JP3941445B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を整流平滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路へ高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電源装置として、図１７に示すような回路構成のものが提案されている（特開２０００−３１２４８３号公報参照）。
【０００３】
この電源装置は、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力端間にはダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、それぞれ寄生ダイオードを有している（各ＭＯＳＦＥＴは、ソース−基板間を接続してあり、ドレインおよびソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続された寄生ダイオードを有している）。
【０００４】
ダイオードＤ１，Ｄ２は直列接続され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路は、整流器ＤＢの正極端と一方のスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と整流器ＤＢの負極端との間には平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０が接続され、ダイオードＤ１，Ｄ２にはそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続されている。
【０００５】
整流器ＤＢの正極端とダイオードＤ１との接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、リーケージトランスであるトランスＴ１の１次巻線ｎ１が挿入されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２には負荷回路１が接続されている。ここにおいて、負荷回路１としてはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端にそれぞれフィラメントの一端が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、放電ランプＦＬの各フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用ないし共振用のコンデンサＣ３とを設けたものを用いており、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ３とにより共振回路が形成されている。また、上述の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路１０により電源周波数よりも十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが一定と見なせる程度に設定されている。
【０００６】
この回路構成において、定常状態での動作について図１８を参照して簡単に説明する。なお、図１８（ａ）はスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶQ1、同図（ｂ）はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶQ2、同図（ｃ）はトランスＴ１の１次巻線ｎ１に流れる電流ＩT1、同図（ｄ）はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩQ1、同図（ｅ）はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、同図（ｆ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1、同図（ｇ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｈ）は整流器ＤＢへの入力電流Ｉinである。
【０００７】
図１８における時刻ｔ１においてスイッチング素子Ｑ１がターンオフ、スイッチング素子Ｑ２がターンオンすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギが、トランスＴ１の１次巻線ｎ１−ダイオードＤ１−コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ１の１次巻線ｎ１の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給される。次に、時刻ｔ２においてトランスＴ１の蓄積エネルギが零になると、コンデンサＣ０を直流電源として、コンデンサＣ０−コンデンサＣ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ０の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１に電力が供給される。
【０００８】
そして、時刻ｔ３においてコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0とコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1との和が整流器ＤＢの出力電圧まで低下すると、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給されるとともに、交流電源ＡＣから整流器ＤＢに入力電流Ｉinが流れる（入力電流Ｉinを取り込む）。
【０００９】
その後、時刻ｔ４においてスイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギが、トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−コンデンサＣ２−コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣ−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給されるとともに、交流電源ＡＣから整流器ＤＢに入力電流Ｉinが流れる（入力電流Ｉinを取り込む）。次に、時刻ｔ５においてトランスＴ１に蓄積エネルギが零になると、コンデンサＣ１，Ｃ２が直流電源となり、コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給される。
【００１０】
その後、時刻ｔ６においてコンデンサＣ２の充電電圧が零になると、コンデンサＣ１が直流電源となり、コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給される。
【００１１】
そして、時刻ｔ７になると時刻ｔ１における状態に戻り、上述の一連の動作を繰り返すことにより負荷回路１に交番した高周波電力が供給される。すなわち、交流電源ＡＣの１周期において各部の動作波形は図１９に示すようになる。なお、図１９（ａ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1、同図（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｃ）はトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1、同図（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、同図（ｅ）は整流器ＤＢへの入力電流Ｉin、同図（ｆ）は負荷回路１に設けた放電ランプＦＬに流れる電流ＩFLである。なお、図１７には図示していないが、この種の高周波電力を負荷回路１に与える回路では、交流電源ＡＣへの高周波成分の混入を防止するために、交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用のフィルタ回路を挿入することが一般的に行われており、このようなフィルタ回路を設けることにより、交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinは図１９（ｅ）のような入力電流Ｉinの包絡線成分のみが抽出され、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓにほぼ比例した入力電流が得られる。
【００１２】
ところで、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが正弦波状に上昇および下降すると、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が正弦波状に下降および上昇すると同時に、コンデンサＣ２の両端電圧ＶC2が正弦波状に上昇および下降することによって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の振幅をほぼ一定になるので、負荷回路１において放電ランプＦＬに流れる電流ＩFLの波高率が小さくなる。すなわち、図１７に示した従来構成では、コンデンサＣ１の両端電圧とコンデンサＣ２の両端電圧とを加算してトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1を振幅の変動の少ない高周波電圧とすることができ、負荷回路１に流れる電流ＩFLの波高率が小さくなっている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７に示した従来構成では、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1とコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2とを加算してトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1を一定の電圧とすることは困難であり、整流器ＤＢから出力される脈流電圧の電圧値が高い期間（以下、脈流山部と称す）と整流器ＤＢから出力される脈流電圧の電圧値が低い期間（以下、脈流谷部と称す）との間の位相においてトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の振幅が低下し、その結果、負荷回路１に流れる電流が減少し、放電ランプＦＬに流れるランプ電流も低下することになる。なお、蛍光ランプのような放電ランプＦＬは負性抵抗特性を有しているから、ランプ電流が減少すればランプ電圧が上昇する。つまり、負荷インピーダンスが増加する。
【００１４】
また、脈流山部と脈流谷部の間の位相のようにトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1が低下する期間では、負荷回路１に流れる共振電流が減少し、スイッチング素子Ｑ２の回生電流が図１９（ｄ）のように脈流山部と脈流谷部との間の位相にて減少するので、負荷のインピーダンスの変化によってこの位相付近で回生電流が少なくなり、回生電流がなくなるとゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズが増大してしまう問題が発生する恐れがあった。この種の問題は特に放電ランプのようにインピーダンスの変化する負荷に電力を供給する場合において顕著に現れる。
【００１５】
また、平滑用のコンデンサＣ０の容量は有限であるから、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0が図２０（ａ）に示すように交流電源ＡＣの電源周波数（商用周波数）の２倍の周波数のリプル電圧成分を持つことになるので、同図（ｂ）、（ｃ）に示すコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧ＶC1，ＶC2にもリプル電圧成分が重畳されてしまう。なお、図２０（ａ）のおける一点鎖線はコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0のリプル電圧成分が零の時の両端電圧ＶC0の電圧波形の包絡線を示している。また、同図（ｂ）に示すコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1、同図（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｄ）に示すトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1、同図（ｅ）に示すスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、同図（ｆ）に示す放電ランプＦＬに流れる電流ＩFLそれぞれについても、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0のリプル電圧成分が零の時の動作波形を一点鎖線で示してある。
