JP4184405B2 - 光変調器および光変調方法 - Google Patents

Description

本発明は、入力された光信号に対して電気信号による変調を加え、変調された光信号を出力する光変調器に関するものである。

光変調器（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ）は、一般に、外部からの電気的、磁気的、機械的、音響的、光学的手段等により、情報を担う光信号の強度、位相、偏光状態、波長／周波数、進行方向などを変化（変調）させる素子である。このうち、動作速度（動作帯域）や制御性の観点から、電気的手段を用いて光信号の強度や位相を変調する素子が従来から広く用いられている。

光の強度を変調する素子としては、素子に電界を印加することにより素子を構成する材料の光吸収係数を制御して材料内を導波する光の強度を変調（光を透過あるいは吸収）する電界吸収型光変調器（Ｅｌｅｃｔｒｏａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）や、電界印加による素子材料の屈折率変化およびこれに伴う光信号の位相変化をマッハ・ツェンダー干渉計（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）の干渉効果を利用して強度変化に置き換えるマッハ・ツェンダー型光変調器（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｉｎｄｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）などが代表例として挙げられる。

電界吸収型光変調器やマッハ・ツェンダー型光変調器は、素子の動作機構として用いる物理現象はそれぞれ異なるものの、変調電気信号を入力して被変調光信号を出力する素子として見た場合、両者とも、光信号の入力端および出力端を備えた光素子としての側面と、電気信号の入力端および出力端を備えた電気素子としての側面とを併せ持つ素子であるということができる。上述した光信号の強度の変調の比、すなわち消光比（ｅｘｔｉｎｃｔｉｏｎ ｒａｔｉｏ）は、光変調器の光素子としての側面から見た性能指標として重要なものの一つに挙げられる。

一方、光変調器の性能のうち動作帯域を考える場合は、電気素子としての側面に注目する必要がある。電界吸収型光変調器を例にとると、従来、その電極構造は、素子の動作帯域が、集中定数である素子容量（Ｃ）と負荷抵抗（Ｒ）から決まる時定数（ＣＲ時定数）で制限されるような構造であった。この場合、素子の動作帯域を拡大するためには素子容量の低減が必要である。しかしながら、素子容量の低減のために例えば素子長（光信号が導波する方向の長さ）を短くすると消光比が劣化し、また、例えば、素子の厚み（電気信号による電界がかかる方向の長さ）を大きくすると駆動電圧が大きくなってしまう。

そこで、近年、素子の電極構造を集中定数型から進行波型（分布定数型）に変更することによって、上述したＣＲ時定数による帯域制限を大幅に緩和することが提案されている。電気信号（マイクロ波）に対する電極をコプレーナ線路やマイクロストリップ線路といった分布定数型の伝送線路となるように構成し、この伝送線路と光信号の導波路とを並走させる構造を進行波型電極構造という。この構造では、理想的な条件の下では、素子の動作帯域は素子内を伝搬する電気信号と光信号との位相速度差で決まるとされ、極めて広帯域な特性が期待できる。実際、進行波型電極構造素子によりＥ／Ｏ（電気入力／光出力）応答の−３ｄＢ帯域（３−ｄＢ−ｄｏｗｎ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）が例えば５０ＧＨｚ以上の超広帯域特性が実現されている。

上述したように、進行波型電極構造素子は電気信号を伝送線路上で伝搬させるものであるが、一般に伝送線路はそれぞれ特性インピーダンス（Ｚ_０）を有しており、電気信号の効率的な伝送には線路の特性インピーダンスと電気信号駆動系の終端抵抗とのインピーダンス整合が必須である。そして電気信号の駆動系は５０Ω系（すなわち、終端抵抗は５０Ω）が標準である。

ところが、進行波型電極構造光変調器を伝送線路からなる電気素子として見ると、その特性インピーダンスは典型的にはＺ_０〜２５Ω程度であるので、５０Ω駆動系からは低インピーダンス線路として見えてしまい、インピーダンス不整合が生じてしまう。インピーダンス不整合が生じると、例えば、マイクロ波である変調電気信号が光変調器に入力される際にその一部が反射されてしまい、光変調器内の電気／光相互作用領域に外部からの入力マイクロ波が効率的に供給されず、結果としてＥ／Ｏ応答の周波数特性における平坦性の劣化や−３ｄＢ帯域の低下を招くことになる。

光変調器におけるインピーダンス不整合の問題を改善する方法として、図３０に示すように、光変調器部１０内の電気／光相互作用領域１１と入力終端抵抗８１とを接続する電気信号線３、および、電気／光相互作用領域１１と出力終端抵抗９１とを接続する電気信号線４を、それぞれ特性インピーダンスＺ_０〜１００Ω程度の高インピーダンス線路とする構成が提案されている（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ １ｓｔ Ｍａｙ ２００３，Ｖｏｌ．３９ Ｎｏ．９，ｐｐ７３３−７３５参照。）。

この構成によれば、光変調器部１０の低インピーダンス線路（Ｚ_０〜２５Ω）とこれに直列に接続された高インピーダンス線路（Ｚ_０〜１００Ω）を全体として一つの素子として見ると、実効的な特性インピーダンスを個々の線路の特性インピーダンスの平均的な値とみなせるため、５０Ω駆動系とのインピーダンス整合が可能となる。これにより、マイクロ波に対する入力反射係数（Ｓ１１）および出力反射係数（Ｓ２２）が低減され、電気信号駆動系入力終端側（ドライバー回路）から光変調器に入力されるマイクロ波は電気信号駆動系出力終端側へと効率的に透過するため、光変調器内の電気／光相互作用領域へのマイクロ波電圧の印加効率が改善される。この結果、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性における平坦性を向上させることが可能となる。

