JP3928378B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧から直流電圧への整流平滑を行い、この整流平滑で得た直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図12は従来の電源装置の一例を示す回路図である(特開2000−312483号公報参照)。この電源装置は、交流電源ACからの交流電圧を直流電圧に全波整流する整流器DBと、この整流器DBの正極性出力端子と順方向にアノードが接続されるダイオードD11と、このダイオードD11のカソードと整流器DBの負極性出力端子との間に接続される平滑用のコンデンサC10と、ダイオードD11のカソードと順方向にアノードが接続されるダイオードD12と、このダイオードD12のカソードと整流器DBの負極性出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子Q1,Q2と、これらスイッチング素子Q1,Q2のオン/オフ制御を行う制御回路10と、スイッチング素子Q1,Q2の接続点と整流器DBの正極性出力端子との間に接続される1次巻線n11を有するとともに負荷回路11と接続される2次巻線n12を有するトランスT11と、ダイオードD11,D12とそれぞれ並列接続されるコンデンサC11,C12とを備えている。但し、各スイッチング素子Q1,Q2は、例えばMOSFETからなり、ソース・サブストレートが接続されており、ドレインおよびソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続(逆並列接続)される寄生ダイオードを有する構造になっている。
【0003】
また、制御回路10は、交流電源ACの周波数よりも十分に高い周波数でスイッチング素子Q1,Q2を交互にオン/オフさせるものであり、スイッチング周波数が、1周期の間で交流電源ACの電圧が一定と見なせる程度に設定される。
【0004】
また、負荷回路11は、2次巻線n12の両端と各一端が接続される一対のフィラメントを有する放電灯(蛍光灯)FLと、上記一対のフィラメントの各他端間に接続される予熱・共振用のコンデンサC111とにより構成されている。
【0005】
さらに、トランスT11はリーケージトランスであり、このトランスT11の漏れインダクタンスとコンデンサC111とにより共振回路が形成される。
【0006】
次に、上記構成の従来装置の回路動作について図13および図14を参照して説明する。ただし、図13の時刻t11はスイッチング素子Q2のオン時刻を示す。また、図13における電圧VQ1、VQ2、VC11 、VC12 および電流IT11 、IQ1、IQ2、Iinの各々は図12に示す同符号の信号と対応している。同様に、図14>における電圧VC11 、VC12 、VT11 、および電流IT11 、Iinの各々も図12に示す同符号の信号に対応している。さらに、図14の電流IFLは放電灯FLに流れる電流を示す。
【0007】
図13の時刻t11でスイッチング素子Q1がオフ、スイッチング素子Q2がオンすると、トランスT11に蓄積されたエネルギが放出されてトランスT11→ダイオードD11→平滑コンデンサC10→スイッチング素子Q2の寄生ダイオードの径路で電流が流れる。図13の時刻t12の時、トランスT11に蓄積されるエネルギがゼロとなり、平滑コンデンサC10が直流電源となって平滑コンデンサC10→コンデンサC11→トランスT11→スイッチング素子Q2の径路で電流が流れる。さらに、図13の時刻t13の時、平滑コンデンサC10の両端電圧VC10とコンデンサC11の両端電圧VC11を加算した電圧が交流電源ACの電源電圧Vsより低くなり、交流電源AC→整流器DB→トランスT11→スイッチング素子Q2→整流器DBの径路で電流が流れて入力電流を取り込む。
【0008】
図13の時刻t14の時、スイッチング素子Q1はオン、スイッチング素子Q2はオフし、トランスT11に蓄積されたエネルギが放出されて、トランスT11→スイッチング素子Q1の寄生ダイオード→コンデンサC12→平滑コンデンサC10→整流器DB→交流電源AC→整流器DBの径路で電流が流れる。また、図13の時刻t15の時、トランスT11に蓄積されたエネルギがゼロとなり、コンデンサC11,C12が直流電源となってコンデンサC11→コンデンサC12→スイッチング素子Q1→トランスT11の径路で電流が流れる。さらに、図13の時刻t16の時、コンデンサC12の充電電圧がゼロとなり、コンデンサC11が直流電源となってコンデンサC11→ダイオードD12→スイッチング素子Q1→トランスT11の径路で電流が流れる。そして、図13の時刻t17の時、回路動作は時刻t11のときと同様となり、これら一連の回路動作により、トランスT11の2次巻線n12より負荷回路11に高周波電力が供給される。すなわち、交流電流ACの1周期において、上記の主要な信号波形を観察すると図14に示すようになる。ここで、この図14に示すように、交流電源ACの電源電圧が正弦波状に上昇及び下降すると、コンデンサC11の両端電圧VC11が正弦波状に下降及び上昇すると同時に、コンデンサC12の両端電圧VC12は、交流電源ACの正弦波状の電源電圧と同様に上昇及び下降することによって、1次巻線n11に印加する電圧VT11は、ほぼ一定の変動振幅電圧になる。この結果、2次側の負荷回路11に流れる電流IFLの波高率が小さくなる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例は、コンデンサC11,C12の高周波電圧を足し合わせて1次巻線n11に印加する電圧VT11をほぼ一定の振幅の高周波電圧とすることにより2次側の負荷回路11に流れる電流IFLの波高率を小さくするものである。しかしながら、整流器DBで整流された脈流の全周期に対して、コンデンサC11,C12の高周波電圧を足し合わせることによって1次巻線n11に印加する電圧VT11を完全に一定電圧とすることは困難であり、脈流波形の山部と谷部の間の位相において電圧VT11は低下し、そのときの出力電流も低下することになる。
