JP4131985B2 - 可変スロットアンテナ及びその駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を送信、受信に適した広帯域特性を有するアンテナの指向性可変化に関するものである。

二つの理由から、従来よりもはるかに広帯域な動作を可能とする無線デバイスが必要となっている。第一の理由は、広大な周波数帯域の使用が認可された近距離無線向け通信システムに対応するためであり、第二の理由は、異なる周波数を用いて乱立する複数の通信システムを一台の端末で対応するためである。

例えば近距離向け高速通信システム向けに認可された３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚという周波数帯域は、帯域内の中心周波数ｆ０で規格化した比帯域としては１０９．５％という広大な値に相当しており、基本的なアンテナとして知られるパッチアンテナの５％未満、２分の１波長スロットアンテナの１０％程度という比帯域特性では、全帯域をカバーすることは著しく困難である。また、現在世界で無線通信用に使用されている周波数帯域を例にとると、１．８ＧＨｚ帯から２．４ＧＨｚ帯を同一アンテナでカバーするためには３０％程度の比帯域が、また、８００ＭＨｚ帯から２．４ＧＨｚ帯まで同時にカバーするためには、１００％以上の比帯域が要求されることになる。同一端末で同時に扱うシステム数が増加し、カバーすべき周波数帯域が広がるほど、広帯域アンテナの実現は簡易な端末構成の解として望まれることになる。また、信号の高速化に伴って反射妨害波を抑圧する必要が強くなったため、広帯域特性だけでなく、指向性の可変特性をも兼ね備えたアンテナを小型形状で実現することが強く望まれることになる。また、広帯域信号を一括して使用する無線システムの場合、広帯域特性と指向性可変特性と、広帯域な動作帯域内での主ビーム方向の維持の全てを満足するアンテナの小型形状での実現が必要になる。

図２５に模式図を示す４分の１波長スロットアンテナは、最も基本的な平面アンテナの一つであり、比帯域にして１５％程度の値が得られることが知られている。図２５（ａ）に上面側からの透視模式図、直線ＡＢで切断した断面模式図を図２５（ｂ）に、図２５（ｃ）に上面側からみた裏面透視模式図を示す。

これらの図に示されるように、誘電体基板１０３の上面に給電線路１１５があり、裏面側にある有限の接地導体１０１の縁部１０５から奥行き方向に切り欠きが形成され、一端１１１が開放されたスロット１０９として機能する。スロット１０９は、接地導体１０１の一部の領域において、導体を厚み方向に完全に除去して得られる回路であり、スロット長Ｌｓが４分の１実効波長に相当する周波数付近で最低次の共振現象を示す。給電線路１１５はスロット１０９と一部で対向、交差し、スロット１０９を励振する。外部回路とは入力端子２０１を介して接続される。なお、一般的に、給電線路１１５の先端開放終端点１２５からスロット１０９までの距離ｔ３は、入力整合を図るために中心周波数ｆ０における４分の１実効波長程度の長さに設定される。

特許文献１においては、４分の１波長スロットアンテナを複数の共振周波数で動作させるための構造が開示されている。図２６（ａ）に構造模式図を示す。誘電体基板１０３の裏面の接地導体１０１の一部領域を切り欠いて形成された４分の１波長スロット１０９は給電箇所１１３において励振され、通常のアンテナ動作が得られる。通常スロットアンテナの共振周波数はスロット１０９のループ長で規定されるが、特許文献１の点１６ａと点１６ｂ間に設定された容量素子１６は、スロット１０９の本来の共振周波数よりも高い周波数の信号を通過させるよう設定されるので、スロットの共振器長Ｌｓを周波数により変化させることが可能となる。すなわち、図２６（ｂ）に示すように、低い周波数ではスロットの共振器長は通常と変わらず切り欠き構造の物理的な長さで決定されるのに対して、図２６（ｃ）に示すように、高い周波数ではスロットの共振器長Ｌｓ２が物理的な共振器長Ｌｓよりも短くなるよう高周波的に動作する。よって一つのスロット共振器構造により複共振動作が実現できたとしている。

非特許文献１においては、２分の１波長スロットアンテナを広帯域に動作させる方法が開示されている。上述したように、図２５に示されるスロットアンテナの入力整合方法としては、給電線路１１５の先端開放終端点１２５から中心周波数ｆ０において４分の１実効波長となる地点でスロット共振器１０９を励振する方法が従来は採用されてきた。

しかし、非特許文献２においては、図２７に上面透視模式図を示すように、給電線路１１５の先端開放終端点１２５から入力端子２０１側のｆ０における４分の１実効波長までの距離に相当する領域の給電線路１１５の線路幅を減じて共振器とし、形成されたインダクティブ共振器領域１２７の中央付近でスロット１０９と結合している。

インダクティブ共振器領域１２７の導入により、動作帯域付近で動作する共振器の数が回路内で二つに増え、且つ、互いの共振器が強く結合するため、複共振動作が得られるとしている。非特許文献２のｆｉｇ．２（ｂ）は、誘電率２．９４、高さ０．７５ｍｍの基板を用いて、スロット長（Ｌｓ）２４ｍｍ、設計周波数５ＧＨｚを仮定し、給電線路１１５のインダクティブ共振器領域の４分の１波長線路の線路長（ｔ１＋ｔ２＋Ｗｓ）を９．８ｍｍ、線路幅Ｗ２を０．５ｍｍとし、給電線路１１５とスロット中心とのオフセット距離（Ｌｏ）を９．８ｍｍから１０．２ｍｍまで変化させた場合の反射強度特性の周波数依存性に相当している。いずれのオフセット距離の条件でも、比帯域３２％（４．１ＧＨｚ付近から５．７ＧＨｚ付近）でマイナス１０ｄＢ以下の良好な反射強度特性が得られている。この帯域特性は、非特許文献２のｆｉｇ．４の実測特性において比較されているように、同一基板条件で作製したという通常のスロットアンテナの比帯域９％よりもはるかに優れている。

一方、アンテナの指向性を変化させ、放射ビームを走査するために、古くから様々な手法が提案されてきた。例えば、アダプティブアレーのように複数アンテナで受信した信号をデジタル信号部で処理することにより、等価的にビーム走査を実現する方法もあるし、セクターアンテナのように、あらかじめ複数アンテナを異なる向きに配置しておき、給電線側の経路の切り替えにより主ビーム方向を切り換える方法もある。また、アンテナ周辺に無給電素子である反射器や導波器を配置し主ビーム方向を傾ける方法もある。

特許文献２においては、スロットアンテナを用いたセクターアンテナとして、複数のスロットアンテナを放射状に配置して、給電線側の経路の切り替えで主ビーム方向の切り替えを実現するセクターアンテナ構成が開示されている。特許文献２においては、アンテナとして超広帯域なアンテナ特性を有することで知られるヴィヴァルディアンテナを用いることにより、超広帯域な周波数成分を有する放射電磁波の主ビーム方向一括切り替え切り替えを実現する。

また、特許文献３には、無給電の寄生素子を用いて放射スロット素子から放射する主ビーム方向を傾ける可変アンテナの例が開示されている。図２８に示す可変アンテナにおいては、給電線路１１５により励振する２分の１実効波長スロット共振器を放射器（スロット）１０９、無給電のスロット共振器を寄生素子１０９ｘ、１０９ｙとして近接して接地導体１０１上に配置している。寄生素子１０９ｘ、１０９ｙのスロット長の調整によって、反射器に対する寄生素子の機能を導波器とするか反射器とするかを切り替え、放射器からの放射ビームの方向を変化させることが出来る。寄生素子１０９ｘ、１０９ｙを導波器として機能させるには、寄生素子のスロット長を放射器のスロット長より短くなるよう調整すればよいし、寄生素子１０９ｘ、１０９ｙを反射器として機能させるには、寄生素子のスロット長を放射器のスロット長より長くなるよう調整する。スロット長を調整するには、回路基板に設定するスロット長をあらかじめ長めにしておいて、短いスロット長のスロット回路として機能させる状態では、スロット長の中途で、スロットを幅方向に跨いでスイッチ素子２０５ａ、２０５ｂで接地導体間を選択的に導通する。特許文献３ではスイッチ素子２０５ａ、２０５ｂを実現する方法の一例として、ＭＥＭＳスイッチの使用を挙げている。
特開２００４−３３６３２８号公報 特表２００３−５２７０１８号公報 特開２００５−２１０５２０号公報 特表２００５−５１４８４４号公報 "Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ−Ｆｅｄ Ｗｉｄｅ Ｓｌｏｔ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｔｈ Ｄｏｕｂｌｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｚｅｒｏｓ" ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｌｅｔｔｅｒｓ， ｖｏｌ．２， ２００３年， １９４〜１９６ページ

