WO2007138960A1 - 可変スロットアンテナ及びその駆動方法 - Google Patents

可変スロットアンテナ及びその駆動方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2007138960A1
WO2007138960A1 PCT/JP2007/060551 JP2007060551W WO2007138960A1 WO 2007138960 A1 WO2007138960 A1 WO 2007138960A1 JP 2007060551 W JP2007060551 W JP 2007060551W WO 2007138960 A1 WO2007138960 A1 WO 2007138960A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
slot
conduction path
selective conduction
region
variable
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/060551
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hiroshi Kanno
Ushio Sangawa
Original Assignee
Panasonic Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corporation filed Critical Panasonic Corporation
Priority to JP2007554779A priority Critical patent/JP4131985B2/ja
Priority to CN200780008962XA priority patent/CN101401258B/zh
Publication of WO2007138960A1 publication Critical patent/WO2007138960A1/ja
Priority to US12/179,096 priority patent/US7535429B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/24—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the orientation by switching energy from one active radiating element to another, e.g. for beam switching
    • H01Q3/247—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the orientation by switching energy from one active radiating element to another, e.g. for beam switching by switching different parts of a primary active element

Definitions

  • the present invention relates to variable directivity of an antenna having wideband characteristics suitable for transmitting and receiving analog high-frequency signals such as microwave bands and millimeter-wave bands, or digital signals.
  • the frequency band approved from 3.1GHz to 10.6GHz for high-speed communication systems for short distances is as wide as 109.5% as the ratio band normalized by the center frequency fO in the band. It is extremely difficult to cover the entire band with the ratio band characteristics of less than 5% of the patch antenna known as the basic antenna and about 10% of the half-wave slot antenna. .
  • a specific band power of about 30% is required to cover the 8 GHz to 2.4 GHz band with the same antenna.
  • a bandwidth ratio of 100% or more is required.
  • Fig. 25 The schematic diagram of Fig. 25 is a quarter-wave slot antenna, the most basic planar antenna. It is known that a value of about 15% can be obtained as a specific band.
  • Fig. 25 (a) shows a schematic perspective view from the upper surface side
  • Fig. 25 (b) shows a schematic cross-sectional view cut along a straight line AB
  • Fig. 25 (c) shows a schematic diagram of the rear surface perspective seen from the upper surface side.
  • a feeding line 115 is provided on the upper surface of the dielectric substrate 103, and a notch is formed in the depth direction from the edge portion 105 of the finite ground conductor 101 on the rear surface side.
  • 111 functions as an open slot 109.
  • the slot 109 is a circuit obtained by completely removing the conductor in the thickness direction in a part of the ground conductor 101, and the slot order Ls is the lowest order resonance in the vicinity of the frequency corresponding to a quarter effective wavelength. Demonstrate the phenomenon.
  • the feed line 115 partially faces and intersects with the slot 109 to excite the slot 109.
  • the external circuit is connected via the input terminal 201.
  • the distance t3 from the open end point 125 of the feed line 115 to the slot 109 is set to a length of about a quarter effective wavelength at the center frequency f0 in order to achieve input matching.
  • Patent Document 1 discloses a structure for operating a quarter-wave slot antenna at a plurality of resonance frequencies.
  • Figure 26 (a) shows a schematic diagram of the structure.
  • the quarter-wave slot 10 9 formed by cutting out a part of the ground conductor 101 on the back surface of the dielectric substrate 103 is excited at the feeding point 113, and normal antenna operation can be obtained.
  • the resonant frequency of the normal slot antenna is a force defined by the loop length of the slot 109.
  • the capacitive element 16 set between points 1a and 16b in Patent Document 1 is a signal with a frequency higher than the original resonant frequency of the slot 109. Therefore, the slot resonator length Ls can be changed according to the frequency. In other words, as shown in Fig.
  • the resonator length of the slot is not changed from the usual, but is determined by the physical length of the notch structure, whereas in Fig. 26 (c) As shown, it operates at a high frequency so that the resonator length Ls2 of the slot is shorter than the physical resonator length Ls at a high frequency. Therefore, it is assumed that double resonance operation can be realized by one slot resonator structure.
  • Non-Patent Document 1 discloses a method of operating a half-wavelength slot antenna over a wide band. As described above, in the slot antenna input matching method shown in FIG. 25, the slot resonator 109 is excited at a point where the effective wavelength is a quarter from the open end point 125 of the feed line 115 at the center frequency f0. Methods have traditionally been employed. However, in Non-Patent Document 2, as shown in a top perspective schematic diagram in FIG. 27, the distance from the open end point 125 of the feed line 115 to the quarter effective wavelength at fO on the input terminal 201 side. The line width of the feeder line 115 in the region corresponding to is reduced to form a resonator, and is coupled to the slot 109 near the center of the formed inductive resonator region 127.
  • Non-Patent Document 2 uses a substrate with a dielectric constant of 2.94 and a height of 0.75 mm, assumes a slot length (Ls) of 24 mm, and a design frequency of 5 GHz.
  • the line length (tl + t2 + Ws) of the quarter wavelength line in the inductive resonator region is 9.8 mm
  • the line width W2 is 0.5 mm
  • the offset distance (Lo) between the feed line 115 and the slot center is This corresponds to the frequency dependence of the reflection intensity characteristics when changing from 9.8 mm to 10.2 mm.
  • Good reflection intensity characteristics of minus 10 dB or less are obtained (from 4.1 GHz to 5.7 GHz).
  • this band characteristic is far superior to the 9% band ratio of a normal slot antenna manufactured under the same substrate conditions.
  • Patent Document 2 as a sector-one antenna using a slot antenna, a plurality of slot antennas are arranged radially, and switching of the main beam direction is realized by switching the path on the feeder line side.
  • One antenna configuration is disclosed.
  • the main beam direction batch switching of the radiated electromagnetic wave having an ultra-wideband frequency component is realized by using a Vivaldian antenna known as having an ultra-wideband antenna characteristic as an antenna.
  • Patent Document 3 discloses an example of a variable antenna that tilts the main beam direction radiated from the radiating slot element using a parasitic parasitic element. In the variable antenna shown in FIG.
  • the half effective wavelength slot resonator excited by the feed line 115 is a radiator (slot) 109
  • the parasitic slot resonator is a parasitic element 109x, 109y in close proximity.
  • the function of the parasitic element with respect to the reflector can be switched between a waveguide and a reflector, and the direction of the radiation beam from the radiator can be changed.
  • the slot length of the parasitic elements can be adjusted to be shorter than the slot length of the radiator, and for the parasitic elements 109x and 109y to function as a reflector.
  • the slot length set on the circuit board is set to be long in advance, and in the state of functioning as a slot circuit with a short slot length, the switch element spans the slot in the width direction in the middle of the slot length.
  • 205a and 205b selectively conduct between the ground conductors.
  • Patent Document 3 mentions the use of a MEMS switch as an example of a method for realizing the switch elements 205a and 205b.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2004-336328
  • Patent Document 2 Special Table 2003-527018
  • Patent Document 3 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-210520
  • Patent Document 4 Special Table 2005—514844
  • Non-Patent Document 1 “A Novel Broadband Microstrip—Fed Wide Slot Antenn a With Double Rejection Zeros” IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, vol. 2, 2003, pp. 194-196
  • Patent Document 1 although a wide band operation is realized by introducing a capacitive reactance element into the slot, no dramatic switching function of directivity is disclosed at all. In addition, specifically, additional components such as a chip capacitor are required for the capacitive reactance element, and it was easily imagined that the characteristics of the antenna would vary due to variations in the characteristics of newly introduced additional components. Patent Document 1 does not disclose any directivity variable function that switches the main beam direction of an antenna having a wide band characteristic at once.
  • Non-Patent Document 1 shows a narrow slot width Ws, similar to fig. 1 in Non-Patent Document 1. However, under the conditions where the above broadband characteristics are obtained, 4 Ws is set to a value of 5 mm, which corresponds to a length of more than half of the 1/8 wavelength range of 9.8 mm.
  • Non-Patent Document 1 does not disclose any directivity variable function that switches the main beam direction of an antenna having a wide band characteristic at once.
  • the antenna disclosed in Patent Document 2 is a driving method in which four slot antennas that do not share most of the constituent elements are arranged and introduced radially in the structure, and the power feeding circuit to each slot antenna is switched. Although the main beam direction switching function is realized, the antenna structure is extremely large, and there is a problem in realizing a small communication terminal.
  • the antenna disclosed in Patent Document 3 also has a problem from the viewpoint of miniaturization because slot antennas that do not share components are arranged in parallel.
  • the main beam direction of the antenna may change in a different direction within the operating frequency band. was there. Therefore, the antenna disclosed in Patent Document 3 cannot maintain the main beam alignment direction within the band and satisfy the conditions.
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and keeps the main beam direction in a lump while keeping the main beam direction in the same direction in the entire operation band while maintaining a small circuit configuration. The purpose is to provide a variable slot antenna that realizes the function of switching dramatically and its driving method.
  • variable slot antenna of the present invention includes:
  • a dielectric substrate A dielectric substrate
  • the ground conductor is completely divided into two finite ground conductor areas, and a slot area with both ends open is formed.
  • a feed line that intersects a region near the center in the length direction of the slot region is disposed on the surface of the dielectric substrate
  • a selective conduction path capable of selecting whether or not to connect between the separated finite ground conductor regions across the slot region in the width direction is provided from the intersection of the feed line and the slot region to the slot.
  • the variable slot antenna structure is placed one by one in the direction facing the open areas at both ends of the area.
  • a feed line that intersects the slot region at a feed point near the longitudinal center of the slot region is disposed on the surface of the dielectric substrate
  • the feeding line is once branched into a branch line group including at least two branch lines,
  • branch line group at least one pair of branch line pairs are connected again at a second point near the slot to form a loop wiring in the feed line,
  • the maximum loop length of all the loop wirings included in the structure is set to a length less than 1 effective wavelength at the upper limit frequency of the operating band
  • the selective conduction path group In the first state, in the selective conduction path group, at least one or more second conductive lines arranged on the first direction side facing the first open end side of the slot region from the power feeding point. All the selective conduction paths are selected in an open state, and the selective conduction path group And at least one or more of at least one second selective conduction path disposed on the second direction side facing the second open end side of the slot region from the feeding point. Selecting the second selective conduction path of the first to a conduction state and emitting the main beam in the first direction;
  • At least one or more of the first selective conduction paths are selected as a conduction state, and all the second selective conduction paths are selected as an open state.
  • the main beam is emitted in the direction.
  • variable slot antenna of the present invention it is possible to realize a wide band with a small structure, which is difficult to realize with the conventional slot antenna.
  • maintaining the main beam orientation direction within the operating band and dramatically switching the main beam direction at the same time can be satisfied at the same time, so ultra-wideband high-speed communication can be used in mobile terminals where transmission and reception conditions change every moment. This makes it possible to implement functional multiband terminals.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a variable slot antenna driven by the driving method of the present invention, where (a) is a schematic perspective view when the main beam direction is directed to the right side, and (b) is a main beam. It is a perspective schematic diagram in the case where the direction is directed to the left side.
  • FIG. 2 is a structural cross-sectional view of a variable slot antenna driven by the driving method of the present invention, where (a) is a structural cross-sectional view taken along line A1-A2 in FIG. 1 (a), and (b) is FIG.
  • FIG. 3A is a structural cross-sectional view along line B1-B2 in (a).
  • FIG. 3 is a perspective schematic diagram of the variable slot antenna of the present invention, where (a) is a perspective schematic diagram when the feed structure does not include an inductive resonator region, and (b) is an inductive resonator region in the feed structure.
  • FIG. 3 is a perspective schematic diagram of the variable slot antenna of the present invention, where (a) is a perspective schematic diagram when the feed structure does not include an inductive resonator region, and (b) is an inductive resonator region in the feed structure.
  • FIG. 4 Schematic diagram of two circuits with a branch in signal wiring in a general high-frequency circuit structure with an infinite ground conductor structure on the back,
  • (a) Schematic diagram for loop wiring (B) is a schematic diagram in the case of stub wiring with an open end, and (c) is a schematic diagram in the case of loop wiring, especially when the second path is set extremely short.
  • FIG. 5 shows the high-frequency current in the ground conductor in one embodiment of the variable slot antenna of the present invention. It is a perspective schematic diagram explaining a path
  • FIG. 6 A cross-sectional structure diagram for explaining the location of high-frequency current concentration in the ground conductor of the transmission line, (a) is a cross-sectional structure diagram in the case of a general transmission line, (b) branched It is a cross-sectional structure diagram in the case of a transmission line.
  • FIG. 7 A perspective schematic view showing an example of a feed structure of the variable slot antenna of the present invention.
  • FIG. 8 A perspective schematic view showing an example of a feed structure of the variable slot antenna of the present invention.
  • FIG. 9 A perspective schematic diagram showing an example of a feed structure of the variable slot antenna of the present invention.
  • FIG. 10 A perspective schematic view showing an example of a feed structure of the variable slot antenna of the present invention.
  • 11 A schematic diagram of the structure realized at high frequency on the variable slot antenna of the present invention, where (a) is a schematic diagram under the driving conditions of FIG. 1 (a), and (b) is a schematic diagram of FIG. 1 (b).
  • FIG. 6 is a schematic diagram at the time of driving conditions.
  • FIG. 12 is a schematic perspective view of a variable slot antenna of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic perspective view of a variable slot antenna of the present invention.
  • FIG. 16 is a schematic perspective view of a variable slot antenna according to the present invention.
  • FIG. 17 is a perspective schematic view of a variable slot antenna of the present invention.
  • FIG. 19 is a structural diagram of the variable antenna of Example 1.
  • FIG. 20 is a frequency dependence diagram of reflection characteristics of the variable antenna of Example 1 in the first driving state.
  • FIG. 22 is a structural diagram of the variable antenna of Example 2.
  • FIG. 23 is a frequency dependence diagram of the reflection characteristics of the variable antenna of Example 2 in the first driving state.
  • FIG. 24 is a radiation characteristic diagram of the variable antenna of Example 2, wherein (a) shows the first and second driving states. Comparison of radiation characteristics at 3 GHz in the state, (b) Comparison of radiation characteristics at 6 GHz in the first and second driving states, and (c) at 9 GHz in the first and second driving states.
  • Fig. 25] is a structural schematic diagram of a typical quarter-wave slot antenna, (a) a schematic top perspective view, (b) a schematic cross-sectional side view, c) is a schematic back view seen through from the top.
  • FIG. 26 (a) is a schematic diagram of the structure of a quarter-wave slot antenna of Patent Document 1, and (b) is a schematic diagram of the structure of the slot antenna when operating in a low frequency band. (c) is a schematic diagram of the structure of a slot antenna when operating in a high frequency band.
  • FIGS. 1 (a) and 1 (b) the structure of the variable slot antenna of the present embodiment will be described using a schematic top view, and the variability of the directivity characteristics of the variable slot antenna obtained in two driving states will be described. Is schematically shown.
  • FIGS. 2 (a) and 2 (b) are cross-sectional schematic views of the structure cut along the straight lines A1_A2 and B1-B2 in FIG. 1, respectively.
  • an embodiment of a driving method for switching the main beam direction to the left and right will be described as an example of a highly symmetric variable slot antenna structure as an embodiment having high symmetry.
  • a ground conductor 101 having a finite area is formed on the back surface of the dielectric substrate 103, and a slot region 109 is formed in which both ends are opened by notching in the depth direction 107 from the side edge 105 of the ground conductor 101. ing. That is, the finite ground conductor 101 is divided into two parts by the slot region 109 into a first ground conductor 101a and a second ground conductor 101b. As a result, both ends of the slot area 109 become the first open end llla and the second open end 111b, respectively. At the feeding point 113 in the center of the slot region 109, the slot region 109 intersects with the feeding line 115 formed on the surface of the dielectric substrate 103.
  • the direction facing the first open end 11 la from the feeding point 113 is defined as a first direction 117a, and at least one first selective conduction path 119 is formed from the feeding point 113 to the first direction side. Yes.
  • the direction facing the second open end 111b from the feeding point 113 is the second direction 117b, and at least one second selective conduction path 121 is provided from the feeding point 113 to the second direction side. It is formed.
  • the number of the first selective conduction paths 119 and the number of the second selective conduction paths 121 is one will be described first. That is, as shown in FIG. 1, two selective conduction paths 119 and 121 are arranged on the left and right sides from the feeding point 113, respectively.
  • the first selective conduction path 119 and the second selective conduction path 121 are both divided into the first ground conductor 101a and the second ground conductor 101b divided by the slot region 109 based on a control signal supplied from the outside. It plays the role of selectively conducting the gaps.
  • FIG. 1 (a) it is assumed that the first selective conduction path 119 is conducted and the second selective conduction path 121 is controlled to be in an open state.
  • the selective conduction path 1 19 is opened, and the second selective conduction path 121 is controlled to be in a conduction state. Due to the control of the first and second selective conduction paths, in the state of FIG. In the state of the arrow 123a and in the state of FIG. 1 (b), it is possible to align the radiated electromagnetic wave in the main beam direction in the direction of the arrow 123b.
  • the feed line 115 is branched into at least two or more branch wires 115a, 115b ′... At a first branch point 223 in the vicinity of the feed point 113.
  • the pair of branch lines 115a and 115b are connected again to form a loop line 209.
  • the loop length of the loop wiring 209 is set to be less than 1 times the effective wavelength at fH.
  • the loop wiring is preferably arranged at two locations so as to intersect two boundary lines of the slot region 109 and the ground conductors 101a and 101b.
  • variable slot antenna of the present invention can have two types of feed line structures as shown in the top perspective schematic diagrams in FIGS. 3 (a) and 3 (b).
  • the distance t3 from the open end point 125 of the feed line 115 to the center in the width direction of the slot region 109 is a quarter effective wavelength at fO.
  • the input matching is obtained in the operating band including fO.
  • the characteristic impedance of the feeder line 115 is preferably set to 50 ⁇ .
  • variable slot antenna of the present invention can have a feed line structure as already shown in FIG. 1 and a top perspective schematic view shown in FIG. 3 (b).
  • the area corresponding to the distance of (tl + Ws + t2) from the open end point 125 of the feed line 115 toward the input terminal is an inductive resonator region composed of a transmission line having a characteristic impedance higher than 50 ⁇ .
  • the feeding structure is set to 127.
  • the impedance Zo of a general external circuit connected to the input terminal 201 and the characteristic impedance of the feed line 115 are preferably matched, the impedance of the inductive resonator region 127 is The characteristic impedance is set to a higher value. In the configuration shown in Fig.
  • the region length of the inductive resonator region 127 is set to about a quarter effective wavelength at fO.
  • the slot width Ws is preferably set to be about the same as the sum of tl and t2.
  • the structure shown in Fig. 3 (a) is effective for obtaining broadband characteristics under the condition that the slot width Ws must be set narrow, and the structure shown in Fig. 3 (b) is used for setting the slot width Ws. This is effective when you want to obtain ultra-wideband characteristics under conditions with few restrictions.
  • the loop wiring 209 in the variable slot antenna of the present invention simultaneously performs the two functions of increasing the number of excitation locations of the slot resonator and adjusting the electrical length of the input matching circuit, thereby increasing the antenna bandwidth. Realized. The functions performed by the loop wiring are described in detail below.
  • FIG. 4 (a) shows a schematic circuit diagram in which the loop wiring 209 including the first path 115a and the second path 115b is connected between the input terminal 201 and the output terminal 203.
  • the loop wiring becomes the resonance condition under the condition that the sum of the path lengths Lpl and Lp2 of each of the first path 115a and the second path 115b corresponds to one time of the effective wavelength for the transmission signal, and as a ring resonator Sometimes used.
  • the introduction of the loop wiring 209 in the variable slot antenna of the present invention has a unique effect that cannot be obtained with the above-described general high-frequency circuit. provide.
  • the linear feed line 115 is replaced with the norepe wiring 209 in the vicinity of the location where the slot region 109 exists in the ground conductor 101, the local high-frequency current distribution around the slot region 109 is changed, and the slot antenna 109 The resonance characteristics can be changed.
  • the high-frequency current on the ground conductor branches off at the first branch point 221. In addition, it is guided in the direction of 233 along the first path 115a, and can also be guided to the side of 235 along the second path 115b.
  • the high-frequency current flow on the grounding conductor can generate different paths such as 233 and 235, and the force to excite the slot antenna at multiple locations can be achieved.
  • This local variation in the vicinity of the slot of the high-frequency current distribution on the ground conductor dramatically expands the operating band of the slot antenna.
  • Figure 6 shows a schematic diagram of the cross-sectional structure of the transmission line, and explains how the intensity distribution of the high-frequency current on the signal conductor side and the ground conductor side fluctuates due to signal conductor branching.
  • the signal conductor is not branched, and the high-frequency current is concentrated on the signal conductor side at the edge portions 403 and 405 of the signal conductor 401, and the high-frequency current is on the ground conductor 101 side. This concentration occurs in a region 407 facing the central portion of the signal conductor 401.
