JP3745081B2 - 不揮発性半導体メモリ装置のローカルチャージポンプ回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的にイー・イー・ピー・ロム(EEPROMs)のように電気的に消去可能であり、プログラム可能な不揮発性半導体メモリ装置(electrically erasable and programmable nonvolatile semiconductor memory devices )のチャージポンプ回路に係り、より具体的には、高密度ナンドフラッシュ不揮発性半導体メモリ装置(high density NAND flash nonvolatile semiconductor memory devices)において、内部高電圧を選択されたワードライン(selected word line)に伝達するために使用されるローカルチャージポンプ(local charge pump)回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
電気的に消去及びプログラムが可能なフラッシュ不揮発性メモリ装置は一般的にNOR型とNAND型とに区分され、消去モード(erasing mode)あるいはプログラミングモード(programming mode)で、メインチャージポンプ回路(main charge pump circuit)から提供される内部高電圧を選択されたワードラインに伝達するローカルチャージポンプあるいはスイッチチャージポンプ(switch charge pump)回路を具備している。1995年12月5日付で発行されたKang D.Suh等によるアメリカ特許番号5,473,563号には、NAND型不揮発性メモリ装置の詳細な構造及び動作が開始されている。ここで参考に特許の開示事項を簡略に記述すると次のようである。
【0003】
NAND型の不揮発性メモリ装置は2つのストリング(string)が1つのビットラインコンタクト(bit line contact)を共有する構造を持つ。各ストリングは、ドレイン(drain)がコンタクトホール(contact hole)を通じて対応するビットライン(bit line) に連結され、ゲートがストリング選択ライン(string select line)(SSL)に連結されるストリング選択トランジスタと、ソース(source)が共通グラウンドライン(common ground line)に連結され、ゲート(gate)がグラウンド選択ライン(ground select line)(GSL)に連結されるグラウンド選択トランジスタと、この選択トランジスタの間に各々のチャンネル(channel)が直列に連結され、ゲートがワードラインに各々連結される8つのあるいは16のフローティングゲートトランジスタ(floating gate transistor)すなわち、メモリセルトランジスタ(memory cell transistor)とで構成される。
【0004】
上述したようなフラッシュNAND型不揮発性メモリ装置で、セルをプログラムするためには、消去動作(erasing operation)が先行されなければならない。プログラミングモードでは、選択されたストリングのストリング選択ライン(SSL)に電源電圧(Vcc)が印加され、選択されたセルトランジスタのゲート(すなわち、選択されたワードライン)にはプログラム電圧(program voltage)(Vpgm ≒20V)が、残りの非選択のセルトランジスタのゲート(すなわち、非選択のワードライン)にはファウラ−ノードヘイムトンネルリング(Fowler-Nordheim tunneling)が発生しない範囲内で、セルトランジスタのスレショルド電圧(threshold voltage )(Vth)を変化させないようにして選択されたセルトランジスタのチャンネルにビットライン電圧を伝達するパス電圧(pass voltage)(Vpas ≒10V)が、そしてグラウンド選択ライン(GSL)には0Vの電圧が各々印加される。従って、この際には、選択されたセルトランジスタのチャンネルに0Vの電圧が印加され、これによって選択されたセルトランジスタのフローティングゲートに電子(electrons)が注入される。その結果、選択されたセルトランジスタは約1V程度のスレショルド電圧(Vth)を持つようになる。一方、読み取りモード(reading mode)では、選択されたセルトランジスタのゲートには0Vが印加され、非選択のセルトランジスタのゲートにはセル電流が遮断されない範囲内での電圧(通常、Vcc)が印加される。このように、フラッシュメモリ装置では、セルトランジスタのゲートすなわち、ワードラインに電源電圧(Vcc)以外にも高電圧が印加されるが、この高電圧の印加のために、図4に図示したような、ローカルチャージポンプ回路が使用されている。