【００１６】
コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0が上述のリプル電圧成分を含んでいるので、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも大きい期間ではコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が小さくなり、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも小さい期間ではコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が大きくなる。同様に、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも大きい期間ではトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1も小さくなり、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも小さい期間ではトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1も大きくなる。したがって、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも小さ期間で且つ脈流山部と脈流谷部との間の位相においてトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1が低下する期間ではスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2（図２０（ｅ）参照）、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1（図２０（ｄ）参照）がさらに低下して出力電流ＩFL（図２０（ｆ）参照）も低下することになるので、出力電流の波高率の低減には限界がある。また、スイッチング素子Ｑ２の回生電流もさらに小さくなり、上述のゼロ電圧スイッチング動作を満足しない領域に入る恐れが高まることになるという不具合があった。
【００１７】
以上説明したように、上記従来構成の電源装置では、出力電流の波高率を十分に低減することができず、また、脈流山部と脈流谷部との間の位相においてゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズが増加していまうという不具合があった。
【００１８】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、負荷回路に流れる電流の波高率を低減でき且つ負荷のインピーダンスが変化してもスイッチング素子のストレスやノイズの増加を防止することができる電源装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサと整流器の他方の出力端との間に挿入され平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入された第１のコンデンサと、インピーダンス要素と第１のコンデンサとの接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えることを特徴とするものであり、第１のコンデンサが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減でき、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができる。
【００２０】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入され且つ平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、インピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に挿入された第１のコンデンサと、整流器の他方の出力端と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えることを特徴とするものであり、第１のダイオードが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続され、平滑コンデンサが第１のダイオードと整流器の一方の出力端との間に接続され、第１のコンデンサがインピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減でき、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができる。
【００２１】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記インピーダンス要素は、インダクタよりなるので、第１のコンデンサへの充電電流がインダクタのインダクタンスによって徐々に増加することになるから、脈流電圧の瞬時値が低い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅を増大できるとともに、脈流電圧の瞬時値が高い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅の増大を抑えることができ、結果的に脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の電源装置は、基本的に図１に示すように構成されており、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力端間（つまり、正極端と負極端との間）にはダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、それぞれ寄生ダイオードを備えている。
【００３０】
ダイオードＤ１，Ｄ２は直列接続され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路は、整流器ＤＢの正極端と一方のスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と整流器ＤＢの負極端との間には平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０が接続され、ダイオードＤ２にはコンデンサＣ２が並列接続されている。
【００３１】
また、整流器ＤＢの出力端間には電圧調整用のインピーダンス要素たるインピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。インピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、リーケージトランスであるトランスＴ１の１次巻線ｎ１が挿入されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２には負荷回路１が接続されている。ここにおいて、負荷回路１としてはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端にそれぞれフィラメントの一端が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、放電ランプＦＬの各フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用ないし共振用のコンデンサＣ３とを設けたものを用いており、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ３とにより共振回路が形成されている。また、上述の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路１０により電源周波数よりも十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが一定と見なせる程度に設定されている。
【００３２】
以下、本実施形態の電源装置の動作について説明するが、基本的には従来例（図１７に示した従来構成の電源装置）の動作と同様なので、従来例の動作との相違点を中心に説明する。
【００３３】
従来例では、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、その後、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が零になるとダイオードＤ１に電流が流れるモードにおいて、コンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１（コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1）がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0でクランプされることになる。これに対して、本実施形態では、このモードにおいて、インピーダンス素子１２によりコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１が入力電圧の瞬時値に応じて調整される点に特徴がある。具体的には、インピーダンス素子１２を設けたことによって、電位Ｖ１が上述の脈流谷部付近において高くなり、上述の脈流山部付近において従来例とほぼ同じになる（あまり変わらない）るように調整される（インピーダンス素子１２が電圧調整手段を構成している）。このようなインピーダンス素子１２を設けていることによって、電位Ｖ１は図２（ａ）に示すような包絡線の電圧となり、脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することができる。なお、図２（ａ）はコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１、同図（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｃ）はトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1、同図（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、（ｅ）は負荷回路１に流れる電流ＩFLを示しており、同図（ａ）〜（ｅ）における一点鎖線は従来例における各部の動作波形の包絡線成分を示している。
【００３４】
上述のように脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することによって、当該位相での負荷回路１に流れる共振電流の低下を抑制することができ、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチング素子Ｑ２の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることがなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。
【００３５】
さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００３６】
以上説明したように、本実施形態では、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる（トランスＴ１の１次電圧の波高値を交流電源ＡＣの１周期にわたってほぼ一定にすることが可能であり、負荷回路１に流れる電流の波高率を下げることができる）。
【００３７】
ところで、本実施形態の電源装置では、図１の回路におけるインピーダンス素子１２は、図３に示すように、インダクタＬ１０により構成されている。
【００３８】
以下、図３の回路動作について従来例との相違点を中心に説明する。
【００３９】
本実施形態の電源装置においても従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギによってスイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れ、その後、トランスＴ１の蓄積エネルギが零になると、コンデンサＣ１の電荷の放電が開始され、コンデンサＣ１の両端電圧が減少し、コンデンサＣ１の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧以下になると、図４に破線イで示すように、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ始める（つまり、交流電源ＡＣから整流器ＤＢへ入力電流Ｉinが流れ始める）。しかしながら、本実施形態では、インダクタＬ１０のインダクタンスによって入力電流Ｉinが徐々に増加するので、この後も図４に破線ロで示すように、コンデンサＣ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ１からの放電が引き続き行われ、コンデンサＣ１の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧（整流器ＤＢの正極端の電位）よりもさらに低下する。
