センサ部１０は、例えば被検出物を検知可能な検知エリア内に配置され、図示しないフレキシブルプリント回路（ＦＰＣ）、リジットプリント回路（ＲＰＣ）等により構成されたもので、絶縁体からなる絶縁基板と、この絶縁基板上にパターン形成された銅、銅合金又はアルミニウムなどからなる検知電極とを備えている。或いは、図示しないＰＥＴ，ＰＥＮ，ガラス等の透明絶縁基板上に形成された透明導電膜（透明電極）からなる検知電極を備えている。図中の静電容量Ｃは、人体等の被検知物体を介した検知電極と接地との間の静電容量である。

検知回路２０は、後述する補正動作時においてセンサ部１０の初期電圧を与えるため電荷を蓄積するプリチャージ回路２１と、入力端に接続されたセンサ部１０の静電容量Ｃの大きさによってデューティー比が変化するパルス信号ＰＳを出力するタイマー回路２２と、このタイマー回路２２にセット用の一定周期のトリガ信号ＴＧを出力するトリガ信号発生回路２３と、タイマー回路２２から出力されるパルス信号ＰＳを平滑化して検知信号Ｖoutとして出力するローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と呼ぶ。）２４と、このＬＰＦ２４の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換コンバータ２５と、タイマー回路２２からのパルス信号ＰＳ及びＡ／Ｄコンバータ２５からの出力データを入力して、各部のスイッチ制御信号ＳＷ１〜ＳＷ５を出力するＣＰＵ２６とを備えて構成されている。

プリチャージ回路２１は、タイマー回路２２の入力端と接地との間に接続されたプリチャージ用のコンデンサＣａと、このコンデンサＣａの正極端子とプリチャージ電圧供給端子Ｖａとの間、コンデンサＣａの正極端子とタイマー回路２２の入力端との間、及びコンデンサＣａの正極端子及び負極端子の間にそれぞれ挿入されたスイッチＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４とを備えて構成されている。

タイマー回路２２は、一方に入力する入力電圧Ｖinが他方に入力するしきい値Ｖth1より大きいとき、ＲＳフリップフロップ回路（以下、「ＲＳ−ＦＦ」とする）２２３のリセット端子Ｒに信号を出力するコンパレータ２２１と、一方に入力するトリガ信号ＴＧと他方に入力するしきい値Ｖth2を比較して、トリガ信号ＴＧに同期した信号をＲＳ−ＦＦ２２３のセット端子Ｓに出力するコンパレータ２２２と、各コンパレータ２２１，２２２からの入力信号によって出力信号であるパルス信号ＰＳを生成し出力するＲＳ−ＦＦ２２３及びバッファ２２４とを備えて構成されている。しきい値Ｖth1としきい値Ｖth2は、電圧Ｖddを３つの直列に接続した抵抗Ｒ１〜Ｒ３によって分割することにより決定され、しきい値Ｖth1はしきい値Ｖth2よりも大きい。また、このタイマー回路２２の入力端と電源電圧Ｖddとの間には、充電用の抵抗Ｒ４とスイッチＳＷ１の直列回路が挿入され、入力端と接地との間には、放電用のスイッチＳＷ５が挿入されている。そして、ＣＰＵ２６は、これらスイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオンオフ制御を行う。

次に、このように構成された本実施形態に係るセンサの動作について説明する。

図２は、ＣＰＵ２６の動作モード切り替え処理を示すフローチャートである。

検知回路２０は、測定される静電容量Ｃが大きいほど、検知信号Ｖoutのレベルが高くなる。検知信号Ｖoutが第１の値以下である場合には通常の標準動作モードであるが、この標準動作モードで検知信号Ｖoutが第１の値を上回ったら（Ｓ１）、補正動作モードに移行し（Ｓ２）、補正動作モードで検知信号Ｖoutが第２の値を下回ったら（Ｓ３）、標準モードに移行する（Ｓ４）。以下同様の動作を繰り返す。なお、ここで第１の値は、標準動作時の検知信号Ｖoutのフルレンジの８０〜９０％、第２の値は、補正動作時の検知信号Ｖoutのフルレンジの１０〜２０％程度に設定すると、ダイナミックレンジを目一杯拡大することができる。

（１）測定される静電容量Ｃが小さい場合（標準動作モード）
検知回路２０のＳＷ１はＯＮ，ＳＷ２〜４はＯＦＦ，ＳＷ５はＲＳ−ＦＦ３のパルス信号ＰＳがＨのときＯＦＦで、ＬのときＯＮにする。検知物体が近接していないときは、コンデンサ容量Ｃはゼロもしくはわずかであるため、パルス信号ＰＳの立ち上がりで、電圧Ｖinは急激に立ち上がり、直ちにしきい値Ｖth1を超えるので、コンパレータ２２１の出力が立ち上がる。これによりＲＳ−ＦＦ２２３からのパルス信号が立ち下がるので、ＳＷ５はがパルス信号ＰＳがＯＮになり静電容量Ｃの電荷をディスチャージする。したがって、この場合、パルス信号ＰＳのデューティー比は極めて小さくなる。