【0005】
図4を参照すると、従来のローカルチャージポンプ回路は一つの空乏型MOSキャパシタ(depletion mode metal oxide semiconductor capacitor)102と、4つのエンハンスメント型Nチャンネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(enhancement mode N-channel metal oxide semiconductor field effect transistors;N−MOSFETs)103,104,107,108とで構成される。発振器(oscillator)101からキャパシタ102の一つの端子にポンプ信号であるクロックパルス信号(OP)が印加され、MOSキャパシタ102の他の端子はMOSトランジスタ103のドレインに連結される。トランジスタ103のゲートとドレインとは相互連結され、MOSトランジスタ104のソースドレインがトランジスタ103のゲートと高電圧発生器105との間に連結される。チャージポンプの外部から印加される制御電圧信号(Vin)が印加される制御入力端子106とMOSトランジスタ103のソースとの間にMOSトランジスタ107のソースドレインが連結され、そのゲートには電源電圧(Vcc)が連結される。また、トランジスタ107のソースはトランジスタ104のゲート及びMOSトランジスタ108のゲートと各々連結される。トランジスタ108のソースドレインはトランジスタ104のソースと出力端子109との間に連結され、高電圧発生器105からトランジスタ108のドレインには高電圧信号(VH )が印加される。
【0006】
このような構成で、発振器101から出力されるクロックパルス信号(OP)は図5で図示されているように大略グラウンドレベル(0V)とVccレベルとの間でスイング(swing)する。選択されたワードラインにメモリセルのプログラムに必要な高電圧を印加するために、ハイレベル(high level)すなわち、Vccレベルの制御電圧信号(Vin)が制御入力端子106に印加されると、ノード(node)111はVin−Vthでプリチャージ(precharge )される。ここで、VthはNMOSトランジスタ107のスレショルド電圧である。この際、出力電圧(Vout)はVin−2Vthになる。ここで、2VthはNMOSトランジスタ107及び108のスレショルド電圧の合計である。従って、ノード110の電位もVin−2Vthで表わすことができる。このようなプリチャージ状態で、クロックパルス信号(OP)がグラウンドレベルからVccレベルに遷移すると、すなわちクロックパルス信号(OP)の上昇エッジ(rising edge)では、MOSキャパシタ102の結合作用によってノード110の電位がプリチャージ電位よりΔVほど上昇(pull-up)して、Vin−2Vth+ΔVになる。この際、ノード111の電位はノード110の電位よりMOSトランジスタ103のスレショルド電圧(VtN )ほど低くなってVin−2Vth+ΔV−VtN になる。結果的に、ノード111の電位はプリチャージ電位(Vin−Vth)よりΔV−Vth−VtN ほど増加される。
【0007】
つづいて、クロックパルス信号(OP)がVccレベルからグラウンドレベルに遷移すると、すなわち、クロックパルス信号(OP)の下降エッジ(falling edge)では、MOSキャパシタ102の反結合作用(decoupling)によってノード110の電位はΔVほど下降(fall-down)してVin−2Vthになる。この際、ノード110の電位Vin−2Vtnはノード111の電位Vin−2Vtn+ΔV−VtN より低いので、ノード110の電位はMOSトランジスタ104のスレショルド電圧ほど降下(drop)しVin−3Vtn+ΔV−VtN になる。これによって、ノード111の電位はVin−3Vtn+2ΔV−2VtN になる。結局、クロックパルス信号(OP)が発振(oscillation)される際、毎度周期(period)の上昇エッジで、ノード111には電荷が蓄積され、ノード111の電位がΔV−(Vth+VtN )ぐらいずつ上昇する。これによって、ローカルチャージポンプ回路は出力端子109を通じて選択されたワードラインにプログラムに必要な高電圧(Vout)を印加することができるようになる。この際、チャージポンプ回路が継続的に動作するためにはΔVがトランジスタ103のスレショルド電圧とトランジスタ104のスレショルド電圧との合計(Vtn+VtN )より大きくなければならない。
【0008】