【００４０】
その後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギによって、交流電源ＡＣ−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路と、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ１０−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−コンデンサＣ２−コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路とで電流が流れ、入力電流Ｉinを引き込みつつ、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ０が充電される。
【００４１】
ところで、脈流谷部においては、入力電流Ｉinが少ないので、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギでのコンデンサＣ１への充電による電圧増加は少ない。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギがなくなった後に、コンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧が高くなるので、共振電流の増加が可能である。また、コンデンサＣ１の両端電圧がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0に達すると、図５に破線イで示すように、コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−インダクタＬ１０−ダイオードＤ１−コンデンサＣ２の経路で電流が流れ始めるが、この電流はインダクタＬ１０のインダクタンスにより徐々に増加するので、コンデンサＣ１の充電はコンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0を超えた後もしばらく継続し、コンデンサＣ１の両端電圧はコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0よりも高くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ１の両端電圧が高くなるので、共振電流および出力電流を増加させることが可能となる。
【００４２】
一方、脈流山部においては、入力電流Ｉinが多いので、インダクタＬ１０に蓄積されるエネルギも大きく、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギによるコンデンサＣ１の両端電圧の増加は大きい。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギが零になって、図５の破線ロで示すようにコンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧は脈流谷部のときに比べて小さく抑えることが可能である。また、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0に達した後も、脈流谷部のときと同様にコンデンサＣ１への充電は継続されるが、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧を低くしていることで共振電流が抑えられるので、コンデンサＣ１の電圧はコンデンサＣ０の電圧ＶC0よりも高くなるものの、脈流谷部での電圧よりも抑えられる。
【００４３】
しかして、本実施形態では、脈流谷部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅を従来例に比べて大きくする一方で脈流山部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅が大きくなるのを抑えることによって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧の振幅を図２（ｃ）に示すようにほぼ一定にすることができ、負荷回路１に流れる電流ＩFLの振幅を図２（ｅ）に示すようにほぼ一定にすることができて波高率を低減できる。
【００４４】
（実施形態２）
本実施形態の電源装置は基本的に図６に示すように構成されており、実施形態１で説明したコンデンサＣ１をインピーダンス素子１２とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点と、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点との間に接続している点が相違する。なお、トランスＴ１には実施形態１と同様にリーケージトランスを用い、また負荷回路１には実施形態１と同様の放電ランプＦＬを含む構成としている。
【００４５】
この構成においても、実施形態１と同様に、整流器ＤＢから出力される脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００４６】
（実施形態３）
本実施形態の電源装置は基本的に図７に示すように構成されており、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力端間（つまり、正極端と負極端との間）には電圧調整用のインピーダンス要素たるインピーダンス素子１２およびダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、それぞれ寄生ダイオードを備えている。
【００４７】
ダイオードＤ１，Ｄ２は直列接続され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路は、インピーダンス素子１２を介して整流器ＤＢの正極端と一方のスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に挿入されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と整流器ＤＢの負極端との間には平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０が接続され、ダイオードＤ２にはコンデンサＣ２が並列接続されている。
【００４８】
また、整流器ＤＢの出力端間にはインピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との直列回路が接続されており、インピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との接続点に上記ダイオードＤ１のアノードが接続されている。
【００４９】
また、整流器ＤＢの正極端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、リーケージトランスであるトランスＴ１の１次巻線ｎ１が挿入されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２には負荷回路１が接続されている。ここにおいて、負荷回路１としてはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端にそれぞれフィラメントの一端が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、放電ランプＦＬの各フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用ないし共振用のコンデンサＣ３とを設けたものを用いており、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ３とにより共振回路が形成されている。上述の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路１０により電源周波数よりも十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが一定と見なせる程度に設定されている。
【００５０】
以下、本実施形態の電源装置の動作について説明するが、基本的には従来例（図１７に示した従来構成の電源装置）の動作と同様なので、従来例の動作との相違点を中心に説明する。
【００５１】
従来例では、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、その後、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が零になるとダイオードＤ１に電流が流れるモードにおいて、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１（コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1）がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0でクランプされることになる。これに対して、本実施形態では、実施形態１と同様に、このモードにおいて、インピーダンス素子１２によりトランスＴ１の１次巻線ｎ１のコンデンサＣ１側の電位Ｖ１が入力電圧の瞬時値に応じて調整される点に特徴がある。具体的には、インピーダンス素子１２を設けたことによって、電位Ｖ１が上述の脈流谷部付近において高くなり、上述の脈流山部付近において従来例とほぼ同じになる（従来例とあまり変わらない）ように調整される（インピーダンス素子１２が電圧調整手段を構成している）。このようなインピーダンス素子１２を設けていることによって、実施形態１と同様、電位Ｖ１は図２（ａ）に示すような包絡線の電圧となり、脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することができる。このように脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することによって、当該位相での負荷回路１に流れる共振電流の低下を抑制することができ、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチング素子Ｑ２の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることがなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。
【００５２】
さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流波高率の更なる低減が可能となる。
【００５３】
以上説明したように、本実施形態では、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる（トランスＴ１の１次電圧の波高値を交流電源ＡＣの１周期にわたってほぼ一定にすることが可能であり、負荷回路１に流れる電流の波高率を下げることができる）。
【００５４】
ところで、本実施形態の電源装置では、図７の回路におけるインピーダンス素子１２は、図８に示すように、インダクタＬ１０により構成されている。
【００５５】
以下、図８の回路動作について従来例との相違点を中心に説明する。
【００５６】
本実施形態の電源装置においても従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１とインダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギによってスイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れ、トランスＴ１およびインダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギが零になると、コンデンサＣ１の電荷の放電が開始され、コンデンサＣ１の両端電圧が減少し、インダクタＬ１０とコンデンサＣ１の直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧以下になると、図９に破線イで示すように、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ始める（つまり、交流電源ＡＣから整流器ＤＢへ入力電流Ｉinが流れ始める）。しかしながら、本実施形態では、インダクタＬ１０の電流がなくなるまで、図９に破線ロで示すように、コンデンサＣ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ１からの放電が引き続き行われ、コンデンサＣ１の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧（整流器ＤＢの正極端の電位）よりもさらに低下する。