従来のスロットアンテナでは、広帯域性の確保、動作帯域内での主ビーム配向方向の維持、主ビーム配向方向を一括して劇的に切り替える機能の全てを小型構造で同時に満足することが不可能であった。

第一に、構造内に単一の共振器構造しか有さない通常のスロットアンテナの場合、共振現象の帯域によって動作帯域が制限され、良好な反射強度特性が得られる周波数帯域は、１０％から１５％程度の比帯域に限られていた。

一方、特許文献１においては、スロットへの容量性リアクタンス素子の導入により広帯域動作を実現しているものの、指向性の劇的な切り替え機能は一切開示されていない。また、具体的に容量性リアクタンス素子としてはチップコンデンサなどの追加部品が必要になり、また新たに導入された追加部品の特性ばらつきによりアンテナの特性がばらつくことが容易に想像された。また特許文献１では、広帯域な特性のアンテナの主ビーム方向を一括して切り替える指向性可変機能が一切開示されていない。

また、非特許文献１の例に示すように、構造内への複数共振器導入により、共振器間の結合により帯域特性を改善しても、比帯域特性は３５％程度に限られており、更なる改善が必要であった。また、非特許文献１を模した図２７の上面透視模式図は、非特許文献内のｆｉｇ．１と同様にスロット幅Ｗｓを狭く描いているが、上記広帯域特性が得られた条件では、４分の１波長領域９．８ｍｍの内半分以上の長さに相当する５ｍｍという値にＷｓが設定されている。小型化を目的とし、限られた占有面積内にスロットを配置する必要が出てくれば、直線形状のスロットを折り曲げる等の対策が必要なだけに、Ｗｓが大きくなければ広帯域特性を得られない構造は小型化が困難となる。さらに、非特許文献１には、広帯域な特性のアンテナの主ビーム方向を一括して切り替える指向性可変機能が一切開示されていない。

特許文献２で開示されるアンテナでは、構成要素の大部分を共有しない４つのスロットアンテナを構造内に放射状に配置、導入して、個々のスロットアンテナへの給電回路を切り替えるという駆動方法で、主ビーム方向の切り替え機能を実現しているが、アンテナ構造は極めて大型であり、小型の通信端末の実現に課題が生じる。

特許文献３で開示されるアンテナにおいても、構成要素を共有しないスロットアンテナを並列に配置しているため、小型化の観点から課題が生じている。また、寄生素子として用いるスロットアンテナが導波器もしくは反射器として機能する周波数帯域が限定されるため、アンテナの主ビーム方向が動作周波数帯域内で異なる方向に変化しかねないという問題があった。よって、特許文献３で開示されたアンテナは、帯域内での主ビーム配向方向の維持という条件を満たすことが出来ない。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、小型な回路構成を保ちながら、広帯域な動作帯域の全域において主ビーム方向を同一方向に保ちつつ、主ビーム方向を一括して劇的に切り替える機能を実現する可変スロットアンテナ及びその駆動方法の提供を目的とする。

本発明の可変スロットアンテナは、
誘電体基板と、
有限の面積の接地導体と、
前記接地導体を二つの有限接地導体領域に完全に分割し、両端が開放状態となったスロット領域とが
前記誘電体基板の裏面に配置され、
前記スロット領域の長さ方向の中央付近の領域と交差する給電線路が前記誘電体基板の表面に配置され、
前記スロット領域を幅方向に横断して、分離された前記有限接地導体領域の間を接続するか否かを選択可能な選択的導通経路が、前記給電線路と前記スロット領域の交差地点から前記スロット領域の両端の開放箇所を臨む方向に一つずつ配置した可変スロットアンテナ構造において、
前記スロット領域の長手方向中央付近の給電箇所において前記スロット領域と交差する給電線路が、前記誘電体基板の表面に配置され、
前記給電箇所付近の第一の地点において、前記給電線路が少なくとも二本以上の分岐線路を含む分岐線路群に一旦分岐され、
前記分岐線路群の内、少なくとも一組以上の分岐線路対を前記スロット付近の第二の地点において再度接続して給電線路内にループ配線を形成し、
構造内に含まれる全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定され、
第一の状態において、前記選択的導通経路群の内、前記給電箇所より前記スロット領域の第一の開放端側を臨む第一の方向側に配置されている、少なくとも一つ以上の第一の選択的導通経路を全て開放状態に選択し、前記選択的導通経路群の内、前記給電箇所より前記スロット領域の第二の開放端側を臨む第二の方向側に配置されている、少なくとも一つ以上の第二の選択的導通経路の内、少なくとも一つ以上の第二の選択的導通経路を導通状態に選択して前記第一の方向へ主ビームを放射し、
第二の状態において、少なくとも一つ以上の前記第一の選択的導通経路を導通状態に選択し、全ての前記第二の選択的導通経路を開放状態に選択することにより前記第二の方向へ主ビームを放射する。

本発明の可変スロットアンテナによれば、従来のスロットアンテナにおいては実現困難だった広帯域化が小型構造で実現できる。また、動作帯域内での主ビーム配向方向の維持、主ビーム方向を一括して劇的に切り替え機能、が同時に満足できるので、送受信状況が刻々と変化する移動端末において超広帯域高速通信の利用、機能的なマルチバンド端末の実現が可能となる。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。

（実施形態）
図１（ａ）、（ｂ）では、本実施形態の可変スロットアンテナの構造について上面透視模式図を用いて説明するとともに、二つの駆動状態において得られる可変スロットアンテナの指向特性の可変性を模式的に示している。また、図２（ａ）、（ｂ）に図１中の直線Ａ１−Ａ２、Ｂ１−Ｂ２で構造を切断した断面模式図をそれぞれ示している。議論の簡略化のため、まず対称性が高い実施形態として、左右対称な可変スロットアンテナ構造を例にとり、左右に主ビーム方向を切り替える駆動方法の実施形態について述べる。

有限の面積を有する接地導体１０１が誘電体基板１０３の裏面に形成されており、接地導体１０１の側面外縁部１０５から奥行き方向１０７に切り欠いて両端を開放したスロット領域１０９が形成されている。すなわち、有限の接地導体１０１は、スロット領域１０９により、第一の接地導体１０１ａと第二の接地導体１０１ｂに二分割される。この結果、スロット領域１０９の両端はそれぞれ第一の開放端１１１ａ、第二の開放端１１１ｂとなる。スロット領域１０９の中央の給電箇所１１３において、スロット領域１０９は、誘電体基板１０３の表面に形成された給電線路１１５と交差する。給電箇所１１３から第一の開放端１１１ａを臨む方向を第一の方向１１７ａとし、給電箇所１１３から第一の方向側に少なくとも一つ以上の第一の選択的導通経路１１９が形成されている。同様に、給電箇所１１３から第二の開放端１１１ｂを臨む方向を第二の方向１１７ｂとし、給電箇所１１３から第二の方向側に、少なくとも一つ以上の第二の選択的導通経路１２１が形成されている。議論の簡略化のため、以下、第一の選択的導通経路１１９、第二の選択的導通経路１２１の数がそれぞれ一つの場合についてまず説明する。すなわち、図１に示すように、給電箇所１１３から左側と右側にそれぞれ選択的導通経路１１９、１２１が一つずつ配置されている。第一の選択的導通経路１１９、第二の選択的導通経路１２１は、いずれも外部から与えられる制御信号に基づき、スロット領域１０９により分割された第一の接地導体１０１ａと第二の接地導体１０１ｂ間を選択的に導通させる役目を果たす。図１（ａ）では、第一の選択的導通経路１１９を導通し、第二の選択的導通経路１２１を開放状態に制御しているものとして、図１（ｂ）では逆に、第一の選択的導通経路１１９を開放し、第二の選択的導通経路１２１が導通状態に制御しているものとして示している。この第一、および第二の選択的導通経路の制御により、図１（ａ）の状態では矢印１２３ａの方向へ、図１（ｂ）の状態では矢印１２３ｂの方向への放射電磁波の主ビーム方向の配向が可能となる。

（給電構造の概要）
本実施形態の可変スロットアンテナにおいては、給電線路１１５は、給電箇所１１３付近の第一の分岐地点２２３で少なくとも２以上の本数の分岐配線１１５ａ、１１５ｂ・・・に分岐される。そして第二の分岐地点２２１において、一対の分岐配線１１５ａ、１１５ｂは再度接続され、ループ配線２０９が形成される。また、分岐配線のうち、ループ配線を形成せず短い開放スタブ構造を形成するものがあってもよいが、スタブ長は動作帯域の上限周波数ｆＨにおける実効波長の４分の１倍未満に設定される。また、ループ配線２０９のループ長は、ｆＨにおける実効波長の１倍未満に設定される。ループ配線は図１に示すように、スロット領域１０９と接地導体１０１ａ、１０１ｂとの二本の境界線とそれぞれ交差するよう二箇所配置されることが好ましい。