だが、低電力フラッシュメモリ装置でこのチャージポンプ回路が使用される場合には、電源電圧(Vcc)が低いので、キャパシタ102によってノード110に蓄積される電荷量が減少し、ノード111の電圧レベルの上昇によって起るボディ効果(body effect)はトランジスタ103,104各々のスレショルド電圧の上昇を招来する。ここで、ボディ効果とはMOSトランジスタのソースと基板の接合部(junction)が逆バイアス(reverse-biased)されて、スレショルド電圧が増加する現像を言い、これは基板バイアス効果(substrate bias effect)あるいはバックバイアス(back bias)とも称される。トランジスタ103,104各々のスレショルド電圧は次の式で決定される。
【0009】
Vth=Vfb+Of+γ(2Of+Vsb)
ここで、Vfbはフラットバンド電圧(flatband voltage)であり、Ofはワークファンクション(work function)、γはボディ係数(body coefficient)、Vsbは基板バイアスセンシティビィティ(substrate bias sensitivity)である。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
上の式で、トランジスタ104のソースであるノード110の電圧(V110 )とトランジスタ103のソースであるノード111の電圧(V111)が各々上昇しながら、Vsbが基板電圧に敏感になって、トランジスタ103,104各々のスレショルド電圧が上昇する。このように、トランジスタ103,104各々のスレショルド電圧が上昇し、低い(low)電源電圧(power source voltage; Vcc)によってΔVが減少すると、前述した条件ΔV>Vtn+VtN が満足されないのでチャージポンプの高電圧伝達特性が低下する。電源電圧(Vcc)が3Vであり、キャパシタ102の結合比(coupling ratio)が0.9である時、ΔVは2.7VでありVtn+VtN は18V程度である。従って、選択されたワードラインに印加される電圧(Vout)が18Vを越えることができないようになる。
【0011】
図5には、従来のローカルチャージポンプ回路で、ノード110の電圧(V110)、スイッチング電圧(swithing voltage)であるノード111の電圧(V111)及び、出力電圧(Vout)の変化が図示されている。図5を参照すると、出力電圧(Vout)の増加はクロックパルス信号(OP)がVccレベルに維持される区間(T1)の間で成立することがわかる。しかし、出力電圧(Vout)が16Vを過ぎてスイッチング電圧(V111)が増加すると、トランジスタ103のボディ効果が増加されることによって結合電圧(ΔV)の大きさが急激に減少し、出力電圧(Vout)の増加量が減少する。図6では従来のチャージポンプ回路で電源電圧(Vcc)を3.0Vから2.4Vまで0.2Vずつ減少(sweep)した際の出力電圧(Vout)の変化が図示されている。図6を参照すると、電源電圧(Vcc) の減少は特に出力電圧(Vout)の減少を引き起すことがわかる。
【0012】
本発明の目的は低い電源電圧高密度ナンドフラッシュ不揮発性半導体メモリ装置で使用されるローカルチャージポンプの電圧伝達特性を改善することである。
【0013】
本発明の他の目的は低い電源電圧動作マージン(low power source voltage operating margin)を持つローカルチャージポンプ回路を提供することである。
【0014】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するための本発明のチャージポンプ回路は、所定のクロックパルス信号(OP)を発生する発振手段101と、内部高電圧信号(VH )を発生する内部高電圧発生手段105とを具備し、外部から印加される所定の制御電圧信号(Vin)に応答して、ワードラインに前記内部高電圧信号を印加する不揮発性半導体メモリ装置のローカルチャージポンプ回路において、第1ノード110と、一端が前記クロックパルス信号(OP)に連結され、他端が前記第1ノードに連結されるキャパシタ102と、第2ノード111と、前記第1ノードに連結される第1電極と、前記第2ノードに連結される第2電極と、前記第1ノードに連結される制御電極を持つ第1トランジスタ103と、前記第1ノードに連結される第1電極と、前記内部高電圧信号に連結される第2電極と、前記第2ノードに連結される制御電極を持つ第2トランジスタ104と、前記制御電圧信号(Vin)が印加される制御入力端子106と、前記制御入力端子に連結される第1電極と、前記第2ノードに連結される第2電極と、電