【0010】
また、脈流山部と脈流谷部の間の位相の電圧VT11が低下するところでは、負荷回路11に流れる共振電流が減少し、スイッチング素子Q2の回生電流は図15のIQ2のように脈流山部と脈流谷部の間の位相にて減少する。このため、負荷インピーダンスの変動などによってこの付近で回生電流が少なくなり、回生電流がなくなるとゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Q1,Q2のストレスもしくはノイズが増大する恐れがある。特に、放電灯負荷のように負荷インピーダンスが変動するようなものにおいて顕著に現れる。
【0011】
さらに、平滑コンデンサC10は有限の容量であるため、平滑コンデンサC1Oの両端電圧VC10は、図15に示すような交流電源ACの電源周波数の2倍の周波数のリプル電圧を持つことになる。これに伴い、コンデンサC11,C12等の電圧もこのリプル電圧が重畳される。図15に示す破線は平滑コンデンサC10の両端電圧VC10のリプル電圧成分が0のときの包絡線である。これによって、両端電圧VC10がその平均値よりも小さい期間ではコンデンサC11の振動電圧VC11は小さくなり、平滑コンデンサC10の両端電圧VC10がその平均値よりも大きい期間ではコンデンサC11の振動電圧VC11は大きくなる。これはトランスT11の電圧VT11にも現れるため、電圧VC10がその平均値よりも小さい期間で、かつ脈流山部と脈流谷部の間の位相において電圧VT11が低下するところでは、さらに電圧VT11が低下して出力電流も低下することになる。そのため、出力電流の波高率の低減に限界がある。また、スイッチング素子Q2の回生電流もさらに小さくなり、上述のゼロ電圧スイッチング動作を満足しない領域に入る危険性がさらに高まることになる。
【0012】
このように、従来の電源装置においては、出力電流の波高率低減に限界があり、また、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子のストレスもしくはノイズが増加するといった課題があった。
【0013】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、出力電流の波高率を低下させるとともにスイッチング素子へのストレスもしくはノイズの増加を防止する電源装置を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、上記目的を達成するために、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に1次巻線の一端が接続される第1のトランスと、前記第1のトランスの1次巻線の他端と順方向に一端が接続される第1ダイオードと、前記第1ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第1ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第2ダイオードと、前記第2ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第1コンデンサと、前記第2ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第2コンデンサと、前記第1のトランスと第1ダイオードの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に1次巻線が接続される第2のトランスと、前記第1のトランスの2次巻線と前記第2のトランスの2次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とし、整流器の脈流出力の谷部における第1及び第2コンデンサの充電電圧のピーク値を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第1及び第2コンデンサの充電電圧のピーク値を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができる。しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができる。
【0015】
請求項2の発明は、上記目的を達成するために、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に順方向に一端が接続される第1ダイオードと、前記第1ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第1ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第2ダイオードと、前記第2ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子に1次巻線の一端が接続される第1のトランスと、前記第1のトランスの1次巻線の他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第1コンデンサと、前記第2ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第2コンデンサと、前記第1のトランスと第1コンデンサの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に1次巻線が接続される第2のトランスと、前記第1のトランスの2次巻線と前記第2のトランスの2次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とし、整流器の脈流出力の谷部において第1及び第2のトランスの1次側電圧を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第1及び第2のトランスの1次側電圧を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができる。しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができる。