（通常整合の条件−広帯域）
本発明の可変スロットアンテナでは、図３（ａ）、（ｂ）に上面透視模式図を示すような２種類の給電線路構造をとりうる。図３（ａ）に上面からの透視模式図を示した構造では給電線路１１５の先端開放終端点１２５からスロット領域１０９の幅方向中央部までの距離ｔ３は、ｆ０における４分の１実効波長に設定され、ｆ０を含む動作帯域で入力整合が得られる。給電線路１１５の特性インピーダンスは５０Ωに設定されることが好ましい。

（超広帯域特性用の給電条件）
また、本発明の可変スロットアンテナでは、図１に既に示し、図３（ｂ）にも上面透視模式図を示すような、給電線路構造もとりうる。すなわち、給電線路１１５の先端開放終端点１２５から入力端子側へ向かって（ｔ１＋Ｗｓ＋ｔ２）の距離に相当する箇所が５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成されるインダクティブ共振器領域１２７へと設定される給電構造である。ここで、入力端子２０１に接続される一般的な外部回路のインピーダンスＺｏと給電線路１１５の特性インピーダンスは一致させることが好ましく、外部回路のインピーダンスが５０Ωでない場合、インダクティブ共振器領域１２７の特性インピーダンスは更に高い値に設定される。図３に示す形態では、インダクティブ共振器領域１２７の領域長はｆ０における４分の１実効波長程度に設定される。スロット幅Ｗｓはｔ１とｔ２の和と同程度に設定されることが好ましい。図３（ａ）に示す構造は、スロット幅Ｗｓを狭く設定せざるをえない条件下で広帯域特性を得る場合に有効であり、図３（ｂ）に示す構造は、スロット幅Ｗｓの設定に制限が少ない条件下で超広帯域特性を得たい場合に有効である。

（ループ配線２０９の機能）
本発明の可変スロットアンテナにおけるループ配線２０９は、スロット共振器の励振箇所の複数個への増大、入力整合回路の電気長調整の、二つの機能を同時に果たし、アンテナ動作の超広帯域化を実現している。以下、ループ配線が果たしている機能について詳しく説明する。

裏面に無限の面積の接地導体を仮定した一般的な高周波回路においてループ配線構造が採用された場合の高周波特性についてまず説明する。第一の経路１１５ａと第二の経路１１５ｂからなるループ配線２０９が入力端子２０１、出力端子２０３間に接続された回路模式図を図４（ａ）に示す。第一の経路１１５ａ、第二の経路１１５ｂのそれぞれの経路長Ｌｐ１、Ｌｐ２の和が伝送信号にとって実効波長の１倍に相当する条件でループ配線は共振条件となり、リング共振器として用いられることがある。しかし、Ｌｐ１、Ｌｐ２が伝送信号の実効波長より短い場合は、急峻な周波数応答を示さないため、通常の高周波回路ではループ配線２０９を積極的に使用する必要がない。均一な接地導体を有する一般的な高周波回路では、ループ配線導入に伴い局所的な高周波電流の分布に変動が生じても、二端子２０１、２０３間のマクロな高周波特性としてはその変動は平均化されてしまう。すなわち、非共振状態でのループ配線の高周波特性は、二本の経路の特性を平均化し一本の経路へ置換した場合の伝送線路の高周波特性と大した差異がない。

一方、図５に上面透視模式図を示すように、本発明の可変スロットアンテナでのループ配線２０９の導入は、上述した一般的な高周波回路では得られなかった特有の効果を提供する。すなわち、接地導体１０１にスロット領域１０９が存在する箇所近傍で、直線的な給電線路１１５をループ配線２０９に置換すれば、スロット領域１０９周辺での局所的な高周波電流分布を変動させ、スロットアンテナの共振特性を変化させることが可能となる。接地導体上での高周波電流は、第一の分岐点２２１により分岐した第一の経路１１５ａに沿って２３３の方向へと導かれるし、第二の経路１１５ｂに沿って２３５の側へも導くことができる。結果として、接地導体上での高周波電流の流れに２３３と２３５という異なる経路を生じさせることができ、スロットアンテナを複数個所で励振することができる。この接地導体での高周波電流分布のスロット近傍での局所的な変化は、スロットアンテナの動作帯域を劇的に拡大する。

一般に、伝送線路の信号導体側と接地導体側においては、信号伝送時の高周波電流分布は異なっている。図６に伝送線路断面構造の模式図を示し、信号導体側と接地導体側での高周波電流の強度分布が信号導体の分岐により如何に変動するかを説明する。図６（ａ）の伝送線路では信号導体は分岐されておらず、信号導体側で高周波電流の集中が生じるのは信号導体４０１の端縁部４０３、４０５であり、接地導体１０１側で高周波電流の集中が起こるのは信号導体４０１の中央部に対向する領域４０７である。よって、例えば、従来のスロットアンテナにおいて給電線路１１５の幅を太くしても、接地導体側において高周波電流の分布に大きな変化を起こすことはできず、本発明の可変スロットアンテナと等しい広帯域化の効果を得ることは困難である。しかし、図６（ｂ）に信号導体４０１が二本の信号導体４０９、４１１に分岐された場合の伝送線路断面構造の模式図を示すように、分岐構造の導入が、各分岐配線４０９、４１１とそれぞれ対向する異なる接地導体領域４１３、４１５に、初めて高周波電流の分布を生じさせる。

また、本発明の可変スロットアンテナで新たに導入されたループ配線は、スロットアンテナの励振箇所を複数個にする機能を果たすだけでなく、給電線路１１５の電気長を調整する機能をも有している。ループ配線導入による給電線路の電気長の変動は、給電線路１１５の共振条件を複共振条件に転じさせ、本発明の動作帯域の拡大効果を更に高めている。

より詳しく説明すると、従来技術として図２５や図２７を用いて既に説明したように、先端開放終端点からスロットと一部が交差する箇所までの距離ｔ３、もしくは（ｔ２＋Ｗｓ÷２）、については、ｆ０における実効波長と密接な関係があった。図１、図３に示した本発明の可変スロットアンテナの給電構造は、図２５、図２７に示した各スロットアンテナにおける給電線路の設計原理を、それぞれ継承するだけでなく、その動作帯域を拡大する。

図２５に示す一般的なスロットアンテナでは、スロットの共振周波数において入力整合条件を成立させるため、スロット長を動作周波数ｆ０に合わせて設計し、ｔ３はｆ０における４分の１実効波長に設定する。このような給電線路１１５構造においてスロット付近に本発明のループ構造を導入すれば、ループ配線を構成する二本の経路のうち電気長が短い経路を介した場合と電気長が長い経路を介した場合の給電線路１１５の共振周波数が分離し、複共振動作が導かれることになる。

また、図２７に示すスロットアンテナでは、スロット幅Ｗｓを大きく取り、ｔ１＋ｔ２＋Ｗｓをｆ０における４分の１実効波長に設定し、且つ４分の１実効波長の領域の伝送線路を高いインピーダンスに設定し、ｔ１とｔ２とがほぼ等しい条件として動作させている。スロット共振器に新たに結合する共振器構造を等価回路内に導入したことにより、２共振周波数で入力整合が成立し、スロットアンテナの広帯域動作が実現できていた。このような給電線路１１５構造においても、スロット付近に本発明のループ配線を導入すれば、ループ配線を構成する二本の経路のうち電気長が短い経路を介した場合と電気長が長い経路を介した場合の電気長の違いが、スロット共振器と結合する共振現象を、２以上の数の複数の周波数で起こすことになり、既に得られていた広帯域な整合条件を更に広帯域化する。

以上の説明をまとめると、スロット自体が有する共振現象を複共振化する第一の機能と、スロットに結合する給電線路の共振現象を複共振化する第二の機能の組み合わせにより、本発明の可変スロットアンテナは各動作状態において、従来のスロットアンテナよりも広い帯域で動作することが可能となる。

（ループ配線の制限）
ただし、本発明の可変スロットアンテナにおけるループ配線に関しては、広帯域な整合特性を維持するために、ループ配線が単独で不要な共振を起こさない条件で用いられなければならない。図４（ａ）に示したループ配線２０９を例にとると、経路長Ｌｐ１とＬｐ２の和であるループ長Ｌｐは、構造中最も大きいループ配線でも、動作帯域の上限周波数ｆＨの実効波長よりも短く設定されなければならない。