源電圧(Vcc)に連結される制御電極を持つ第3トランジスタ107と、前記ワードラインに連結され、前記内部高電圧信号を出力する出力端子109と、前記内部高電圧信号に連結される第1電極と、前記出力端子に連結される第2電極と、前記第2ノードに連結される制御電極を持つ第4トランジスタ108と、前記クロックパルス信号に連結される入力端子と、前記第2ノードに連結される出力端子とを持ち、前記クロックパルス信号(OP)が所定の第1電圧レベルを維持する間、前記第2ノードを放電させてクロックパルス信号(OP)が所定の第2電圧レベルを維持する間、前記第2ノードを充電させ、前記第2ノードのスイッチング電圧(V111)が所定の大きさを持つようにするスイッチング電圧安定化手段112,113とを含む。
【0015】
また本発明のローカルチャージポンプ回路において、前記スイッチング電圧安定化手段は、クロックパルス信号の位相(phase)を反転させて、反転されたクロックパルス信号(inverted clock pulse signal)を出力する反転手段と、反転されたクロックパルス信号に連結される一つの端子と第2ノードに連結される他の端子を持つ他の一つのキャパシタとを含む。
【0016】
本発明のローカルチャージポンプ回路はスイッチング電圧安定化手段を具備することによって、電源電圧に関係なしに充分なプログラム電圧マージンを確保することができるようになる。
【0017】
【発明の実施の形態】
以下は添付の図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図1は本発明の実施の形態に係るローカルチャージポンプ回路を示す回路図である。なお図4に示す従来の回路と同一の構成部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【0018】
本発明による新規なローカルチャージポンプ回路は、図1に図示したように、インバータ112とキャパシタ113とで構成されるスイッチング電圧安定化回路(switching voltage stabilization circuit)を具備したこと特徴としている。スイッチング電圧安定化回路112,113は発振器101から出力されるクロックパルス信号(OP)が電源電圧レベルを維持する間、ノード111を放電(discharge)させ、クロックパルス信号(OP)が接地電圧レベルを維持する間、ノード111を充電(charge)させて第2ノード111上のスイッチング電圧(V111)が一定の大きさを持つようにする。
【0019】
再び図1を参照すると、この実施の形態のローカルチャージポンプ回路は二つの空乏型MOSキャパシタ102,113、4つのエンハンスメント型NチャンネルMOSトランジスタ103,104,107,108及び、インバータ112で構成される。キャパシタ102の一つの端子は発振器101から出力されるポンプ信号であるクロックパルス信号(OP)と連結され、MOSキャパシタ102の他の端子はMOSトランジスタ103のドレインと連結される。トランジスタ103のゲート及びドレインは相互連結され、MOSトランジスタ104のソース−ドレインがトランジスタ103のゲートと高電圧発生器105との間に連結される。チャージポンプの外部から印加される制御電圧信号(Vin)に連結される制御入力端子106とMOSトランジスタ103のソースとの間にはMOSトランジスタ107のソース−ドレインが連結され、そのゲートには電源電圧(Vcc)が連結される。又、トランジスタ107のソースはトランジスタ104のゲート及びMOSトランジスタ108のゲートと各々連結される。トランジスタ108のソース−ドレインはトランジスタ104のソースと出力端子109との間に連結され、高電圧発生器105からトランジスタ108のドレインに高電圧信号(VH )が印加される。インバータ112の入力端子はクロックパルス信号(OP)と連結され、インバータ112の出力端子はMOSキャパシタ113の一つの端子と連結される。キャパシタ113の他の端子はトランジスタ103,107のソースとトランジスタ104,108のゲートに共通的に連結される。発振器101から出力されるクロックパルス信号OPは大略グラウンドレベル(0V)とVccレベルとの間にスイングする。発振器101からのクロックパルス信号(OP)はMOSキャパシタ102によってノード110に結合され、MOSキャパシタ102の結合比は大略0.9程度である。このキャパシタ110を通じてノード110に結合される電圧をΔV1とすると、結合電圧(ΔV1)は0.9×Vccになる。キャパシタ113の結合比はキャパシタ102のそれより小さいことが望ましい。
【0020】