次に、被検知物体が検知電極に近接していくと、静電容量Ｃが増加する。この場合、図３のようにパルス信号ＰＳが立ち上がってＳＷ５がＯＦＦになり、静電容量Ｃに電荷がチャージし始めてから入力電圧Ｖinがしきい値Ｖth1に達するまでの時間が増加する。したがって、被検知物体が検知電極に近接する程、図中点線で示すように、パルス信号ＰＳのデューティー比は増加する。これにより、検知信号Ｖoutのレベルは増加する。

（２）測定される静電容量Ｃが大きい場合（補正動作モード）
静電容量Ｃが更に大きくなると、図４のように静電容量Ｃに電荷をチャージするのに時間がかかり、電圧Ｖinが上昇する速度が更に遅くなる。そのため、Ｖinがしきい値Ｖth1に達する前に次のトリガ信号ＴＧが到来し、直後にＶinがしきい値Ｖth1に達すると、パルス信号ＰＳのデューティー比はほぼ５０％になってしまう。これにより、被検知物体が近接していても、近接を検知することができなくなる。本実施形態では、このように静電容量Ｃが大きい場合は、ＣＰＵ２６で検知する検知信号Ｖoutをモニタリングし、静電容量Ｃが所定の値を超えた場合、以下の補正動作を行う。

図５は、補正動作モード時の各部の波形図である。

（ａ）まず、ＳＷ１〜３，５をＯＦＦにし、ＳＷのみ４をＯＮにする。これにより、コンデンサＣａの両端が接地されるので、Ｃａはディスチャージされる。

（ｂ）次に、ＳＷ４をＯＦＦにしてＳＷ２をＯＮにする。これにより、コンデンサＣａとプリチャージ電源Ｖａとが接続されるので、コンデンサＣａは、Ｖａまでプリチャージされる。

（ｃ）続いて、ＲＳ−ＦＦ２２３の出力であるパルス信号ＰＳがＨになるまで待って、ＳＷ２をＯＦＦにし、ＳＷ３をＯＮにする。この結果、静電容量ＣとコンデンサＣａとが並列に接続されることになるので、コンデンサＣａにプリチャージされた電荷の一部が静電容量Ｃに供給されて入力電圧Ｖinが初期電圧Ｖｏ立ち上がる。この初期電圧Ｖｏは、しきい値Ｖth1を超えない電圧に設定されている。

（ｄ）次に、ＳＷ３がＯＦＦになると共にＳＷ１がＯＮになる。これにより、静電容量Ｃには、電源Ｖddが接続されることになるので、静電容量Ｃが初期電圧Ｖｏから充電を開始する。

（ｅ）静電容量Ｃの充電電圧、すなわち入力電圧Ｖinがしきい値Ｖth1に達すると、コンパレータ２２３の出力が立ち上がり、ＲＳ−ＦＦ２２３のＱ出力をリセットするので、パルス信号ＰＳは立ち下がる。この結果、ＳＷ１がＯＦＦになり、ＳＷ５がＯＮになるので、静電容量Ｃはディスチャージされ、入力電圧Ｖinは０Ｖとなる。

以下、（ａ）〜（ｅ）の動作を繰り返す。

ここで、コンデンサＣａにプリチャージされる電荷Ｑａは、以下の式によって表せる。

（数１）Ｑａ＝ＣａＶａ
この電荷Ｑａの一部が静電容量Ｃに供給されることによって入力電圧Ｖinとして与えられる初期電圧をＶｏとすると、初期電圧Ｖｏは、以下の式で表すことができる。

（数２）Ｖｏ＝ＣａＶａ／（Ｃａ＋Ｃｏ）
ここで、Ｃｏは、初期電荷供給時のセンサ部１０の静電容量である。この初期電圧から静電容量Ｃに充電されるときの入力電圧Ｖinは、静電容量Ｃと、これに直列に接続された抵抗Ｒ４の時定数で決定される速度で増加し、以下のような式で表すことができる。

（数３）Ｖin＝Ｖdd［１−ｅｘｐ｛−（ｔ＋Ｔｏ）／ＣＲ４｝］
ここで、Ｔｏは、静電容量Ｃに電荷０の状態から充電して電圧Ｖｏに達するまでの時間である。また、Ｖｏは、上式においてｔ＝０のときのＶinであるから、数２は数４によっても表すことができる。

