JP3666542B2

JP3666542B2 - 電圧・電流発生装置

Info

Publication number: JP3666542B2
Application number: JP26553397A
Authority: JP
Inventors: 良雄小熊; 誠長塚
Original assignee: 横河エムアンドシー株式会社
Priority date: 1997-09-30
Filing date: 1997-09-30
Publication date: 2005-06-29
Anticipated expiration: 2017-09-30
Also published as: JPH11110057A

Description

【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は電圧・電流発生装置に関し、特にその出力制御系統の改良に関し、電池駆動における電力消費を抑制するとともに電流シンク機能も簡単な回路構成で実現するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電圧・電流発生装置の出力は、電圧の場合には所望の設定値により、また電流の場合には負荷の状態によって夫々ゼロより最大値まで変化するようになっている。このような電圧・電流発生装置は所望の電圧・電流を高精度で発生できるものであり、持ち運び可能な電池駆動型ハンドヘルドキャリブレータ装置として構成することによって各種電圧や電流を測定する測定器に高精度で値付けされた電圧や電流を入力してそれらの測定結果の補正値を求めるキャリブレータとしても用いられている。
【０００３】
また、電流電圧発生機能に加えて電流のシンク(吸い込み)機能を実現するのにあたっては、一般には正負の電源を設け、電流吸い込み時に外部から加えられる電圧に対してそれ以上の電圧を発生できる制御回路を構成している。
【０００４】
さらに、出力端子への誤接続等による外部からの電圧印加に対して装置を保護するためには高電圧でも確実に回路を切断できることが望ましいことから、正負両極性に対して確実にオン・オフできるスイッチング素子として機械的なリレーが用いられている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような電圧・電流発生装置において、出力制御回路がシリーズレギュレータや出力アンプ等のような連続制御の場合、その出力制御回路の電源として出力最大値以上の電圧が必要となる。
【０００６】
また、従来のように電流吸い込み時に外部から加えられる電圧に対してそれ以上の電圧を発生できる制御回路を構成するためには、高電圧の供給電源および高耐圧の出力回路が必要になる。
【０００７】
さらに外部からの電圧印加に対する装置の出力保護手段として機械的なリレーを用いるためにはリレー制御用の別電源が必要になり、回路構成が複雑になってしまう。
【０００８】
本発明はこのような問題点を解決するためになされたもので、その目的は、電池駆動の電圧・電流発生装置において、簡素化された回路構成で効率よく広範囲の電圧・電流を発生することができるとともに電流シンク機能も実現でき、さらに外部からの異常電圧印加に対して確実にオン・オフ保護動作が行える電圧・電流発生装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
測定器に電圧や電流を入力するための電圧・電流発生装置であって、
前述した目的を達成するために、本発明のうちで請求項１記載の発明は、一方の入力端子に正または負の可変基準電圧が選択的に与えられ他方の入力端子に出力に関連した帰還電圧が与えられる誤差増幅器と、該誤差増幅器の出力がベースに加えられる第１のトランジスタと、コレクタに第１のダイオードを介して電源が印加されベースに第１のトランジスタのコレクタが接続されエミッタに出力端子が接続された第２のトランジスタと、該第２のトランジスタのエミッタと第１のトランジスタのコレクタ間に接続された第２のダイオードとで構成され、
電圧または電流を出力するモードでは、前記第１及び第２のトランジスタが作動して前記第２のダイオードはオフになり、前記電源の印加電圧に応じた電圧または電流を前記第２のトランジスタを介して出力し、
外部電源から電流を吸い込むモードでは、前記第１のトランジスタがオン、前記第２のトランジスタがオフとなり、前記第２のダイオードおよび第１のトランジスタを介して外部電源から電流を吸い込み、前記第１のダイオードは前記吸い込む電流が前記電源に流入することを阻止することを特徴とするものである。
【００１０】
ここで、電圧または電流を出力するモードでは、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタが作動して第２のダイオードはオフになる。電源は第１のダイオードを介して各部に印加される。また電流吸い込みモードでは、第２のトランジスタはオフとなり、外部からの印加電圧は第１のダイオードで阻止されて電源に流れることはない。
【００１１】
すなわち、第２のダイオードは、装置のソースとシンクの動作モードを切り換えるように機能するとともに、シンクモードでは第２のトランジスタのベース・エミッタ間に逆電圧が印加されることを阻止するように機能する。
【００１２】
本発明のうちで請求項２記載の発明は、請求項１の電圧・電流発生装置において、第１のダイオードに電源として接続される出力制御用端子を有するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記第２のトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を差動で検出しその出力を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御用端子に帰還する差動検出回路とを設け、出力モードにおける出力電圧の大きさに拘わらず第２のトランジスタと第１のダイオードにおける電圧降下を一定に制御することを特徴とするものである。