クロックパルス信号(OP)はキャパシタ102に印加され、信号(OP)と反対の位相を持つクロックパルス信号(Op/)はキャパシタ113に印加される。クロックパルス信号(OP)がハイレベル(Vccレベル)になって、キャパシタ102の結合電圧(ΔV1)がトランジスタ103を通じてノード111に伝達される時、ローレベル(グラウンドレベル)のクロックパルス信号(Op/)によって反結合(decoupling)されたキャパシタ113を通じてノード111の放電が成立する。これによって、ノード111のスイッチング電圧レベルに低くなり、その結果、トランジスタ103のバックアップ期間(back bias term)が減少される。これとは反対に、クロックパルス信号(OP)がローレベル(グラウンドレベル)になり、キャパシタ102が反結合される時、ハイレベル(Vccレベル)のクロックパルス信号(Op/)によってキャパシタ113がノード111に結合電圧(ΔV2)を印加して、トランジスタ104のバックバイアスによるスレショルド電圧の増加分を相殺させる。又、2.4ないし3.3V程度の低い電源電圧で、キャパシタ102の結合電圧(ΔV1)が減少しても、キャパシタ113によって結合電圧(ΔV1)がノード111に印加されることによって、ノード111のスイッチング電圧(V111)は電源電圧(Vcc)に関係なしに安定化される。この動作原理を具体的に説明すると次のようである。
【0021】
まず、正常状態(steady state)で、選択されたワードラインにメモリセルのプログラムに必要な高電圧を印加するためにVccレベルの制御電圧信号(Vin)が制御入力端子106に印加されると、ノード111はVin−Vtnにプリチャージされる。ここで、VtnはNMOSトランジスタ107のスレショルド電圧である。この時、出力電圧(Vout)はVin−2Vtnになる。ここで、2VtnはNMOSトランジスタ107及び108のスレショルド電圧の合計である。従って、ノード110の電位もVin−2Vtnである。以後、クロックパルス信号(OP)がグラウンドレベルからVccレベルに遷移すると、MOSキャパシタ102の結合作用によってノード110の電位がプリチャージ電位よりΔV1ほど上昇され、Vin−2Vtn+ΔV1になる。この時、ノード111の電位はノード110の電位よりMOSトランジスタ103のスレショルド電圧(VtN )だけ低くなるとともにキャパシタ113の反結合によってΔV2くらい低くなってVin−2Vtn+ΔV1−VtN −ΔV2になる。図3にはこの実施の形態に係るローカルチャージポンプで、ノード110の電圧(V110)、ノード111のスイッチング電圧(V111)及び出力電圧(Vout)の変化が図示されている。図3を参照すると、出力電圧(Vout)の増加は、従来とは異なり、クロックパルス信号(Op/)がVccレベルに維持される区間、すなわちΔV2が上昇(pull-up)される区間(T2)の間に主に成立することがわかる。その理由は区間(T1)で発生したトランジスタ103のボディ効果が区間(T2)では発生しないので、キャパシタ113の結合によってノード111の電位がΔV2ほど増加することによってトランジスタ108の伝達特性が増加するからである。このような出力電圧(Vout)の主増加区間の調整はΔV1がノード111に伝達される過程でトランジスタ103のボディ効果による悪影響を最小化させる。図2にはこの実施の形態に係るチャージポンプ回路で電源電圧(Vcc)を3.0Vより2.4Vまで0.2Vずつ減少させた際の出力電圧(Vout)の変化が図示されている。図2を参照すると、電源電圧(Vcc)が減少しても出力電圧(Vout)の減少はほとんどないことがわかる。図6と図2とを比較して見ると、電源電圧(Vcc)が3V以下の時、従来の技術によるローカルチャージポンプ回路の出力電圧(Vout)は、16.5V程度になって始めてボディ効果の影響を受けることによって、パンピング動作の開始から5マイクロ秒(μs)程度が経過した後に約18V程度に維持される。だが、この実施の形態によるローカルチャージポンプ回路の出力電圧(Vout)はパンピング動作の開始から5マイクロ秒(μs)程度が経過した後に約21V程度に維持されることがわかる。
【0022】
本発明の望ましい実施の形態では、チャージポンプ回路はMOS電界効果トランジスタと、空乏型MOSキャパシタとによって実現されたが、本発明はMOS電界効果トランジスタ及び空乏型MOSキャパシタに限定されるものではないことを理解しなければならない。本発明のチャージポンプ回路は接合型電界効果トランジスタあるいはそれと類似な他の技術によっても実現することができるし、エンハンスメント型MOSキャパシタも使用することができる。