（数４）Ｖｏ＝ＣａＶａ／（Ｃａ＋Ｃｏ）＝Ｖdd｛１−ｅｘｐ（−Ｔｏ／Ｃｏ
Ｒ４）｝
更に、入力電圧Ｖinがしきい値Ｖth1に達するまでの時間をＴth1とすると、Ｖth1は以下の式で表すことができる。

（数５）Ｖth1＝Ｖdd［１−ｅｘｐ｛−（Ｔth1＋Ｔｏ）／ＣＲ４｝］
ここで、Ｔth1は、ＲＳ−ＦＦ２２３からのパルス信号ＰＳのデューティー比から求められることができる。したがって、プリチャージ用コンデンサ容量Ｃａ、プリチャージ電圧Ｖａ、等が既知であれば、必要なパラメータは予め測定するなどにより、実際の静電容量を算出することができる。

このように、静電容量Ｃが所定の値より小さいときは通常制御をし、静電容量Ｃが所定の値より大きいときは補正制御を行うことで、常に応答速度を早くすることができる。入力電圧Ｖinは、補正動作を行うことにより図５のように上昇し、素早くしきい値Ｖth1に達することができるため、被検知物体の近接測定の高速化が可能となる。

更に、この近接測定を複数回行い、測定結果を平均化する場合においては、単位時間当たりの測定回数を多くすることができるため、測定精度を上げることが可能である。

次に、標準モードから補正動作モードへの切り替えタイミングについて説明する。

補正動作を開始するときの静電容量Ｃである補正開始容量Ｃｏは、ＲＳ−ＦＦ２２３から出力されるパルス信号ＰＳのデューティーが８０〜９０％程度になるときの値が適当であるが、実際に測定する系による実験により調整が必要である。また、補正初期電圧Ｖｏは、しきい値Ｖth1の８５〜９５％程度が適当であるが、実際に測定を行う系によって実験により調整が必要である。補正初期電圧Ｖｏが、Ｖth1より１０％程度低いのは、補正動作モードでの測定レンジをある程度確保するためである。Ｖth1が低すぎると、ダイナミックレンジ拡大の効果があまり得られない。

図６は、初期静電容量Ｃｏ及び初期電圧Ｖｏの決定方法を示すフローチャートである。なお、初期静電容量Ｃｏ及び初期電圧Ｖｏの設定は、ＣＰＵ２６の内部処理で行うこともできる。

はじめに、トリガ信号ＴＧの周波数を設定し（Ｓ１１）、周波数が測定に対して十分高ければ（Ｓ１２）、初期静電容量Ｃｏを初期設定し（Ｓ１３）、更に補正動作を開始する初期電圧Ｖｏを初期設定する（Ｓ１４）。ここで、ダイナミックレンジが十分であるとき初期静電容量Ｃｏ及び初期電圧Ｖｏは初期設定値に設定される。また、ダイナミックレンジが十分でないとき（Ｓ１５）は、ダイナミックレンジを十分確保できるまで初期電圧Ｖｏを増加させる（Ｓ１６）。また、初期電圧Ｖｏがしきい値Ｖth1より大きい状態や静電容量Ｃが初期静電容量Ｃｏより小さい状態をＣＰＵ２６が判断できないとき（Ｓ１７）は、初期静電容量Ｃｏを増加させる（Ｓ１８）。このときデューティー比が１００％未満であったときはそのときの値を初期静電容量Ｃｏに設定し、デューティー比が１００％以上であったときは（Ｓ１９）、トリガ周波数を下げて（Ｓ２０）再度初期静電容量Ｃｏ及び初期電圧Ｖｏを設定する。

なお、Ｖｏを制御可能とするためには、（１）Ｃａを可変とする、（２）Ｖａを可変とする、（３）プリチャージ回数を可変とする、等の方法が考えられる。

図７は、Ｃａを可変とする本発明の他の実施形態を示す回路図である。

この実施形態に係る静電容量式センサは、プリチャージ回路２１′に複数のコンデンサＣａ_１〜Ｃａ_ｎを並列接続すると共に、これらコンデンサＣａ_１〜Ｃａ_ｎとそれぞれ直列にスイッチＳＷ６_１〜ＳＷ６_ｎを接続し、ＣＰＵ２６によってスイッチＳＷ６_１〜ＳＷ６_ｎを切り替えることにより、プリチャージ用コンデンサＣａの容量を切り替えるようにしたものである。

図８は、Ｖｏを可変とする本発明の更に他の実施形態を示す回路図である。

この実施形態に係る静電容量式センサは、ＣＰＵ２６に接続されたＤ／Ａコンバータ２７を備え、ＣＰＵ２６で設定されたＶａをＤ／Ａ変換器２７でアナログのプリチャージ電圧Ｖａに変換してプリチャージ回路２１に供給するようにしたものである。