【００１３】
ここで、装置が信号源として動作する状態では、第１，第２のトランジスタが作動して第２のダイオードはオフになる。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力は第１のダイオードを介して各部に印加される。そしてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、差動検出回路から出力制御用端子に帰還される差動信号により、装置の出力電圧の大きさには拘わらず第２のトランジスタと第１のダイオードにおける電圧降下が一定になるように制御される。
【００１４】
本発明のうちで請求項３記載の発明は、請求項１の電圧・電流発生装置において、各２個のパワーＭＯＳＦＥＴのソースとゲートがそれぞれ共通にして直列接続されるとともにゲートとソース間に漏れ電流による電圧降下が無視できる程度の高抵抗が接続され低圧側の出力端子の出力系統と共通電位点間に電流回路と電圧検出回路とを分離するようにしてそれぞれ接続された２個のスイッチ回路と、コレクタがこれらスイッチ回路のゲートに接続されてベースが共通電位点側のスイッチ回路に接続されこれらスイッチ回路をオン・オフ制御するトランジスタを設け、前記トランジスタは出力端子に規定値以上の過電流または過電圧が印加されたことを検出して各スイッチ回路をオフに制御することを特徴とする制御することを特徴とするものである。
【００１５】
このような回路構成により、駆動回路とパワーＭＯＳＦＥＴ間を絶縁したりパワーＭＯＳＦＥＴに必要以上の高いゲート制御電圧を印加することなく、また制御用の別電源を準備することもなく、出力端子への過電流または過電圧の印加に対して確実なオン・オフ保護動作が実現できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図により説明する。
図１は本発明に係わる電圧・電流発生装置の一実施例を示す回路構成図である。図において、１は定電圧基準電源であり、基準電圧Ｖ_REFを出力する。該基準電圧Ｖ_REFはＤ−Ａ変換器２に入力されている。該Ｄ−Ａ変換器２はその設定に応じた可変基準電圧Ｖ₁を出力するものであり、その出力端子は切換スイッチＳａの固定接点１，２，３に直接接続されている。
【００１７】
３は反転増幅器であって、可変基準電圧Ｖ₁を反転した可変基準電圧−Ｖ₁を出力するものであり、その出力端子は切換スイッチＳａの固定接点４に直接接続されている。
【００１８】
４は誤差増幅器であり、一方の入力端子には切換スイッチＳａの可動接点が接続され、他方の入力端子には切換スイッチＳｂの可動接点が接続されている。誤差増幅器４の出力端子はトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００１９】
５は電池を用いた直流電源であり、直流電圧Ｖ_Bを出力する。該直流電源５はＤＣ−ＤＣコンバータ６に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力制御用端子Ｃには差動検出回路７の出力端子が接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力端子にはダイオードＤ１のアノードが接続され、該ダイオードＤ１のカソードは差動検出回路７の一方の入力端子に接続されている。
【００２０】
ダイオードＤ１のカソードはトランジスタＱ２のコレクタに直接接続されるとともに抵抗を介してトランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ１のコレクタおよびダイオードＤ２のアノードに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタとダイオードＤ２のアノードは差動検出回路７の他方の入力端子に接続されるとともに装置の一方の端子Ｔ_Aに接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは共通電位点に接続されている。
【００２１】
該端子Ｔ_Aは切換スイッチＳｂの固定接点１に直接接続されるとともに分圧抵抗回路８を介して切換スイッチＳｃの可動接点に接続されている。該分圧抵抗回路８の接続中点は切換スイッチＳｂの固定接点２に接続されている。
【００２２】
装置の他方の端子Ｔ_Bは切換スイッチＳｃの固定接点１，２に接続されるとともに、切換スイッチＳｄの可動接点に接続されている。
切換スイッチＳｂの固定接点３，４と切換スイッチＳｄの固定接点３，４は共通に接続されるとともに、これら各固定接点は抵抗Ｒｓを介して切換スイッチＳｃの可動接点に接続されている。切換スイッチＳｃの固定接点３，４と切換スイッチＳｄの固定接点１，２は共通電位点に接続されている。
【００２３】
このような構成において、切換スイッチＳａ〜Ｓｄの各可動接点は装置の動作モードに応じて連動して切り換え駆動される。すなわち、切換スイッチＳａ〜Ｓｄの各可動接点が固定接点１，２に切り換えられた状態は電圧出力モード、固定接点３に切り換えられた状態は電流出力モード、固定接点４に切り換えられた状態は電流シンクモードになる。
【００２４】
次に本発明の電圧・電流発生装置の各モードの動作を説明する。
図２は電圧出力モードの動作説明図、図３は電流出力モードの動作説明図、図４は電流シンクモードの動作説明図である。
【００２５】
図２に示す電圧出力モードにおいて、出力電圧Ｖ₀は、誤差増幅器４への帰還量を決定する分圧抵抗回路８の選択切り換えにより、Ｖ₀＝Ｖ₁またはＶ₀＝ｎＶ₁に制御される。
【００２６】
図３に示す電流出力モードでは、Ｖ₁＝Ｉ₀・Ｒｓ、すなわちＩ₀＝Ｖ₁/Ｒｓになるように制御される。