  • the loop wiring newly introduced in the variable slot antenna of the present invention has a function of adjusting the electrical length of the feed line 115 as well as fulfilling the function of providing a plurality of excitation locations of the slot antenna. is doing.
  • the fluctuation of the electrical length of the feed line due to the introduction of the loop wiring changes the resonance condition of the feed line 115 to the double resonance condition, further enhancing the effect of expanding the operating band of the present invention.
  • variable slot antenna of the present invention expands its operating band by simply inheriting the design principle of the feed line in each slot antenna shown in FIGS. Bigger.
  • the slot length is designed according to the operating frequency fO, and t3 is a quarter of fO. Set to effective wavelength. If the loop structure of the present invention is introduced in the vicinity of the slot in such a feed line 115 structure, the electrical length is short among the two paths constituting the loop wiring, and the electrical length is long when compared with the case where the path is connected. The resonance frequency of the feed line 115 in the case of passing through the path is separated, and a double resonance operation is guided.
  • the slot width Ws is set large, tl + t2 + Ws is set to a quarter effective wavelength at f 0, and transmission in the quarter effective wavelength region is performed.
  • the line is set to high impedance and impedance, and is operated under the condition that tl and t2 are almost equal.
  • variable slot antenna of the present invention can operate in a wider band than the conventional slot antenna in each operation state.
  • the loop wiring in the variable slot antenna of the present invention in order to maintain the broadband matching characteristics, the loop wiring must be used under conditions that do not cause unnecessary resonance alone.
  • the loop wiring 209 shown in Fig. 4 (a) as an example, the loop length Lp, which is the sum of the path lengths L pi and Lp2, is greater than the effective wavelength of the upper limit frequency fH of the operating band even in the largest loop wiring in the structure. Must also be set short.
  • a structure adopted in a general high-frequency circuit more frequently than the loop wiring There is an open stub shown in Fig. 4 (b). If an open stub 115s of length Lp3 is branched and connected to the transmission line 211, a resonance condition is established at a frequency at which Lp3 is a quarter effective wavelength, and signal transmission between the input terminal 201 and the output terminal 203 is performed. As a result, the band rejection filter function is exhibited, which is not preferable for the variable slot antenna of the present invention. Therefore, among the wires branched from the feed structure of the variable slot antenna according to the present invention, those that do not constitute the loop wiring can have a stub configuration. Even when the stub length is the maximum, at 4 fH. Must be set to less than 1 / effective wavelength.
  • the loop wiring is twice as effective as the quantified comparison in the frequency band than the open stub.
  • the open termination point 115t of the open stub in Fig. 4 (b) is open circuit-wise, no high-frequency current flows, and even if the open termination point 115t is placed near the slot, the force that excites the slot S It becomes difficult.
  • one point 115u of the loop wiring 209 in Fig. 4 (c) is never open because of the circuit, so a high-frequency current always flows, and if it is placed near the slot, the slot can be easily excited. From the point of view, in order to obtain the effect of the present invention, the use of loop wiring is more advantageous than the use of an open stub.
  • FIG. 7 is a schematic top perspective view of the embodiment in which the number of branches of the branch line portion of the feed line 115 is three.
  • the number of branch lines that branch off the feeder line 115 may be set to a value of three or more, but the operating band is dramatically expanded compared to the characteristics when branched into two. I can't hope for big.
  • the distribution strength of the high-frequency current is high in the branch line group branched into a plurality of paths 115a passing through the location closest to the open end of the slot and conversely passing through the location farthest from the open end of the slot This is because the intensity of the high-frequency current flowing through the path 115c wired between them is not strong.
  • the number of branches is 2
  • the loop length of the loop wiring formed by the path 115a and the path 115b will increase unintentionally, leading to a decrease in the resonance frequency of the loop wiring, and the variable slot antenna of the present invention.
  • the first route 115a and the second route 115b constituting the loop wiring are both in the slot region 109. It is preferable to intersect with at least one of the boundary lines 237 and 239 with the ground conductor 101.
  • the loop wiring 209 may be designed to cross both the boundary lines 237 and 239, respectively.
  • the loop wiring 209 is clearer than the figure shown in the trapezoidal shape, there is no limitation on the shape of the loop wiring.
  • a plurality of loop wirings 209 may be formed. When a plurality of loop wirings are provided, the plurality of loop wirings 209 may be connected in series as already shown in FIG. 1, or may be connected in parallel as already shown in FIG. Two loop wires may be directly connected, or may be indirectly connected via a transmission line having an arbitrary shape.
  • FIG. 8 As shown in another top view schematic diagram in FIG. 8, the loop wiring 209 may be designed to cross both the boundary lines 237 and 239, respectively.
  • the loop lines 209a and 209b may be arranged on the two straight lines lj that individually intersect with the boundary lines 237 and 239, respectively. Furthermore, as shown in the top perspective schematic diagram in FIG. 10, the parallel loop wirings 209c and 209d that individually intersect the boundary line 237 and the parallel loop wirings 209e and 209f that respectively intersect the boundary line 239 are connected in series. It may be configured to be arranged in the above.
  • the frequency at which the ground conductor 101 of a finite area constituting the variable slot antenna of the present invention resonates is made close to the operating band of the variable slot antenna of the present invention to obtain further wideband characteristics and multiband characteristics. Is also possible. That is, the frequency at which the ground conductor itself can resonate like a patch antenna, a monopole antenna, or a dipole antenna to obtain radiation characteristics is slightly lower than the resonance band of the variable slot antenna of the present invention. If it is set to, further expansion of the input matching band can be realized.
  • the line width of the loop wiring 209 is selected so that the same condition as the characteristic impedance of the feed line 115 connected to the input side or the open-ended end side or a high impedance condition is equivalently established. It is preferred that That is, when the feeder line 115 is bifurcated, it is preferable that the loop wiring is constituted by a branch wiring that is not more than half the line width of the original feeder line 115. As can be seen from Non-Patent Document 1, the slot antenna itself tends to be easily matched to the resistance value of 50 ⁇ by coupling with the high impedance line. Equivalently increasing the characteristic impedance of the feed line 115 near the slot region 109 is an effective force for realizing further low reflection characteristics.
  • the selective conduction path of either the first selective conduction path 119 or the second selective conduction path 121 is made conductive. Make sure that one of the selective conduction paths is open.
  • the main beam can be oriented in a direction facing the selective conduction path opened from the feeding point 113, and the main beam can be switched by switching between the selective conduction path that conducts and the selective conduction path that opens. The direction can be switched to a different direction.
  • the conductive selective conduction path is locally connected between the divided ground conductors 101a and 101b, and one side is open and one side is short-circuited in the structure.
  • a slot resonator with a 1 / effective wavelength can appear at high frequencies in each drive state.
  • Figures 11 (a) and 11 (b) schematically show the structure of the variable slot antenna driven in the state shown in Figures 1 (a) and 1 (b), respectively, at high frequencies.
  • the slot area of the variable slot antenna of the present invention is set in advance so that both ends are open ends. However, in each driving state, one end can be handled as being short-circuited in high frequency. For example, in FIG.
  • FIG. 11 (a) the open end 111a shown in FIG. 1 (a) is not shown. This is because the open end 111a can be ignored in terms of high frequency when facing from the feeding point 113 by the conduction control of the first selective conduction path 119 arranged in the direction facing the open end 111a from the feeding point 113. Because it becomes.
  • the second selective conduction path 121 is set in an open state at a high frequency, the influence of the specific shape of the second selective conduction path 121 on the radiation characteristics is extremely limited.
  • Figure 1 (a) can be approximated as shown in Figure 11 (a) in terms of high frequency.
  • the variable slot antenna in the driving state of Fig. 1 (b) can be approximated as shown in Fig. 11 (b) at high frequencies.
  • the main beam direction when a quarter effective wavelength slot resonator is fed is the direction from the power supply point toward the open end, so that the direction from the power supply point toward the open end can be switched depending on the driving state.
  • This variable slot antenna dramatic switching of the main beam direction can be realized.
  • FIGS. 5 and 7 to 10 also schematically show the structure realized at a high frequency in the variable slot antenna in any one driving state, and the selective conduction path is omitted. What The
  • FIG. 13 shows a state in which only the second selective conduction path 119-2 is controlled to conduct.Selection of the selective conduction path to conduct is selected. By selection, it is possible to adjust the resonator length of the formed slot resonator, and it is also possible to adjust the feed impedance to the slot resonator by selecting a selective conduction path that conducts. Also, of course, even if all the selective conduction paths are made conductive, it is not enough.
  • the conduction between the first ground conductor 101a and the second ground conductor 101b obtained by the first and second selective conduction paths has a passband near the operating frequency that does not have to be DC signal conduction. It may be limited high-frequency conduction.
  • a switch element such as a diode switch, a high-frequency transistor, a high-frequency switch, a MEMS switch, or the like that has low loss and high isolation characteristics in the antenna operating band can be obtained. Any of them can be used. If a diode switch is used, the configuration of the power feeding circuit can be simplified.
  • the selective conduction path 191 includes a switch element 191a capable of switching between conduction and release of a high-frequency signal, and protruding conductors 193a provided on both sides of the switch element 191a.
  • 19 is composed of 3b.
  • the conductors 193a and 193b have shapes projecting into the slot region 109 from the ground conductors 101a and 101b, respectively.
  • One of the conductors 193a and 193b may be removed from the structure, and the switch element 191a may be directly connected to either the ground conductor 101a or 101b.
  • conductor wires 193c and 193d are used to connect the ground conductor 101a and the switch element 191a, and between the ground conductor 101b and the switch element 191a.
  • An example of the implementation of the selective conduction path 191 when the size of the switch element 191a is larger than the width of the slot area 109 is shown in FIG. In any case, the selective conduction path is formed across the slot area to connect between the ground conductors 101a and 101b, and it is possible to control two states of high-frequency conduction and open in the path without fail.
  • the selective conduction path functions as a high-frequency open state when the switch element in the path is opened, and the switch element in the path is controlled to conduct.
  • Switch elements used in the high frequency band have parasitic circuit components depending on the structure, so it is strictly impossible to achieve a complete open state or complete conduction state. If the circuit design is performed in consideration of the parasitic circuit components in advance, the object of the present invention can be easily achieved, for example, the commercially available gallium arsenide PIN diode switch used in the embodiment of the present invention is connected in series.
  • the parasitic capacitance is 0.05 pF, and when it is open, it is possible to obtain sufficient isolation characteristics for the purpose of the present invention, which is about 25 dB in the 5 GHz band.
  • the above-mentioned sales diode switch has a series parasitic resistance of 4 ⁇ , and the conduction loss is about 0.3 dB in the 5 GHz band.
  • the eyes of the present invention Sufficiently low loss characteristics are obtained in. Therefore, even when driving the variable slot antenna of the present invention as arranged ideal sweep rate Tutsi elements ignore this value, antenna The deterioration of characteristics such as radiation efficiency is negligible. That is, the selective conduction path used in the present invention can be easily realized by a general circuit technique.
  • variable slot antenna of the present invention can change the main beam direction depending on the slot formation direction. In other words, if the direction facing the open end of the slot from the feeding point is made slightly downward, the main beam direction of the radiated electromagnetic wave can be oriented slightly downward.
  • the shape of the variable slot antenna of the present invention is not necessarily mirror-symmetric.
  • the slot width Ws (that is, the distance between the first ground conductor 101a and the second ground conductor 101b) is negligible compared to the slot resonator length Ls.
  • the slot length Ls is set to a quarter effective wavelength near the center frequency fO of the operating band. If the slot width Ws is wider than the slot resonator length Ls (in general, if Ws exceeds (Ls / 8)), the slot length (Ls X 2 + Ws) considering the slot width is f 0 In this case, it should be set so as to correspond to a half effective wavelength.
  • the slot resonator length Ls is defined as the distance from the selective conduction path (119 or 121) that is conducted to the opening 111 across the feeding line 115 and the feeding point 113.
  • Ls is fed from the switch 121 closest to the feed line 115 to the feed line 115 and the feed line. It is defined as the distance to the opening 111 across the point 113.
  • the shape of the slot area needs to be rectangular.
  • the boundary line with the grounding conductor region can be replaced with an arbitrary straight line or curved shape.
  • the shape of the slot region may be a structure in which the slot width is tapered near the open end. In the vicinity of the upper limit frequency of the operating band, the beam width is determined by the radiation aperture surface of the antenna. Therefore, widening the slot width near the open end makes it easy to realize a high-gain directional beam.
  • the main slot region that is, each of the substantially rectangular first ground conductor 101a and second ground conductor 101b. If one of the four sides has a small concavity and convexity on the opposite side), the effect of adding an IJ inductance directly to the main slot area can be obtained, and the slot length can be effectively shortened and the circuit size can be reduced. A preferable effect is obtained. Further, even with a variable slot antenna structure in which the slot width of the main slot region is narrowed and bent into a meander shape or the like, the main beam direction switching effect can be obtained by the driving method of the present invention.
  • Broadband matching characteristics can be obtained by grounding the termination point 125 of the feed line 115 via a resistance element. Similarly, it is possible to gradually widen the line width of the feeder line 115 near the termination point 125 and make the shape of the termination point radial to obtain a broadband matching characteristic.
  • the feeder line 115 is disposed on the outermost surface of the dielectric substrate 103, and the ground conductor 101 is disposed on the outermost surface of the dielectric substrate 103.
  • FIG. 18 (b) a cross-sectional view of another form is used, either by using a multi-layer substrate or the like, either the feed line 115, the ground conductor 101, or Both of them may be arranged on the inner layer surface of the dielectric substrate 103.
  • FIG. 18 (c) there is no need to limit the conductor wiring surface functioning as the ground conductor 101 to the feeder line 115 within the structure.
  • variable slot antenna driving method of the present invention can achieve the same effect even in a variable slot antenna having a strip line structure that is not limited to a variable slot antenna having a microstrip line structure.
  • a variable slot antenna of Example 1 was produced as shown in a schematic perspective view from the top in FIG.
  • the dielectric substrate 103 an FR4 substrate having a total thickness of 0.5 mm was used.
  • a feed line pattern and a ground conductor pattern with a thickness of 20 microns were formed on the front and back surfaces of the substrate, respectively, using copper wiring.
  • Each wiring pattern was formed by removing a part of the metal layer by wet etching, and the surface was gold-plated with a thickness of 1 micron. Even when the outer edge portion 105 of the ground conductor 101 is closest to the end face of the dielectric substrate 103, the wiring margin is set so that 0.1 mm is inside the end face.
  • the ground conductor pattern is indicated by a dotted line
  • the feed line pattern is indicated by a solid line.
  • a high-frequency connector was connected to the input terminal 109, and the fabricated antenna and measurement system were connected via a feed line 115 having a characteristic impedance equivalent to 50 ⁇ .
  • a loop wiring 209 is introduced where the feed line 115 intersects the slot region 109.
  • the loop wiring 209 is a square loop wiring having a side a2 and a line width W2.
  • a variable slot antenna having a feed configuration that intersects with the slot region 109 while maintaining the line width W1 of the characteristic impedance of 50 ⁇ without introducing the loop wiring 209 is referred to as Comparative Example 1.
  • the ground conductor 101 was separated at the center to form a slot region 109 sandwiched between finite ground conductor regions 101a and 101b, and two selective conduction paths 119 and 121 across the slot region 109 were set.
  • a commercially available gallium arsenide PIN diode was used as the high-frequency switch element in the selective conduction path.
  • the used PIN diode had a insertion loss of 0.3 dB at 5 GHz and a separation factor of 25 dB at 5 GHz when it was open.
  • a bias circuit was connected to the ground conductor region 101b via an lk ⁇ resistance element to realize bias power supply to the diode.
  • Example 1 shown in Fig. 19 are shown in Table 2 for comparison with the structural parameters of Comparative Example 1. I stopped.
  • the selective conduction path 119 is conducted, and the selective conduction path 121 is opened, thereby obtaining radiation in the plus X direction in the coordinate system in the figure in a wide frequency band.
  • FIG. 19 corresponds to a structural schematic diagram in the first driving state.
  • the selective conduction path 119 is opened, and the selective conduction path 121 is conducted to emit radiation in the minus X direction. Obtained in a wide frequency band.
  • the reflection characteristics in the first driving state are shown in FIG. 20, and compared with the reflection characteristics in Comparative Example 1 in the same first driving state.
  • the frequency band where a favorable reflection characteristic value of minus 10 dB or less can be obtained is 2.7 GHz power 4.3 GHz in Comparative Example 1, while 2.3 GHz power 4.7 GHz in Example 1.
  • both the low-frequency side and the high-frequency side improved significantly.
  • the comparison example 1 was 45%, while the example 1 was improved to 68.6%.
  • the second driving state similar reflection characteristics were obtained in almost the same frequency band.
  • the radiation characteristics at 2.5 GHz and 4.5 GHz in the first and second driving states are shown in Fig. 21 (a) and Shown in (b). Shown is the radiation directivity in the XZ plane in the coordinate system in FIG.
  • si indicates the radiation directivity in the first driving state
  • s2 indicates the radiation directivity in the second driving state.
  • Example 2 a variable slot antenna of Example 2 was manufactured as shown in a schematic perspective view from the top in FIG.
  • the structural parameters of Example 2 are summarized in Table 3.
  • the feed line 115 having a region length of t4 from the open end portion 125 was replaced with the inductive resonator region 127, and two square loop wires 209 were connected in series and introduced therein.
  • the central part of the inductive resonator region 127 is made to correspond to the slot feeding point.
  • FIG. 23 shows the reflection characteristics of Example 2 in the first driving state.
  • Example 2 a good return loss value of ⁇ 10 dB or less in the frequency band from 2.6 GHz to 8.8 GHz is obtained. I was able to gain S. The above band corresponds to a wide band characteristic of 108% when converted to a specific band, and the specific band of 65% achieved in the first driving state of Comparative Example 2 which is a variable slot antenna when no loop wiring is introduced. It was a significantly superior value. Also, almost the same reflection characteristics were obtained in the second driving state. The radiation characteristics at 3 GHz, 6 GHz, and 9 GHz in the first driving state and the second driving state of Example 2 are shown in FIGS. 24 (a), (b), and (c), respectively.
  • si indicates the radiation directivity in the first driving state
  • s2 indicates the radiation directivity in the second driving state.
  • the reflection characteristics are almost the same in two states, and the same and good reflection characteristics are obtained in a wide frequency band, and the main beam direction is set in the same direction in a wide frequency band.
  • the main beam direction was able to be switched to be almost completely mirror-symmetrical in two states.
  • variable slot antenna of the present invention can realize a dramatic switching function of the main beam direction collectively while maintaining the main beam direction within the operation band while having a small circuit occupation area. It was proved.
  • variable slot antenna expands the operation band without increasing the circuit occupation area, maintains the identity of the main beam direction within the operation band, and performs a dramatic switching function of the main beam direction collectively. Therefore, it is possible to realize a high-function terminal with a simple configuration that could not be realized without installing a plurality of large-band antennas.
  • the variable slot antenna of the present invention contributes to the realization of a short-range wireless communication system that uses a much wider frequency band than conventional ones.
  • a small antenna having variability can be introduced even in a system that requires ultra-wideband frequency characteristics such as wireless transmission and reception of digital signals.
  • a directional variable slot antenna having a dielectric substrate (103),
  • a ground conductor (101) having a finite area and a slot region (109) are formed,
  • the slot region (109) connects the ground conductor (101) to the first ground conductor (101a) and the first ground conductor (101a). And divided into two areas consisting of the second ground conductor (101b)
  • Open ends (11 la, 11 lb) are formed at both ends of the slot region (109),
  • a group of conductive paths (119, 121) are arranged,
  • a feeding line (115) intersecting with the slot region (109) is arranged at a feeding point (113) near the longitudinal center of the slot region (109).
  • the two selective conduction path groups (119, 121) are composed of a first selective conduction path (119) and a second selective conduction path (121).
  • the first selective conduction path (119) and the second selective conduction path (121) are seen in a transmission plan view that is transmitted through the directional variable slot antenna from the normal direction of the dielectric substrate (103). At this time, the feeder line (115) is sandwiched between them.
  • the slot resonator length Ls is defined as the distance between the first selective conduction path (119) and the open end (111b) positioned at the tip in the X direction of the slot region (109).
  • the slot width Ws is set to the distance between the first ground conductor (101a) and the second ground conductor (101b)
  • the Ls is set to have the same length as the quarter effective wavelength with respect to the center frequency fO of the operating band
  • the main beam is emitted (123a), and in the second state, the first selective conduction path (119) is selected to be open, and the second selective conduction path (121) is selected to be conduction. By doing so, the main beam is emitted (123b) in the X direction.
  • a branch line group (115a, 115b) including two or more branch lines is once branched, and two or more branch lines (115a, 115b) in the branch line group are connected to the second line near the slot (109).