また、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性における平坦性を向上させる別の方法として、出力終端抵抗（負荷抵抗）の値を光変調器の特性インピーダンスの値よりも小さくする構成が提案されている（例えば、特開平１１−１８３８５８号公報参照。）。出力終端抵抗の値と光変調器の特性インピーダンスの値とを異なる値とするこの方法は、電気信号の出力終端側において意図的にインピーダンス不整合を生じさせ、光変調器内の電気／光相互作用領域に印加する電気信号としてドライバー回路からの入射電気信号のみならず、出力終端側のインピーダンス不整合によって発生した反射電気信号をも利用するものである。これより、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性におけるプロファイル（形状）の制御が可能となり、その平坦性、さらには−３ｄＢ帯域が向上する。

上述した高インピーダンス線路の直列接続によるインピーダンス整合技術においては、入力される電気信号の波長が、低インピーダンス線路である光変調器部と高インピーダンス線路とを合わせた素子全体の物理長より長いことが必要条件である。これは、電気信号波長が素子全体の物理長と同程度あるいはそれより短くなると、素子全体の実効的な特性インピーダンスを個々の線路の特性インピーダンスの平均的な値とみなせなくなるからである。

したがって、高インピーダンス線路の直列接続によるインピーダンス整合技術には、適用可能な電気信号の波長に下限が存在する、換言すれば、適用可能な電気信号の周波数に上限が存在するという問題がある。実際、高インピーダンス線路の直列接続によるＥ／Ｏ応答特性の改善が見られるのは入力マイクロ波の周波数が〜２５ＧＨｚ程度までの領域であり、これより高い周波数の入力マイクロ波に対するＥ／Ｏ応答特性は急激に劣化してしまう。

また、出力終端抵抗値の低減によるインピーダンス不整合技術においては、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性における平坦性は向上するものの、これは、低周波側でのＥ／Ｏ応答の絶対的な値を減少させることによって高周波側でのＥ／Ｏ応答の絶対的な値との相対的な差を小さくすることによるものである。Ｅ／Ｏ応答の絶対的な値の低下は動的消光比の劣化を意味するものであり、望ましいものではない。

そこで、本発明の主目的は、光変調器のＥ／Ｏ応答特性の上限周波数を拡大することができる光変調器を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、Ｅ／Ｏ応答の絶対的な値を劣化させることなく周波数特性の平坦化を可能とする光変調器を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明にかかる光変調器は、光信号入出力端と電気信号入出力端と入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気／光相互作用領域とを有する光変調素子と、上記電気信号出力端に接続された電気信号線と、この電気信号線に接続された反射制御回路とを備え、上記反射制御回路は、光変調素子の前記相互作用領域から出力された前記電気信号を積極的に反射するようにしたインピーダンス素子を含むことを特徴とする。

本発明によれば、電気／光相互作用領域と出力終端抵抗とを電気的に接続する電気信号線に、変調電気信号の反射を助長するインピーダンス素子を接続することにより、Ｅ／Ｏ（電気入力／光出力）応答特性の改善可能な上限周波数の拡大、また、Ｅ／Ｏ応答の絶対的な値を劣化させることなくその周波数特性の平坦性の向上が可能となる。

従来では、例えば、電界吸収型光変調器の動作帯域を拡大するためには、素子容量低減を目的とした素子長の短縮が必須であったが、素子長の短縮は必然的に消光比の低下を招来するものであった。しかしながら、本発明によれば、このようなトレードオフ関係を解消し、光変調器の動作帯域と消光比を独立に制御、設計することが可能となる。

本発明によれば、光変調器の電気／光相互作用領域と電気信号駆動系の出力終端抵抗とを接続する電気信号線に、この電気信号線に対して並列にリアクタンス成分Ｘまたは電気抵抗成分Ｒ（より一般的にはインピーダンスＺ＝Ｒ＋ｊＸ、ｊは虚数単位）を接続することにより、光変調器に入力される電気信号や光変調器から出力される電気信号の反射を制御するための自由度が増大する。これにより入力（変調）電気信号に対する出力（被変調）光信号の応答特性における設計自由度が大幅に拡大する。

上述した高インピーダンス線路の直列接続によるインピーダンス整合技術においては、電気信号の反射を制御するための自由度は、光変調器の電気／光相互作用領域と終端抵抗とを接続する電気信号線の特性インピーダンス値および線路長についてのみであった。また、上述した終端抵抗値の低減によるインピーダンス不整合技術においては、電気信号の反射を制御するための自由度は、電気信号線に対して直列に接続された出力終端抵抗の値についてのみであった。すなわち、従来技術における電気信号の反射を制御するための自由度は、光変調器の電気／光相互作用領域と終端抵抗とを接続する電気信号線に対して直列な要素についてのみであった。これに対し本発明においては、電気信号線に対して並列に接続された要素をも利用することによって電気信号の反射を制御するための自由度を増大させる。

そして、本発明における電気信号の反射の制御とは、電気信号の反射の単なる抑制、すなわちインピーダンスの整合、という範疇を超えて、電気信号の反射の助長、すなわちインピーダンスの不整合をも包含するものである。より具体的には、光変調器の電気／光相互作用領域と出力終端抵抗とを接続する電気信号線に対して並列にインピーダンスを接続することにより、少なくともある周波数領域において、当該インピーダンスを接続しない場合と比較して電気信号の反射係数の増大が実現される。本発明は、このような電気信号の反射の助長（反射電気信号の生成）を利用して入力（変調）電気信号に対する出力（被変調）光信号の応答特性における改善を図るものであって、本発明における並列インピーダンス（並列リアクタンス、並列電気抵抗）は、通常のインピーダンス整合（電気信号の反射の抑制）におけるそれとは異なる機能を果たすものである。

なお、光変調器の電気／光相互作用領域と出力終端抵抗とを接続する電気信号線に対して直列に誘導性リアクタンスを接続しても、少なくともある周波数領域において、誘導性リアクタンスを直列接続しない場合と比較して電気信号の出力反射係数の増大が実現される。