これら図２，図３のように装置が信号源として動作する状態では、トランジスタＱ１，Ｑ２が作動してダイオードＤ２はオフになる。ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力はダイオードＤ１を介して各部に印加される。該ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｃは、差動検出回路７から出力制御用端子Ｃに帰還される差動信号により、図５に示すように装置の出力電圧Ｖ０の大きさには拘わらずＶｃ−Ｖ₀が一定になるように制御される。ここで、Ｖｃ−Ｖ₀は、トランジスタＱ２とダイオードＤ１の動作に必要な最小の電圧降下になるように設定されている。そして、回路構成を簡素化するために、Ｖｃがバッテリーの出力電圧Ｖ_B近傍の値になるとそれ以下には下げないようにしている。実際の装置においても、バッテリーの出力電圧Ｖ_Bが低いので、ＶｃをＶ_B以下まで下げる必要性は少ない。
【００２７】
これにより、バッテリー電源から消費される電力に注目すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ６での損失を無視すれば、負荷に供給する電力にトランジスタＱ２とダイオードＤ１が消費する電力を加算したものになり、従来の回路構成に比べて大幅に削減できる。
【００２８】
一方、誤差増幅器４に印加される電圧を負とすると、図４に示すように外部から電流を吸い込む電流シンク動作を行うようになる。すなわち、図４において、外部から電源Ｖｓが印加されると、吸い込み電流Ｉ_SINKはダイオードＤ２→トランジスタＱ１→抵抗Ｒｓの経路を流れ、その値はトランジスタＱ１により制御される。このとき、トランジスタＱ２はオフとなり、外部からの印加電圧ＶｓはダイオードＤ１で阻止されてＤＣ−ＤＣコンバータ６に流れることはない。
【００２９】
以上の動作から明らかなように、ダイオードＤ２は、装置のソースとシンクの動作モードを切り換えるように機能するとともに、シンクモードではトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に逆電圧が印加されることを阻止するように機能する。
【００３０】
図６も本発明の実施の他の形態例であって、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴで構成される出力保護回路を組み込んだ電圧発生装置の回路例図である。
【００３１】
図において、Ｑ３〜Ｑ６はパワーＭＯＳＦＥＴであり、Ｑ３とＱ４およびＱ５とＱ６の2個のソースとゲートをそれぞれ共通にして直列接続し、ゲートとソース間に漏れ電流による電圧降下が無視できる程度の高抵抗Ｒｇを接続して２個のスイッチ回路を構成している。これらスイッチ回路のゲートをトランジスタＱ７のコレクタに接続して、トランジスタＱ７のオン・オフによりスイッチ回路をオン・オフ制御するようになっている。
【００３２】
これらスイッチ回路は電流回路と電圧検出回路とを分離するようにして装置の低圧側の出力端子Ｔ_Bに接続されている。Ｑ３のドレインは出力端子Ｔ_Bに接続され、Ｑ４のドレインは共通電位点側に接続されている。またＱ４のドレインには増幅器Ａ３とコンパレータ９とフリップフロップ１０が直列接続され、フリップフロップ１０の出力端子はトランジスタＱ７のベースに接続されている。Ｑ５のドレインは出力端子Ｔ_Bに接続され、Ｑ６のドレインは抵抗分圧回路８の共通電位点側に接続されている。
【００３３】
このような構成において、外部から異常電圧Ｖｓが印加されるとコンパレータ９が作動してフリップフロップ１０の出力が反転してＶccになり、トランジスタＱ７がオフになる。トランジスタＱ７がオフになるとＱ３〜Ｑ６のゲート・エミッタ間の電圧がゼロになり、Ｑ３〜Ｑ６はオフ状態になる。ただし、印加電圧が＋ＶｓではＱ３，Ｑ５の保護ダイオードが作動するのでＱ３，Ｑ５はオフになれずにＱ４，Ｑ６がオフになって回路を切断する。このときＱ３〜Ｑ６のゲート電位すなわちトランジスタＱ７のコレクタ電位は共通電位点に対して−Ｖｓに保たれた状態になる。異常電圧が−Ｖｓの場合には逆にＱ３，Ｑ５がオフになる。
【００３４】
このように構成することにより、スイッチング駆動回路とスイッチング素子間を絶縁したり、スイッチング素子に必要以上に高い制御電圧を印加する必要はなく、制御用の別電源も不要であり、簡単な回路構成で外部からの異常入力に対する確実な出力保護動作が実現できる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のうち請求項１記載の発明によれば、簡単な回路構成で電圧または電流を出力するモードと外部からの印加電圧に対する電流吸い込みモードを切り換え設定できる。
【００３６】
本発明のうちで請求項２記載の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は差動検出回路から出力制御用端子に帰還される差動信号により装置の出力電圧の大きさには拘わらず第２のトランジスタと第１のダイオードにおける電圧降下が一定になるように制御されることになり、効率よく安定した出力を得ることができる。
【００３７】
そして本発明のうちで請求項３記載の発明によれば、スイッチング駆動回路とスイッチング素子間を絶縁したり、スイッチング素子に必要以上に高い制御電圧を印加する必要はなく、制御用の別電源も不要であり、簡単な回路構成で外部からの異常入力に対する確実な出力保護動作が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる電圧・電流発生装置の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】本発明の電圧出力モードの動作説明図である。
【図３】本発明の電流出力モードの動作説明図である。
【図４】本発明の電流シンクモードの動作説明図である。
【図５】本発明の信号源モードの制御動作説明図である。
【図６】本発明の他の回路構成図である。
【符号の説明】
１定電圧基準電源
２Ｄ−Ａ変換器
３反転増幅器
４誤差増幅器
５直流電源・電池
６ＤＣ−ＤＣコンバータ
７差動検出回路
８分圧抵抗回路
Ｓａ〜Ｓｄ切換スイッチ
Ｑ１，Ｑ２トランジスタ
Ｄ１，Ｄ２ダイオード
Ｔ_A,Ｔ_B 出力端子