【0016】
請求項3の発明は、請求項1又は2の発明において、前記負荷回路は、前記2次巻線の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯と、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサとを具備することを特徴とし、請求項1又は2の発明と同様の作用を奏する。
【0017】
【発明の実施の形態】
(実施形態1)
本実施形態の電源装置は負荷である放電灯FLに高周波電力を供給して点灯させる放電灯点灯装置として構成されるものである。ただし、負荷は放電灯FLに限定されるものではなく、放電灯FL以外を負荷とする電源装置全般に本発明の技術思想が適用可能である。
【0018】
本実施形態は、図1に示すように交流電源ACからの交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジからなる整流器DBと、整流器DBの正極性出力端子に1次巻線n11の一端が接続される第1のトランスT11と、第1のトランスT11の1次巻線n11の他端にアノードが接続されるダイオードD11(第1ダイオード)と、ダイオードD11のカソードと整流器DBの負極性出力端子との間に接続される平滑コンデンサC10と、ダイオードD11のカソードにアノードが接続されるダイオードD12(第2ダイオード)と、ダイオードD12のカソードと整流器DBの負極性出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子Q1,Q2と、各スイッチング素子Q1,Q2と逆並列接続される寄生ダイオード(図示せず)と、整流器DBの正極性出力端子と平滑コンデンサの低電位側の端子との間に接続されるコンデンサC11(第1コンデンサ)と、ダイオードD12と並列に接続されるコンデンサC12(第2コンデンサ)と、第1のトランスT11及びダイオードD11の接続点とスイッチング素子Q1,Q2の接続点との間に1次巻線n21が接続される第2のトランスT21と、第1のトランスT11の2次巻線n12と第2のトランスT21の2次巻線n22の直列回路に直列に接続される負荷回路11と、スイッチング素子Q1,Q2を交互にオン/オフする制御回路10とを備えている。また負荷回路11は、2次巻線n12,n22の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯FLと、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサC111とを具備する。なお、制御回路10は従来例と共通であって、交流電源ACの周波数よりも十分に高い周波数でスイッチング素子Q1,Q2を交互にオン/オフさせるものであり、スイッチング周波数が、1周期の間で交流電源ACの電圧が一定と見なせる程度に設定される。
【0019】
本実施形態の回路動作は基本的に従来例と同様であり、従来例との相違点を中心に説明する。スイッチング素子Q2がオンして交流電源ACから入力電流Iinを引き込んだ後、スイッチング素子Q2がオフ、スイッチング素子Q1がオンになると、第1及び第2のトランスT11,T21に蓄積されていたエネルギが放出され、交流電源AC→整流器DB→第1のトランスT11の1次巻線n11→第2のトランスT21の1次巻線n21→スイッチング素子Q1の寄生ダイオード→コンデンサC12→平滑コンデンサC10→整流器DB→交流電源ACの経路で電流が流れ、入力電流を引き込みつつコンデンサC12を充電する。整流器DBから出力される脈流電圧の谷部(脈流谷部)においては、入力電流の引き込み量が少ないので、ほぼダイオードD11はオフ状態のままであり、そのため、脈流谷部での動作は、従来例とほぼ同様である(図2の実線参照)。しかしながら、整流器DBから出力される脈流電圧の山部(脈流山部)においては、入力電流の引き込み量が多くなり、スイッチング素子Q2のオフ時におけるダイオードD11のアノード電圧も平滑コンデンサC10の電圧VC10に近いので、ダイオードD11がオンして、図2の破線で示すように、交流電源AC→整流器DB→第1のトランスT11の1次巻線n11→ダイオードD11→平滑コンデンサC10→整流器DB→交流電源ACの経路で電流が流れる。従って、この経路で電流が流れる分だけコンデンサC12への充電電流を減少させることができ、コンデンサC12の両端電圧VC12のピーク値も低下できる(図4の実線の包絡線参照)。
【0020】
故に、コンデンサC12の容量を適切に選べば、脈流谷部付近でのコンデンサC12の両端電圧VC12のピーク値を高く、脈流山部付近でのコンデンサC12の両端電圧VC12のピーク値を低くすることが可能となる。
【0021】
次に、第1及び第2のトランスT11,T21の電流が反転すると、平滑コンデンサC10→コンデンサC12→スイッチング素子Q1→第2のトランスT21の1次巻線n21→第1のトランスT11の1次巻線n11→コンデンサC11→平滑コンデンサC10の経路でコンデンサC11への充電を開始する。上記動作と同様に、脈流谷部においてはほぼダイオードD11はオフ状態のままであり、そのため、脈流谷部での動作は、従来例とほぼ同様である(図3の実線参照)。脈流山部においては、ダイオードD11がオンして、図3の破線で示すように、コンデンサC12→スイッチング素子Q1→第2のトランスT21の1次巻線n21→ダイオードD11→コンデンサC12の経路で電流が流れる。従って、この経路で電流が流れる分だけ従来例に比べて脈流谷部におけるコンデンサC11への充電量を増加させることができ、脈流谷部におけるコンデンサC11の両端電圧VC11のピーク値を高くすることが可能となる。
【0022】