一方、ループ配線よりも高い頻度で一般の高周波回路において採用される構造として図４（ｂ）に示す開放スタブがある。伝送線路２１１に、長さＬｐ３の開放スタブ１１５ｓが分岐接続されれば、Ｌｐ３が４分の１実効波長となる周波数で共振条件が成立し、入力端子２０１、出力端子２０３間の信号伝送に対して帯域阻止フィルタ機能が発現してしまうので、本発明の可変スロットアンテナにとっては好ましくない機能である。よって、本発明の可変スロットアンテナの給電構造から分岐される配線のうちループ配線を構成しないものは、スタブ構成をとることも可能ではあるが、そのスタブ長は最大の場合でも、ｆＨにおいて４分の１実効波長未満に設定されなければならない。

図４（ｃ）に示したループ配線の極端な例を、図４（ｂ）の開放スタブ構造と比較し、ループ配線の優位点を説明する。ループ配線２０９においてＬｐ２を極端に小さくすると、ループ配線は見かけ上開放スタブ構造に限りなく近づく。しかし、Ｌｐ２が０に近づいた場合のループ配線の共振周波数はＬｐ１が１実効波長に相当する周波数であり、開放スタブの共振周波数はＬｐ３が４分の１実効波長に相当する周波数である。仮にＬｐ１がＬｐ３の二倍と等しい条件で二構造の最低次の共振周波数を比較すると、ループ配線の共振周波数はスタブ配線の共振周波数の２倍ということになる。以上の説明より、広い動作帯域内で不要共振現象を回避する給電線路構造としては、ループ配線が開放スタブよりも周波数帯域で定量化して比較すると２倍有効ということになる。また、図４（ｂ）の開放スタブの開放終端点１１５ｔでは回路的に開放となるため高周波電流が流れず、仮にスロット付近に開放終端点１１５ｔが配置されてもスロットを励振することが困難となる。一方、図４（ｃ）のループ配線２０９の一点１１５ｕは回路的には決して開放とはならないため高周波電流が必ず流れ、スロット付近に配置されればスロットの励振が容易に可能となり、この点からも本発明の効果を得るためには、ループ配線の採用が開放スタブの採用よりも有利である。

以上の説明より、本発明の可変スロットアンテナの給電線路１１５においては、線路幅が太い線路、もしくは開放スタブ、ではなく、ループ配線を導入することにより、動作帯域の制限をうまく回避し、広帯域化を効果的に実現することが明らかとなった。なお、図７には、給電線路１１５の分岐線路部の分岐本数が３の場合の実施形態の上面透視模式図を示す。給電線路１１５を分岐する分岐線路の本数は三本以上の値に設定しても構わないが、二本に分岐した場合の特性と比べて動作帯域の飛躍的な拡大は望めない。複数に分岐された分岐線路群の中で高周波電流の分布強度が高いのは、スロットの開放端側に最も近い箇所を通る経路１１５ａと、逆にスロットの開放端側に最も遠い箇所を通る経路１１５ｂのみであり、両者の間に配線される経路１１５ｃに流れる高周波電流の強度が強くないからである。しかし、分岐本数が２だった場合、経路１１５ａと経路１１５ｂが形成するループ配線のループ長は意図せず長くなってしまうのでループ配線の共振周波数の低下をまねき、本発明の可変スロットアンテナの動作帯域の上限周波数ｆＨの向上に制限が生じる。経路１１５ｃを追加すれば、ループ配線が分割されることになり上記制限の緩和に有効である。

ループ配線とスロット領域の配置関係としては、図５に上面透視模式図を既に示すように、ループ配線を構成する第一の経路１１５ａと第二の経路１１５ｂが、共にスロット領域１０９と接地導体１０１との境界線２３７、２３９の少なくともいずれかと交差することが好ましい。

図８に別の形態の上面透視模式図を示すように、ループ配線２０９は境界線２３７、２３９の両者とそれぞれ交差するよう設計されてよい。ループ配線２０９が台形状に示された図より明らかなように、ループ配線の形状について制限はない。ループ配線２０９は複数形成されてよい。複数設けられる場合、複数のループ配線２０９は図１に既に示すように直列に接続されてもよいし、図７に既に示すように並列に接続されてもよい。直接二つのループ配線が接続されてもよいし、任意の形状の伝送線路を介して間接的に接続されてもよい。図９に更に別の形態の上面透視模式図を示すように、境界線２３７、２３９とそれぞれ個別に交差する二つのループ配線２０９ａ、２０９ｂが直列に配置されてもよい。更に、図１０に上面透視模式図を示すように、境界線２３７とそれぞれ個別に交差する並列のループ配線２０９ｃ、２０９ｄと境界線２３９とそれぞれ交差する並列のループ配線２０９ｅ、２０９ｆが直列に配置される構成でも構わない。

なお、本発明の可変スロットアンテナを構成する有限面積の接地導体１０１が共振する周波数を、本発明の可変スロットアンテナの動作帯域と近接させ、更なる広帯域性やマルチバンド特性を得ることも可能である。すなわち、接地導体自体がパッチアンテナやモノポールアンテナやダイポールアンテナのように共振し放射特性を得ることができる周波数を、本発明の可変スロットアンテナの共振帯域よりやや低い周波数に設定すれば、更なる入力整合帯域の拡大が実現できるものである。

なお、ループ配線２０９の線路幅としては、入力側、もしくは先端開放終端側に接続される給電線路１１５の特性インピーダンスと同一の条件、もしくは高インピーダンスな条件が等価的に成立するよう選択されることが好ましい。すなわち、給電線路１１５が二分岐される場合においては、元の給電線路１１５の線路幅の半分以下の分岐配線でループ配線が構成されることが好ましい。非特許文献１からも明らかなように、スロットアンテナ自体が高インピーダンス線路との結合により、入力端子の抵抗値５０Ωへの整合が取りやすくなる傾向があるため、ループ配線部導入によりスロット領域１０９付近での給電線路１１５の特性インピーダンスを等価的に高くすることが、更なる低反射特性の実現に効果的だからである。

以上の構成により、４分の１実効波長スロット共振器を用いたアンテナの動作帯域拡大が可能となる。４分の１実効波長スロットアンテナから放射される電磁波の主ビーム方向は、給電箇所１１３からスロット領域１０９の開放端側を臨む方向であり、主ビーム方向は拡大した動作帯域内において保持される。次に、主ビーム方向を一括して劇的に切り替える機能の発現について説明する。

（駆動方法の特徴）
本発明の可変スロットアンテナにおいて、主ビーム方向を劇的に切り替えるために、第一の選択的導通経路１１９、第二の選択的導通経路１２１のいずれかの選択的導通経路は導通され、もう片方の選択的導通経路は必ず開放に選択する。この場合、給電箇所１１３から開放された選択的導通経路側を臨む方向へ主ビームを配向させることが可能となり、導通する選択的導通経路と開放する選択的導通経路を切り替えれば、主ビーム方向を異なる方向へ切り替えることが出来る。

例えば、右方向１２３ａに主ビームを向けたい場合は（図１（ａ））、給電箇所１１３に対して右側に配置されている第二の選択的導通経路１２１を開放し、給電箇所１１３に対して逆側である左側に配置されている第一の選択的導通経路１１９を短絡すればよい。逆に、図１（ｂ）に示すように、左方向１２３ｂに主ビームを向けたい場合は、給電箇所１１３に対して左側に配置されている第一の選択的導通経路１１９を開放し、給電箇所１１３に対して右側に配置されている第二の選択的導通経路１２１を短絡すればよい。左右に主ビームを向ける場合に、本駆動方法において各選択的導通経路を制御すべき状態を表１にまとめた。

本発明の可変スロットアンテナにおいては、導通された選択的導通経路は分断された接地導体１０１ａ、１０１ｂ間を局所的に接続し、構造内に片側が開放、片側が短絡された４分の１実効波長のスロット共振器を、各駆動状態においてそれぞれ高周波的に出現させることが出来る。図１１（ａ）、（ｂ）に、図１（ａ）、（ｂ）の状態に駆動された可変スロットアンテナにおいてそれぞれ高周波的に実現している構造を模式的に示す。上述したように、本発明の可変スロットアンテナのスロット領域は、あらかじめ両端が開放端に設定されているが、各駆動状態では片端は高周波的に短絡されているように扱うことが出来る。たとえば、図１１（ａ）においては、図１（ａ）においては図示されている開放端１１１ａを図示しなかった。これは、給電箇所１１３から開放端１１１ａを臨む方向に配置された第一の選択的導通経路１１９の導通制御によって、給電箇所１１３から臨んだ場合、高周波的には開放端１１１ａが無視できるようになるためである。また、第二の選択的導通経路１２１を高周波的に開放状態に設定すれば、第二の選択的導通経路１２１の具体的な形状などによる放射特性への影響は極めて限定的なものとなり、図１（ａ）は高周波的に図１１（ａ）のように近似することが出来る。同様に、図１（ｂ）の駆動状態での可変スロットアンテナは高周波的には図１１（ｂ）のように近似することが出来る。４分の１実効波長スロット共振器を給電した場合の主ビーム方向は、給電箇所から開放端側に向かう方向なので、給電箇所から開放端を臨む方向を駆動状態によって切り替えることが可能な本発明の可変スロットアンテナにおいては、劇的な主ビーム方向の切り替えが実現できるものである。なお、上述の図５、７〜１０に示した図も、任意の一駆動状態における可変スロットアンテナにおいて高周波的に実現している構造を模式的に示したものであり、選択的導通経路は省略したものである。