【００５７】
その後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギによって、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−コンデンサＣ２−コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、入力電流Ｉinを引き込みつつ、コンデンサＣ０，Ｃ２が充電される。また、インダクタＬ１０に流れる電流の向きが反転していれば、交流電源ＡＣ−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路にて入力電流Ｉinを引き込みつつ、コンデンサＣ１が充電される。
【００５８】
ところで、脈流谷部においては、入力電流Ｉinが少ないので、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギでのコンデンサＣ１への充電による電圧増加は少ない。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギがなくなった後に、コンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧が高くなるので、共振電流の増加が可能である。
【００５９】
一方、脈流山部においては、入力電流Ｉinが多いので、インダクタＬ１０に蓄積されるエネルギも大きく、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギによるコンデンサＣ１の両端電圧の増加は大きい。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギが零になって、コンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧は脈流谷部のときに比べて小さく抑えることが可能である。
【００６０】
しかして、本実施形態では、脈流谷部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅を従来例に比べて大きくする一方で脈流山部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅が大きくなるのを抑えることによって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧を図２（ｃ）に示すようにほぼ一定にすることができ、負荷回路１に流れる電流ＩFLの振幅を図２（ｅ）に示すようにほぼ一定にすることができて波高率を低減できる。
【００６１】
（実施形態４）
本実施形態の電源装置は基本的に図１０に示すように構成されており、実施形態３で説明したコンデンサＣ１をダイオードＤ１に並列接続している点が相違する。すなわち、本実施形態では、コンデンサＣ１が、ダイオードＤ１とインピーダンス素子１２との接続点と整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ０を介して接続されている。なお、トランスＴ１には実施形態３と同様にリーケージトランスを用い、また負荷回路１には実施形態３と同様の放電ランプＦＬを含む構成としている。
【００６２】
この構成においても、実施形態３と同様に、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００６３】
（参考例１）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１１に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に中間タップを設け、ダイオードＤ１を介して平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０を充電するループを設けた点に特徴がある。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００６７】
（参考例２）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１２に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に中間タップを設け、中間タップと整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ１を接続した点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００７１】
（参考例３）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１３に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に中間タップを設け、中間タップと整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ１を接続している点、ダイオードＤ１と１次巻線ｎ１との接続点と中間タップとの間にコンデンサＣ１３を接続している点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００７５】
（参考例４）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１４に示すように、コンデンサＣ１として電圧依存性を有する可変容量素子（例えば、可変容量ダイオード）を用いる点が相違する。ここにおいて、可変容量素子としては、印加電圧が高くなると容量が減少し、印加電圧が低くなると容量が増加する特性を有するものを用いている。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００７９】
（参考例５）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１５に示すように、整流器ＤＢの正極端とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との間にコンデンサＣ１４を挿入してある。ここにおいて、コンデンサＣ１４としては比較的大きな容量のコンデンサを用いている。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００８３】
（参考例６）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１６に示すように、コンデンサＣ１に直列接続されるコンデンサＣ１５を設け、整流器ＤＢとトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点と、整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ１５とコンデンサＣ１との直列回路を接続し、ダイオードＤ１をコンデンサＣ１，Ｃ１５の接続点とコンデンサＣ０との間に挿入している点が相違する。本実施形態では、実施形態３におけるインピーダンス素子１２をコンデンサＣ１５により構成している。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００８７】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサと整流器の他方の出力端との間に挿入され平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入された第１のコンデンサと、インピーダンス要素と第１のコンデンサとの接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えるものであり、第１のコンデンサが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減できるという効果があり、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができるという効果がある。
【００８８】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入され且つ平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、インピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に挿入された第１のコンデンサと、整流器の他方の出力端と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えるものであり、第１のダイオードが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続され、平滑コンデンサが第１のダイオードと整流器の一方の出力端との間に接続され、第１のコンデンサがインピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減できるという効果があり、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができるという効果がある。
【００８９】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記インピーダンス要素は、インダクタよりなるので、第１のコンデンサへの充電電流がインダクタのインダクタンスによって徐々に増加することになるから、脈流電圧の瞬時値が低い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅を増大できるとともに、脈流電圧の瞬時値が高い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅の増大を抑えることができ、結果的に脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１を示す概略回路図である。
【図２】 同上の動作説明図である。
【図３】 同上の具体回路図である。
【図４】 同上の動作説明図である。
【図５】 同上の動作説明図である。
【図６】 実施形態２を示す概略回路図である。
【図７】 実施形態３を示す概略回路図である。
【図８】 同上の具体回路図である。
【図９】 同上の動作説明図である。
【図１０】 実施形態４を示す概略回路図である。
【図１１】 参考例１を示す具体回路図である。
【図１２】 参考例２を示す具体回路図である。
【図１３】 参考例３を示す具体回路図である。
【図１４】 参考例４を示す具体回路図である。
【図１５】 参考例５を示す回路図である。
【図１６】 参考例６を示す回路図である。
【図１７】 従来例を示す回路図である。
【図１８】 同上の動作説明図である。
【図１９】 同上の動作説明図である。
【図２０】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 負荷回路
１０ 制御回路
１２ インピーダンス素子
ＡＣ 交流電源
Ｃ０ コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
ＤＢ 整流器
ＦＬ 放電ランプ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ１ トランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を整流平滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路へ高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電源装置として、図１７に示すような回路構成のものが提案されている（特開２０００−３１２４８３号公報参照）。
【０００３】
この電源装置は、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力端間にはダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、それぞれ寄生ダイオードを有している（各ＭＯＳＦＥＴは、ソース−基板間を接続してあり、ドレインおよびソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続された寄生ダイオードを有している）。
【０００４】