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

　両端が開放端１１１ａ、１１１ｂのスロット領域１０９で分割された接地導体１０１ａ、１０１ｂと、スロット領域１０９への給電箇所１１３でループ形状を採用する給電線路１１５と、接地導体１０１ａ、１０１ｂ間を、給電箇所１１３から開放端１１１ａを臨む側で接続する第一の選択的導通経路１１９と、給電箇所１１３から開放端１１１ｂを臨む側で接続する第二の選択的導通経路１２１を含む可変スロットアンテナであり、駆動状態によって、第一の選択的導通経路１１９と第二の選択的導通経路１２１の導通、開放状態を変化させる。

Description

明 細 書
可変スロットアンテナ及びその駆動方法
技術分野
[0001] 本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタ ル信号を送信、受信に適した広帯域特性を有するアンテナの指向性可変化に関す るものである。
背景技術
[0002] 二つの理由から、従来よりもはるかに広帯域な動作を可能とする無線デバイスが必 要となっている。第一の理由は、広大な周波数帯域の使用が認可された近距離無線 向け通信システムに対応するためであり、第二の理由は、異なる周波数を用いて乱 立する複数の通信システムを一台の端末で対応するためである。
[0003] 例えば近距離向け高速通信システム向けに認可された 3. 1GHzから 10. 6GHzと レ、う周波数帯域は、帯域内の中心周波数 fOで規格化した比帯域としては 109. 5% という広大な値に相当しており、基本的なアンテナとして知られるパッチアンテナの 5 %未満、 2分の 1波長スロットアンテナの 10%程度という比帯域特性では、全帯域を カバーすることは著しく困難である。また、現在世界で無線通信用に使用されている 周波数帯域を例にとると、 1. 8GHz帯から 2. 4GHz帯を同一アンテナでカバーする ためには 30%程度の比帯域力 また、 800MHz帯から 2. 4GHz帯まで同時にカバ 一するためには、 100%以上の比帯域が要求されることになる。同一端末で同時に 扱うシステム数が増加し、カバーすべき周波数帯域が広がるほど、広帯域アンテナの 実現は簡易な端末構成の解として望まれることになる。また、信号の高速化に伴って 反射妨害波を抑圧する必要が強くなつたため、広帯域特性だけでなぐ指向性の可 変特性をも兼ね備えたアンテナを小型形状で実現することが強く望まれることになる 。また、広帯域信号を一括して使用する無線システムの場合、広帯域特性と指向性 可変特性と、広帯域な動作帯域内での主ビーム方向の維持の全てを満足するアン テナの小型形状での実現が必要になる。
[0004] 図 25に模式図を示す 4分の 1波長スロットアンテナは、最も基本的な平面アンテナ の一つであり、比帯域にして 15%程度の値が得られることが知られている。図 25 (a) に上面側からの透視模式図、直線 ABで切断した断面模式図を図 25 (b)に、図 25 ( c)に上面側からみた裏面透視模式図を示す。
[0005] これらの図に示されるように、誘電体基板 103の上面に給電線路 115があり、裏面 側にある有限の接地導体 101の縁部 105から奥行き方向に切り欠きが形成され、一 端 111が開放されたスロット 109として機能する。スロット 109は、接地導体 101の一 部の領域において、導体を厚み方向に完全に除去して得られる回路であり、スロット 長 Lsが 4分の 1実効波長に相当する周波数付近で最低次の共振現象を示す。給電 線路 115はスロット 109と一部で対向、交差し、スロット 109を励振する。外部回路と は入力端子 201を介して接続される。なお、一般的に、給電線路 115の先端開放終 端点 125からスロット 109までの距離 t3は、入力整合を図るために中心周波数 f0に おける 4分の 1実効波長程度の長さに設定される。
[0006] 特許文献 1においては、 4分の 1波長スロットアンテナを複数の共振周波数で動作 させるための構造が開示されている。図 26 (a)に構造模式図を示す。誘電体基板 10 3の裏面の接地導体 101の一部領域を切り欠いて形成された 4分の 1波長スロット 10 9は給電箇所 113において励振され、通常のアンテナ動作が得られる。通常スロット アンテナの共振周波数はスロット 109のループ長で規定される力 特許文献 1の点 1 6aと点 16b間に設定された容量素子 16は、スロット 109の本来の共振周波数よりも 高い周波数の信号を通過させるよう設定されるので、スロットの共振器長 Lsを周波数 により変化させることが可能となる。すなわち、図 26 (b)に示すように、低い周波数で はスロットの共振器長は通常と変わらず切り欠き構造の物理的な長さで決定されるの に対して、図 26 (c)に示すように、高い周波数ではスロットの共振器長 Ls2が物理的 な共振器長 Lsよりも短くなるよう高周波的に動作する。よって一つのスロット共振器構 造により複共振動作が実現できたとしてレ、る。
[0007] 非特許文献 1においては、 2分の 1波長スロットアンテナを広帯域に動作させる方法 が開示されている。上述したように、図 25に示されるスロットアンテナの入力整合方法 としては、給電線路 115の先端開放終端点 125から中心周波数 f0において 4分の 1 実効波長となる地点でスロット共振器 109を励振する方法が従来は採用されてきた。 [0008] しかし、非特許文献 2においては、図 27に上面透視模式図を示すように、給電線路 115の先端開放終端点 125から入力端子 201側の fOにおける 4分の 1実効波長まで の距離に相当する領域の給電線路 115の線路幅を減じて共振器とし、形成されたィ ンダクティブ共振器領域 127の中央付近でスロット 109と結合している。
[0009] インダクティブ共振器領域 127の導入により、動作帯域付近で動作する共振器の 数が回路内で二つに増え、且つ、互いの共振器が強く結合するため、複共振動作が 得られるとしている。非特許文献 2の fig. 2 (b)は、誘電率 2. 94、高さ 0. 75mmの基 板を用いて、スロット長（Ls) 24mm、設計周波数 5GHzを仮定し、給電線路 115のィ ンダクティブ共振器領域の 4分の 1波長線路の線路長（tl +t2 +Ws)を 9. 8mm、線 路幅 W2を 0. 5mmとし、給電線路 115とスロット中心とのオフセット距離（Lo)を 9. 8 mmから 10. 2mmまで変化させた場合の反射強度特性の周波数依存性に相当して いる。いずれのオフセット距離の条件でも、比帯域 32。/。（4. 1GHz付近から 5. 7GH z付近）でマイナス 10dB以下の良好な反射強度特性が得られている。この帯域特性 は、非特許文献 2の fig. 4の実測特性において比較されているように、同一基板条件 で作製したという通常のスロットアンテナの比帯域 9%よりもはるかに優れている。
[0010] 一方、アンテナの指向性を変化させ、放射ビームを走査するために、古くから様々 な手法が提案されてきた。例えば、ァダプティブアレーのように複数アンテナで受信 した信号をデジタル信号部で処理することにより、等価的にビーム走査を実現する方 法もあるし、セクタ一アンテナのように、あらかじめ複数アンテナを異なる向きに配置し ておき、給電線側の経路の切り替えにより主ビーム方向を切り換える方法もある。また 、アンテナ周辺に無給電素子である反射器や導波器を配置し主ビーム方向を傾ける 方法もある。
[0011] 特許文献 2においては、スロットアンテナを用いたセクタ一アンテナとして、複数のス ロットアンテナを放射状に配置して、給電線側の経路の切り替えで主ビーム方向の切 り替えを実現するセクタ一アンテナ構成が開示されている。特許文献 2においては、 アンテナとして超広帯域なアンテナ特性を有することで知られるヴィヴァルディアンテ ナを用いることにより、超広帯域な周波数成分を有する放射電磁波の主ビーム方向 一括切り替え切り替えを実現する。 [0012] また、特許文献 3には、無給電の寄生素子を用いて放射スロット素子から放射する 主ビーム方向を傾ける可変アンテナの例が開示されている。図 28に示す可変アンテ ナにおいては、給電線路 115により励振する 2分の 1実効波長スロット共振器を放射 器 (スロット） 109、無給電のスロット共振器を寄生素子 109x、 109yとして近接して接 地導体 101上に配置している。寄生素子 109x、 109yのスロット長の調整によって、 反射器に対する寄生素子の機能を導波器とするか反射器とするかを切り替え、放射 器からの放射ビームの方向を変化させることが出来る。寄生素子 109x、 109yを導 波器として機能させるには、寄生素子のスロット長を放射器のスロット長より短くなるよ う調整すればよいし、寄生素子 109x、 109yを反射器として機能させるには、寄生素 子のスロット長を放射器のスロット長より長くなるよう調整する。スロット長を調整するに は、回路基板に設定するスロット長をあらかじめ長めにしておいて、短いスロット長の スロット回路として機能させる状態では、スロット長の中途で、スロットを幅方向に跨い でスィッチ素子 205a、 205bで接地導体間を選択的に導通する。特許文献 3ではス イッチ素子 205a、 205bを実現する方法の一例として、 MEMSスィッチの使用を挙 げている。
特許文献 1 :特開 2004— 336328号公報
特許文献 2 :特表 2003— 527018号公報
特許文献 3 :特開 2005— 210520号公報
特許文献 4：特表 2005— 514844号公報
非特許文献 1： "A Novel Broadband Microstrip— Fed Wide Slot Antenn a With Double Rejection Zeros" IEEE Antennas and Wireless Pro pagation Letters, vol. 2, 2003年， 194〜196ページ
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0013] 従来のスロットアンテナでは、広帯域性の確保、動作帯域内での主ビーム配向方向 の維持、主ビーム配向方向を一括して劇的に切り替える機能の全てを小型構造で同 時に満足することが不可能であった。
[0014] 第一に、構造内に単一の共振器構造しか有さない通常のスロットアンテナの場合、 共振現象の帯域によって動作帯域が制限され、良好な反射強度特性が得られる周 波数帯域は、 10%から 15%程度の比帯域に限られていた。
[0015] 一方、特許文献 1においては、スロットへの容量性リアクタンス素子の導入により広 帯域動作を実現しているものの、指向性の劇的な切り替え機能は一切開示されてい なレ、。また、具体的に容量性リアクタンス素子としてはチップコンデンサなどの追加部 品が必要になり、また新たに導入された追加部品の特性ばらつきによりアンテナの特 性がばらつくことが容易に想像された。また特許文献 1では、広帯域な特性のアンテ ナの主ビーム方向を一括して切り替える指向性可変機能が一切開示されていない。
[0016] また、非特許文献 1の例に示すように、構造内への複数共振器導入により、共振器 間の結合により帯域特性を改善しても、比帯域特性は 35%程度に限られており、更 なる改善が必要であった。また、非特許文献 1を模した図 27の上面透視模式図は、 非特許文献内の fig. 1と同様にスロット幅 Wsを狭く描いているが、上記広帯域特性 が得られた条件では、 4分の 1波長領域 9. 8mmの内半分以上の長さに相当する 5m mという値に Wsが設定されている。小型化を目的とし、限られた占有面積内にスロッ トを配置する必要が出てくれば、直線形状のスロットを折り曲げる等の対策が必要な だけに、 Wsが大きくなければ広帯域特性を得られない構造は小型化が困難となる。 さらに、非特許文献 1には、広帯域な特性のアンテナの主ビーム方向を一括して切り 替える指向性可変機能が一切開示されていない。
[0017] 特許文献 2で開示されるアンテナでは、構成要素の大部分を共有しない 4つのスロ ットアンテナを構造内に放射状に配置、導入して、個々のスロットアンテナへの給電 回路を切り替えるという駆動方法で、主ビーム方向の切り替え機能を実現しているが 、アンテナ構造は極めて大型であり、小型の通信端末の実現に課題が生じる。
[0018] 特許文献 3で開示されるアンテナにおいても、構成要素を共有しないスロットアンテ ナを並列に配置しているため、小型化の観点から課題が生じている。また、寄生素子 として用レ、るスロットアンテナが導波器もしくは反射器として機能する周波数帯域が限 定されるため、アンテナの主ビーム方向が動作周波数帯域内で異なる方向に変化し かねないという問題があった。よって、特許文献 3で開示されたアンテナは、帯域内で の主ビーム配向方向の維持とレ、う条件を満たすことが出来なレ、。 [0019] 本発明は、上記従来の課題を解決するもので、小型な回路構成を保ちながら、広 帯域な動作帯域の全域において主ビーム方向を同一方向に保ちつつ、主ビーム方 向を一括して劇的に切り替える機能を実現する可変スロットアンテナ及びその駆動方 法の提供を目的とする。
課題を解決するための手段
[0020] 本発明の可変スロットアンテナは、
誘電体基板と、
有限の面積の接地導体と、
前記接地導体を二つの有限接地導体領域に完全に分割し、両端が開放状態とな つたスロット領域とが
前記誘電体基板の裏面に配置され、
前記スロット領域の長さ方向の中央付近の領域と交差する給電線路が前記誘電体 基板の表面に配置され、
前記スロット領域を幅方向に横断して、分離された前記有限接地導体領域の間を 接続するか否かを選択可能な選択的導通経路が、前記給電線路と前記スロット領域 の交差地点から前記スロット領域の両端の開放箇所を臨む方向に一つずつ配置し た可変スロットアンテナ構造にぉレ、て、
前記スロット領域の長手方向中央付近の給電箇所において前記スロット領域と交差 する給電線路が、前記誘電体基板の表面に配置され、
前記給電箇所付近の第一の地点において、前記給電線路が少なくとも二本以上の 分岐線路を含む分岐線路群に一旦分岐され、
前記分岐線路群の内、少なくとも一組以上の分岐線路対を前記スロット付近の第 二の地点において再度接続して給電線路内にループ配線を形成し、
構造内に含まれる全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限 周波数において 1実効波長未満の長さに設定され、
第一の状態において、前記選択的導通経路群の内、前記給電箇所より前記スロッ ト領域の第一の開放端側を臨む第一の方向側に配置されている、少なくとも一つ以 上の第一の選択的導通経路を全て開放状態に選択し、前記選択的導通経路群の 内、前記給電箇所より前記スロット領域の第二の開放端側を臨む第二の方向側に配 置されている、少なくとも一つ以上の第二の選択的導通経路の内、少なくとも一つ以 上の第二の選択的導通経路を導通状態に選択して前記第一の方向へ主ビームを放 射し、
第二の状態において、少なくとも一つ以上の前記第一の選択的導通経路を導通状 態に選択し、全ての前記第二の選択的導通経路を開放状態に選択することにより前 記第二の方向へ主ビームを放射する。
発明の効果
[0021] 本発明の可変スロットアンテナによれば、従来のスロットアンテナにおいては実現困 難だった広帯域化が小型構造で実現できる。また、動作帯域内での主ビーム配向方 向の維持、主ビーム方向を一括して劇的に切り替え機能、が同時に満足できるので 、送受信状況が刻々と変化する移動端末において超広帯域高速通信の利用、機能 的なマルチバンド端末の実現が可能となる。
図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本発明の駆動方法により駆動される可変スロットアンテナの透視模式図であつ て、（a)は主ビーム方向を右側に向ける場合の透視模式図、 （b)は主ビーム方向を 左側に向ける場合の透視模式図である。