一方、第1及び第2のトランスT11,T21の2次側において、第1及び第2のトランスT11,T21のリーケージインダクタンスとコンデンサC111とで構成される共振回路には、第1及び第2のトランスT11,T21の1次電圧VT11,VT21をそれぞれ巻数比倍した電圧の和が印加されることになる。脈流谷部において、コンデンサC11,C12の両端電圧VC11,VC12のピーク値を高くすることができるので、脈流谷部付近での共振電流及び出力電流を増加させることが可能となる。この結果、第1及び第2のトランスT11,T21の1次電圧の和(VT11+VT21)は図4に実線で示すような包絡線の電圧となり、これによって共振回路の脈流山部と脈流谷部の間の位相における印加電圧の低下を抑制することができる。なお、図4における破線は従来例動作の包絡線である。これによって、この位相での負荷回路11の共振電流の低下を抑制し、スイッチング素子Q1のオフ時におけるスイッチング素子Q2の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることがなく、スイッチング素子Q1,Q2のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路11の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【0023】
上述のように本実施形態では、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Q1,Q2のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。また本実施形態では、スイッチング素子Q2のオフ後に第1のトランスT11のエネルギ放出によって平滑コンデンサC10を充電する充電電流は交流電源ACから引き込む入力電流Iinであり、脈流山部付近でのコンデンサC12の充電電流の減少とともに、第2のトランスT21及びスイッチング素子Q2に流れる入力電流Iinを減らし、第2のトランスT21及びスイッチング素子Q2のストレスを低減できるという利点もある。なお、詳しい説明は省略するが、コンデンサC11を整流器DBの正極性出力端子とダイオードD11のカソードとの間に接続した構成や、コンデンサC12をダイオードD12のカソードと整流器DBの負極性出力端子との間に接続した構成でも同様の効果を奏し得ることは明らかである。
【0024】
(実施形態2)
図5に本実施形態の回路図を示す。ただし、本実施形態の基本構成は実施形態1と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。すなわち、本実施形態が実施形態1と異なる点は、ダイオードD11のアノードが整流器DBの正極性出力端子と第1のトランスT11の1次巻線n11との接続点に接続されている点と、コンデンサC11の高電位側の端子が第1及び第2のトランスT11,T21の1次巻線n11,n21の接続点に接続されている点にある。
【0025】
本実施形態の回路動作は基本的に従来例並びに実施形態1と同様であり、これらとの相違点を中心に説明する。スイッチング素子Q2がオンした後しばらくは第2のトランスT21の残留エネルギによってスイッチング素子Q2に回生電流が流れ、第2のトランスT21の残留エネルギがゼロになるとコンデンサC11が放電を開始する(図6の実線参照)。これによって、コンデンサC11の両端電圧VC11が低下し、整流器DBの正極性出力端子の電圧以下になると交流電源ACから入力電流Iinが流れ始める(図6の破線参照)。しかしながら、第1のトランスT11によって入力電流Iinは徐々に増加するので、この後も図6の実線で示すように、コンデンサC11からの放電が引き続き行なわれ、コンデンサC11の両端電圧VC11は整流器DBの正極性出力端子の電圧よりもさらに減少する。この後、スイッチング素子Q2がオフになると第1及び第2のトランスT11,T21に蓄積されていたエネルギが放出され、交流電源AC→第1のトランスT11の1次巻線n11→コンデンサC11→整流器DB→交流電源ACの経路と、交流電源AC→整流器DB→第1のトランスT11の1次巻線n11→第2のトランスT21の1次巻線n21→スイッチング素子Q1の寄生ダイオード→コンデンサC12→平滑コンデンサC10→整流器DB→交流電源ACの経路で電流が流れ、入力電流Iinを引き込みつつコンデンサC11,C12,C10を充電する。
【0026】
ここで、脈流谷部においては、入力電流Iinの引き込み量が少ないため、第1のトランスT11の残留エネルギによるコンデンサC11への充電量は少なく、電圧VC11の増加は少ない。そのため、スイッチング素子Q1がオンして第1及び第2のトランスT11,T21の残留エネルギがなくなった後に、平滑コンデンサC10→コンデンサC12→スイッチング素子Q1→第2のトランスT21→コンデンサC11→平滑コンデンサC10という経路(図7の実線参照)でコンデンサC11への充電を始めるときの第2のトランスT21の1次巻線n21に印加される電圧VT21は高くなる。
【0027】
また、コンデンサC11の両端電圧VC11が平滑コンデンサC10の両端電圧VC10に達すると、図7の破線で示すようにコンデンサC12→スイッチング素子Q1→第2のトランスT21→第1のトランスT11→ダイオードD11→コンデンサC12という経路で電流が流れ始めるが、第1のトランスT11によりこの電流は徐々に増加する。このため、コンデンサC11の充電はコンデンサC11の両端電圧VC11が平滑コンデンサC10の両端電圧VC10を越えた後もしばらく持続し、コンデンサC11の両端電圧VC11は平滑コンデンサC10の両端電圧VC10よりも高くなる。
【0028】
こうしてスイッチング素子Q1がオフ、スイッチング素子Q2がオンすると、このコンデンサC11の両端電圧VC11が第2のトランスT21の1次巻線n21に印加されることになる。第1及び第2のトランスT11,T21の2次側において、第1及び第2のトランスT11,T21のリーケージインダクタンスとコンデンサC111とで構成される共振回路には、第1及び第2のトランスT11,T21の1次電圧VT11,VT21をそれぞれ巻数比倍した電圧の和が印加されることになる。上記脈流谷部の動作において、第2のトランスT21の1次巻線n21に印加される電圧VT21を高くすることができるので、脈流谷部付近での共振電流及び出力電流を増加させることが可能となる。