ダイオードＤ１，Ｄ２は直列接続され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路は、整流器ＤＢの正極端と一方のスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と整流器ＤＢの負極端との間には平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０が接続され、ダイオードＤ１，Ｄ２にはそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続されている。
【０００５】
整流器ＤＢの正極端とダイオードＤ１との接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、リーケージトランスであるトランスＴ１の１次巻線ｎ１が挿入されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２には負荷回路１が接続されている。ここにおいて、負荷回路１としてはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端にそれぞれフィラメントの一端が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、放電ランプＦＬの各フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用ないし共振用のコンデンサＣ３とを設けたものを用いており、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ３とにより共振回路が形成されている。また、上述の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路１０により電源周波数よりも十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが一定と見なせる程度に設定されている。
【０００６】
この回路構成において、定常状態での動作について図１８を参照して簡単に説明する。なお、図１８（ａ）はスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶQ1、同図（ｂ）はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶQ2、同図（ｃ）はトランスＴ１の１次巻線ｎ１に流れる電流ＩT1、同図（ｄ）はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩQ1、同図（ｅ）はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、同図（ｆ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1、同図（ｇ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｈ）は整流器ＤＢへの入力電流Ｉinである。
【０００７】
図１８における時刻ｔ１においてスイッチング素子Ｑ１がターンオフ、スイッチング素子Ｑ２がターンオンすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギが、トランスＴ１の１次巻線ｎ１−ダイオードＤ１−コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ１の１次巻線ｎ１の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給される。次に、時刻ｔ２においてトランスＴ１の蓄積エネルギが零になると、コンデンサＣ０を直流電源として、コンデンサＣ０−コンデンサＣ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ０の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１に電力が供給される。
【０００８】
そして、時刻ｔ３においてコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0とコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1との和が整流器ＤＢの出力電圧まで低下すると、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給されるとともに、交流電源ＡＣから整流器ＤＢに入力電流Ｉinが流れる（入力電流Ｉinを取り込む）。
【０００９】
その後、時刻ｔ４においてスイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギが、トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−コンデンサＣ２−コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣ−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給されるとともに、交流電源ＡＣから整流器ＤＢに入力電流Ｉinが流れる（入力電流Ｉinを取り込む）。次に、時刻ｔ５においてトランスＴ１に蓄積エネルギが零になると、コンデンサＣ１，Ｃ２が直流電源となり、コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給される。
【００１０】
その後、時刻ｔ６においてコンデンサＣ２の充電電圧が零になると、コンデンサＣ１が直流電源となり、コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、トランスＴ１を介して負荷回路１へ電力が供給される。
【００１１】
そして、時刻ｔ７になると時刻ｔ１における状態に戻り、上述の一連の動作を繰り返すことにより負荷回路１に交番した高周波電力が供給される。すなわち、交流電源ＡＣの１周期において各部の動作波形は図１９に示すようになる。なお、図１９（ａ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1、同図（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｃ）はトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1、同図（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、同図（ｅ）は整流器ＤＢへの入力電流Ｉin、同図（ｆ）は負荷回路１に設けた放電ランプＦＬに流れる電流ＩFLである。なお、図１７には図示していないが、この種の高周波電力を負荷回路１に与える回路では、交流電源ＡＣへの高周波成分の混入を防止するために、交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用のフィルタ回路を挿入することが一般的に行われており、このようなフィルタ回路を設けることにより、交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinは図１９（ｅ）のような入力電流Ｉinの包絡線成分のみが抽出され、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓにほぼ比例した入力電流が得られる。
【００１２】
ところで、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが正弦波状に上昇および下降すると、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が正弦波状に下降および上昇すると同時に、コンデンサＣ２の両端電圧ＶC2が正弦波状に上昇および下降することによって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の振幅をほぼ一定になるので、負荷回路１において放電ランプＦＬに流れる電流ＩFLの波高率が小さくなる。すなわち、図１７に示した従来構成では、コンデンサＣ１の両端電圧とコンデンサＣ２の両端電圧とを加算してトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1を振幅の変動の少ない高周波電圧とすることができ、負荷回路１に流れる電流ＩFLの波高率が小さくなっている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７に示した従来構成では、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1とコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2とを加算してトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1を一定の電圧とすることは困難であり、整流器ＤＢから出力される脈流電圧の電圧値が高い期間（以下、脈流山部と称す）と整流器ＤＢから出力される脈流電圧の電圧値が低い期間（以下、脈流谷部と称す）との間の位相においてトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の振幅が低下し、その結果、負荷回路１に流れる電流が減少し、放電ランプＦＬに流れるランプ電流も低下することになる。なお、蛍光ランプのような放電ランプＦＬは負性抵抗特性を有しているから、ランプ電流が減少すればランプ電圧が上昇する。つまり、負荷インピーダンスが増加する。
【００１４】
また、脈流山部と脈流谷部の間の位相のようにトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1が低下する期間では、負荷回路１に流れる共振電流が減少し、スイッチング素子Ｑ２の回生電流が図１９（ｄ）のように脈流山部と脈流谷部との間の位相にて減少するので、負荷のインピーダンスの変化によってこの位相付近で回生電流が少なくなり、回生電流がなくなるとゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズが増大してしまう問題が発生する恐れがあった。この種の問題は特に放電ランプのようにインピーダンスの変化する負荷に電力を供給する場合において顕著に現れる。
【００１５】
また、平滑用のコンデンサＣ０の容量は有限であるから、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0が図２０（ａ）に示すように交流電源ＡＣの電源周波数（商用周波数）の２倍の周波数のリプル電圧成分を持つことになるので、同図（ｂ）、（ｃ）に示すコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧ＶC1，ＶC2にもリプル電圧成分が重畳されてしまう。なお、図２０（ａ）のおける一点鎖線はコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0のリプル電圧成分が零の時の両端電圧ＶC0の電圧波形の包絡線を示している。また、同図（ｂ）に示すコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1、同図（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｄ）に示すトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1、同図（ｅ）に示すスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、同図（ｆ）に示す放電ランプＦＬに流れる電流ＩFLそれぞれについても、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0のリプル電圧成分が零の時の動作波形を一点鎖線で示してある。
【００１６】
コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0が上述のリプル電圧成分を含んでいるので、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも大きい期間ではコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が小さくなり、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも小さい期間ではコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が大きくなる。同様に、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも大きい期間ではトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1も小さくなり、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも小さい期間ではトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1も大きくなる。したがって、コンデンサＣ０の両端電圧ＶC0がその平均値よりも小さ期間で且つ脈流山部と脈流谷部との間の位相においてトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1が低下する期間ではスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2（図２０（ｅ）参照）、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1（図２０（ｄ）参照）がさらに低下して出力電流ＩFL（図２０（ｆ）参照）も低下することになるので、出力電流の波高率の低減には限界がある。また、スイッチング素子Ｑ２の回生電流もさらに小さくなり、上述のゼロ電圧スイッチング動作を満足しない領域に入る恐れが高まることになるという不具合があった。
【００１７】
以上説明したように、上記従来構成の電源装置では、出力電流の波高率を十分に低減することができず、また、脈流山部と脈流谷部との間の位相においてゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズが増加していまうという不具合があった。
【００１８】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、負荷回路に流れる電流の波高率を低減でき且つ負荷のインピーダンスが変化してもスイッチング素子のストレスやノイズの増加を防止することができる電源装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサと整流器の他方の出力端との間に挿入され平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入された第１のコンデンサと、インピーダンス要素と第１のコンデンサとの接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えることを特徴とするものであり、第１のコンデンサが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減でき、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができる。
【００２０】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入され且つ平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、インピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に挿入された第１のコンデンサと、整流器の他方の出力端と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えることを特徴とするものであり、第１のダイオードが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続され、平滑コンデンサが第１のダイオードと整流器の一方の出力端との間に接続され、第１のコンデンサがインピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減でき、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができる。
【００２１】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記インピーダンス要素は、インダクタよりなるので、第１のコンデンサへの充電電流がインダクタのインダクタンスによって徐々に増加することになるから、脈流電圧の瞬時値が低い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅を増大できるとともに、脈流電圧の瞬時値が高い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅の増大を抑えることができ、結果的に脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の電源装置は、基本的に図１に示すように構成されており、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力端間（つまり、正極端と負極端との間）にはダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、それぞれ寄生ダイオードを備えている。
【００３０】
ダイオードＤ１，Ｄ２は直列接続され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路は、整流器ＤＢの正極端と一方のスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と整流器ＤＢの負極端との間には平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０が接続され、ダイオードＤ２にはコンデンサＣ２が並列接続されている。
【００３１】
また、整流器ＤＢの出力端間には電圧調整用のインピーダンス要素たるインピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。インピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、リーケージトランスであるトランスＴ１の１次巻線ｎ１が挿入されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２には負荷回路１が接続されている。ここにおいて、負荷回路１としてはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端にそれぞれフィラメントの一端が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、放電ランプＦＬの各フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用ないし共振用のコンデンサＣ３とを設けたものを用いており、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ３とにより共振回路が形成されている。また、上述の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路１０により電源周波数よりも十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが一定と見なせる程度に設定されている。
【００３２】
以下、本実施形態の電源装置の動作について説明するが、基本的には従来例（図１７に示した従来構成の電源装置）の動作と同様なので、従来例の動作との相違点を中心に説明する。
【００３３】
従来例では、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、その後、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が零になるとダイオードＤ１に電流が流れるモードにおいて、コンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１（コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1）がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0でクランプされることになる。これに対して、本実施形態では、このモードにおいて、インピーダンス素子１２によりコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１が入力電圧の瞬時値に応じて調整される点に特徴がある。具体的には、インピーダンス素子１２を設けたことによって、電位Ｖ１が上述の脈流谷部付近において高くなり、上述の脈流山部付近において従来例とほぼ同じになる（あまり変わらない）るように調整される（インピーダンス素子１２が電圧調整手段を構成している）。このようなインピーダンス素子１２を設けていることによって、電位Ｖ１は図２（ａ）に示すような包絡線の電圧となり、脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することができる。なお、図２（ａ）はコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１、同図（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2、同図（ｃ）はトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1、同図（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩQ2、（ｅ）は負荷回路１に流れる電流ＩFLを示しており、同図（ａ）〜（ｅ）における一点鎖線は従来例における各部の動作波形の包絡線成分を示している。
【００３４】
上述のように脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することによって、当該位相での負荷回路１に流れる共振電流の低下を抑制することができ、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチング素子Ｑ２の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることがなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。
【００３５】
さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００３６】
以上説明したように、本実施形態では、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる（トランスＴ１の１次電圧の波高値を交流電源ＡＣの１周期にわたってほぼ一定にすることが可能であり、負荷回路１に流れる電流の波高率を下げることができる）。
【００３７】
ところで、本実施形態の電源装置では、図１の回路におけるインピーダンス素子１２は、図３に示すように、インダクタＬ１０により構成されている。
【００３８】
以下、図３の回路動作について従来例との相違点を中心に説明する。
【００３９】
本実施形態の電源装置においても従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギによってスイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れ、その後、トランスＴ１の蓄積エネルギが零になると、コンデンサＣ１の電荷の放電が開始され、コンデンサＣ１の両端電圧が減少し、コンデンサＣ１の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧以下になると、図４に破線イで示すように、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ始める（つまり、交流電源ＡＣから整流器ＤＢへ入力電流Ｉinが流れ始める）。しかしながら、本実施形態では、インダクタＬ１０のインダクタンスによって入力電流Ｉinが徐々に増加するので、この後も図４に破線ロで示すように、コンデンサＣ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ１からの放電が引き続き行われ、コンデンサＣ１の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧（整流器ＤＢの正極端の電位）よりもさらに低下する。
【００４０】
その後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギによって、交流電源ＡＣ−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路と、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ１０−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−コンデンサＣ２−コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路とで電流が流れ、入力電流Ｉinを引き込みつつ、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ０が充電される。