［図１］図１は、本発明にかかる光変調器の第１の実施例の構成を示す図である。
［図２］図２は、図１の具体的構造を示す斜視図である。
［図３Ａ］図３Ａは、先端開放スタブ構造を示す図である。
［図３Ｂ］図３Ｂは、接地されたコンデンサを示す図である。
［図３Ｃ］図３Ｃは、接地されたインダクタを示す図である。
［図４］図４は、第１の実施例にかかる光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図５］図５は、回路構成Ｂの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。
［図６］図６は、回路構成Ｂの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す図である。
［図７］図７は、回路構成Ｃの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。
［図８］図８は、回路構成Ｃの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図９］図９は、第２の実施例にかかる光変調器の構成を示す図である。
［図１０］図１０は、回路構成Ｄの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。
［図１１］図１１は、回路構成Ｄの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図１２］図１２は、第３の実施例にかかる光変調器の構成を示す図である。
［図１３］図１３は、第３実施例の具体例を示す斜視図である。
［図１４］図１４は、回路構成Ｅ，Ｆの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図１５］図１５は、リアクタンス素子を多段構成とする回路の模式図である。
［図１６］図１６は、回路構成Ｇの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。
［図１７］図１７は、回路構成Ｇの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図１８］図１８は、回路構成Ｇの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。
［図１９］図１９は、回路構成Ｇの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す図である。
［図２０］図２０は、回路構成Ｈの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。
［図２１］図２１は、回路構成Ｈの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図２２Ａ］図２２Ａは、回路構成Ｉの反射制御回路が接続された光変調器の構成をそれぞれ示す図である。
［図２２Ｂ］図２２Ｂは、回路構成Ｊの反射制御回路が接続された光変調器の構成をそれぞれ示す図である。
［図２２Ｃ］図２２Ｃは、回路構成Ｋの反射制御回路が接続された光変調器の構成をそれぞれ示す図である。
［図２３］図２３は、回路構成Ｉの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図２４］図２４は、回路構成Ｉの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。
［図２５］図２５は、回路構成Ｊ、Ｋの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図２６］図２６は、回路構成Ｍの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。
［図２７］図２７は、回路構成Ｍの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図２８］図２８は、第５の実施例にかかる光変調器の構成を示す図である。
［図２９］図２９は、回路構成Ｎの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す図である。
［図３０］図３０は、従来の光変調器の構成を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施例について詳細に説明する。
ここで、本発明において特徴づけられるのは、図１の光変調素子１０の電気信号出力側に接続された第２の電気信号線４ａに反射制御回路を接続したことにある。

［第１の実施例］
図１は、本発明の光変調器の第１の実施例を示し、光変調器は、光信号入力端１ａ、光信号出力端１ｂ、電気信号入力端２ａ、電気信号出力端２ｂ、入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気／光相互作用領域１１とから構成された光変調素子１０を有する。

また、上述した光変調素子１０の電気信号入力端２ａには、第１の電気信号線３が接続され、電気信号出力端２ｂには、反射制御回路ＲＣＮＴの一部を構成する第２の電気信号線４ａが接続されている。

第１の電気信号線３には、電気信号駆動系入力終端側８の（等価）入力終端抵抗８１が接続されている。

反射制御回路ＲＣＮＴは、光変調素子１０と出力終端抵抗９１との間に配置され、光変調素子１０から出力される電気信号を積極的に反射させる構成となっている。反射制御回路は、第２の電気信号線４ａに対して並列なインピーダンス素子５を含む。以下に説明する各実施例では必要に応じて信号線について説明することとする。

第２の電気信号線４ａには、本発明によって特徴づけられる反射制御回路ＲＣＮＴのインピーダンス素子５が接続され、電気信号線４ｂを介して電気信号駆動系出力終端側９の出力終端抵抗９１に接続されている。進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調器の場合の具体的な構造は、図２に示され、この場合、電気信号線４ａ、４ｂは、いずれも半絶縁性ＩｎＰ基板上に形成されたコプレーナ線路によって構成されている。本実施例では、光変調素子１０と反射制御回路ＲＣＮＴとは一体に構成されている。

さらに、光変調素子１０を構成する電気／光相互作用領域１１は、電気信号入力端２ａに供給される電気信号に応じて、光信号入力端１ａから供給される光信号を変調する。この電気／光相互作用領域１１は、例えば、半絶縁ＩｎＰ基板上に形成されたｎ−ＩｎＰ／ＭＱＷ／ｐ−ＩｎＰ（ＭＱＷはＩｎＧａＡｌＡｓ／ＩｎＡｌＡｓの多量子井戸構造）の積層構造からなる。

また、第２の電気信号線４ａには、前述したとおり、反射制御回路ＲＣＮＴのインピーダンス素子５が接続される。一般に、この反射制御回路ＲＣＮＴは、インピーダンス成分によって構成される。この実施例では、インピーダンス成分は線路と接地との間に接続されたリアクタンス成分である。

このような光変調器において、電気信号駆動系入力終端側８で発生した変調電気信号は、第１の電気信号線３を介して光変調素子１０に入力され、電気／光相互作用領域１１において光信号入力端１ａから入力された光信号を変調して、被変調光信号として光信号出力端１ｂから出力される。変調電気信号は、第２の電気信号線４ａ、反射制御回路ＲＣＮＴのインピーダンス素子５を介して電気信号駆動系出力終端側９へと送出される。

前述したリアクタンス成分は、伝送線路からなる先端開放スタブ（オープン・スタブ）構造を想定したものであり、主線路である第２の電気信号線４ａ側から見たときのインピーダンスＺは、スタブを構成する線路の特性インピーダンスをＺ_０、電気長をθとすると下式（１）で表される。