[図 2]本発明の駆動方法により駆動される可変スロットアンテナの構造断面図であつ て、（a)は図 1 (a)の直線 A1— A2での構造断面図、（b)は図 1 (a)の直線 B1— B2で の構造断面図である。
[図 3]本発明の可変スロットアンテナの透視模式図であって、 (a)は給電構造にインダ クティブ共振器領域を含まない場合の透視模式図、（b)は給電構造にインダクティブ 共振器領域を含む場合の透視模式図である。
[図 4]無限の接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信 号配線に分岐部を有する二回路の模式図であって、（a)はループ配線の場合の模 式図、（b)は先端開放スタブ配線の場合の模式図、（c)はループ配線の場合で、特 に第二の経路が極端に短く設定された場合の模式図である。
[図 5]本発明の可変スロットアンテナの一形態における接地導体での高周波電流の 経路を説明する透視模式図である。
[図 6]伝送線路の接地導体での高周波電流の集中箇所を説明するための断面構造 図であって、（a)は一般的な伝送線路の場合の断面構造図、（b)分岐された伝送線 路の場合の断面構造図である。
園 7]本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 園 8]本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 園 9]本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 園 10]本発明の可変スロットアンテナの給電構造の一例を示す透視模式図である。 園 11]本発明の可変スロットアンテナ上に高周波的に実現する構造の模式図であつ て、（a)は図 1 (a)の駆動条件時の模式図、 （b)は図 1 (b)の駆動条件時の模式図で ある。
[図 12]本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。
[図 13]本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。
園 14] (a)および (b)は、本発明の選択性導通経路の周辺の拡大図である。
園 15]本発明の選択性導通経路の周辺の拡大図である。
[図 16]本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。
[図 17]本発明の可変スロットアンテナの透視模式図である。
園 18]本発明の可変スロットアンテナの断面構造図である。
園 19]実施例 1の可変アンテナの構造図である。
園 20]実施例 1の可変アンテナの第一の駆動状態での反射特性の周波数依存性図 である。
園 21]実施例 1の可変アンテナの放射特性図であって、（a)は第一、第二の駆動状 態での 2. 5GHzでの放射特性比較図、（b)は第一、第二の駆動状態での 4. 5GHz での放射特性比較図である。
園 22]実施例 2の可変アンテナの構造図である。
園 23]実施例 2の可変アンテナの第一の駆動状態での反射特性の周波数依存性図 である。
[図 24]実施例 2の可変アンテナの放射特性図であって、（a)は第一、第二の駆動状 態での 3GHzでの放射特性比較図、（b)は第一、第二の駆動状態での 6GHzでの放 射特性比較図、（c)は第一、第二の駆動状態での 9GHzでの放射特性比較図である 園 25]—般的な 4分の 1波長スロットアンテナの構造模式図であって、 （a)上面透視 模式図であって、（b)は断面側面模式図、（c)は上面から透視した裏面模式図である
[図 26] (a)は特許文献 1の 4分の 1波長スロットアンテナの構造模式図、（b)は低周波 帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図である。 (c)は高周波帯で動作時のスロ ットアンテナの構造模式図である。
園 27]非特許文献 1に記載のスロットアンテナ構造の上面透視模式図である。
園 28]特許文献 3にて開示された可変アンテナの構造図である。
符号の説明
101、 101a、 101b 接地導体、接地導体領域
103 誘電体基板
105 接地導体の側面外縁部
107 奥行き方向
109 スロット領域
111a, 111b スロット開放端
113 給電箇所
115、 16 給電線路
115a, 115b ループ配線を構成する第一、第二の経路
117a, 117b 給電箇所から各スロット開放端 11 la、 11 lbを臨む方向
119、 119— 1、 2、 · ' · Ν 第一の選択的導通経路
121、 121— 1、 2、 · ' · Ν 第二の選択的導通経路
123a, 123b 各駆動状態における主ビーム方向
125 終端点
127 インダクティブ共振器領域
201、 203 入出力端子 109x、 109y 寄生素子
205a、 205b、 18— 1、 2、 3 スィッチ素子
209、 209a, 209b, 209c, 209d、 209e、 209f ノレープ酉己 ,線
211 伝送線路
221、 223 ループ配線の分岐点
233、 235 高周波電流が流れる方向
237、 239 境界線
Ls スロット長
Ws スロット幅
t3 スロット中心から給電線路の開放終端点までの距離
t4 インダクティブ共振器領域長
Lo スロット中心から給電線路 115との結合点までのオフセット長
Ld2 スロット終端点から給電線路 115までのオフセット長
tl、 t2 インダクティブ共振器領域を構成する各部位の線路長
WLインダクティブ共振器領域の給電線路 115幅
401 信号導体
403、 405 信号導体の端縁部
407 信号導体の中央部に対向する接地導体上の領域
409、 411 分岐された信号導体
413、 415 信号導体分岐に基づき接地導体に高周波電流が誘起される領域 f0 動作帯域の中心周波数
fH 動作帯域の上限周波数
Lpl、 Lp2 第一、第二の経路長
Lp ノレープ長
Lp3 開放スタブ長
発明を実施するための最良の形態
[0024] 以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
[0025] (実施形態） 図 1 (a)、 （b)では、本実施形態の可変スロットアンテナの構造について上面透視模 式図を用いて説明するとともに、二つの駆動状態において得られる可変スロットアン テナの指向特性の可変性を模式的に示している。また、図 2 (a)、（b)に図 1中の直 線 A1 _A2、 B1—B2で構造を切断した断面模式図をそれぞれ示している。議論の 簡略化のため、まず対称性が高い実施形態として、左右対称な可変スロットアンテナ 構造を例にとり、左右に主ビーム方向を切り替える駆動方法の実施形態について述 ベる。
有限の面積を有する接地導体 101が誘電体基板 103の裏面に形成されており、接 地導体 101の側面外縁部 105から奥行き方向 107に切り欠いて両端を開放したスロ ット領域 109が形成されている。すなわち、有限の接地導体 101は、スロット領域 109 により、第一の接地導体 101aと第二の接地導体 101bに二分割される。この結果、ス ロット領域 109の両端はそれぞれ第一の開放端 l l l a、第二の開放端 111bとなる。 スロット領域 109の中央の給電箇所 113において、スロット領域 109は、誘電体基板 103の表面に形成された給電線路 115と交差する。給電箇所 113から第一の開放端 11 laを臨む方向を第一の方向 117aとし、給電箇所 113から第一の方向側に少なく とも一つ以上の第一の選択的導通経路 119が形成されている。同様に、給電箇所 1 13から第二の開放端 111bを臨む方向を第二の方向 117bとし、給電箇所 113から 第二の方向側に、少なくとも一つ以上の第二の選択的導通経路 121が形成されてい る。議論の簡略化のため、以下、第一の選択的導通経路 119、第二の選択的導通 経路 121の数がそれぞれ一つの場合についてまず説明する。すなわち、図 1に示す ように、給電箇所 113から左側と右側にそれぞれ選択的導通経路 119、 121がーつ ずつ配置されている。第一の選択的導通経路 119、第二の選択的導通経路 121は 、いずれも外部から与えられる制御信号に基づき、スロット領域 109により分割された 第一の接地導体 101aと第二の接地導体 101b間を選択的に導通させる役目を果た す。図 1 (a)では、第一の選択的導通経路 119を導通し、第二の選択的導通経路 12 1を開放状態に制御しているものとして、図 1 (b)では逆に、第一の選択的導通経路 1 19を開放し、第二の選択的導通経路 121が導通状態に制御してレ、るものとして示し ている。この第一、および第二の選択的導通経路の制御により、図 1 (a)の状態では 矢印 123aの方向へ、図 1 (b)の状態では矢印 123bの方向への放射電磁波の主ビ ーム方向の配向が可能となる。
[0027] (給電構造の概要）
本実施形態の可変スロットアンテナにおいては、給電線路 115は、給電箇所 113 付近の第一の分岐地点 223で少なくとも 2以上の本数の分岐配線 115a、 115b ' · · に分岐される。そして第二の分岐地点 221において、一対の分岐配線 115a、 115b は再度接続され、ループ配線 209が形成される。また、分岐配線のうち、ループ配線 を形成せず短レ、開放スタブ構造を形成するものがあってもよいが、スタブ長は動作帯 域の上限周波数 fHにおける実効波長の 4分の 1倍未満に設定される。また、ループ 配線 209のループ長は、 fHにおける実効波長の 1倍未満に設定される。ループ配線 は図 1に示すように、スロット領域 109と接地導体 101a、 101bとの二本の境界線とそ れぞれ交差するよう二箇所配置されることが好ましい。
[0028] (通常整合の条件一広帯域）
本発明の可変スロットアンテナでは、図 3 (a)、（b)に上面透視模式図を示すような 2 種類の給電線路構造をとりうる。図 3 (a)に上面からの透視模式図を示した構造では 給電線路 115の先端開放終端点 125からスロット領域 109の幅方向中央部までの距 離 t3は、 fOにおける 4分の 1実効波長に設定され、 fOを含む動作帯域で入力整合が 得られる。給電線路 115の特性インピーダンスは 50 Ωに設定されることが好ましい。
[0029] (超広帯域特性用の給電条件）
また、本発明の可変スロットアンテナでは、図 1に既に示し、図 3 (b)にも上面透視 模式図を示すような、給電線路構造もとりうる。すなわち、給電線路 115の先端開放 終端点 125から入力端子側へ向かって (tl +Ws + t2)の距離に相当する箇所が 50 Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成されるインダクティブ共振器領 域 127へと設定される給電構造である。ここで、入力端子 201に接続される一般的な 外部回路のインピーダンス Zoと給電線路 115の特性インピーダンスは一致させること が好ましぐ外部回路のインピーダンスが 50 Ωでない場合、インダクティブ共振器領 域 127の特性インピーダンスは更に高い値に設定される。図 3に示す形態では、イン ダクティブ共振器領域 127の領域長は fOにおける 4分の 1実効波長程度に設定され る。スロット幅 Wsは tlと t2の和と同程度に設定されることが好ましい。図 3 (a)に示す 構造は、スロット幅 Wsを狭く設定せざるをえない条件下で広帯域特性を得る場合に 有効であり、図 3 (b)に示す構造は、スロット幅 Wsの設定に制限が少ない条件下で超 広帯域特性を得たい場合に有効である。
[0030] (ループ配線 209の機能）
本発明の可変スロットアンテナにおけるループ配線 209は、スロット共振器の励振 箇所の複数個への増大、入力整合回路の電気長調整の、二つの機能を同時に果た し、アンテナ動作の超広帯域化を実現している。以下、ループ配線が果たしている機 能について詳しく説明する。
[0031] 裏面に無限の面積の接地導体を仮定した一般的な高周波回路においてループ配 線構造が採用された場合の高周波特性についてまず説明する。第一の経路 115aと 第二の経路 115bからなるループ配線 209が入力端子 201、出力端子 203間に接続 された回路模式図を図 4 (a)に示す。第一の経路 115a、第二の経路 115bのそれぞ れの経路長 Lpl、Lp2の和が伝送信号にとって実効波長の 1倍に相当する条件でル ープ配線は共振条件となり、リング共振器として用いられることがある。しかし、 Lpl、 Lp2が伝送信号の実効波長より短い場合は、急峻な周波数応答を示さないため、通 常の高周波回路ではループ配線 209を積極的に使用する必要がない。均一な接地 導体を有する一般的な高周波回路では、ループ配線導入に伴い局所的な高周波電 流の分布に変動が生じても、二端子 201、 203間のマクロな高周波特性としてはその 変動は平均化されてしまう。すなわち、非共振状態でのループ配線の高周波特性は 、二本の経路の特性を平均化し一本の経路へ置換した場合の伝送線路の高周波特 性と大した差異がない。
[0032] 一方、図 5に上面透視模式図を示すように、本発明の可変スロットアンテナでのル ープ配線 209の導入は、上述した一般的な高周波回路では得られなかった特有の 効果を提供する。すなわち、接地導体 101にスロット領域 109が存在する箇所近傍 で、直線的な給電線路 115をノレープ配線 209に置換すれば、スロット領域 109周辺 での局所的な高周波電流分布を変動させ、スロットアンテナの共振特性を変化させ ることが可能となる。接地導体上での高周波電流は、第一の分岐点 221により分岐し た第一の経路 115aに沿って 233の方向へと導かれるし、第二の経路 115bに沿って 235の側へも導くことができる。結果として、接地導体上での高周波電流の流れに 23 3と 235とレ、う異なる経路を生じさせることができ、スロットアンテナを複数個所で励振 すること力 Sできる。この接地導体での高周波電流分布のスロット近傍での局所的な変 ィ匕は、スロットアンテナの動作帯域を劇的に拡大する。
[0033] 一般に、伝送線路の信号導体側と接地導体側にぉレ、ては、信号伝送時の高周波 電流分布は異なっている。図 6に伝送線路断面構造の模式図を示し、信号導体側と 接地導体側での高周波電流の強度分布が信号導体の分岐により如何に変動するか を説明する。図 6 (a)の伝送線路では信号導体は分岐されておらず、信号導体側で 高周波電流の集中が生じるのは信号導体 401の端縁部 403、 405であり、接地導体 101側で高周波電流の集中が起こるのは信号導体 401の中央部に対向する領域 40 7である。よって、例えば、従来のスロットアンテナにおいて給電線路 115の幅を太く しても、接地導体側において高周波電流の分布に大きな変化を起こすことはできず、 本発明の可変スロットアンテナと等しい広帯域化の効果を得ることは困難である。しか し、図 6 (b)に信号導体 401が二本の信号導体 409、 411に分岐された場合の伝送 線路断面構造の模式図を示すように、分岐構造の導入が、各分岐配線 409、 41 1と それぞれ対向する異なる接地導体領域 413、 415に、初めて高周波電流の分布を 生じさせる。
[0034] また、本発明の可変スロットアンテナで新たに導入されたループ配線は、スロットァ ンテナの励振箇所を複数個にする機能を果たすだけでなぐ給電線路 115の電気長 を調整する機能をも有している。ループ配線導入による給電線路の電気長の変動は 、給電線路 115の共振条件を複共振条件に転じさせ、本発明の動作帯域の拡大効 果を更に高めている。
[0035] より詳しく説明すると、従来技術として図 25や図 27を用レ、て既に説明したように、先 端開放終端点力 スロットと一部が交差する箇所までの距離 t3、もしくは (t2 + Ws ÷ 2)、については、 f0における実効波長と密接な関係があった。図 1、図 3に示した本 発明の可変スロットアンテナの給電構造は、図 25、図 27に示した各スロットアンテナ における給電線路の設計原理を、それぞれ継承するだけでなぐその動作帯域を拡 大する。