【００４１】
ところで、脈流谷部においては、入力電流Ｉinが少ないので、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギでのコンデンサＣ１への充電による電圧増加は少ない。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギがなくなった後に、コンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧が高くなるので、共振電流の増加が可能である。また、コンデンサＣ１の両端電圧がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0に達すると、図５に破線イで示すように、コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−インダクタＬ１０−ダイオードＤ１−コンデンサＣ２の経路で電流が流れ始めるが、この電流はインダクタＬ１０のインダクタンスにより徐々に増加するので、コンデンサＣ１の充電はコンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0を超えた後もしばらく継続し、コンデンサＣ１の両端電圧はコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0よりも高くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ１の両端電圧が高くなるので、共振電流および出力電流を増加させることが可能となる。
【００４２】
一方、脈流山部においては、入力電流Ｉinが多いので、インダクタＬ１０に蓄積されるエネルギも大きく、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギによるコンデンサＣ１の両端電圧の増加は大きい。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギが零になって、図５の破線ロで示すようにコンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧は脈流谷部のときに比べて小さく抑えることが可能である。また、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0に達した後も、脈流谷部のときと同様にコンデンサＣ１への充電は継続されるが、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧を低くしていることで共振電流が抑えられるので、コンデンサＣ１の電圧はコンデンサＣ０の電圧ＶC0よりも高くなるものの、脈流谷部での電圧よりも抑えられる。
【００４３】
しかして、本実施形態では、脈流谷部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅を従来例に比べて大きくする一方で脈流山部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅が大きくなるのを抑えることによって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧の振幅を図２（ｃ）に示すようにほぼ一定にすることができ、負荷回路１に流れる電流ＩFLの振幅を図２（ｅ）に示すようにほぼ一定にすることができて波高率を低減できる。
【００４４】
（実施形態２）
本実施形態の電源装置は基本的に図６に示すように構成されており、実施形態１で説明したコンデンサＣ１をインピーダンス素子１２とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点と、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点との間に接続している点が相違する。なお、トランスＴ１には実施形態１と同様にリーケージトランスを用い、また負荷回路１には実施形態１と同様の放電ランプＦＬを含む構成としている。
【００４５】
この構成においても、実施形態１と同様に、整流器ＤＢから出力される脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００４６】
（実施形態３）
本実施形態の電源装置は基本的に図７に示すように構成されており、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力端間（つまり、正極端と負極端との間）には電圧調整用のインピーダンス要素たるインピーダンス素子１２およびダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、それぞれ寄生ダイオードを備えている。
【００４７】
ダイオードＤ１，Ｄ２は直列接続され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路は、インピーダンス素子１２を介して整流器ＤＢの正極端と一方のスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に挿入されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と整流器ＤＢの負極端との間には平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０が接続され、ダイオードＤ２にはコンデンサＣ２が並列接続されている。
【００４８】
また、整流器ＤＢの出力端間にはインピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との直列回路が接続されており、インピーダンス素子１２とコンデンサＣ１との接続点に上記ダイオードＤ１のアノードが接続されている。
【００４９】
また、整流器ＤＢの正極端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、リーケージトランスであるトランスＴ１の１次巻線ｎ１が挿入されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２には負荷回路１が接続されている。ここにおいて、負荷回路１としてはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端にそれぞれフィラメントの一端が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、放電ランプＦＬの各フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用ないし共振用のコンデンサＣ３とを設けたものを用いており、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ３とにより共振回路が形成されている。上述の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路１０により電源周波数よりも十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓが一定と見なせる程度に設定されている。
【００５０】
以下、本実施形態の電源装置の動作について説明するが、基本的には従来例（図１７に示した従来構成の電源装置）の動作と同様なので、従来例の動作との相違点を中心に説明する。
【００５１】
従来例では、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、その後、コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1が零になるとダイオードＤ１に電流が流れるモードにおいて、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位Ｖ１（コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1）がコンデンサＣ０の両端電圧ＶC0でクランプされることになる。これに対して、本実施形態では、実施形態１と同様に、このモードにおいて、インピーダンス素子１２によりトランスＴ１の１次巻線ｎ１のコンデンサＣ１側の電位Ｖ１が入力電圧の瞬時値に応じて調整される点に特徴がある。具体的には、インピーダンス素子１２を設けたことによって、電位Ｖ１が上述の脈流谷部付近において高くなり、上述の脈流山部付近において従来例とほぼ同じになる（従来例とあまり変わらない）ように調整される（インピーダンス素子１２が電圧調整手段を構成している）。このようなインピーダンス素子１２を設けていることによって、実施形態１と同様、電位Ｖ１は図２（ａ）に示すような包絡線の電圧となり、脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することができる。このように脈流山部と脈流谷部との間の位相におけるトランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧ＶT1の低下を抑制することによって、当該位相での負荷回路１に流れる共振電流の低下を抑制することができ、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチング素子Ｑ２の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることがなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。
【００５２】
さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流波高率の更なる低減が可能となる。
【００５３】
以上説明したように、本実施形態では、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる（トランスＴ１の１次電圧の波高値を交流電源ＡＣの１周期にわたってほぼ一定にすることが可能であり、負荷回路１に流れる電流の波高率を下げることができる）。
【００５４】
ところで、本実施形態の電源装置では、図７の回路におけるインピーダンス素子１２は、図８に示すように、インダクタＬ１０により構成されている。
【００５５】
以下、図８の回路動作について従来例との相違点を中心に説明する。
【００５６】
本実施形態の電源装置においても従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１とインダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギによってスイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れ、トランスＴ１およびインダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギが零になると、コンデンサＣ１の電荷の放電が開始され、コンデンサＣ１の両端電圧が減少し、インダクタＬ１０とコンデンサＣ１の直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧以下になると、図９に破線イで示すように、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ始める（つまり、交流電源ＡＣから整流器ＤＢへ入力電流Ｉinが流れ始める）。しかしながら、本実施形態では、インダクタＬ１０の電流がなくなるまで、図９に破線ロで示すように、コンデンサＣ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ１からの放電が引き続き行われ、コンデンサＣ１の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧（整流器ＤＢの正極端の電位）よりもさらに低下する。
【００５７】
その後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギによって、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−コンデンサＣ２−コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、入力電流Ｉinを引き込みつつ、コンデンサＣ０，Ｃ２が充電される。また、インダクタＬ１０に流れる電流の向きが反転していれば、交流電源ＡＣ−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路にて入力電流Ｉinを引き込みつつ、コンデンサＣ１が充電される。
【００５８】