Ｚ＝ｊＺ_０ｃｏｔθ ・・・（１）

ここで、ｊは虚数単位である。式（１）から明らかなように、主線路側から見た先端開放スタブのインピーダンスは純虚数であり、先端開放スタブは純リアクタンス成分を有する。

なお、先端開放スタブのリアクタンス成分は、電気長θの周期関数となっていることからわかるように、電気信号の周波数によって負（容量性）にもなるし、正（誘導性）にもなる。したがって、使用する周波数やあるいは光変調器のマイクロ波反射特性に応じて、先端開放スタブ（図３Ａ）に替えて、図３Ｂ，３Ｃに示すように純リアクタンス成分を有する集中定数素子であるコンデンサやインダクタを並列に接続するようにしてもよい。あるいは、先端開放スタブ構造に替えて先端短絡スタブ（ショート・スタブ）構造を用いるようにしてもよい。
ここで、インダクタや先端短絡スタブ構造を用いる場合、必要に応じて直流阻止用のコンデンサを挿入するようにしてもよい。

図１に示す構成、すなわち電気信号の反射を制御するための反射制御回路ＲＣＮＴのインピーダンス素子５を光変調素子１０の電気信号出力側に接続した場合についての、Ｅ／Ｏ（電気入力／光出力）応答の周波数特性シミュレーションの結果を図４に示す。図４は本実施例の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

本シミュレーションでは、光変調素子１０として電気／光相互作用領域１１の長さが１００μｍの進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調器を仮定し、入力終端抵抗８１および出力終端抵抗９１の値はともに５０Ωとした。また、電気信号線４ａ、４ｂおよび反射制御回路ＲＣＮＴを構成するインピーダンス成分（先端開放スタブ）５は、すべて特性インピーダンスがＺ_０＝５０Ωのコプレーナ線路とし、これらの線路長を以下の２通りに変化させた。以下、それぞれの線路長の電気信号線４ａ，４ｂおよびインピーダンス成分を有する回路を回路構成Ａ、Ｂという。

（Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓｔｕｂ）＝（６５０μｍ、１００μｍ、１００μｍ）：回路構成Ａ
（Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓｔｕｂ）＝（３９０μｍ、１００μｍ、２３０μｍ）：回路構成Ｂ

ここで、コプレーナ線路からなる電気信号線４ａとリアクタンス素子５（先端開放スタブ）は、光変調素子１０が形成されている半絶縁性ＩｎＰ基板と同一の基板上にモノリシック集積が可能であり、この場合、信号線４ａは図２に示す光変調素子１０のコプレーナ線路からなる電気信号出力端２ｂに直接接続される。
なお、第１の電気信号線３は、本シミュレーションでは単なる電気的結線とした。

図４に示すＥ／Ｏ応答特性は、入力マイクロ波の周波数が４５ＭＨｚ〜１００ＧＨｚのときの結果を示すものである。
電気信号の反射制御回路ＲＣＮＴが一切接続されていない場合、すなわち光変調素子１０自体のＥ／Ｏ応答は、図４において白四角印で示したとおり、入力マイクロ波周波数の増加とともに単調に減少し、−３ｄＢ帯域は約６７ＧＨｚである。

これに対し、インピーダンス成分を含む反射制御回路ＲＣＮＴを接続すると、図４によく示されるようにＥ／Ｏ応答特性を大幅に変化させることが可能となる。例えば回路構成Ａ（図４において黒丸印）では、２０−４５ＧＨｚ付近の領域でＥ／Ｏ応答特性の平坦性が向上している。また、回路構成Ｂ（図４において黒三角印）では、おおよそ３５−８０ＧＨｚの高い周波数領域でＥ／Ｏ応答の絶対的な値が大幅に改善されている。

Ｅ／Ｏ応答特性において顕著なピーキング効果が見られる回路構成Ｂについて、電気信号の入力反射係数Ｓ１１および出力反射係数Ｓ２２の周波数依存性を、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の反射係数とともに図５に示す。図５は、回路構成Ｂの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す。ここで、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、Ｓ１１＝Ｓ２２となる。なお、反射係数は入力終端部および出力終端部を基準面とするものである。

トランジスタ等を用いた通常の電気回路の場合とは異なり、光変調器を用いた回路では、電気信号の出力側にのみ反射制御回路ＲＣＮＴを接続しているにもかかわらず入力反射係数Ｓ１１をも制御することが可能である。図５によく示されるように、入力マイクロ波周波数が約２５〜５０ＧＨｚの領域において、反射制御回路ＲＣＮＴ（回路構成Ｂ）が接続された場合のＳ１１およびＳ２２の値は、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の反射係数より低減している。これを反映して、図４に示す回路構成ＢのＥ／Ｏ応答は、２５〜５０ＧＨｚの領域で周波数の増加とともに増大する傾向を示している。

ところが、回路構成Ｂが接続された場合にＥ／Ｏ応答でピーキングが生じている５５ＧＨｚ近傍の周波数では、図５に示されるように、回路構成Ｂが接続された場合のＳ１１は反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合とほぼ同じである。また、Ｓ２２については、回路構成Ｂが接続された場合の値は、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合よりも大きくなっている。これは、Ｅ／Ｏ応答におけるピーキングが生じる周波数近傍では、特に出力側において、電気的にインピーダンス不整合状態となっていることを意味する。このことは、図６に示す電気信号の透過係数Ｓ２１の周波数依存性にも明確に現れている。図６は、回路構成Ｂの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す。

図６によく示されるように、回路構成Ｂが接続されている場合のＳ２１の値は、上述したインピーダンス不整合状態を反映して５５ＧＨｚ近傍で反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合のＳ２１の値より明らかに低下している。