[0036] 図 25に示す一般的なスロットアンテナでは、スロットの共振周波数において入力整 合条件を成立させるため、スロット長を動作周波数 fOに合わせて設計し、 t3は fOにお ける 4分の 1実効波長に設定する。このような給電線路 115構造においてスロット付近 に本発明のループ構造を導入すれば、ループ配線を構成する二本の経路のうち電 気長が短レ、経路を介した場合と電気長が長レ、経路を介した場合の給電線路 115の 共振周波数が分離し、複共振動作が導かれることになる。
[0037] また、図 27に示すスロットアンテナでは、スロット幅 Wsを大きく取り、 tl +t2 +Wsを f 0における 4分の 1実効波長に設定し、且つ 4分の 1実効波長の領域の伝送線路を 高レ、インピーダンスに設定し、 tlと t2とがほぼ等しい条件として動作させている。スロ ット共振器に新たに結合する共振器構造を等価回路内に導入したことにより、 2共振 周波数で入力整合が成立し、スロットアンテナの広帯域動作が実現できていた。この ような給電線路 115構造においても、スロット付近に本発明のループ配線を導入す れば、ループ配線を構成する二本の経路のうち電気長が短い経路を介した場合と電 気長が長レ、経路を介した場合の電気長の違いが、スロット共振器と結合する共振現 象を、 2以上の数の複数の周波数で起こすことになり、既に得られていた広帯域な整 合条件を更に広帯域化する。
[0038] 以上の説明をまとめると、スロット自体が有する共振現象を複共振化する第一の機 能と、スロットに結合する給電線路の共振現象を複共振化する第二の機能の組み合 わせにより、本発明の可変スロットアンテナは各動作状態において、従来のスロットァ ンテナよりも広い帯域で動作することが可能となる。
[0039] (ループ配線の制限）
ただし、本発明の可変スロットアンテナにおけるループ配線に関しては、広帯域な 整合特性を維持するために、ループ配線が単独で不要な共振を起こさなレ、条件で 用いられなければならなレ、。図 4 (a)に示したループ配線 209を例にとると、経路長 L piと Lp2の和であるループ長 Lpは、構造中最も大きいループ配線でも、動作帯域の 上限周波数 fHの実効波長よりも短く設定されなければならない。
[0040] 一方、ループ配線よりも高い頻度で一般の高周波回路において採用される構造と して図 4 (b)に示す開放スタブがある。伝送線路 211に、長さ Lp3の開放スタブ 115s が分岐接続されれば、 Lp3が 4分の 1実効波長となる周波数で共振条件が成立し、 入力端子 201、出力端子 203間の信号伝送に対して帯域阻止フィルタ機能が発現 してしまうので、本発明の可変スロットアンテナにとっては好ましくない機能である。よ つて、本発明の可変スロットアンテナの給電構造から分岐される配線のうちループ配 線を構成しないものは、スタブ構成をとることも可能ではある力 そのスタブ長は最大 の場合でも、 fHにおいて 4分の 1実効波長未満に設定されなければならない。
[0041] 図 4 (c)に示したループ配線の極端な例を、図 4 (b)の開放スタブ構造と比較し、ル ープ配線の優位点を説明する。ループ配線 209において Lp2を極端に小さくすると 、ループ配線は見かけ上開放スタブ構造に限りなく近づく。しかし、 Lp2が 0に近づい た場合のループ配線の共振周波数は Lplが 1実効波長に相当する周波数であり、 開放スタブの共振周波数は Lp3が 4分の 1実効波長に相当する周波数である。仮に Lplが Lp3の二倍と等しい条件で二構造の最低次の共振周波数を比較すると、ルー プ配線の共振周波数はスタブ配線の共振周波数の 2倍とレ、うことになる。以上の説明 より、広い動作帯域内で不要共振現象を回避する給電線路構造としては、ループ配 線が開放スタブよりも周波数帯域で定量化して比較すると 2倍有効ということになる。 また、図 4 (b)の開放スタブの開放終端点 115tでは回路的に開放となるため高周波 電流が流れず、仮にスロット付近に開放終端点 115tが配置されてもスロットを励振す ること力 S困難となる。一方、図 4 (c)のループ配線 209の一点 115uは回路的には決し て開放とはならないため高周波電流が必ず流れ、スロット付近に配置されればスロッ トの励振が容易に可能となり、この点からも本発明の効果を得るためには、ループ配 線の採用が開放スタブの採用よりも有利である。
[0042] 以上の説明より、本発明の可変スロットアンテナの給電線路 115においては、線路 幅が太い線路、もしくは開放スタブ、ではなぐループ配線を導入することにより、動 作帯域の制限をうまく回避し、広帯域化を効果的に実現することが明らかとなった。 なお、図 7には、給電線路 115の分岐線路部の分岐本数が 3の場合の実施形態の上 面透視模式図を示す。給電線路 115を分岐する分岐線路の本数は三本以上の値に 設定しても構わなレ、が、二本に分岐した場合の特性と比べて動作帯域の飛躍的な拡 大は望めない。複数に分岐された分岐線路群の中で高周波電流の分布強度が高い のは、スロットの開放端側に最も近い箇所を通る経路 115aと、逆にスロットの開放端 側に最も遠い箇所を通る経路 115bのみであり、両者の間に配線される経路 115cに 流れる高周波電流の強度が強くないからである。しかし、分岐本数が 2だった場合、 経路 115aと経路 115bが形成するループ配線のループ長は意図せず長くなつてしま うのでループ配線の共振周波数の低下をまねき、本発明の可変スロットアンテナの動 作帯域の上限周波数 fHの向上に制限が生じる。経路 115cを追加すれば、ループ 配線が分割されることになり上記制限の緩和に有効である。
[0043] ループ配線とスロット領域の配置関係としては、図 5に上面透視模式図を既に示す ように、ループ配線を構成する第一の経路 115aと第二の経路 115bが、共にスロット 領域 109と接地導体 101との境界線 237、 239の少なくともいずれ力、と交差すること が好ましい。
[0044] 図 8に別の形態の上面透視模式図を示すように、ループ配線 209は境界線 237、 2 39の両者とそれぞれ交差するよう設計されてよい。ループ配線 209が台形状に示さ れた図より明ら力なように、ループ配線の形状について制限はない。ループ配線 209 は複数形成されてよい。複数設けられる場合、複数のループ配線 209は図 1に既に 示すように直列に接続されてもよいし、図 7に既に示すように並列に接続されてもよい 。直接二つのループ配線が接続されてもよいし、任意の形状の伝送線路を介して間 接的に接続されてもよい。図 9に更に別の形態の上面透視模式図を示すように、境 界線 237、 239とそれぞれ個別に交差する二つのループ配線 209a、 209b力 S直歹 ljに 配置されてもよい。更に、図 10に上面透視模式図を示すように、境界線 237とそれぞ れ個別に交差する並列のループ配線 209c、 209dと境界線 239とそれぞれ交差す る並列のループ配線 209e、 209fが直列に配置される構成でも構わない。
[0045] なお、本発明の可変スロットアンテナを構成する有限面積の接地導体 101が共振 する周波数を、本発明の可変スロットアンテナの動作帯域と近接させ、更なる広帯域 性やマルチバンド特性を得ることも可能である。すなわち、接地導体自体がパッチァ ンテナやモノポールアンテナやダイポールアンテナのように共振し放射特性を得るこ とができる周波数を、本発明の可変スロットアンテナの共振帯域よりやや低い周波数 に設定すれば、更なる入力整合帯域の拡大が実現できるものである。
[0046] なお、ループ配線 209の線路幅としては、入力側、もしくは先端開放終端側に接続 される給電線路 115の特性インピーダンスと同一の条件、もしくは高インピーダンスな 条件が等価的に成立するよう選択されることが好ましい。すなわち、給電線路 115が 二分岐される場合においては、元の給電線路 115の線路幅の半分以下の分岐配線 でループ配線が構成されることが好ましい。非特許文献 1からも明ら力、なように、スロ ットアンテナ自体が高インピーダンス線路との結合により、入力端子の抵抗値 50 Ωへ の整合が取りやすくなる傾向があるため、ループ配線部導入によりスロット領域 109 付近での給電線路 115の特性インピーダンスを等価的に高くすることが、更なる低反 射特性の実現に効果的だ力 である。
[0047] 以上の構成により、 4分の 1実効波長スロット共振器を用いたアンテナの動作帯域 拡大が可能となる。 4分の 1実効波長スロットアンテナから放射される電磁波の主ビー ム方向は、給電箇所 113からスロット領域 109の開放端側を臨む方向であり、主ビー ム方向は拡大した動作帯域内において保持される。次に、主ビーム方向を一括して 劇的に切り替える機能の発現について説明する。
[0048] (駆動方法の特徴）
本発明の可変スロットアンテナにおいて、主ビーム方向を劇的に切り替えるために、 第一の選択的導通経路 119、第二の選択的導通経路 121のいずれかの選択的導 通経路は導通され、もう片方の選択的導通経路は必ず開放に選択する。この場合、 給電箇所 113から開放された選択的導通経路側を臨む方向へ主ビームを配向させ ることが可能となり、導通する選択的導通経路と開放する選択的導通経路を切り替え れば、主ビーム方向を異なる方向へ切り替えることが出来る。
[0049] 例えば、右方向 123aに主ビームを向けたい場合は（図 1 (a) )、給電箇所 113に対 して右側に配置されている第二の選択的導通経路 121を開放し、給電箇所 113に対 して逆側である左側に配置されている第一の選択的導通経路 119を短絡すればよ レ、。逆に、図 1 (b)に示すように、左方向 123bに主ビームを向けたい場合は、給電箇 所 113に対して左側に配置されている第一の選択的導通経路 119を開放し、給電箇 所 113に対して右側に配置されている第二の選択的導通経路 121を短絡すればよ レ、。左右に主ビームを向ける場合に、本駆動方法において各選択的導通経路を制 御すべき状態を表 1にまとめた。
[0050] [表 1]
Figure imgf000021_0001
[0051] 本発明の可変スロットアンテナにおいては、導通された選択的導通経路は分断され た接地導体 101a、 101b間を局所的に接続し、構造内に片側が開放、片側が短絡さ れた 4分の 1実効波長のスロット共振器を、各駆動状態においてそれぞれ高周波的 に出現させることが出来る。図 11 (a)、 （b)に、図 1 (a)、 （b)の状態に駆動された可変 スロットアンテナにおいてそれぞれ高周波的に実現している構造を模式的に示す。 上述したように、本発明の可変スロットアンテナのスロット領域は、あらかじめ両端が 開放端に設定されているが、各駆動状態では片端は高周波的に短絡されているよう に扱うことが出来る。たとえば、図 11 (a)においては、図 1 (a)においては図示されて レ、る開放端 111 aを図示しなかった。これは、給電箇所 113から開放端 111aを臨む 方向に配置された第一の選択的導通経路 119の導通制御によって、給電箇所 113 から臨んだ場合、高周波的には開放端 111aが無視できるようになるためである。ま た、第二の選択的導通経路 121を高周波的に開放状態に設定すれば、第二の選択 的導通経路 121の具体的な形状などによる放射特性への影響は極めて限定的なも のとなり、図 1 (a)は高周波的に図 1 1 (a)のように近似することが出来る。同様に、図 1 (b)の駆動状態での可変スロットアンテナは高周波的には図 11 (b)のように近似する ことが出来る。 4分の 1実効波長スロット共振器を給電した場合の主ビーム方向は、給 電箇所から開放端側に向かう方向なので、給電箇所から開放端を臨む方向を駆動 状態によって切り替えることが可能な本発明の可変スロットアンテナにおいては、劇 的な主ビーム方向の切り替えが実現できるものである。なお、上述の図 5、 7〜10に 示した図も、任意の一駆動状態における可変スロットアンテナにおいて高周波的に 実現している構造を模式的に示したものであり、選択的導通経路は省略したものであ る。
[0052] 以上の原理により、図 12や図 13に示すように、本発明の駆動方法により駆動する 可変スロットアンテナ内に、給電箇所 113からスロット領域 109の開放端 l l la、 111 bに向かって単一ではなくそれぞれ複数個の選択的導通経路が配置された場合に は、駆動方法に制限が生じる。まず、図 12に示すように、右側（矢印 123a方向）に主 ビームを向けたレ、場合に、給電箇所 113から開放端 11 lbを臨む方向 117bに複数 の第二の選択的導通経路群 121— 1、 121— 2、 " ' lSl—Nを配置している場合、 全ての第二の選択的導通経路群 121— 1、 121— 2、 · ' · 121 _Νは、開放状態に設 定する。また、図 13に示すように、右側（矢印 123a方向）に主ビームを向けたい場合 に、給電箇所 113から開放端 11 lbを臨む方向 117aに複数の第一の選択的導通経 路群 119— 1、 119— 2、 · ' · 119_Νを配置している場合は、第一の選択的導通経 路群 119— 1、 119一 2、•••Ι Ι Θ— Νの内、少なくとも一つが導通状態に選択されれ ばよレ、。図 13では、第二の選択的導通経路 119— 2のみが導通制御されている状態 を示している。導通する選択的導通経路の選択により、形成されるスロット共振器の 共振器長を調整することが可能である。また、導通する選択的導通経路の選択により 、スロット共振器への給電インピーダンス調整を行うことも可能である。また、全ての選 択的導通経路を導通させても勿論力まわなレ、。
[0053] (選択的導通経路について）
第一、および第二の選択的導通経路により得られる第一の接地導体 101a、第二の 接地導体 101b間の導通は、直流信号的な導通でなくてもよぐ動作周波数付近に 通過帯域が限定された高周波的な導通であってもかまわない。具体的には本発明の 選択的導通経路を実現するためには、ダイオードスィッチ、高周波トランジスタ、高周 波スィッチ、 MEMSスィッチなど、アンテナ動作帯域で低損失且つ高分離度特性が 得られるスィッチ素子であればいずれも使用可能である。ダイオードスィッチを用い れば給電回路の構成を簡略化することができる。すなわち、第一の選択的導通経路 と第二の選択的導通経路に揷入するダイオードスィッチの極性を逆向きとすれば、 接地導体 101aか 101bのいずれかを直流的に接地し、もう片方の接地導体に与える 電圧を制御すれば、第一の駆動状態と第二の駆動状態を容易に切り替えることが出 来るものである。図 14 (a)、（b)には、本発明で用いられる選択的導通経路の実現例 について、特にスロット領域 109の幅がスィッチ素子のサイズより広い場合の例につ いて、周辺箇所付近の下面構造を拡大した模式図をそれぞれ示した。図 14 (a)に示 すように、選択的導通経路 191は、高周波信号の導通、開放の切り替えが可能なス イッチ素子 191aと、スィッチ素子 191aの両側に設けられた突起状の導体 193a、 19 3bから構成されてよレ、。導体 193a、 193bは、それぞれ接地導体 101a、 101b力らス ロット領域 109へ突き出した形状を採る。導体 193a、 193bの内、片方が構造から減 じられ、スィッチ素子 191 aが接地導体 101a、 101bのいずれかと直接接続されても よレヽ。また、図 14 (b) (こ示すよう ίこ、導体 193a、 193bの代わり (こ、導体ワイヤ 193c、 193dを用いて、接地導体 101aとスィッチ素子 191a、接地導体 101bとスィッチ素子 191aと間の接続を実現しても構わなレ、。また、スィッチ素子 191aのサイズがスロット 領域 109の幅よりも大きい場合の選択的導通経路 191の実現例を、図 15に選択的 導通経路周辺のみの拡大図として示した。いずれにせよ、選択的導通経路は、接地 導体 101a、 101b間を接続すべくスロット領域をまたいで形成され、経路内に必ず高 周波的な導通、開放の二状態を制御可能なスィッチ素子が直列に挿入された構造 である。選択的導通経路は、経路内のスィッチ素子が開放されれば高周波的に開放 状態として機能するし、経路内のスィッチ素子が導通制御されれば高周波的に導通 状態として機能する。高周波帯域で用レ、られるスィッチ素子には、構造に応じて寄生 回路成分が存在するので、完全な開放状態や完全な導通状態を実現することは厳 密には不可能であるが、寄生回路成分をあらかじめ考慮して回路設計を行えば、本 発明の目的を容易に達成することが出来る。例えば、本発明の実施例において用い た市販のガリウム砒素の PINダイオードスィッチは、直列の寄生容量が 0. 05pFであ り、開放時には 5GHz帯で 25dB程度の、本発明の目的には十分な分離特性を得る ことが可能である。この値を考慮せずに本発明の可変スロットアンテナの設計を行つ ても、特性に大きな変化は生じない。また、上述の巿販ダイオードスィッチは、直列の 寄生抵抗が 4 Ωであり、導通時の損失が 5GHz帯で 0. 3dB程度の値が得られ、本発 明の目的には十分な低損失特性が得られる。よって、この値を無視して理想的なスィ ツチ素子を配置したものとして本発明の可変スロットアンテナを駆動しても、アンテナ の放射効率等の特性劣化も無視できる。すなわち、本発明において用いられる選択 的導通経路は、一般的な回路技術で容易に実現することが可能である。