また、プリチャージ回数を可変とするには、図５において、ＳＷ４→ＳＷ２→ＳＷ３が順次ＯＮ→ＯＦＦとなる静電容量Ｃへのチャージポンプルーチンを指定回数だけ繰り返すことにより、初期電圧Ｖｏを指定された電圧まで徐々に上昇させていくことができる。

本実施形態においては、コンデンサＣａへの充放電とコンデンサＣａから静電容量Ｃへの電荷の供給は、抵抗を介さないため、十分に高速である。このため、上述したチャージポンプ動作が可能になる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態では、タイマー回路２２からのパルス信号ＰＳをＬＰＦ２４で平均化して検知信号Ｖｏｕｔとして出力したが、タイマー回路２２からのパルス信号ＰＳをそのままＣＰＵ２６に導入して、ＣＰＵ２６がパルス信号ＰＳのパルス幅を計数することにより、パルス信号ＰＳのデューティー比を検出し、検知信号を出力する構成としても良い。

本発明の実施形態に係る静電容量式近接センサの回路構成図である。 動作モード切り替え処理を示すフローチャートである。 同静電容量式近接センサの動作波形図である。 同静電容量式近接センサの動作波形図である。 同静電容量式近接センサの動作波形図である。 初期静電容量Ｃｏ及び初期電圧Ｖｏの決定方法を示すフローチャートである。 他の実施形態における静電容量式近接センサの回路構成図である。 他の実施形態における静電容量式近接センサの回路構成図である。

符号の説明

１０…センサ部、２０…検知回路、２１，２１’…プリチャージ回路、２２…タイマー回路、２３…トリガ発生回路、２４…ＬＰＦ、２５…Ａ／Ｄコンバータ、２６…ＣＰＵ、２７…Ｄ／Ａコンバータ、２２１，２２２…コンパレータ、２２３…ＲＳフリップフロップ回路、２２４…トリガ発生回路。

Claims (8)

1. 被検出物体が近接することにより静電容量が変化するセンサ部と、
   前記センサ部が充電開始してから充電電圧が所定のしきい値に達するまでの充電時間に対応した検知信号を出力する検知回路とを備えた静電容量式近接センサにおいて、
   前記検知回路は、
   前記センサ部の充電に先立って初期電荷をプリチャージするプリチャージ回路を備え、
   前記センサ部の静電容量が所定の値よりも小さいときは前記センサ部の充電を放電状態から開始して前記充電時間に対応した検知信号を出力する標準動作を実行し、
   前記センサ部の静電容量が所定の値よりも大きいときは前記センサ部の充電開始に先立って前記プリチャージ回路にプリチャージされた初期電荷を前記センサ部に供給して前記センサ部の充電を前記しきい値よりも低い初期電圧から開始して前記充電時間に対応した検知信号を出力する補正動作で実行するものである
   ことを特徴とする静電容量式近接センサ。
2. 前記検知回路は、標準動作で検知信号が第１の値を超えたら補正動作に移行し、補正動作で検知信号が前記第１の値よりも低い第２の値を下回ったら標準動作に移行するものである
   ことを特徴とする請求項１記載の静電容量式近接センサ。
3. 前記検知回路は、
   一定周期のトリガ信号を出力するトリガ信号発生回路と、
   前記トリガ信号に同期して前記センサ部の充電時間に応じたデューティー比のパルス信号を出力するタイマー回路と、
   前記パルス信号を平均化して前記検知信号として出力するローパスフィルタと、
   前記パルス信号に基づいて前記センサ部及びプリチャージ部の充電放電タイミングを制御する制御回路と
   を備えたものであることを特徴とする請求項１又は２記載の静電容量式近接センサ。
4. 前記検知回路は、前記プリチャージのための印加電圧を調整することにより、前記センサ部に供給する電荷量を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の静電容量式近接センサ。
5. 前記プリチャージ回路は、複数のコンデンサを設置し、
   前記検知回路は、前記複数のコンデンサの接続をスイッチにより切り替えることによって前記センサ部に供給する電荷量を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の静電容量式近接センサ。
6. 前記検知回路は、前記プリチャージ回路によるプリチャージ及び前記センサ部への電荷供給を複数回行い、その回数を調整することで前記センサ部に供給する電荷量を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の静電容量式近接センサ。
7. 前記検知回路は、予め入力された前記トリガ信号の周波数の情報から、前記補正動作に移行する前記センサ部の静電容量と前記初期電圧を決定するものであることを特徴とする請求項３記載の静電容量式近接センサ。
8. 前記検知回路は、前記入力されたトリガ信号の周波数から決定された前記センサ部の静電容量及び前記初期電圧において前記パルス信号のデューティー比が１００％を超えると判断した場合には、前記トリガ信号の設定周波数を低下させるように制御するものであることを特徴とする請求項７記載の静電容量式近接センサ。

Images