このように、Ｅ／Ｏ応答特性の改善は、単なるインピーダンス整合という枠組みを超えて、インピーダンス不整合、すなわち電気信号の反射の助長を積極的に利用することにより可能となる。回路構成Ｂの場合、光変調素子１０から出力された電気信号を反射制御回路ＲＣＮＴによって光変調素子１０側へ反射させる（反射信号を生成する）ことによって、電気信号駆動系入力終端側８で発生した変調電気信号と重ね合わされ、電気／光相互作用領域への信号電圧の印加効率が結果的に改善され、高周波側におけるＥ／Ｏ応答でピーキングが実現されている。前述した従来の出力終端抵抗値の低減によるインピーダンス不整合技術では、高周波側での（絶対的な大きさを含めた）Ｅ／Ｏ応答を向上させることは不可能である。

（比較例１）
次に、本実施例にかかる並列のインピーダンス成分の役割を明らかにするため、図７に示すように回路構成Ｂからリアクタンス成分のみを取り除いた構成、すなわち反射制御回路ＲＣＮＴを構成する各線路の線路長を以下に示す回路構成Ｃとした場合のＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図８に示す。図８は、回路構成Ｃの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

（Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓｔｕｂ）＝（３９０μｍ、１００μｍ、０μｍ）：回路構成Ｃ

なお、図７に示す光変調器において、図１に示した光変調器と同等の構成要素には図１と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

図８によく示されるように、特性インピーダンスＺ_０＝５０Ωの線路を直列に接続した回路構成Ｃの場合は、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合と比較してＥ／Ｏ応答に何の変化も生じない。これは、電気信号の駆動系が５０Ω系となっているため、この駆動系に特性インピーダンスＺ_０＝５０Ωの線路を直列に接続したとしてもマイクロ波の反射には何ら影響がないからである。

このシミュレーション結果から、本実施例においてＥ／Ｏ応答特性を大幅に変化させることが可能となる要因は反射制御回路ＲＣＮＴのインピーダンスの並列成分であることがわかる。

［第２の実施例］
次に、本発明の第２の実施例について図９を用いて説明する。
第１の実施例では、光変調部の電気信号出力側に並列にインピーダンス成分を接続することにより反射電気信号を生成したが、本実施例は、光変調部の電気信号出力側に直列に反射制御回路ＲＣＮＴとして誘導性リアクタンスを接続することにより反射電気信号を生成するものである。
図９は、本実施例にかかる光変調器の構成を示し、図１に示す光変調器と同等の構成要素には図１の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

図９に示すように、第２の電気信号線４に直列に接続された素子７１はインダクタであり、そのインダクタンス値をＬ、角周波数をωとすると、素子７１は＋ωＬの誘導性リアクタンス成分を有する。以下、このように素子７１が接続された回路構成を回路構成Ｄという。
なお、インダクタはボンディング・ワイヤ等により容易に実現することができる。

図９において、素子７１のインダクタンス値をＬ＝０．０４ｎＨとしたときの電気信号の入力反射係数Ｓ１１および出力反射係数Ｓ２２の周波数依存性を、素子７１が接続されていない場合の反射係数とともに図１０に示す。図１０は、回路構成Ｄの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す。ここで、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、Ｓ１１＝Ｓ２２となる。

図１０によく示されるように、回路構成Ｄの反射制御回路ＲＣＮＴを光変調器に接続する、すなわち光変調素子１０の電気信号出力側に直列に誘導性リアクタンスを接続すると、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合と比較して、約３０ＧＨｚ以上の周波数領域において出力反射係数Ｓ２２を増大させることが可能となる。このときのＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図１１に示す。図１１は、回路構成Ｄの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

図１１によく示されるように、回路構成Ｄの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合は、図１０で出力反射係数Ｓ２２が増大（反射電気信号が増大）している周波数領域でＥ／Ｏ応答が改善されていることがわかる。

［第３の実施例］
次に、本発明の第３の実施例について図１２を用いて説明する。
本実施例は、光変調部の電気信号出力側に並列に反射制御回路ＲＣＮＴとして、リアクタンスを接続するとともに、直列に素子７１（誘導性リアクタンス）を接続する構成、すなわち上述した第１の実施例と第２の実施例とを組み合わせたものに相当する。

図１２は、本実施例にかかる光変調器の構成を示し、図１に示す光変調器と同等の構成要素には図１の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。具体例は図１３に示され、光変調素子１０と反射制御回路ＲＣＮＴは分離され、両者の間はボンディングワイヤ７１１ａ−７１１ｃで接続されている。この図１３の具体例の場合、直列伝送線路４ａ，４ｂおよび先端開放スタブ構造５は半絶縁性ＩｎＰ基板上のコプレーナ線路によって形成されている。図２の光変調素子１０と反射制御回路ＲＣＮＴはモノリシック集積であるのに対し、本実施例の光変調素子１０と反射制御回路ＲＣＮＴはハイブリッド接続であるといえる。

図１２において、光変調器の電気／光相互作用領域１１の電気信号出力側に素子７１が直接接続され、そのインダクタンス値をし、角周波数をωとすると、素子７１は＋ωＬの誘導性リアクタンス成分を有する。

素子７１のインダクタンス値をＬ＝０．０４ｎＨで固定し、特性インピーダンスＺ_０＝５０Ωのコプレーナ線路で構成される第２の電気信号線４ａおよびインピーダンス成分としてのリアクタンス素子（先端開放スタブ）の線路長を、以下の２通りに変化させた。以下、それぞれの線路長の第２の電気信号線４ａおよびインピーダンス成分（リアクタンス素子）を有する回路を回路構成Ｅ、Ｆという。

（Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓｔｕｂ）＝（６５０μｍ、１００μｍ、７０μｍ）：回路構成Ｅ
（Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓｔｕｂ）＝（３０μｍ、１００μｍ、２１０μｍ）：回路構成Ｆ

このときのＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図１４に示す。図１４は、回路構成Ｅ，Ｆの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

本実施例は、第１の実施例および第２の実施例と比較して、光変調素子１０の電気／光相互作用領域１１と出力終端抵抗を接続する電気信号線に接続される要素が、並列に接続された要素と直列に接続された要素の２つに増えるため、電気信号の反射を制御するための自由度が増加するので、Ｅ／Ｏ応答特性における改善効果がより顕著である。