【0023】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によると、3V以下の電源電圧で動作するフラッシュ不揮発性メモリのプログラミングモードで、ワードラインに20V以上の高電圧を印加することができるようになり、電源電圧の変化に関係なしにプログラミングに必要な充分な高電圧を得ることができるので充分なプログラムマージンが確保される。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の望ましい実施の形態に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【図2】図1に示された回路で、電源電圧の減少による出力電圧の変化を示す特性図である。
【図3】図1に示された回路で、各ノード電圧と、出力電圧との変化を示す特性図である。
【図4】従来のチャージポンプ回路を示す回路図である。
【図5】図4に示された回路で、各ノード電圧と、出力電圧との変化を示す特性図である。
【図6】図4に示された回路で、電源電圧の減少による出力電圧の変化を示す特性図である。
【符号の説明】
102,113 MOSキャパシタ
103,104,107,108 MOSトランジスタ
Claims (8)
- 所定のクロックパルス信号(OP)を発生する発振手段101と、内部高電圧信号(VH )を発生する内部高電圧発生手段105とを具備し、外部から印加される所定の制御電圧信号(Vin)に応答して、ワードラインに前記内部高電圧信号を印加する不揮発性半導体メモリ装置のローカルチャージポンプ回路において、
第1ノード110と、
一端が前記クロックパルス信号(OP)に連結され、他端が前記第1ノードに連結されるキャパシタ102と、第2ノード111と、
前記第1ノードに連結される第1電極と、前記第2ノードに連結される第2電極と、前記第1ノードに連結される制御電極を持つ第1トランジスタ103と、
前記第1ノードに連結される第1電極と、前記内部高電圧信号に連結される第2電極と、前記第2ノードに連結される制御電極を持つ第2トランジスタ104と、
前記制御電圧信号(Vin)が印加される制御入力端子106と、
前記制御入力端子に連結される第1電極と、前記第2ノードに連結される第2電極と、電源電圧(Vcc)に連結される制御電極を持ち、前記制御電圧信号(V in )がハイレベルで前記第2ノード111をプリチャージし、ローレベルで前記第1ノード110及び前記第2ノード111をディスチャージする、第3トランジスタ107と、
前記ワードラインに連結され、前記内部高電圧信号を出力する出力端子109と、
前記内部高電圧信号に連結される第1電極と、前記出力端子に連結される第2電極と、前記第2ノードに連結される制御電極を持つ第4トランジスタ108と、
前記クロックパルス信号に連結される入力端子と、前記第2ノードに連結される出力端子とを持ち、前記クロックパルス信号(OP)が所定の第1電圧レベルを維持する間、前記第2ノードを放電させてクロックパルス信号(OP)が所定の第2電圧レベルを維持する間、前記第2ノードを充電させ、前記第2ノードのスイッチング電圧(V111)が所定の大きさを持つようにするスイッチング電圧安定化手段112,113と、を含むことを特徴とするローカルチャージポンプ回路。 - 前記スイッチング電圧安定化手段は、
前記クロックパルス信号の位相を反転させて反転されたクロックパルス信号Op/)を出力する反転手段112と、一端が反転されたクロックパルス信号に連結され、他端が前記第2ノードに連結される他の一つのキャパシタ113を含むことを特徴とする請求項1に記載のローカルチャージポンプ回路。 - 前記キャパシタがMOSキャパシタであることを特徴とする請求項2に記載のローカルチャージポンプ回路。
- 前記第1ないし第4トランジスタは電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項1に記載のローカルチャージポンプ回路。
- 前記キャパシタは空乏型MOSキャパシタであることを特徴とする請求項2に記載のローカルチャージポンプ回路。
- 前記第1ないし第4トランジスタはエンハンスメント型NMOSトランジスタであることを特徴とする請求項1に記載のローカルチャージポンプ回路。
- 前記第1電圧レベルは電源電圧レベルであり、前記第2電圧レベルは接地電圧レベルであることを特徴とする請求項1に記載のローカルチャージポンプ回路。
- 前記電源電圧レベルは2.4ないし3.3Vであることを特徴とする請求項7に記載のローカルチャージポンプ回路。
Applications Claiming Priority (2)
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