Claims

測定器に電圧や電流を入力するための電圧・電流発生装置であって、
一方の入力端子に正または負の可変基準電圧が選択的に与えられ他方の入力端子に出力に関連した帰還電圧が与えられる誤差増幅器と、該誤差増幅器の出力がベースに加えられる第１のトランジスタと、コレクタに第１のダイオードを介して電源が印加されベースに第１のトランジスタのコレクタが接続されエミッタに出力端子が接続された第２のトランジスタと、該第２のトランジスタのエミッタと第１のトランジスタのコレクタ間に接続された第２のダイオードとで構成され、
電圧または電流を出力するモードでは、前記第１及び第２のトランジスタが作動して前記第２のダイオードはオフになり、前記電源の印加電圧に応じた電圧または電流を前記第２のトランジスタを介して出力し、
外部電源から電流を吸い込むモードでは、前記第１のトランジスタがオン、前記第２のトランジスタがオフとなり、前記第２のダイオードおよび第１のトランジスタを介して外部電源から電流を吸い込み、前記第１のダイオードは前記吸い込む電流が前記電源に流入することを阻止することを特徴とする電圧・電流発生装置。
請求項１の電圧・電流発生装置において、
第１のダイオードに電源として接続される出力制御用端子を有するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記第２のトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を差動で検出しその出力を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御用端子に帰還する差動検出回路とを設け、
出力モードにおける出力電圧の大きさに拘わらず第２のトランジスタと第１のダイオードにおける電圧降下を一定に制御することを特徴とする電圧・電流発生装置。
請求項１の電圧・電流発生装置において、
各２個のパワーＭＯＳＦＥＴのソースとゲートがそれぞれ共通にして直列接続されるとともにゲートとソース間に漏れ電流による電圧降下が無視できる程度の高抵抗が接続され低圧側の出力端子の出力系統と共通電位点間に電流回路と電圧検出回路とを分離するようにしてそれぞれ接続された２個のスイッチ回路と、
コレクタがこれらスイッチ回路のゲートに接続されてベースが共通電位点側のスイッチ回路に接続されこれらスイッチ回路をオン・オフ制御するトランジスタを設け、
前記トランジスタは出力端子に規定値以上の過電流または過電圧が印加されたことを検出して各スイッチ回路をオフに制御することを特徴とする電圧・電流発生装置。