例えば、回路構成Ｅ（図１４において黒丸印）では、４０ＧＨｚ程度の周波数領域までＥ／Ｏ応答の絶対的な大きさを劣化させることなく、平坦性が向上している。また、回路構成Ｆ（図１４において黒三角印）では、１００ＧＨｚ程度の超高周波領域においてもＥ／Ｏ応答を大幅に改善させ、この場合の−３ｄＢ帯域は１００ＧＨｚにも達する。
このようにＥ／Ｏ応答特性が改善されたのは、第１および第２の実施の形態と同様、電気信号の出力反射係数が助長されたことに起因する。

なお、第１および第３の実施例において、並列に接続される反射制御回路としてのインピーダンス成分は、リアクタンス素子一つだけであったが、Ｅ／Ｏ応答特性の設計自由度を拡大するためには、図１５に示すように並列に接続される素子数を２つ以上とする多段構成も有効である。図１５は、リアクタンス素子を多段構成とする回路を模式的に示す。

図１５に示すように並列に接続されるリアクタンス成分を増やすと、電気信号の反射を制御（助長）するための自由度がリアクタンス成分を増やした分増大するので、Ｅ／Ｏ応答特性の設計自由度が拡大する。

（比較例２）
上述した第１および第３の実施例では、反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列リアクタンス素子は光変調器の電気信号出力側に接続されていた。そこで、並列リアクタンス素子を有する回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが電気信号入力側に接続された光変調器について検討する。図１６は、回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された光変調器の構成を示す。
なお、図１６において図１に示す光変調器と同等の構成要素については図１と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

図１６において、特性インピーダンスＺ_０＝５０Ωのコプレーナ線路で構成される第１の電気信号線３および反射制御回路ＲＣＮＴとしてのリアクタンス素子（先端開放スタブ）の線路長をそれぞれ以下の通りにしたときのＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図１７に示す。図１７は、回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

（Ｌ３、Ｌ４、Ｌｓｔｕｂ）＝（１３０μｍ、１００μｍ、２１０μｍ）：回路構成Ｇ

図１７によく示されるように、並列リアクタンス素子が光変調素子１０の電気信号入力側に接続された場合もＥ／Ｏ応答を改善することが可能であり、回路構成Ｇの場合では、およそ４０〜７０ＧＨｚの周波数領域でＥ／Ｏ応答の改善効果が得られることがわかる。

回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴについて、電気信号の入力反射係数Ｓ１１および出力反射係数Ｓ２２の周波数依存性および透過係数Ｓ２１の周波数依存性をそれぞれ図１８および図１９に示す。図１８は、回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図、図１９は、回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す。

図１８によく示されるように、図１７においてＥ／Ｏ応答の改善効果が見られたおよそ４０〜７０ＧＨｚの周波数領域に注目すると、回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合は、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合と比較して、Ｓ１１およびＳ２２の値がともに低減されており、この周波数領域においてはインピーダンス整合状態となっていることがわかる。

また、これに対応して、図１９によく示されるように、回路構成Ｇの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合のＳ２１の値は、およそ４０〜７０ＧＨｚの周波数領域において反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合よりも増大していることがわかる。したがって、Ｅ／Ｏ応答の改善と電気信号の透過係数Ｓ２１の改善は、ほぼ完全な対応関係にあるといる。

この現象は、インピーダンス不整合によりＥ／Ｏ応答の改善を図る回路構成Ｂの反射制御回路ＲＣＮＴを接続した場合（第１の実施例）とは極めて対照的である。回路構成Ｂの場合は、Ｅ／Ｏ応答特性において顕著なピーキングが見られる周波数領域では、電気信号の透過係数Ｓ２１は明らかに劣化していた（図４および図６参照）。

インピーダンス整合を用いたＥ／Ｏ応答の改善技術は、変調電気信号の入力端および出力端における反射を抑制して、光変調器に入力される電気信号を出力側に効率的に透過させることによって光変調器内の電気／光相互作用領域に効率的に信号電圧を供給するものであり、この結果としてＥ／Ｏ応答特性の改善を得るものである。したがって、その設計思想は、入力端および出力端における電気信号の反射を抑制することによって入力側から出力側への電気信号の透過係数Ｓ２１、すなわち利得を改善するという、トランジスタ等を用いた通常の電気回路におけるインピーダンス整合と本質的には同じ設計思想であり、光変調器内を進行（透過）する電気信号のみに着目したものであると言うことができる。

一方、インピーダンス不整合を用いたＥ／Ｏ応答の改善技術は、光変調器内の透過（入射）電気信号と、インピーダンス不整合によって発生する反射電気信号との重畳により、光変調器への信号電圧の印加を制御するものであるから、その設計自由度はインピーダンス整合を用いた技術より大幅に拡がるという利点がある。実際、図１６に示すようなインピーダンス整合を用いた構成（回路構成Ｇ）では、Ｅ／Ｏ応答の改善は図１７に示す程度しか行えなかった。これに対して、図１（回路構成Ａ、回路構成Ｂ）に示すインピーダンス不整合を用いた構成では、図４によく示されるように大幅にＥ／Ｏ応答特性を変化させることが可能となる。

（比較例３）
上述した第２の実施例では、反射制御回路ＲＣＮＴとしての誘導性リアクタンスは光変調素子１０の電気信号出力側に直列に接続されている。そこで、誘導性リアクタンスを有する回路構成Ｈが光変調素子１０の電気信号入力側に接続された光変調器について検討する。図２０は、回路構成Ｈの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された光変調器の構成を示す。
なお、図２０において、図９に示す光変調器と同等の構成要素については図９と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