以上の原理により、図１２や図１３に示すように、本発明の駆動方法により駆動する可変スロットアンテナ内に、給電箇所１１３からスロット領域１０９の開放端１１１ａ、１１１ｂに向かって単一ではなくそれぞれ複数個の選択的導通経路が配置された場合には、駆動方法に制限が生じる。まず、図１２に示すように、右側（矢印１２３ａ方向）に主ビームを向けたい場合に、給電箇所１１３から開放端１１１ｂを臨む方向１１７ｂに複数の第二の選択的導通経路群１２１−１、１２１−２、・・・１２１−Ｎを配置している場合、全ての第二の選択的導通経路群１２１−１、１２１−２、・・・１２１−Ｎは、開放状態に設定する。また、図１３に示すように、右側（矢印１２３ａ方向）に主ビームを向けたい場合に、給電箇所１１３から開放端１１１ｂを臨む方向１１７ａに複数の第一の選択的導通経路群１１９−１、１１９−２、・・・１１９−Ｎを配置している場合は、第一の選択的導通経路群１１９−１、１１９−２、・・・１１９−Ｎの内、少なくとも一つが導通状態に選択されればよい。図１３では、第二の選択的導通経路１１９−２のみが導通制御されている状態を示している。導通する選択的導通経路の選択により、形成されるスロット共振器の共振器長を調整することが可能である。また、導通する選択的導通経路の選択により、スロット共振器への給電インピーダンス調整を行うことも可能である。また、全ての選択的導通経路を導通させても勿論かまわない。

（選択的導通経路について）
第一、および第二の選択的導通経路により得られる第一の接地導体１０１ａ、第二の接地導体１０１ｂ間の導通は、直流信号的な導通でなくてもよく、動作周波数付近に通過帯域が限定された高周波的な導通であってもかまわない。具体的には本発明の選択的導通経路を実現するためには、ダイオードスイッチ、高周波トランジスタ、高周波スイッチ、ＭＥＭＳスイッチなど、アンテナ動作帯域で低損失且つ高分離度特性が得られるスイッチ素子であればいずれも使用可能である。ダイオードスイッチを用いれば給電回路の構成を簡略化することができる。すなわち、第一の選択的導通経路と第二の選択的導通経路に挿入するダイオードスイッチの極性を逆向きとすれば、接地導体１０１ａか１０１ｂのいずれかを直流的に接地し、もう片方の接地導体に与える電圧を制御すれば、第一の駆動状態と第二の駆動状態を容易に切り替えることが出来るものである。図１４（ａ）、（ｂ）には、本発明で用いられる選択的導通経路の実現例について、特にスロット領域１０９の幅がスイッチ素子のサイズより広い場合の例について、周辺箇所付近の下面構造を拡大した模式図をそれぞれ示した。図１４（ａ）に示すように、選択的導通経路１９１は、高周波信号の導通、開放の切り替えが可能なスイッチ素子１９１ａと、スイッチ素子１９１ａの両側に設けられた突起状の導体１９３ａ、１９３ｂから構成されてよい。導体１９３ａ、１９３ｂは、それぞれ接地導体１０１ａ、１０１ｂからスロット領域１０９へ突き出した形状を採る。導体１９３ａ、１９３ｂの内、片方が構造から減じられ、スイッチ素子１９１ａが接地導体１０１ａ、１０１ｂのいずれかと直接接続されてもよい。また、図１４（ｂ）に示すように、導体１９３ａ、１９３ｂの代わりに、導体ワイヤ１９３ｃ、１９３ｄを用いて、接地導体１０１ａとスイッチ素子１９１ａ、接地導体１０１ｂとスイッチ素子１９１ａと間の接続を実現しても構わない。また、スイッチ素子１９１ａのサイズがスロット領域１０９の幅よりも大きい場合の選択的導通経路１９１の実現例を、図１５に選択的導通経路周辺のみの拡大図として示した。いずれにせよ、選択的導通経路は、接地導体１０１ａ、１０１ｂ間を接続すべくスロット領域をまたいで形成され、経路内に必ず高周波的な導通、開放の二状態を制御可能なスイッチ素子が直列に挿入された構造である。選択的導通経路は、経路内のスイッチ素子が開放されれば高周波的に開放状態として機能するし、経路内のスイッチ素子が導通制御されれば高周波的に導通状態として機能する。高周波帯域で用いられるスイッチ素子には、構造に応じて寄生回路成分が存在するので、完全な開放状態や完全な導通状態を実現することは厳密には不可能であるが、寄生回路成分をあらかじめ考慮して回路設計を行えば、本発明の目的を容易に達成することが出来る。例えば、本発明の実施例において用いた市販のガリウム砒素のＰＩＮダイオードスイッチは、直列の寄生容量が０．０５ｐＦであり、開放時には５ＧＨｚ帯で２５ｄＢ程度の、本発明の目的には十分な分離特性を得ることが可能である。この値を考慮せずに本発明の可変スロットアンテナの設計を行っても、特性に大きな変化は生じない。また、上述の市販ダイオードスイッチは、直列の寄生抵抗が４Ωであり、導通時の損失が５ＧＨｚ帯で０．３ｄＢ程度の値が得られ、本発明の目的には十分な低損失特性が得られる。よって、この値を無視して理想的なスイッチ素子を配置したものとして本発明の可変スロットアンテナを駆動しても、アンテナの放射効率等の特性劣化も無視できる。すなわち、本発明において用いられる選択的導通経路は、一般的な回路技術で容易に実現することが可能である。

（スロット領域の向きについて）
本発明の可変スロットアンテナは、スロットの形成方向により主ビーム方向を変化させることが出来る。すなわち、給電箇所からスロットの開放端を臨む方向をやや下向きにすれば、放射電磁波の主ビーム方向もやや下向きに配向できる。

（構成の対称性について）
本発明の可変スロットアンテナの形状は、必ずしも鏡面対称である必要はない。しかし、二状態で同一反射特性、同一利得特性、同一偏波特性でありながら、主ビーム方向のみを切り替えられる可変性を有するアンテナの提供は、産業上の利用価値が特に高いものと考えられる。よって、スロット領域１０９の形状、給電線路１１５、ループ配線２０９の形状、接地導体１０１ａ、１０１ｂの形状は、鏡面対称であることが好ましい。

（スロット共振器について）
各駆動状態において、回路上に出現するスロット共振器については、スロット幅Ｗｓ（すなわち、第１接地導体１０１ａと第２接地導体１０１ｂとの間の距離）がスロット共振器長Ｌｓに比べて無視できるほど狭い場合（一般的にＷｓが（Ｌｓ／８）以下である場合）、スロット長Ｌｓは動作帯域の中心周波数ｆ０付近において４分の１実効波長となるよう設定される。スロット幅Ｗｓが広く、スロット共振器長Ｌｓと比べて無視できない場合（一般的にＷｓが（Ｌｓ／８）を超える場合）、スロット幅も考慮したスロット長（Ｌｓ×２＋Ｗｓ）をｆ０において２分の１実効波長に相当するように設定すればよい。

スロット共振器長Ｌｓは、導通されている選択的導通経路（１１９または１２１）から給電線路１１５および給電箇所１１３を跨いで開口部１１１までの距離と定義される。なお、図１２のように、単一ではなくそれぞれ複数個の選択的導通経路が配置された場合には、Ｌｓは、厳密には、最も給電線路１１５に近いスイッチ１２１から給電線路１１５および給電箇所１１３を跨いで開口部１１１までの距離、と定義される。

（別形状のスロットの例について）
本発明の可変スロットアンテナにおいて、スロット領域の形状は矩形である必要はなく、接地導体領域との境界線は任意の直線および曲線形状に置換可能である。例えば、スロット領域の形状は、図１６に示すように、開放端付近でテーパ状にスロット幅が広がるような構造であっても構わない。動作帯域の上限周波数付近では、アンテナの放射開口面により、ビーム幅が決定されるため、開放端付近でスロット幅を広げておくことにより、高利得な指向性ビームを実現しやすくなる。