[0054] (スロット領域の向きについて）
本発明の可変スロットアンテナは、スロットの形成方向により主ビーム方向を変化さ せることが出来る。すなわち、給電箇所からスロットの開放端を臨む方向をやや下向 きにすれば、放射電磁波の主ビーム方向もやや下向きに配向できる。
[0055] (構成の対称性について）
本発明の可変スロットアンテナの形状は、必ずしも鏡面対称である必要はない。し かし、二状態で同一反射特性、同一利得特性、同一偏波特性でありながら、主ビー ム方向のみを切り替えられる可変性を有するアンテナの提供は、産業上の利用価値 が特に高いものと考えられる。よって、スロット領域 109の形状、給電線路 115、ルー プ配線 209の形状、接地導体 101a、 101bの形状は、鏡面対称であることが好まし レ、。
[0056] (スロット共振器について）
各駆動状態において、回路上に出現するスロット共振器については、スロット幅 Ws (すなわち、第 1接地導体 101aと第 2接地導体 101bとの間の距離)がスロット共振器 長 Lsに比べて無視できるほど狭い場合 (一般的に Wsが（Ls/8)以下である場合）、 スロット長 Lsは動作帯域の中心周波数 fO付近において 4分の 1実効波長となるよう設 定される。スロット幅 Wsが広ぐスロット共振器長 Lsと比べて無視できない場合 (一般 的に Wsが (Ls/8)を超える場合）、スロット幅も考慮したスロット長（Ls X 2 + Ws)を f 0において 2分の 1実効波長に相当するように設定すればよい。
[0057] スロット共振器長 Lsは、導通されている選択的導通経路（119または 121)から給電 線路 115および給電箇所 113を跨いで開口部 111までの距離と定義される。なお、 図 12のように、単一ではなくそれぞれ複数個の選択的導通経路が配置された場合 には、 Lsは、厳密には、最も給電線路 115に近いスィッチ 121から給電線路 115お よび給電箇所 113を跨レ、で開口部 111までの距離、と定義される。
[0058] (別形状のスロットの例について）
本発明の可変スロットアンテナにおいて、スロット領域の形状は矩形である必要は なぐ接地導体領域との境界線は任意の直線および曲線形状に置換可能である。例 えば、スロット領域の形状は、図 16に示すように、開放端付近でテーパ状にスロット 幅が広がるような構造であっても構わない。動作帯域の上限周波数付近では、アン テナの放射開口面により、ビーム幅が決定されるため、開放端付近でスロット幅を広 げておくことにより、高利得な指向性ビームを実現しやすくなる。
[0059] また、図 17に示すように、主スロット領域に多数の細力べ短いスロットを並列接続す れば (すなわち、略長方形の第 1の接地導体 101aおよび第 2の接地導体 101bの各 4辺のうち、向かい合う 1辺に小さな連続する凸凹を施せば）、主スロット領域への直 歹 IJインダクタンス付加効果が得られ、スロット長の実効的な短縮、更には回路の小型 化という実用上好ましい効果が得られる。また、主スロット領域のスロット幅を狭くして 、ミアンダ形状などに折り曲げ小型化を図った可変スロットアンテナ構造であっても、 本発明の駆動方法によって主ビーム方向の切り替え効果を得ることができる。
[0060] (給電線路開放端の処理と複共振構造）
給電線路 115の終端点 125を、抵抗素子を介して接地処理することにより広帯域な 整合特性を得ることも可能である。終端点 125付近で給電線路 115の線路幅を徐々 に広げ、終端箇所の形状をラジアル状にして、広帯域な整合特性を得ることも同様に 可能である。
[0061] また、例えば開放端 11 laや 11 lbに追加誘電体 129を装荷し、スロットアンテナの 放射特性を変化させることも可能である。具体的には広帯域動作時の主ビーム半値 幅特性などが制御できる。
[0062] (多層構造での形態）
なお、本明細書内では、図 18 (a)に断面図を示すように、誘電体基板 103の最表 面に給電線路 115が配置され、誘電体基板 103の最裏面に接地導体 101が配置さ れた構造について説明しているが、図 18 (b)に別の形態の断面図を示すように、多 層基板の採用などの方法により、給電線路 115、接地導体 101のいずれか、もしくは その両者が誘電体基板 103の内層面に配置されていても構わなレ、。また、図 18 (c) に別の形態の断面図を示すように、給電線路 115に対して接地導体 101として機能 する導体配線面は構造内に一つに限定される必要はなぐ給電線路 115が形成され た層を挟んで対向する接地導体 101が配置された構造でもよい。すなわち、本発明 の可変スロットアンテナの駆動方法は、マイクロストリップ線路構造の可変スロットアン テナのみでなぐストリップ線路構造の可変スロットアンテナでも同様の効果を得ること ができる。
(実施例）
図 19に上面からの透視模式図を示すような、実施例 1の可変スロットアンテナを作 製した。誘電体基板 103として、総厚 0. 5mmの FR4基板を用いた。基板表面と裏 面には、銅配線により厚さ 20ミクロンの給電線路パターンと接地導体パターンをそれ ぞれ形成した。各配線パターンはウエットエッチングにより一部領域の金属層を除去 することにより、形成し、表面には厚さ 1ミクロンの金メッキを施した。接地導体 101の 外縁部 105は、誘電体基板 103の端面に最も近接した場合においても、端面より 0. lmmは内側となるように配線マージンを設定した。図には接地導体パターンを点線 で、給電線路のパターンを実線で示した。入力端子部 109には高周波コネクタを接 続し、特性インピーダンスが 50 Ω相当の給電線路 115を介して、作製したアンテナと 測定系を接続した。図に示すように、給電線路 115がスロット領域 109と交差する箇 所でループ配線 209を導入した。ループ配線 209は一辺 a2、線路幅 W2の正方形 状のループ配線とした。また、ループ配線 209を導入せず、 50 Ωの特性インピーダ ンスの線路幅 W1のままでスロット領域 109と交差する給電構成の可変スロットアンテ ナを比較実施例 1とした。接地導体 101を中央で分離し、有限の接地導体領域 101 a 、 101b間に挟まれたスロット領域 109を形成し、スロット領域 109を跨ぐ二経路の選 択性導通経路 119、 121を設定した。選択性導通経路内の高周波スィッチ素子とし ては、市販のガリウム砒素の PINダイオードを用いた。使用した PINダイオードは、導 通時の揷入損失は 5GHzで 0. 3dB、開放時の分離度は 5GHzで 25dBと、実用上 全く問題ない値であった。接地導体領域 101bに、 lk Ωの抵抗素子を介してバイアス 回路を接続し、ダイオードへのバイアス給電を実現した。 119、 121のダイオードの極 性を逆向きと設定して配置することにより、選択性導通経路 119、 121の片方が導通 動作時にはもう片方が開放動作するよう、駆動する設定が完了した。図 19に示した 実施例 1の構造パラメータを、比較実施例 1の構造パラメータとの比較として表 2にま とめた。
[0064] [表 2]
Figure imgf000027_0001
[0065] 第一の駆動状態において、選択性導通経路 119を導通し、選択性導通経路 121を 開放することにより、図中の座標系でのプラス X方向への放射を広い周波数帯域で 得た。図 19は、第一の駆動状態における、構造模式図に相当している。また、第二 の駆動状態においては、逆向きのバイアスを接地導体領域に与えることにより、選択 性導通経路 119が開放され、選択性導通経路 121を導通することにより、マイナス X 方向への放射を広い周波数帯域で得た。第一の駆動状態での反射特性を図 20に 示し、比較実施例 1の同じく第一の駆動状態での反射特性と比較した。マイナス 10d B以下という良好な反射特性値を得ることが出来た周波数帯域は、比較実施例 1で は 2. 7GHz力 4. 3GHzであるのに対し、実施例 1では 2. 3GHz力 4. 7GHzと低 域側も高域側も大幅に改善された。比帯域の比較では、比較実施例 1が 45%だった のに対し、実施例 1は 68. 6%に向上することが出来た。また、第二の駆動状態でも、 ほぼ同様の周波数帯域で同様の反射特性を得ることが出来た。第一の駆動状態と 第二の駆動状態における 2. 5GHzと 4. 5GHzでの放射特性をそれぞれ図 21 (a)、 (b)に示す。図示したのは、図 19中の座標系における XZ面内での放射指向性であ る。図中、 siとして示したのが第一の駆動状態での放射指向性、 s2として示したのが 第二の駆動状態での放射指向性である。図 20、 21より明らかなように、二状態にお いてほぼ同等且つ良好な反射特性を広い周波数帯域で得つつ、且つ、広い周波数 帯域において同一方向に主ビーム方向を配向させ、且つ主ビーム方向を二状態で 完全に切り替えることが出来た。
[0066] 次に、図 22に上面からの透視模式図を示すような、実施例 2の可変スロットアンテ ナを作製した。実施例 2の構造パラメータを表 3にまとめた。実施例 2では、先端開放 箇所 125から t4の領域長の給電線路 115をインダクティブ共振器領域 127へと置換 し、その中に正方形状のループ配線 209を二つ直列に接続して導入した。また、イン ダクティブ共振器領域 127の中央部をスロット給電箇所に対応させた。
[0067] [表 3]
Figure imgf000028_0001
実施例 2の第一の駆動状態での反射特性を図 23に示した。実施例 2では 2· 63G Hzから 8. 8GHzという周波数帯域でマイナス 10dB以下という良好な反射損失値を 得ること力 S出来た。上記帯域は比帯域に換算すれば 108%もの広帯域特性に相当 し、ループ配線を導入しなかった場合の可変スロットアンテナである比較実施例 2の 第一の駆動状態で達成した 65%という比帯域よりも大幅に優位な値であった。また、 第二の駆動状態でも、ほとんど同様の反射特性を得ることが出来た。実施例 2の第一 の駆動状態と第二の駆動状態における 3GHzと 6GHzと 9GHzでの放射特性をそれ ぞれ図 24 (a)、 （b)、（c)に示した。図示したのは、図 22中の座標系における XZ面内 での放射指向性である。図中、 siとして示したのが第一の駆動状態での放射指向性 、 s2として示したのが第二の駆動状態での放射指向性である。図 23、 24より明ら力 なように、二状態にぉレ、てほぼ同等且つ良好な反射特性を広レ、周波数帯域で得つ つ、且つ、広い周波数帯域において同一方向に主ビーム方向を保持させ、且つ主ビ ーム方向を二状態でほぼ完全に鏡面対称に一括して切り替えることが出来た。
[0069] 以上、本発明の可変スロットアンテナによって、小型な回路占有面積でありながら、 動作帯域内で主ビーム方向を保持しながら、主ビーム方向の一括した劇的な切り替 え機能を実現可能なことが証明された。
産業上の利用可能性
[0070] 本発明にかかる可変スロットアンテナは、回路占有面積を増大させることなぐ動作 帯域の拡大、動作帯域内での主ビーム方向の同一性の保持、主ビーム方向の一括 した劇的な切り替え機能を同時に実現できるので、従来ならば複数の大型の広帯域 アンテナを搭載しなければ実現できなかった高機能端末を簡易な構成で実現するこ とが可能となる。本発明の可変スロットアンテナは、従来よりもはるかに広い周波数帯 域を用いる近距離無線用の通信システムの実現に貢献する。また、デジタル信号を 無線で送受信するような、超広帯域な周波数特性を必要とするようなシステムにおレヽ ても可変性を有する小型アンテナを導入しうる。
[0071] 上記の説明から把握される技術的思想は以下の通りである。
[0072] 誘電体基板（103)を有する指向性可変スロットアンテナであって、
前記誘電体基板（ 103)の裏面には、有限の面積の接地導体（ 101 )とスロット領域 ( 109)とが形成されており、
前記スロット領域（109)は、前記接地導体（101)を、第一の接地導体（101a)およ び第二の接地導体（101b)からなる二つの領域に分割し、
前記スロット領域（109)の両端にはそれぞれ開放端（11 la、 11 lb)が形成されて おり、
前記誘電体基板（103)の裏面には、さらに、前記スロット領域（109)を横断して前 記第一の接地導体（101a)と前記第二の接地導体（101b)を接続する 2つの選択的 導通経路群（119, 121)が配置されており、
前記誘電体基板（103)の表面には、前記スロット領域（109)の長手方向中央付近 の給電箇所（113)において前記スロット領域（109)と交差する給電線路（115)が配 置されており、
前記 2つの選択的導通経路群（119， 121)は、第 1の選択的導通経路（119)およ び第 2の選択的導通経路（121)からなり、
前記第 1の選択的導通経路（119)および第 2の選択的導通経路（121)は、前記誘 電体基板（103)の法線方向から前記指向性可変スロットアンテナを透過した透過平 面視におレ、て、前記給電線路（ 115)を間に挟む。
[0073] ここで、スロット共振器長 Lsを、前記第 1の選択的導通経路（119)と前記スロット領 域（109)の X方向の先端に位置する開放端（111b)との間の距離、スロット幅 Ws が前記第 1の接地導体（101a)と前記第 2の接地導体（101b)との間の距離と設定し たとき、
Wsが (Ls/8)以下である場合には、前記 Lsが動作帯域の中心周波数 fOに対して 4分の 1実効波長と同一の長さになるように設定され、
Wsが (Ls/8)を超える場合には、（2Ls + Ws)が動作帯域の中心周波数 fOに対し て 2分の 1実効波長と同一の長さになるように設定される。
[0074] 第一の状態においては、第 1の選択的導通経路（119)を導通状態に選択し、かつ 第 2の選択的導通経路（119)を開放状態に選択することにより、一 X方向に主ビーム を放射（123a)させ、第二の状態においては、第 1の選択的導通経路（119)を開放 状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路（121)を導通状態に選択することにより、 X方向に主ビームを放射（123b)させる。
[0075] 前記給電箇所（113)付近の第一の地点（221)において、前記給電線路（113)が 二本以上の分岐線路を含む分岐線路群（115a、 115b)に一旦分岐され、前記分岐 線路群の内、 2本以上の分岐線路（115a、 115b)を前記スロット（109)付近の第二 の地点（223)において再度接続して給電線路（115)内にループ配線（209)を形成 し、全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において 1実効波長未満の長さに設定されている。