【0029】
一方、脈流山部においては入力電流の引き込み量が多いため、第1のトランスT11の残留エネルギも大きくなり、このエネルギ放出によるコンデンサC11の両端電圧VC11の増加も大きくなる。そのため、スイッチング素子Q1がオンして第1及び第2のトランスT11,T21の残留エネルギがなくなり、平滑コンデンサC10→コンデンサC12→スイッチング素子Q1→第2のトランスT21→コンデンサC11→平滑コンデンサC10という経路(図7の実線参照)でコンデンサC11の充電が始まるときの第2のトランスT21の1次巻線n21に印加される電圧VT21を脈流谷部のときに比べて抑えることが可能である。また、コンデンサC11の両端電圧VC11が平滑コンデンサC10の両端電圧VC10に達したのちも、脈流谷部のときと同様にコンデンサC11の充電は持続するが、第2のトランスT21の1次巻線n21に印加される電圧VT21を低くしていれば共振電流が抑えられるので、コンデンサC11の両端電圧VC11は平滑コンデンサC10の両端電圧VC10よりも高くなるが脈流谷部での値よりも抑えられる。
【0030】
これらの動作によって第1及び第2のトランスT11,T21の1次巻線n11,n21に印加される電圧の和(VT11+VT21)は、図8に示すような実線の包絡線の波形となり、これによって共振回路の脈流山部と脈流谷部の間の位相における印加電圧(VT11+VT21)の低下を抑制することができる。なお、図8の破線は従来例動作の包絡線である。而して、脈流山部と脈流谷部の間の位相での負荷回路11の共振電流の低下を抑制し、スイッチング素子Q1のオフ時におけるスイッチング素子Q2の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることなく、スイッチング素子Q1,Q2のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路11の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。その結果、本実施形態でも実施形態1と同様に、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Q1,Q2のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【0031】
ところで、本実施形態では、図9に示すように第1及び第2のトランスT11,T21にリーケージトランスを用いた構成を例示したが、第1及び第2のトランスT11,T21のどちらか一方をリーケージトランス、他方をリーケージインダクタンスをほぼ持たないトランスとしても同様の効果を奏することは言うまでもない。また、図10に示すように第1及び第2のトランスT11,T21をトランスT11’,T21’とインダクタL10に分けた構成としても良い。この場合、インダクタL10のインダクタンス値は本実施形態の第1及び第2のトランスT11,T21のリーケージインダクタンスの和の値と略等しくなるようにする。加えて、第1及び第2のトランスT11,T21のどちらか一方をリーケージインダクタンスをほぼ持たないトランスとインダクタに分けた構成にしても良いことは言うまでもない。さらに、図10の構成において、トランスT11’,21’の巻数比が1:1の場合、図11に示す回路構成とすることも可能である。この場合、インダクタL11,L21のインダクタンス値はそれぞれ第1及び第2のトランスT11’,T21’の励磁インダクタンスの値と略等しくなるようにする。
【0032】
【発明の効果】
請求項1の発明は、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に1次巻線の一端が接続される第1のトランスと、前記第1のトランスの1次巻線の他端と順方向に一端が接続される第1ダイオードと、前記第1ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第1ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第2ダイオードと、前記第2ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第1コンデンサと、前記第2ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第2コンデンサと、前記第1のトランスと第1ダイオードの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に1次巻線が接続される第2のトランスと、前記第1のトランスの2次巻線と前記第2のトランスの2次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたので、整流器の脈流出力の谷部における第1及び第2コンデンサの充電電圧のピーク値を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第1及び第2コンデンサの充電電圧のピーク値を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができ、しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができるという効果がある。
【0033】