また、図１７に示すように、主スロット領域に多数の細かく短いスロットを並列接続すれば（すなわち、略長方形の第１の接地導体１０１ａおよび第２の接地導体１０１ｂの各４辺のうち、向かい合う１辺に小さな連続する凸凹を施せば）、主スロット領域への直列インダクタンス付加効果が得られ、スロット長の実効的な短縮、更には回路の小型化という実用上好ましい効果が得られる。また、主スロット領域のスロット幅を狭くして、ミアンダ形状などに折り曲げ小型化を図った可変スロットアンテナ構造であっても、本発明の駆動方法によって主ビーム方向の切り替え効果を得ることができる。

（給電線路開放端の処理と複共振構造）
給電線路１１５の終端点１２５を、抵抗素子を介して接地処理することにより広帯域な整合特性を得ることも可能である。終端点１２５付近で給電線路１１５の線路幅を徐々に広げ、終端箇所の形状をラジアル状にして、広帯域な整合特性を得ることも同様に可能である。

また、例えば開放端１１１ａや１１１ｂに追加誘電体１２９を装荷し、スロットアンテナの放射特性を変化させることも可能である。具体的には広帯域動作時の主ビーム半値幅特性などが制御できる。

（多層構造での形態）
なお、本明細書内では、図１８（ａ）に断面図を示すように、誘電体基板１０３の最表面に給電線路１１５が配置され、誘電体基板１０３の最裏面に接地導体１０１が配置された構造について説明しているが、図１８（ｂ）に別の形態の断面図を示すように、多層基板の採用などの方法により、給電線路１１５、接地導体１０１のいずれか、もしくはその両者が誘電体基板１０３の内層面に配置されていても構わない。また、図１８（ｃ）に別の形態の断面図を示すように、給電線路１１５に対して接地導体１０１として機能する導体配線面は構造内に一つに限定される必要はなく、給電線路１１５が形成された層を挟んで対向する接地導体１０１が配置された構造でもよい。すなわち、本発明の可変スロットアンテナの駆動方法は、マイクロストリップ線路構造の可変スロットアンテナのみでなく、ストリップ線路構造の可変スロットアンテナでも同様の効果を得ることができる。

（実施例）
図１９に上面からの透視模式図を示すような、実施例１の可変スロットアンテナを作製した。誘電体基板１０３として、総厚０．５ｍｍのＦＲ４基板を用いた。基板表面と裏面には、銅配線により厚さ２０ミクロンの給電線路パターンと接地導体パターンをそれぞれ形成した。各配線パターンはウェットエッチングにより一部領域の金属層を除去することにより、形成し、表面には厚さ１ミクロンの金メッキを施した。接地導体１０１の外縁部１０５は、誘電体基板１０３の端面に最も近接した場合においても、端面より０．１ｍｍは内側となるように配線マージンを設定した。図には接地導体パターンを点線で、給電線路のパターンを実線で示した。入力端子部１０９には高周波コネクタを接続し、特性インピーダンスが５０Ω相当の給電線路１１５を介して、作製したアンテナと測定系を接続した。図に示すように、給電線路１１５がスロット領域１０９と交差する箇所でループ配線２０９を導入した。ループ配線２０９は一辺ａ２、線路幅Ｗ２の正方形状のループ配線とした。また、ループ配線２０９を導入せず、５０Ωの特性インピーダンスの線路幅Ｗ１のままでスロット領域１０９と交差する給電構成の可変スロットアンテナを比較実施例１とした。接地導体１０１を中央で分離し、有限の接地導体領域１０１ａ、１０１ｂ間に挟まれたスロット領域１０９を形成し、スロット領域１０９を跨ぐ二経路の選択性導通経路１１９、１２１を設定した。選択性導通経路内の高周波スイッチ素子としては、市販のガリウム砒素のＰＩＮダイオードを用いた。使用したＰＩＮダイオードは、導通時の挿入損失は５ＧＨｚで０．３ｄＢ、開放時の分離度は５ＧＨｚで２５ｄＢと、実用上全く問題ない値であった。接地導体領域１０１ｂに、１ｋΩの抵抗素子を介してバイアス回路を接続し、ダイオードへのバイアス給電を実現した。１１９、１２１のダイオードの極性を逆向きと設定して配置することにより、選択性導通経路１１９、１２１の片方が導通動作時にはもう片方が開放動作するよう、駆動する設定が完了した。図１９に示した実施例１の構造パラメータを、比較実施例１の構造パラメータとの比較として表２にまとめた。

第一の駆動状態において、選択性導通経路１１９を導通し、選択性導通経路１２１を開放することにより、図中の座標系でのプラスＸ方向への放射を広い周波数帯域で得た。図１９は、第一の駆動状態における、構造模式図に相当している。また、第二の駆動状態においては、逆向きのバイアスを接地導体領域に与えることにより、選択性導通経路１１９が開放され、選択性導通経路１２１を導通することにより、マイナスＸ方向への放射を広い周波数帯域で得た。第一の駆動状態での反射特性を図２０に示し、比較実施例１の同じく第一の駆動状態での反射特性と比較した。マイナス１０ｄＢ以下という良好な反射特性値を得ることが出来た周波数帯域は、比較実施例１では２．７ＧＨｚから４．３ＧＨｚであるのに対し、実施例１では２．３ＧＨｚから４．７ＧＨｚと低域側も高域側も大幅に改善された。比帯域の比較では、比較実施例１が４５％だったのに対し、実施例１は６８．６％に向上することが出来た。また、第二の駆動状態でも、ほぼ同様の周波数帯域で同様の反射特性を得ることが出来た。第一の駆動状態と第二の駆動状態における２．５ＧＨｚと４．５ＧＨｚでの放射特性をそれぞれ図２１（ａ）、（ｂ）に示す。図示したのは、図１９中の座標系におけるＸＺ面内での放射指向性である。図中、ｓ１として示したのが第一の駆動状態での放射指向性、ｓ２として示したのが第二の駆動状態での放射指向性である。図２０、２１より明らかなように、二状態においてほぼ同等且つ良好な反射特性を広い周波数帯域で得つつ、且つ、広い周波数帯域において同一方向に主ビーム方向を配向させ、且つ主ビーム方向を二状態で完全に切り替えることが出来た。

次に、図２２に上面からの透視模式図を示すような、実施例２の可変スロットアンテナを作製した。実施例２の構造パラメータを表３にまとめた。実施例２では、先端開放箇所１２５からｔ４の領域長の給電線路１１５をインダクティブ共振器領域１２７へと置換し、その中に正方形状のループ配線２０９を二つ直列に接続して導入した。また、インダクティブ共振器領域１２７の中央部をスロット給電箇所に対応させた。

実施例２の第一の駆動状態での反射特性を図２３に示した。実施例２では２．６３ＧＨｚから８．８ＧＨｚという周波数帯域でマイナス１０ｄＢ以下という良好な反射損失値を得ることが出来た。上記帯域は比帯域に換算すれば１０８％もの広帯域特性に相当し、ループ配線を導入しなかった場合の可変スロットアンテナである比較実施例２の第一の駆動状態で達成した６５％という比帯域よりも大幅に優位な値であった。また、第二の駆動状態でも、ほとんど同様の反射特性を得ることが出来た。実施例２の第一の駆動状態と第二の駆動状態における３ＧＨｚと６ＧＨｚと９ＧＨｚでの放射特性をそれぞれ図２４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した。図示したのは、図２２中の座標系におけるＸＺ面内での放射指向性である。図中、ｓ１として示したのが第一の駆動状態での放射指向性、ｓ２として示したのが第二の駆動状態での放射指向性である。図２３、２４より明らかなように、二状態においてほぼ同等且つ良好な反射特性を広い周波数帯域で得つつ、且つ、広い周波数帯域において同一方向に主ビーム方向を保持させ、且つ主ビーム方向を二状態でほぼ完全に鏡面対称に一括して切り替えることが出来た。

以上、本発明の可変スロットアンテナによって、小型な回路占有面積でありながら、動作帯域内で主ビーム方向を保持しながら、主ビーム方向の一括した劇的な切り替え機能を実現可能なことが証明された。

本発明にかかる可変スロットアンテナは、回路占有面積を増大させることなく、動作帯域の拡大、動作帯域内での主ビーム方向の同一性の保持、主ビーム方向の一括した劇的な切り替え機能を同時に実現できるので、従来ならば複数の大型の広帯域アンテナを搭載しなければ実現できなかった高機能端末を簡易な構成で実現することが可能となる。本発明の可変スロットアンテナは、従来よりもはるかに広い周波数帯域を用いる近距離無線用の通信システムの実現に貢献する。また、デジタル信号を無線で送受信するような、超広帯域な周波数特性を必要とするようなシステムにおいても可変性を有する小型アンテナを導入しうる。