Claims

請求の範囲
誘電体基板を有する指向性可変スロットアンテナであって、
前記誘電体基板の裏面には、有限の面積の接地導体とスロット領域とが形成され ており、
前記スロット領域は、前記接地導体を、第一の接地導体および第二の接地導体に 分割し、
前記スロット領域の両端にはそれぞれ開放端が形成されており、
前記誘電体基板の裏面には、さらに、前記スロット領域を横断して前記第一の接地 導体と前記第二の接地導体を接続する少なくとも 2つの選択的導通経路群が配置さ れており、
前記誘電体基板の表面には、前記スロット領域の長手方向中央付近の給電箇所 において前記スロット領域と交差する給電線路が配置されており、
前記少なくとも 2つの選択的導通経路群は、第 1の選択的導通経路および第 2の選 択的導通経路を有し、
前記第 1の選択的導通経路および第 2の選択的導通経路は、前記誘電体基板の 法線方向から前記指向性可変スロットアンテナを透過した透過平面視において、前 記給電線路を間に挟み、
前記スロット領域の長手方向を X方向、前記給電線路の長手方向を Y方向、前記 誘電体基板の法線方向を Z方向と設定したとき、
前記開放端のうち、前記スロット領域の X方向の先端に位置する開放端と前記給電 箇所との間に前記第 1の選択的導通経路が配置され、かつ、前記開放端のうち、前 記スロット領域の一 X方向の先端に位置する開放端と前記給電箇所との間に前記第 2の選択的導通経路が配置されており、
第一の状態においては、第 1の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第 2の 選択的導通経路を開放状態に選択することにより、 X方向に主ビームを放射させ、 第二の状態においては、第 1の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第 2の 選択的導通経路を導通状態に選択することにより、 X方向に主ビームを放射させ、 前記給電箇所付近の第一の地点にぉレ、て、前記給電線路が二本以上の分岐線路 を含む分岐線路群に一旦分岐され、前記分岐線路群の内、 2本以上の分岐線路を 前記スロット付近の第二の地点において再度接続して給電線路内にループ配線を 形成し、
全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において 1 実効波長未満の長さに設定されている、指向性可変スロットアンテナ。
[2] スロット共振器長 Lsを、前記第 1の選択的導通経路と前記スロット領域の— X方向 の先端に位置する開放端との間の距離、
スロット幅 Wsを、前記第 1の接地導体と前記第 2の接地導体との間の距離と設定し たとき、
Wsが (Ls/8)以下である場合には、前記 Lsが動作帯域の中心周波数 fOに対して 4分の 1実効波長と同一の長さになるように設定され、
Wsが (Ls/8)を超える場合には、（2Ls + Ws)が動作帯域の中心周波数 fOに対し て 2分の 1実効波長と同一の長さになるように設定されている、請求項 1に記載の可 変スロットアンテナ。
[3] 少なくとも一つの前記ループ配線が前記スロット領域と前記接地導体の境界線と交 差し、前記スロット領域の開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記 スロット領域が励振される請求項 1に記載の可変スロットアンテナ。
[4] 先端開放終端点より、動作帯域の中心周波数において 4分の 1実効波長の長さの 領域の前記給電線路が 50 Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成さ れるインダクティブ共振器領域に設定され、
前記インダクティブ共振器領域にぉレ、て、前記給電線路と前記スロット領域が少な くとも一部で交差する請求項 1に記載の可変スロットアンテナ。
[5] 前記給電線路が分岐された分岐配線の配線幅の総和が、同一基板上での 50 Ωの 特性インピーダンスの伝送線路の配線幅と同一、もしくは狭く設定される請求項 1に 記載の可変スロットアンテナ。
[6] 第一、および第二の状態において、前記接地導体が有する最低次の共振周波数 が、前記可変スロットアンテナの動作帯域より低く設定される請求項 1に記載の可変 スロットアンテナ。
[7] 前記給電箇所付近での前記給電線路と前記スロット領域形状が鏡面対称に配置さ れ、前記第一の方向と前記第二の方向が鏡面対称な方向である請求項 1に記載の 可変スロットアンテナ。
[8] 前記第一の方向と前記第二の方向が平行且つ逆向きであることを特徴とする請求 項 7に記載の可変スロットアンテナ。
[9] 前記第 1の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
前記第一の状態においては、前記第 1の選択的導通経路の前記複数の部分の少 なくとも 1つを導通状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路を開放状態に選択す ることにより、一X方向に主ビームを放射させ、
前記第二の状態においては、前記第 1の選択的導通経路の前記複数の部分のす ベてを開放状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路を導通状態に選択することに より、 X方向に主ビームを放射させる、請求項 1に記載の可変スロットアンテナ。
[10] 前記第 2の選択的導通経路が、複数の部分を有してレ、る場合、
前記第一の状態においては、第 1の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路の前記複数の部分のすべてを開放状態に選択することにより、 X方向に主ビームを放射させ、
前記第二の状態においては、第 1の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路の前記複数の部分の少なくとも 1つを導通状態に選択すること により、 X方向に主ビームを放射させる、請求項 1に記載の可変スロットアンテナ。
[11] 前記スリット領域は、前記開放端に向かってテーパ状にスロット幅が広がっている部 分を有してレ、る請求項 1に記載の可変スロットアンテナ。
[12] 前記第一の接地導体および第二の接地導体の外縁のうち、前記スロット領域を介 して対向する部分は、 Z方向から見たときに複数の凹凸が X方向に沿って配列された 平面形状を有してレ、る、請求項 1に記載の可変スロットアンテナ。
[13] 誘電体基板を有する指向性可変スロットアンテナであって、
前記誘電体基板の裏面には、有限の面積の接地導体とスロット領域とが形成され ており、
前記スロット領域は、前記接地導体を、第一の接地導体および第二の接地導体に 分割し、
前記スロット領域の両端にはそれぞれ開放端が形成されており、
前記誘電体基板の裏面には、さらに、前記スロット領域を横断して前記第一の接地 導体と前記第二の接地導体を接続する少なくとも 2つの選択的導通経路群が配置さ れており、
前記誘電体基板の表面には、前記スロット領域の長手方向中央付近の給電箇所 において前記スロット領域と交差する給電線路が配置されており、
前記少なくとも 2つの選択的導通経路群は、第 1の選択的導通経路および第 2の選 択的導通経路を有し、
前記第 1の選択的導通経路および第 2の選択的導通経路は、前記誘電体基板の 法線方向から前記指向性可変スロットアンテナを透過した透過平面視において、前 記給電線路を間に挟み、 前記スロット領域の長手方向を X方向、前記給電線路の 長手方向を Y方向、前記誘電体基板の法線方向を Z方向と設定したとき、
前記開放端のうち、前記スロット領域の X方向の先端に位置する開放端と前記給電 箇所との間に前記第 1の選択的導通経路が配置され、かつ、前記開放端のうち、前 記スロット領域の X方向の先端に位置する開放端と前記給電箇所との間に前記第 2の選択的導通経路が配置され、
前記給電箇所付近の第一の地点にぉレ、て、前記給電線路が二本以上の分岐線路 を含む分岐線路群に一旦分岐され、前記分岐線路群の内、 2本以上の分岐線路を 前記スロット付近の第二の地点において再度接続して給電線路内にループ配線を 形成し、
全ての前記ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において 1 実効波長未満の長さに設定されており、
第 1の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路を開放状 態に選択することにより、 _X方向に主ビームを放射させる第一工程と、
第 1の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路を導通状 態に選択することにより、 X方向に主ビームを放射させる第二工程と、
を包含する可変スロットアンテナの駆動方法。
[14] スロット共振器長 Lsを、前記第 1の選択的導通経路と前記スロット領域の— X方向 の先端に位置する開放端との間の距離、
スロット幅 Wsを、前記第 1の接地導体と前記第 2の接地導体との間の距離と設定し たとき、
Wsが (Ls/8)以下である場合には、前記 Lsが動作帯域の中心周波数 fOに対して
4分の 1実効波長と同一の長さになるように設定され、
Wsが (Ls/8)を超える場合には、（2Ls + Ws)が動作帯域の中心周波数 fOに対し て 2分の 1実効波長と同一の長さになるように設定されている、請求項 13に記載の可 変スロットアンテナの駆動方法。
[15] 少なくとも一つの前記ループ配線が前記スロット領域と前記接地導体の境界線と交 差し、前記スロット領域の開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記 スロット領域が励振される請求項 13に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
[16] 先端開放終端点より、動作帯域の中心周波数において 4分の 1実効波長の長さの 領域の前記給電線路が 50 Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成さ れるインダクティブ共振器領域に設定され、
前記インダクティブ共振器領域にぉレ、て、前記給電線路と前記スロット領域が少な くとも一部で交差する請求項 13に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
[17] 前記給電線路が分岐された分岐配線の配線幅の総和が、同一基板上での 50 Ωの 特性インピーダンスの伝送線路の配線幅と同一、もしくは狭く設定される請求項 13に 記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
[18] 第一、および第二工程において、前記接地導体が有する最低次の共振周波数が、 前記可変スロットアンテナの動作帯域より低く設定される請求項 13に記載の可変スロ ットアンテナの駆動方法。
[19] 前記給電箇所付近での前記給電線路と前記スロット領域形状が鏡面対称に配置さ れ、前記第一の方向と前記第二の方向が鏡面対称な方向である請求項 13に記載の 可変スロットアンテナの駆動方法。
[20] 前記第一の方向と前記第二の方向が平行且つ逆向きであることを特徴とする請求 項 19に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
[21] 前記第 1の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
前記第一工程においては、前記第 1の選択的導通経路の前記複数の部分の少な くとも 1つを導通状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路を開放状態に選択するこ とにより、一X方向に主ビームを放射させ、
前記第二工程においては、前記第 1の選択的導通経路の前記複数の部分のすべ てを開放状態に選択し、かつ第 2の選択的導通経路を導通状態に選択することによ り、 X方向に主ビームを放射させる、請求項 13に記載の可変スロットアンテナの駆動 方法。
[22] 前記第 2の選択的導通経路が、複数の部分を有している場合、
前記第一工程においては、第 1の選択的導通経路を導通状態に選択し、かつ第 2 の選択的導通経路の前記複数の部分のすべてを開放状態に選択することにより、 -
X方向に主ビームを放射させ、
前記第二工程においては、第 1の選択的導通経路を開放状態に選択し、かつ第 2 の選択的導通経路の前記複数の部分の少なくとも 1つを導通状態に選択することに より、 X方向に主ビームを放射させる、請求項 13に記載の可変スロットアンテナの駆 動方法。
[23] 前記スリット領域は、前記開放端に向かってテーパ状にスロット幅が広がっている部 分を有している請求項 13に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
[24] 前記第一の接地導体および第二の接地導体の外縁のうち、前記スロット領域を介 して対向する部分は、 Z方向から見たときに複数の凹凸が X方向に沿って配列された 平面形状を有している、請求項 13に記載の可変スロットアンテナの駆動方法。
PCT/JP2007/060551 2006-05-25 2007-05-23 可変スロットアンテナ及びその駆動方法 WO2007138960A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007554779A JP4131985B2 (ja) 2006-05-25 2007-05-23 可変スロットアンテナ及びその駆動方法
CN200780008962XA CN101401258B (zh) 2006-05-25 2007-05-23 可变缝隙天线和其驱动方法
US12/179,096 US7535429B2 (en) 2006-05-25 2008-07-24 Variable slot antenna and driving method thereof