請求項2の発明は、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に順方向に一端が接続される第1ダイオードと、前記第1ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第1ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第2ダイオードと、前記第2ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子に1次巻線の一端が接続される第1のトランスと、前記第1のトランスの1次巻線の他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第1コンデンサと、前記第2ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第2コンデンサと、前記第1のトランスと第1コンデンサの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に1次巻線が接続される第2のトランスと、前記第1のトランスの2次巻線と前記第2のトランスの2次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたので、整流器の脈流出力の谷部において第1及び第2のトランスの1次側電圧を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第1及び第2のトランスの1次側電圧を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができ、しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができるという効果がある。
【0034】
請求項3の発明は、請求項1又は2の発明において、前記負荷回路は、前記2次巻線の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯と、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサとを具備するので、請求項1又は2の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施形態1を示す概略回路構成図である。
【図2】同上の動作説明図である。
【図3】同上の動作説明図である。
【図4】同上の動作説明用の波形図である。
【図5】実施形態2を示す概略回路構成図である。
【図6】同上の動作説明図である。
【図7】同上の動作説明図である。
【図8】同上の動作説明用の波形図である。
【図9】同上の要部を示す回路図である。
【図10】同上の他の構成の要部を示す回路図である。
【図11】同上の他の構成の要部を示す回路図である。
【図12】従来例を示す概略回路構成図である。
【図13】同上の動作説明用の波形図である。
【図14】同上の動作説明用の波形図である。
【図15】同上の動作説明用の波形図である。
【符号の説明】
AC 交流電源
DB 整流器
C10 平滑コンデンサ
C11,C12 コンデンサ
D11,D12 ダイオード
Q1,Q2 スイッチング素子
T11 第1のトランス
T21 第2のトランス
10 制御回路
11 負荷回路
FL 放電灯
Claims (3)
- 交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に1次巻線の一端が接続される第1のトランスと、前記第1のトランスの1次巻線の他端と順方向に一端が接続される第1ダイオードと、前記第1ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第1ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第2ダイオードと、前記第2ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第1コンデンサと、前記第2ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第2コンデンサと、前記第1のトランスと第1ダイオードの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に1次巻線が接続される第2のトランスと、前記第1のトランスの2次巻線と前記第2のトランスの2次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とする電源装置。
- 交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に順方向に一端が接続される第1ダイオードと、前記第1ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第1ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第2ダイオードと、前記第2ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子に1次巻線の一端が接続される第1のトランスと、前記第1のトランスの1次巻線の他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第1コンデンサと、前記第2ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第2コンデンサと、前記第1のトランスと第1コンデンサの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に1次巻線が接続される第2のトランスと、前記第1のトランスの2次巻線と前記第2のトランスの2次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とする電源装置。
- 前記負荷回路は、前記2次巻線の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯と、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサとを具備することを特徴とする請求項1又は2記載の電源装置。
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