上記の説明から把握される技術的思想は以下の通りである。

誘電体基板（１０３）を有する指向性可変スロットアンテナであって、
前記誘電体基板（１０３）の裏面には、有限の面積の接地導体（１０１）とスロット領域（１０９）とが形成されており、
前記スロット領域（１０９）は、前記接地導体（１０１）を、第一の接地導体（１０１ａ）および第二の接地導体（１０１ｂ）からなる二つの領域に分割し、
前記スロット領域（１０９）の両端にはそれぞれ開放端（１１１ａ、１１１ｂ）が形成されており、
前記誘電体基板（１０３）の裏面には、さらに、前記スロット領域（１０９）を横断して前記第一の接地導体（１０１ａ）と前記第二の接地導体（１０１ｂ）を接続する２つの選択的導通経路群（１１９，１２１）が配置されており、
前記誘電体基板（１０３）の表面には、前記スロット領域（１０９）の長手方向中央付近の給電箇所（１１３）において前記スロット領域（１０９）と交差する給電線路（１１５）が配置されており、
前記２つの選択的導通経路群（１１９，１２１）は、第１の選択的導通経路（１１９）および第２の選択的導通経路（１２１）からなり、
前記第１の選択的導通経路（１１９）および第２の選択的導通経路（１２１）は、前記誘電体基板（１０３）の法線方向から前記指向性可変スロットアンテナを透過した透過平面視において、前記給電線路（１１５）を間に挟む。

ここで、スロット共振器長Ｌｓを、前記第１の選択的導通経路（１１９）と前記スロット領域（１０９）の−Ｘ方向の先端に位置する開放端（１１１ｂ）との間の距離、スロット幅Ｗｓが前記第１の接地導体（１０１ａ）と前記第２の接地導体（１０１ｂ）との間の距離と設定したとき、
Ｗｓが（Ｌｓ／８）以下である場合には、前記Ｌｓが動作帯域の中心周波数ｆ０に対して４分の１実効波長と同一の長さになるように設定され、
Ｗｓが（Ｌｓ／８）を超える場合には、（２Ｌｓ＋Ｗｓ）が動作帯域の中心周波数ｆ０に対して２分の１実効波長と同一の長さになるように設定される。

第一の状態においては、第１の選択的導通経路（１１９）を導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路（１１９）を開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射（１２３ａ）させ、第二の状態においては、第１の選択的導通経路（１１９）を開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路（１２１）を導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射（１２３ｂ）させる。

前記給電箇所（１１３）付近の第一の地点（２２１）において、前記給電線路（１１３）が二本以上の分岐線路を含む分岐線路群（１１５ａ、１１５ｂ）に一旦分岐され、前記分岐線路群の内、２本以上の分岐線路（１１５ａ、１１５ｂ）を前記スロット（１０９）付近の第二の地点（２２３）において再度接続して給電線路（１１５）内にループ配線（２０９）を形成し、全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定されている。

本発明の駆動方法により駆動される可変スロットアンテナの透視模式図であって、（ａ）は主ビーム方向を右側に向ける場合の透視模式図、（ｂ）は主ビーム方向を左側に向ける場合の透視模式図である。 本発明の駆動方法により駆動される可変スロットアンテナの構造断面図であって、（ａ）は図１（ａ）の直線Ａ１−Ａ２での構造断面図、（ｂ）は図１（ａ）の直線Ｂ１−Ｂ２での構造断面図である。 本発明の可変スロットアンテナの透視模式図であって、（ａ）は給電構造にインダクティブ共振器領域を含まない場合の透視模式図、（ｂ）は給電構造にインダクティブ共振器領域を含む場合の透視模式図である。 無限の接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信号配線に分岐部を有する二回路の模式図であって、（ａ）はループ配線の場合の模式図、（ｂ）は先端開放スタブ配線の場合の模式図、（ｃ）はループ配線の場合で、特に第二の経路が極端に短く設定された場合の模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの一形態における接地導体での高周波電流の経路を説明する透視模式図である。 伝送線路の接地導体での高周波電流の集中箇所を説明するための断面構造図であって、（ａ）は一般的な伝送線路の場合の断面構造図、（ｂ）分岐された伝送線路の場合の断面構造図である。 本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナ上に高周波的に実現する構造の模式図であって、（ａ）は図１（ａ）の駆動条件時の模式図、（ｂ）は図１（ｂ）の駆動条件時の模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。 （ａ）および（ｂ）は、本発明の選択性導通経路の周辺の拡大図である。 本発明の選択性導通経路の周辺の拡大図である。 本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。 本発明の可変スロットアンテナの断面構造図である。 実施例１の可変アンテナの構造図である。 実施例１の可変アンテナの第一の駆動状態での反射特性の周波数依存性図である。 実施例１の可変アンテナの放射特性図であって、（ａ）は第一、第二の駆動状態での２．５ＧＨｚでの放射特性比較図、（ｂ）は第一、第二の駆動状態での４．５ＧＨｚでの放射特性比較図である。 実施例２の可変アンテナの構造図である。 実施例２の可変アンテナの第一の駆動状態での反射特性の周波数依存性図である。 実施例２の可変アンテナの放射特性図であって、（ａ）は第一、第二の駆動状態での３ＧＨｚでの放射特性比較図、（ｂ）は第一、第二の駆動状態での６ＧＨｚでの放射特性比較図、（ｃ）は第一、第二の駆動状態での９ＧＨｚでの放射特性比較図である。 一般的な４分の１波長スロットアンテナの構造模式図であって、（ａ）上面透視模式図であって、（ｂ）は断面側面模式図、（ｃ）は上面から透視した裏面模式図である。 （ａ）は特許文献１の４分の１波長スロットアンテナの構造模式図、（ｂ）は低周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図、（ｃ）は高周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図である。 非特許文献１に記載のスロットアンテナ構造の上面透視模式図である。 特許文献３にて開示された可変アンテナの構造図である。

符号の説明

１０１、１０１ａ、１０１ｂ 接地導体、接地導体領域
１０３ 誘電体基板
１０５ 接地導体の側面外縁部
１０７ 奥行き方向
１０９ スロット領域
１１１ａ、１１１ｂ スロット開放端
１１３ 給電箇所
１１５、１６ 給電線路
１１５ａ、１１５ｂ ループ配線を構成する第一、第二の経路
１１７ａ、１１７ｂ 給電箇所から各スロット開放端１１１ａ、１１１ｂを臨む方向
１１９、１１９−１、２、・・・Ｎ 第一の選択的導通経路
１２１、１２１−１、２、・・・Ｎ 第二の選択的導通経路
１２３ａ、１２３ｂ 各駆動状態における主ビーム方向
１２５ 終端点
１２７ インダクティブ共振器領域
２０１、２０３ 入出力端子
１０９ｘ、１０９ｙ 寄生素子
２０５ａ、２０５ｂ、１８−１、２、３ スイッチ素子
２０９、２０９ａ、２０９ｂ、２０９ｃ、２０９ｄ、２０９ｅ、２０９ｆ ループ配線
２１１ 伝送線路
２２１、２２３ ループ配線の分岐点
２３３、２３５ 高周波電流が流れる方向
２３７、２３９ 境界線
Ｌｓ スロット長
Ｗｓ スロット幅
ｔ３ スロット中心から給電線路の開放終端点までの距離
ｔ４ インダクティブ共振器領域長
Ｌo スロット中心から給電線路１１５との結合点までのオフセット長
Ｌｄ２ スロット終端点から給電線路１１５までのオフセット長
ｔ１、ｔ２ インダクティブ共振器領域を構成する各部位の線路長
ＷＬ インダクティブ共振器領域の給電線路１１５幅
４０１ 信号導体
４０３、４０５ 信号導体の端縁部
４０７ 信号導体の中央部に対向する接地導体上の領域
４０９、４１１ 分岐された信号導体
４１３、４１５ 信号導体分岐に基づき接地導体に高周波電流が誘起される領域
ｆ０ 動作帯域の中心周波数
ｆＨ 動作帯域の上限周波数
Ｌｐ１、Ｌｐ２ 第一、第二の経路長
Ｌｐ ループ長
Ｌｐ３ 開放スタブ長

Claims (22)