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006-144800 2006-05-25
JP2006144800 2006-05-25

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US12/179,096 Continuation US7535429B2 (en) 2006-05-25 2008-07-24 Variable slot antenna and driving method thereof

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007138960A1 true WO2007138960A1 (ja) 2007-12-06

Family

ID=38778480

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2007/060551 WO2007138960A1 (ja) 2006-05-25 2007-05-23 可変スロットアンテナ及びその駆動方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7535429B2 (ja)
JP (1) JP4131985B2 (ja)
CN (1) CN101401258B (ja)
WO (1) WO2007138960A1 (ja)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100156600A1 (en) * 2008-12-19 2010-06-24 Mark Duron Method and System for a Broadband Impedance Compensated Slot Antenna (BICSA)
CA2741152A1 (en) * 2010-05-25 2011-11-25 Intelligent Mechatronic Systems Inc. Wideband l-shaped circular polarized monopole slot antenna
US8923528B2 (en) 2010-08-30 2014-12-30 Microsoft Corporation Hearing aid-compatible apparatus for wireless communication devices
FR2958805A1 (fr) * 2010-10-11 2011-10-14 Thomson Licensing Antenne planaire compacte
TWI532258B (zh) * 2011-10-04 2016-05-01 國立交通大學 無接觸式共振器耦合之天線裝置及其方法
EP2631991B1 (en) * 2012-02-24 2015-01-21 Tata Consultancy Services Limited Microstrip antenna
TWI594504B (zh) * 2013-04-22 2017-08-01 群邁通訊股份有限公司 無線通訊裝置
TWI536660B (zh) * 2014-04-23 2016-06-01 財團法人工業技術研究院 通訊裝置及其多天線系統設計之方法
KR20170032498A (ko) * 2015-09-13 2017-03-23 주식회사 아이엠텍 휴대 단말기
CN106025562B (zh) * 2016-06-27 2018-06-05 北京航空航天大学 一种具有耦合抑制窄带的缝隙天线
EP4191789A1 (en) 2016-12-14 2023-06-07 Fitbit, Inc. Methods for slot antenna design for wearable electronic devices and conductive housings
EP3367505B1 (en) * 2017-02-27 2019-06-26 ProAnt AB Antenna arrangement and a device comprising such an antenna arrangement
JP6401835B1 (ja) * 2017-08-07 2018-10-10 株式会社ヨコオ アンテナ装置
CN111279553B (zh) * 2017-11-07 2022-04-15 Ａｇｃ株式会社 天线和车辆用窗玻璃
CN114792888B (zh) * 2022-05-11 2024-08-09 领翌技术(横琴)有限公司 天线和电子设备

Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0685520A (ja) * 1992-09-03 1994-03-25 Sumitomo Metal Mining Co Ltd プリントアンテナ
JP2882928B2 (ja) * 1991-04-12 1999-04-19 アルプス電気株式会社 スロットアンテナ
JP2951707B2 (ja) * 1989-09-11 1999-09-20 アルカテル・エスパース 平面アンテナ
JP2002084130A (ja) * 2000-09-06 2002-03-22 Maspro Denkoh Corp Ｕｈｆアンテナ
JP3360118B2 (ja) * 2000-11-22 2002-12-24 独立行政法人通信総合研究所 水平偏波アンテナ
JP2003101337A (ja) * 2001-06-15 2003-04-04 Thomson Licensing Sa 放射多様性を伴う電磁気信号の受信及び／若しくは送信のための装置
JP2004007705A (ja) * 2002-05-31 2004-01-08 Thomson Licensing Sa スロットタイプの改良型平面アンテナ
JP2004129234A (ja) * 2002-08-29 2004-04-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2004304226A (ja) * 2003-03-28 2004-10-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置およびそれを用いた無線通信装置
WO2005013419A1 (fr) * 2003-07-30 2005-02-10 Thomson Licensing Antenne planaire a fente a diversite de reception
JP2005079972A (ja) * 2003-09-01 2005-03-24 Alps Electric Co Ltd 平面アンテナ装置
JP2005514844A (ja) * 2001-12-27 2005-05-19 エイチアールエル　ラボラトリーズ，エルエルシー ＲＦ−ＭＥＭｓ同調型スロットアンテナ及びその製造方法
JP2005210520A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 Sony Corp アンテナ装置
JP2005210521A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 Sony Corp アンテナ装置
JP2005217667A (ja) * 2004-01-28 2005-08-11 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd スロットライン型の平面アンテナ
JP2006005679A (ja) * 2004-06-17 2006-01-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd スロットアレーアンテナ及び無線通信端末
JP2006066993A (ja) * 2004-08-24 2006-03-09 Sony Corp マルチビームアンテナ

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0365681A (ja) 1989-08-03 1991-03-20 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 撮像方式
JPH03224323A (ja) 1989-12-22 1991-10-03 Nippondenso Co Ltd 無線電話装置
JP2654248B2 (ja) 1990-11-21 1997-09-17 株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所 共平面アンテナ
JPH0514034A (ja) 1991-06-27 1993-01-22 Nissan Motor Co Ltd 偏波発生器
US5268696A (en) 1992-04-06 1993-12-07 Westinghouse Electric Corp. Slotline reflective phase shifting array element utilizing electrostatic switches
JP3684285B2 (ja) 1997-03-10 2005-08-17 株式会社日立製作所 同調型スロットアンテナ
JP3608379B2 (ja) 1997-05-30 2005-01-12 株式会社日立製作所 同調型スロットアンテナ
US6285333B1 (en) * 1999-05-20 2001-09-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for changing the electrical characteristics of an antenna in a communications system
US6150989A (en) 1999-07-06 2000-11-21 Sky Eye Railway Services International Inc. Cavity-backed slot antenna resonating at two different frequencies
US6292153B1 (en) 1999-08-27 2001-09-18 Fantasma Network, Inc. Antenna comprising two wideband notch regions on one coplanar substrate
US6366254B1 (en) 2000-03-15 2002-04-02 Hrl Laboratories, Llc Planar antenna with switched beam diversity for interference reduction in a mobile environment
DE60009874T2 (de) 2000-05-26 2005-03-31 Sony International (Europe) Gmbh V-Schlitz-Antenne für zirkulare Polarisation
AT6575U1 (de) * 2002-10-31 2003-12-29 Magna Steyr Powertrain Ag & Co Einfachwirkender aktuator mit schnellöffnendem hydraulikventil zur steuerung einer kupplung
JP3828504B2 (ja) 2003-04-01 2006-10-04 株式会社東芝 無線装置
JP2004336328A (ja) 2003-05-07 2004-11-25 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc アンテナ装置及び無線装置
JP2007523558A (ja) 2004-02-19 2007-08-16 イー・エム・ダヴリュー・アンテナ カンパニー リミテッド 無線ハンドセットのインターナルアンテナ及びその設計方法
BRPI0511634A (pt) 2004-06-09 2008-01-02 Thomson Licensing dispositivo de radiação compreendendo pelo menos um filtro de rejeição adaptativo e antena provida com o dito dispositivo
JP2006310927A (ja) 2005-04-26 2006-11-09 Advanced Telecommunication Research Institute International アンテナ装置

Patent Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2951707B2 (ja) * 1989-09-11 1999-09-20 アルカテル・エスパース 平面アンテナ
JP2882928B2 (ja) * 1991-04-12 1999-04-19 アルプス電気株式会社 スロットアンテナ
JPH0685520A (ja) * 1992-09-03 1994-03-25 Sumitomo Metal Mining Co Ltd プリントアンテナ
JP2002084130A (ja) * 2000-09-06 2002-03-22 Maspro Denkoh Corp Ｕｈｆアンテナ
JP3360118B2 (ja) * 2000-11-22 2002-12-24 独立行政法人通信総合研究所 水平偏波アンテナ
JP2003101337A (ja) * 2001-06-15 2003-04-04 Thomson Licensing Sa 放射多様性を伴う電磁気信号の受信及び／若しくは送信のための装置
JP2005514844A (ja) * 2001-12-27 2005-05-19 エイチアールエル　ラボラトリーズ，エルエルシー ＲＦ−ＭＥＭｓ同調型スロットアンテナ及びその製造方法
JP2004007705A (ja) * 2002-05-31 2004-01-08 Thomson Licensing Sa スロットタイプの改良型平面アンテナ
JP2004129234A (ja) * 2002-08-29 2004-04-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2004304226A (ja) * 2003-03-28 2004-10-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置およびそれを用いた無線通信装置
WO2005013419A1 (fr) * 2003-07-30 2005-02-10 Thomson Licensing Antenne planaire a fente a diversite de reception
JP2005079972A (ja) * 2003-09-01 2005-03-24 Alps Electric Co Ltd 平面アンテナ装置
JP2005210520A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 Sony Corp アンテナ装置
JP2005210521A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 Sony Corp アンテナ装置
JP2005217667A (ja) * 2004-01-28 2005-08-11 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd スロットライン型の平面アンテナ
JP2006005679A (ja) * 2004-06-17 2006-01-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd スロットアレーアンテナ及び無線通信端末
JP2006066993A (ja) * 2004-08-24 2006-03-09 Sony Corp マルチビームアンテナ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LEI ZHU: "A Novel Broadband Microstrip-Fed Wide Slot Antenna With Double Rejection Zeros", IEEE ANTENNAS AND WIRELESS PROPAGATION LETTERS, vol. 2, 2003, pages 194 - 196, XP003019732 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN101401258B (zh) 2012-10-10
US7535429B2 (en) 2009-05-19
CN101401258A (zh) 2009-04-01
JPWO2007138960A1 (ja) 2009-10-08
US20090021439A1 (en) 2009-01-22
JP4131985B2 (ja) 2008-08-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4131985B2 (ja) 可変スロットアンテナ及びその駆動方法
JP4131984B2 (ja) 可変スロットアンテナ及びその駆動方法
JP4287902B2 (ja) 広帯域スロットアンテナ
JP4871516B2 (ja) アンテナ装置およびアンテナ装置を用いた無線機
JP4050307B2 (ja) スロットアンテナ
JP4904197B2 (ja) 不平衡給電広帯域スロットアンテナ
JP4109629B2 (ja) ＲＦ−ＭＥＭｓ同調型スロットアンテナ及びその製造方法
US7710338B2 (en) Slot antenna apparatus eliminating unstable radiation due to grounding structure
JP4904196B2 (ja) 不平衡給電広帯域スロットアンテナ
JP4053585B2 (ja) 差動給電スロットアンテナ
JP2006519545A (ja) マルチバンド分岐放射器アンテナ素子（ｍｕｌｔｉｂａｎｄｂｒａｎｃｈｒａｄｉａｔｏｒａｎｔｅｎｎａｅｌｅｍｅｎｔ）
US7532172B2 (en) Differentially-fed variable directivity slot antenna
US6259416B1 (en) Wideband slot-loop antennas for wireless communication systems
JPWO2008090805A1 (ja) 差動給電指向性可変スロットアンテナ
JP4201274B2 (ja) マルチバンド対応マイクロストリップアンテナおよびそれを用いた無線システム
JP2006340202A (ja) アンテナ装置およびこれを備えた無線通信装置
CN111819734A (zh) 波束可控天线设备、系统和方法
US11024965B2 (en) Dual band antenna device
JP3223595B2 (ja) マイクロストリップアンテナ

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2007554779

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 07743985

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

DPE1 Request for preliminary examination filed after expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200780008962.X

Country of ref document: CN

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 07743985

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

DPE1 Request for preliminary examination filed after expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)