図２０において、素子７１（インダクタ）のインダクタンス値をＬ＝０．０４ｎＨとしたときのＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図２１に示す。図２１は、回路構成Ｈの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

図２１によく示されるように、光変調素子１０の電気信号入力側に直列に誘導性リアクタンスを接続すると、入力マイクロ波周波数が増加するにつれてＥ／Ｏ応答が劣化することがわかる。これは、光変調素子１０の電気信号入力側に周波数の増加とともに増大するＺ＝＋ｊωＬのインピーダンス成分が接続されるため、電気信号駆動系で発生したマイクロ波が光変調素子１０内の電気／光相互作用領域１１に達するまでに減衰してしまうからである。

［第４の実施例｝
次に、本発明の第４の実施例について図２２Ａ−２２Ｃを用いて説明する。
本実施例は、光変調素子１０の電気信号出力端２ｂに接続された電気信号線４に対して反射制御回路ＲＣＮＴとして並列電気抵抗が接続されたものである。
図２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃは、それぞれ回路構成Ｉ，Ｊ，Ｋの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された光変調器の構成を示す。なお、図２２において、図１に示す光変調器と同等の構成要素には図１の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。また、図２２において、入力終端抵抗８１および出力終端抵抗９１の値はともに５０Ωである。

図２２Ａに示す回路構成Ｉの反射制御回路ＲＣＮＴの場合、第２の電気信号線４に反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗が接地との間に接続されている。
図２２Ｂに示す回路構成Ｊの反射制御回路ＲＣＮＴの場合、反射制御回路５として並列電気抵抗に加えて、並列電気抵抗より光変調素子１０側の電気信号線４に直列電気抵抗７が接続されている。
図２２Ｃに示す回路構成Ｋの制御回路の場合、反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗に加えて、並列電気抵抗より出力終端抵抗側の電気信号線４に直列電気抵抗７が接続されている。

図２２Ａに示す回路構成Ｉの場合のＥ／Ｏ応答特性の周波数特性シミュレーション結果を、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない光変調素子自体のＥ／Ｏ応答特性とともに図２３に示す。図２３は、回路構成Ｉの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。なお、本シミュレーションでは、光変調素子１０として第１の実施例と同じものを仮定し、反射制御回路ＲＣＮＴの並列電気抵抗の値は６７Ωとした。

図２３によく示されるように、光変調素子１０の電気信号出力側に、反射制御回路ＲＣＮＴとして、並列電気抵抗を接続すると、終端抵抗の値を５０Ωに維持したまま、低周波数側でのＥ／Ｏ応答の絶対的な値を低下させるとともに高周波数側でのＥ／Ｏ応答の絶対的な値を改善して、周波数特性における平坦性を大幅に改善することができる。従来技術では、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性における平坦性を向上させるために出力終端抵抗（負荷抵抗）自体の値を低減する必要があった。しかしながら、本実施の形態では、並列抵抗を付加することにより、電気信号駆動系のインピーダンスを標準的な値である５０Ωから変更する必要がない。

回路構成Ｉについて、電気信号の入反射係数Ｓ１１および出力反射係数Ｓ２２の周波数依存性を、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の反射係数とともに図２４に示す。図２４は、回路構成Ｉの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す。ここで、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、Ｓ１１＝Ｓ２２となる。

トランジスタ等を用いた通常の電気回路の場合とは異なり、光変調部を用いた回路では電気信号の出力側にのみ反射制御回路ＲＣＮＴを接続しているにもかかわらず入力反射係数Ｓ１１を制御することが可能である。図２４によく示されるように、入力マイクロ波周波数がおよそ４０ＧＨｚまでの領域では、反射制御回路（回路構成Ｉ）が接続されている場合のＳ１１の値は、反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合とは逆、すなわち周波数の増加に対して減少する傾向を有する。特に、およそ２５ＧＨｚまでの領域において、反射制御回路ＲＣＮＴを接続することにより入力側の電気信号の反射が助長されている。

これに対応して、反射制御回路（回路構成Ｉ）が接続されている場合のＥ／Ｏ応答は、図２３に示したように、およそ４０ＧＨｚまでの領域で周波数の増加とともに増大する傾向を示す。

このように、反射制御回路ＲＣＮＴとして光変調素子１０の電気信号出力側に並列電気抵抗のみを接続する回路構成Ｉの場合によれば、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性における平坦性の改善が可能であるが、Ｅ／Ｏ応答の絶対的な大きさは低周波側で低下してしまう。

反射制御回路ＲＣＮＴとして光変調素子１０の電気信号出力側に並列電気抵抗のみを接続する回路構成Ｉに対して、回路構成Ｊ，Ｋのように並列電気抵抗に加えて直列電気抵抗７を接続することにより、Ｅ／Ｏ応答特性の絶対的な大きさを含めた特性の改善が可能となる。回路構成Ｊ，Ｋの場合のＥ／Ｏ応答シミュレーション結果を図２５に示す。図２５は、回路構成Ｊ、Ｋの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。
なお、図２５に示すシミュレーションにおいて、反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗の値は回路構成Ｊ、Ｋともに回路構成Ｉと同じく６７Ω、回路構成Ｊの直列電気抵抗７の値は５Ω、回路構成Ｋの直列電気抵抗７の値は２５Ωとする。

図２５によく示されるように、反射制御回路ＲＣＮＴとして並列電気抵抗に加えて直列電気抵抗７も用いることにより、終端抵抗の値を５０Ωに維持したまま、Ｅ／Ｏ応答特性、特にその平坦性をＥ／Ｏ応答の絶対的な大きさを含めて改善することができ、かつ、−３ｄＢ帯域も拡大することが可能となる。

（比較例４）
上述した第４の実施例では、電気抵抗は光変調素子１０の電気信号出力側に並列に接続されていた。そこで、電気抵抗を有する回路構成Ｍの反射制御回路ＲＣＮＴが光変調素子１０の電気信号入力側に接続された光変調器について検討する。図２６は、回路構成Ｍの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された光変調器の構成を示す。
なお、図２６において、図２２に示す光変調器と同等の構成要素については図２２と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