ところで、脈流谷部においては、入力電流Ｉinが少ないので、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギでのコンデンサＣ１への充電による電圧増加は少ない。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギがなくなった後に、コンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧が高くなるので、共振電流の増加が可能である。
【００５９】
一方、脈流山部においては、入力電流Ｉinが多いので、インダクタＬ１０に蓄積されるエネルギも大きく、インダクタＬ１０に蓄積されていたエネルギによるコンデンサＣ１の両端電圧の増加は大きい。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０およびトランスＴ１に蓄積されていたエネルギが零になって、コンデンサＣ０−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線ｎ１−インダクタＬ１０−コンデンサＣ１−コンデンサＣ０の経路でコンデンサＣ１への充電を始めるときのトランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される電圧は脈流谷部のときに比べて小さく抑えることが可能である。
【００６０】
しかして、本実施形態では、脈流谷部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅を従来例に比べて大きくする一方で脈流山部付近でのコンデンサＣ１の電圧振幅が大きくなるのを抑えることによって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧を図２（ｃ）に示すようにほぼ一定にすることができ、負荷回路１に流れる電流ＩFLの振幅を図２（ｅ）に示すようにほぼ一定にすることができて波高率を低減できる。
【００６１】
（実施形態４）
本実施形態の電源装置は基本的に図１０に示すように構成されており、実施形態３で説明したコンデンサＣ１をダイオードＤ１に並列接続している点が相違する。すなわち、本実施形態では、コンデンサＣ１が、ダイオードＤ１とインピーダンス素子１２との接続点と整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ０を介して接続されている。なお、トランスＴ１には実施形態３と同様にリーケージトランスを用い、また負荷回路１には実施形態３と同様の放電ランプＦＬを含む構成としている。
【００６２】
この構成においても、実施形態３と同様に、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行うことができ、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００６３】
（参考例１）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１１に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に中間タップを設け、ダイオードＤ１を介して平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ０を充電するループを設けた点に特徴がある。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００６７】
（参考例２）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１２に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に中間タップを設け、中間タップと整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ１を接続した点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００７１】
（参考例３）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１３に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に中間タップを設け、中間タップと整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ１を接続している点、ダイオードＤ１と１次巻線ｎ１との接続点と中間タップとの間にコンデンサＣ１３を接続している点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００７５】
（参考例４）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１４に示すように、コンデンサＣ１として電圧依存性を有する可変容量素子（例えば、可変容量ダイオード）を用いる点が相違する。ここにおいて、可変容量素子としては、印加電圧が高くなると容量が減少し、印加電圧が低くなると容量が増加する特性を有するものを用いている。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００７９】
（参考例５）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１５に示すように、整流器ＤＢの正極端とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との間にコンデンサＣ１４を挿入してある。ここにおいて、コンデンサＣ１４としては比較的大きな容量のコンデンサを用いている。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００８３】
（参考例６）
本参考例の基本構成は実施形態１と略同じであって、図１６に示すように、コンデンサＣ１に直列接続されるコンデンサＣ１５を設け、整流器ＤＢとトランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点と、整流器ＤＢの負極端との間にコンデンサＣ１５とコンデンサＣ１との直列回路を接続し、ダイオードＤ１をコンデンサＣ１，Ｃ１５の接続点とコンデンサＣ０との間に挿入している点が相違する。本実施形態では、実施形態３におけるインピーダンス素子１２をコンデンサＣ１５により構成している。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００８７】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサと整流器の他方の出力端との間に挿入され平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入された第１のコンデンサと、インピーダンス要素と第１のコンデンサとの接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えるものであり、第１のコンデンサが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減できるという効果があり、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができるという効果がある。
【００８８】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入され且つ平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、インピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に挿入された第１のコンデンサと、整流器の他方の出力端と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えるものであり、第１のダイオードが整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して接続され、平滑コンデンサが第１のダイオードと整流器の一方の出力端との間に接続され、第１のコンデンサがインピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に接続されているので、第１のコンデンサの電圧が整流器から出力される脈流電圧の瞬時値に応じて調整されることになり、脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができ、結果的にこの位相における負荷回路に流れる電流の低下を抑制できて負荷回路に流れる電流の波高率を低減できるという効果があり、また、負荷のインピーダンスが変化しても各スイッチング素子のストレスやノイズが増加するのを防止することができるという効果がある。
【００８９】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記インピーダンス要素は、インダクタよりなるので、第１のコンデンサへの充電電流がインダクタのインダクタンスによって徐々に増加することになるから、脈流電圧の瞬時値が低い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅を増大できるとともに、脈流電圧の瞬時値が高い期間付近での第１のコンデンサの電圧振幅の増大を抑えることができ、結果的に脈流電圧の瞬時値が高い期間と低い期間との間の位相におけるトランスの１次巻線の両端電圧の低下を抑制することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１を示す概略回路図である。
【図２】 同上の動作説明図である。
【図３】 同上の具体回路図である。
【図４】 同上の動作説明図である。
【図５】 同上の動作説明図である。
【図６】 実施形態２を示す概略回路図である。
【図７】 実施形態３を示す概略回路図である。
【図８】 同上の具体回路図である。
【図９】 同上の動作説明図である。
【図１０】 実施形態４を示す概略回路図である。
【図１１】 参考例１を示す具体回路図である。
【図１２】 参考例２を示す具体回路図である。
【図１３】 参考例３を示す具体回路図である。
【図１４】 参考例４を示す具体回路図である。
【図１５】 参考例５を示す回路図である。
【図１６】 参考例６を示す回路図である。
【図１７】 従来例を示す回路図である。
【図１８】 同上の動作説明図である。
【図１９】 同上の動作説明図である。
【図２０】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 負荷回路
１０ 制御回路
１２ インピーダンス素子
ＡＣ 交流電源
Ｃ０ コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
ＤＢ 整流器
ＦＬ 放電ランプ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ１ トランス
Claims (3)
- 交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサと整流器の他方の出力端との間に挿入され平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入された第１のコンデンサと、インピーダンス要素と第１のコンデンサとの接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えることを特徴とする電源装置。
- 交流電源を整流する整流器と、整流器の一方の出力端に一端が接続された平滑コンデンサと、整流器の他方の出力端と平滑コンデンサとの間に電圧調整用のインピーダンス要素を介して挿入され且つ平滑コンデンサへ充電電流を流すことができる向きに接続された第１のダイオードと、第１のダイオードと平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され第１のダイオードに直列接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他端と整流器の一方の出力端との間において直列接続されて交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされ且つオン時とは逆向きの電流を流すことができる第１および第２のスイッチング素子と、インピーダンス要素と第１のダイオードとの接続点と平滑コンデンサとの間に挿入された第１のコンデンサと、整流器の他方の出力端と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスと、第２のダイオードに並列接続された第２のコンデンサとを備えることを特徴とする電源装置。
- 前記インピーダンス要素は、インダクタよりなることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装置。
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