JP4199578B2 - 電圧検出回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源などの電圧を検出する電圧検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハイブリッド電気自動車あるいは電気自動車などでは、二次電池などで構成された直流電源からの電力を用いてモータを駆動する構成となっており、適切な制御を行うために、その直流電源の電圧（端子間電圧）を監視するための電圧検出回路を設け、電圧検出回路で検出した電圧をマイクロプロセッサなどに入力して制御を行うようになっている。ハイブリッド電気自動車の場合、直流電源としては例えばリチウムイオン二次電池を８０個直列に接続した組電池を使用し、組電池としての端子間電圧は公称値で例えば２８８Ｖであるから、電圧検出回路は、このような高い電圧を入力とするとともに、マイクロプロセッサやその前段に設けられるアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）への入力に適した電圧に降圧する機能を有する必要がある。上述したリチウムイオン二次電池の組電池の場合、充電状態や負荷の状態によって、個々のリチウムイオン二次電池の端子間電圧は２．５Ｖ〜４．３Ｖの範囲で変化するから、組電池としての端子間電圧は例えば２００Ｖ程度から３４４Ｖ程度までの間で変化することとなる。電圧検出回路は、このような端子間電圧の変化の検出のために用いられる。
【０００３】
図４は、従来の電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【０００４】
リチウムイオン二次電池の組電池などの直流電源１０に対し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とが直列に接続して分圧回路を構成している。ここで、直流電源１０の公称電圧が２８８Ｖであり、抵抗Ｒ１の抵抗値が７１０ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値が１０ｋΩであるとする。また、直流電源１０の正極をＡ点、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点をＢ点、直流電源１０の負極をＣ点とする。すると、抵抗Ｒ２の両端すなわちＣ点とＢ点との間に、直流電源１０の端子間電圧が７２分の１に分圧されて４Ｖ程度の電圧が発生するから、この電圧が電圧検出出力としてＡ／Ｄ変換器などに供給される。
【０００５】
しかしながらこの回路構成では、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に直流電源１０から常時電流が流れることとなり、直流電源１０が二次電池である場合にバッテリー容量の減少を引き起こすという問題が生ずる。そこで、スイッチング用のトランジスタを直流電源１０と分圧回路からなる回路ループに挿入して、トランジスタのベースあるいはゲートに制御信号を印加することにより、トランジスタが導通状態となるときだけ分圧回路に電流が流れるようにすることが提案されている。制御信号としては、マイクロプロセッサなどが出力する数Ｖ程度の振幅の論理信号を用いることが想定されている。
【０００６】
例えば、特開平１０−１９６２９（特許文献１）では、ガスメータに使用される程度の小型の電磁弁を駆動するための電池を対象として、図４に示す回路における抵抗Ｒ２とＣ点との間に相当する位置にトランジスタを挿入し、このトランジスタのベースに対してオン／オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。しかしながらこの構成では、トランジスタがオフ状態となったときに直流電源１０からの電圧が分圧されずに電圧検出出力として後段のＡ／Ｄ変換器に印加されることとなる。したがってこの構成は、公称電圧が２８８Ｖであるような高い電圧の直流電源１０に対しては、Ａ／Ｄ変換器などの絶縁破壊を引き起こすこととなるので、適用することができない。
【０００７】
特開２００２−７８２３９（特許文献２）には、バックアップの電源コンデンサー電圧が低下したときに低消費電力モードに移行する回路を対象として、図４に示した回路における抵抗Ｒ１とＡ点との間に相当する位置にバイポーラトランジスタを挿入し、このトランジスタのベースに対してオン／オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。同様に特開平１０−４０３５１（特許文献３）にも、図４に示した回路における抵抗Ｒ１とＡ点との間に相当する位置にＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を挿入し、このトランジスタのゲートに対してオン／オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。しかしながらこれらの公報はベースまたはゲートに対して制御電圧を加える回路であって直流電源の電圧が高い場合に適した回路を開示していないので、これらの公報に記載された回路は、例えば端子間電圧が２８８Ｖともなる直流電源の電圧測定には用いることができない。すなわちこれらの回路は、Ｃ点からみてせいぜい数Ｖの振幅の電圧である制御電圧を、Ｃ点より２００Ｖ以上も電位が高いＡ点側にあるトランジスタのベースあるいはドレインに直接印加する構成となっているので、バイポーラトランジスタやＦＥＴとして、最大ベース−エミッタ間電圧あるいは最大ゲート−ソース間電圧として３００Ｖ以上のものを要求するとともに、ベース電圧あるいはゲート電圧の相対的には小さな変化でオン／オフの制御を行わせることとなり、事実上、構成することが困難である。
【０００８】