図２６において、反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗の値を６７ΩとしたときのＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図２７に示す。図２７は、回路構成Ｍの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

図２７によく示されるように、光変調素子１０の電気信号入力側に反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗を接続すると、Ｅ／Ｏ応答の絶対的な値が大幅に劣化するため、実際のシステムへの応用には適さない。このようなＥ／Ｏ応答の劣化は、光変調素子１０の電気信号入力側に電気抵抗成分が接続されるため、電気信号駆動系で発生したマイクロ波が光変調素子１０内の電気／光相互作用領域１１に達するまでに減衰してしまい、電気／光相互作用領域１１に信号電圧が有効に印加されないことに起因する。

［第５の実施例］
次に、本発明の第５の実施例について図２８を用いて説明する。
本実施例は、光変調部の電気信号出力側に並列に電気抵抗を接続するとともに、直列に誘導性リアクタンスを接続する構成、すなわち第２の実施例と第４の実施例を組み合わせたものに相当する。
図２８は、本実施例にかかる光変調器の構成を示す。なお、図２８において、図９および図２２および示す光変調器と同等の構成要素には図９および図２２の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

図２８において、第２の電気信号線４に直列に接続された素子７１はインダクタであり、そのインダクタンス値をし、角周波数をωとすると、素子７１は＋ωＬの誘導性リアクタンス成分を有する。また、第２の電気信号線４の素子７１より出力終端抵抗側には、反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗および直列電気抵抗７が接続されている。以下、このような回路構成を回路構成Ｎという。

図２８に示す回路構成Ｎが接続された光変調器において、素子７１のインダクタンス値をＬ＝０．０４ｎＨ、反射制御回路ＲＣＮＴとしての並列電気抵抗および直列電気抵抗７の値をそれぞれ６７Ω、２５ΩとしたときのＥ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図２９に示す。図２９は、回路構成Ｎの反射制御回路ＲＣＮＴが接続された場合と反射制御回路ＲＣＮＴが接続されていない場合の光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存性を示す。

図２９によく示されるように、回路構成Ｎの場合は、Ｅ／Ｏ応答特性をその絶対的な大きさを含めて大幅な改善が可能であり、４０ＧＨｚ近傍を中心として極めて広い周波数領域にわたりＥ／Ｏ応答のピーキング効果が見られる。このようなピーキングが実現可能となると、例えば、光変調器を電気的に駆動するドライバー回路の出力電圧振幅が周波数の増加とともに低下するようなものであっても、光変調器からの光出力を４０ＧＨｚ程度の周波数領域まで等化できるという利点がある。

なお、図２８に示す回路構成Ｎでは直列電気抵抗７が接続されているが、この直列電気抵抗がなくても同等の効果が得られる。
また、図２９において、低周波領域でＥ／Ｏ応答特性が周波数の増加とともに増大する傾向を示すのは、第一義的には、第４の実施例と同じく電気信号の入力反射係数Ｓ１１のプロファイルによる。

以上、第１〜第５の実施例を通じて本発明を説明したが、それぞれの実施例を任意に組み合わせて良いことはいうまでもない。また、第１〜第５の実施例においては、光変調素子として電界吸収型を例に説明したが、本発明は他の動作機構に基づく光変調素子、例えば、材料の屈折率変化を利用したマッハ・ツェンダー型光変調素子に対しても適用可能である。これは、本発明は光変調素子の電気／光相互作用領域における動作機構についてのものではなく、電気／光相互作用領域に供給される電気信号の制御に関するものだからである。

Claims (8)

1. 光信号入出力端と電気信号入出力端と入力された光信号と電気信号とが相互作用する電
   気／光相互作用領域とを有する光変調素子と、
   前記電気信号出力端に接続された電気信号線と、
   この電気信号線に接続された反射制御回路と
   を備え、
   前記反射制御回路は、光変調素子の前記相互作用領域から出力された前記電気信号を積
   極的に反射するようにしたインピーダンス素子を含み、
   前記インピーダンス素子は、前記電気信号線と接地との間に接続されたリアクタンス素
   子である
   ことを特徴とする光変調器。
2. 前記リアクタンス素子は、スタブ構造の素子である
   ことを特徴とする請求項１記載の光変調器。
3. 前記反射制御回路は、前記光変調素子から延在する前記電気信号線に直列に接続された他のインピーダンス成分をさらに含む
   ことを特徴とする請求項１記載の光変調器。
4. 前記電気信号線に直列に接続されたインピーダンス成分は誘導性リアクタンスである
   ことを特徴とする請求項３記載の光変調器。
5. 前記電気信号線は、出力終端抵抗に接続される
   ことを特徴とする請求項１記載の光変調器。
6. 前記電気信号線に接続される出力終端抵抗の抵抗値は５０Ωである
   ことを特徴とする請求項５記載の光変調器。
7. 電気信号を前記相互作用領域に入力する電気信号線に接続された電気信号駆動系の入力終端抵抗と前記出力終端抵抗の抵抗値は等しい
   ことを特徴とする請求項５記載の光変調器。
8. 光信号入出力端と電気信号入出力端と入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気／光相互作用領域とを有する光変調素子と、
   前記電気信号出力端に接続された電気信号線と、
   この電気信号線に接続された反射制御回路と
   を用い、
   光変調素子の前記相互作用領域から出力された前記電気信号をインピーダンス素子からなる前記反射制御回路により積極的に反射するようにし、生成された反射電気信号と前記入力された電気信号とを重畳させて、この重畳された電気信号により前記入力された光信号を変調し、
   前記反射制御回路のインピーダンス素子は、前記電気信号線と接地との間に接続されたリアクタンス素子である
   ことを特徴とする光変調方法。

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