1. 誘電体基板を有する指向性可変スロットアンテナであって、
   前記誘電体基板の裏面には、有限の面積の接地導体とスロット領域とが形成されており、
   前記スロット領域は、前記接地導体を、第一の接地導体および第二の接地導体に分割し、
   前記スロット領域の両端にはそれぞれ開放端が形成されており、
   前記誘電体基板の裏面には、さらに、前記スロット領域を横断して前記第一の接地導体と前記第二の接地導体を接続する少なくとも２つの選択的導通経路群が配置されており、
   前記誘電体基板の表面には、前記スロット領域の長手方向中央付近の給電箇所において前記スロット領域と交差する給電線路が配置されており、
   前記少なくとも２つの選択的導通経路群は、第１の選択的導通経路および第２の選択的導通経路を有し、
   スロット共振器長Ｌｓを、前記第１の選択的導通経路と前記スロット領域の−Ｘ方向の先端に位置する開放端との間の距離、
   スロット幅Ｗｓを、前記第１の接地導体と前記第２の接地導体との間の距離と設定したとき、
   前記第２の選択的導通経路と前記スロット領域のＸ方向の先端に位置する開放端との間の距離は、前記スロット共振器長Ｌｓに等しく、
   Ｗｓが（Ｌｓ／８）以下である場合には、前記Ｌｓが動作帯域の中心周波数ｆ０に対して４分の１実効波長と同一の長さになるように設定され、
   Ｗｓが（Ｌｓ／８）を超える場合には、（２Ｌｓ＋Ｗｓ）が動作帯域の中心周波数ｆ０に対して２分の１実効波長と同一の長さになるように設定されており、
   前記第１の選択的導通経路および第２の選択的導通経路は、前記誘電体基板の法線方向から前記指向性可変スロットアンテナを透過した透過平面視において、前記給電線路を間に挟み、
   前記スロット領域の長手方向をＸ方向、前記給電線路の長手方向をＹ方向、前記誘電体基板の法線方向をＺ方向と設定したとき、
   前記開放端のうち、前記スロット領域のＸ方向の先端に位置する開放端と前記給電箇所との間に前記第１の選択的導通経路が配置され、かつ、前記開放端のうち、前記スロット領域の−Ｘ方向の先端に位置する開放端と前記給電箇所との間に前記第２の選択的導通経路が配置されており、
   第一の状態においては、第１の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射させ、
   第二の状態においては、第１の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射させ、
   前記給電箇所付近の第一の地点において、前記給電線路が二本以上の分岐線路を含む分岐線路群に一旦分岐され、前記分岐線路群の内、２本以上の分岐線路を前記スロット付近の第二の地点において再度接続して給電線路内にループ配線を形成し、
   全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定されている、指向性可変スロットアンテナ。
2. 少なくとも一つの前記ループ配線が前記スロット領域と前記接地導体の境界線と交差し、前記スロット領域の開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記スロット領域が励振される請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
3. 先端開放終端点より、動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長の長さの領域の前記給電線路が５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成されるインダクティブ共振器領域に設定され、
   前記インダクティブ共振器領域において、前記給電線路と前記スロット領域が少なくとも一部で交差する請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
4. 前記給電線路が分岐された分岐配線の配線幅の総和が、同一基板上での５０Ωの特性インピーダンスの伝送線路の配線幅と同一、もしくは狭く設定される請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
5. 第一、および第二の状態において、前記接地導体が有する最低次の共振周波数が、前記可変スロットアンテナの動作帯域より低く設定される請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
6. 前記給電箇所付近での前記給電線路と前記スロット領域形状が鏡面対称に配置され、前記第一の方向と前記第二の方向が鏡面対称な方向である請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
7. 前記第一の方向と前記第二の方向が平行且つ逆向きであることを特徴とする請求項６に記載の可変スロットアンテナ。
8. 前記第１の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
   前記第一の状態においては、前記第１の選択的導通経路の前記複数の部分の少なくとも１つを導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射させ、
   前記第二の状態においては、前記第１の選択的導通経路の前記複数の部分のすべてを開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射させる、請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
9. 前記第２の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
   前記第一の状態においては、第１の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路の前記複数の部分のすべてを開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射させ、
   前記第二の状態においては、第１の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路の前記複数の部分の少なくとも１つを導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射させる、請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
10. 前記スロット領域は、前記開放端に向かってテーパ状にスロット幅が広がっている部分を有している請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
11. 前記第一の接地導体および第二の接地導体の外縁のうち、前記スロット領域を介して対向する部分は、Ｚ方向から見たときに複数の凹凸がＸ方向に沿って配列された平面形状を有している、請求項１に記載の可変スロットアンテナ。
12. 誘電体基板を有する指向性可変スロットアンテナであって、
    前記誘電体基板の裏面には、有限の面積の接地導体とスロット領域とが形成されており、
    前記スロット領域は、前記接地導体を、第一の接地導体および第二の接地導体に分割し、
    前記スロット領域の両端にはそれぞれ開放端が形成されており、
    前記誘電体基板の裏面には、さらに、前記スロット領域を横断して前記第一の接地導体と前記第二の接地導体を接続する少なくとも２つの選択的導通経路群が配置されており、
    前記誘電体基板の表面には、前記スロット領域の長手方向中央付近の給電箇所において前記スロット領域と交差する給電線路が配置されており、
    前記少なくとも２つの選択的導通経路群は、第１の選択的導通経路および第２の選択的導通経路を有し、
    スロット共振器長Ｌｓを、前記第１の選択的導通経路と前記スロット領域の−Ｘ方向の先端に位置する開放端との間の距離、
    スロット幅Ｗｓを、前記第１の接地導体と前記第２の接地導体との間の距離と設定したとき、
    前記第２の選択的導通経路と前記スロット領域のＸ方向の先端に位置する開放端との間の距離は、前記スロット共振器長Ｌｓに等しく、
    Ｗｓが（Ｌｓ／８）以下である場合には、前記Ｌｓが動作帯域の中心周波数ｆ０に対して４分の１実効波長と同一の長さになるように設定され、
    Ｗｓが（Ｌｓ／８）を超える場合には、（２Ｌｓ＋Ｗｓ）が動作帯域の中心周波数ｆ０に対して２分の１実効波長と同一の長さになるように設定されており、
    前記第１の選択的導通経路および第２の選択的導通経路は、前記誘電体基板の法線方向から前記指向性可変スロットアンテナを透過した透過平面視において、前記給電線路を間に挟み、
    前記スロット領域の長手方向をＸ方向、前記給電線路の長手方向をＹ方向、前記誘電体基板の法線方向をＺ方向と設定したとき、
    前記開放端のうち、前記スロット領域のＸ方向の先端に位置する開放端と前記給電箇所との間に前記第１の選択的導通経路が配置され、かつ、前記開放端のうち、前記スロット領域の−Ｘ方向の先端に位置する開放端と前記給電箇所との間に前記第２の選択的導通経路が配置され、
    前記給電箇所付近の第一の地点において、前記給電線路が二本以上の分岐線路を含む分岐線路群に一旦分岐され、前記分岐線路群の内、２本以上の分岐線路を前記スロット付近の第二の地点において再度接続して給電線路内にループ配線を形成し、
    全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定されており、
    第１の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射させる第一工程と、
    第１の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射させる第二工程と、
    を包含する可変スロットアンテナの駆動方法。
13. 少なくとも一つの前記ループ配線が前記スロット領域と前記接地導体の境界線と交差し、前記スロット領域の開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記スロット領域が励振される請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
14. 先端開放終端点より、動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長の長さの領域の前記給電線路が５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成されるインダクティブ共振器領域に設定され、
    前記インダクティブ共振器領域において、前記給電線路と前記スロット領域が少なくとも一部で交差する請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
15. 前記給電線路が分岐された分岐配線の配線幅の総和が、同一基板上での５０Ωの特性インピーダンスの伝送線路の配線幅と同一、もしくは狭く設定される請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
16. 第一、および第二工程において、前記接地導体が有する最低次の共振周波数が、前記可変スロットアンテナの動作帯域より低く設定される請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
17. 前記給電箇所付近での前記給電線路と前記スロット領域形状が鏡面対称に配置され、前記第一の方向と前記第二の方向が鏡面対称な方向である請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
18. 前記第一の方向と前記第二の方向が平行且つ逆向きであることを特徴とする請求項１７に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
19. 前記第１の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
    前記第一工程においては、前記第１の選択的導通経路の前記複数の部分の少なくとも１つを導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射させ、
    前記第二工程においては、前記第１の選択的導通経路の前記複数の部分のすべてを開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路を導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射させる、請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
20. 前記第２の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
    前記第一工程においては、第１の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路の前記複数の部分のすべてを開放状態に選択することにより、−Ｘ方向に主ビームを放射させ、
    前記第二工程においては、第１の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第２の選択的導通経路の前記複数の部分の少なくとも１つを導通状態に選択することにより、Ｘ方向に主ビームを放射させる、請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
21. 前記スロット領域は、前記開放端に向かってテーパ状にスロット幅が広がっている部分を有している請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
22. 前記第一の接地導体および第二の接地導体の外縁のうち、前記スロット領域を介して対向する部分は、Ｚ方向から見たときに複数の凹凸がＸ方向に沿って配列された平面形状を有している、請求項１２に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。

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