このように上述した各公報に開示された技術は、ハイブリッド自動車などに搭載される比較的高圧の直流電源には適用できず、その結果、電圧検出を必要としない期間においても、直流電源から電圧検出回路の分圧回路に電流は流れ続けることとなっていた。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１０−１９６２９（段落００２２、００２５、図２）
【特許文献２】
特開２００２−７８２３９（段落００３３、図１）
【特許文献３】
特開平１０−４０３５１（段落００２０、図１、図２）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、ハイブリッド電気自動車などに搭載される比較的高圧の直流電源に対する電圧検出回路では、外部回路に悪影響を与えることなく分圧回路に流れる電流を遮断することができないので、電圧検出を必要としないときにも直流電源から電圧検出回路に電流が流れ、直流電源として二次電池などを用いる場合にはバッテリー容量の減少につながる、という問題点がある。
【００１１】
そこで本発明は、比較的高圧の直流電源の電圧を検出するための電圧検出回路であって、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できる電圧検出回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の電圧検出回路は、第１の極と第２の極とを有する直流電源の電圧を検出する電圧検出回路であって、直列に接続した第１の抵抗および第２の抵抗からなり、第２の抵抗が第２の極に直接接続し、第２の抵抗の両端の電圧が電圧検出出力として外部回路に供給される分圧回路と、制御端子を備え第１の極と分圧回路の第１の抵抗との間に挿入された第１の半導体スイッチ素子と、第２の極の電位からの電位として規定される制御信号が入力し、制御信号のレベルをシフトして制御端子に供給するレベルシフト手段と、を備え、直流電源は複数の電池を直列に接続した組電池であり、
レベルシフト手段は、電池ごとに設けられ、それぞれ入力端子と出力端子と対応する電池の正極および負極に接続する１対の電源端子とを有し、入力端子に電流が流れたときに出力端子に電流が流れるように構成されているレベルシフト回路と、最も第２の極の側に配置された電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、制御信号を入力として制御信号によりオン／オフが制御される第２の半導体スイッチ素子と、を有し、各レベルシフト回路の出力端子は、そのレベルシフト回路に対応する電池に対して第１の極の側で隣接する電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、最も第１の極の側の電池に対応するレベルシフト回路の出力端子が制御端子に接続することを特徴とする。
【００１３】
すなわち本発明では、分圧回路への電流の導通を制御する半導体スイッチ素子（バイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタなど）を制御信号の電圧レベルや電圧検出出力の電圧レベルに比べて高電圧側に挿入する場合に、入力される制御信号のレベルをシフトしてその半導体スイッチ素子の制御端子（ベース電極あるいはゲート電極）に供給するレベルシフト手段を設けている。このようなレベルシフト手段を設けることにより、数Ｖ程度の振幅の制御信号（いわゆる論理レベルの制御信号）によって、高電圧側に配置された半導体スイッチ素子を適正にオン／オフ制御できるようになり、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できるようになる。
【００１６】
本発明において直流電源は、例えば、ハイブリッド電気自動車の駆動に用いられるリチウムイオン二次電池の組電池であって、その端子間電圧は、例えば２８８Ｖ程度である。もっとも、本発明が対象とする直流電源はこれに限られるものではなく、本発明は、半導体素子の一般的な耐圧等を考慮した場合に上述の従来の技術で述べる回路が使用できなくなるような直流電源に対して好ましく適用できる。そのような直流電源は、例えば、端子間電圧の最高値が１０Ｖ以上であり、より一般的には端子間電圧の最高値が５０Ｖ以上、あるいは端子間電圧の最高値が１００Ｖ以上であり、また、端子間電圧の最高値が２００Ｖ以上である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の一形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【００１８】
図１に示した電圧検出回路は、直流電源１０の両端の電圧を検出するために用いられるものであり、図４に示した従来の回路と同様に、抵抗Ｒ１（例えば７１０ｋΩ）と抵抗Ｒ２（例えば１０ｋΩ）とを直列に接続し、抵抗Ｒ２の両端の電圧を電圧検出出力として例えばＡ／Ｄ変換器などに供給する分圧回路を備えている。抵抗Ｒ２は直流電源１０の負極（Ｃ点）に直接接続しており、このＣ点は、図示していないが、Ａ／Ｄ変換器や制御信号を発生するマイクロプロセッサなどの接地点に接続している。したがって、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点（Ｂ点）の電位が電圧検出出力として取り出されることになる。直流電源１０としては、例えば、公称電圧が２８８Ｖであるようなリチウムイオン二次電池の組電池が用いられる。
【００１９】
そして、この電圧検出回路では、電圧検出を必要としない期間中に、直流電源１０から分圧回路に電流が流れないようにするため、抵抗Ｒ１と直流電源１０の正極（Ａ点）との間に、ｐチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｍ１が挿入されている。トランジスタＭ１のソースはＡ点に接続し、ドレインは抵抗Ｒ１の一端に接続している。さらに、外部回路（例えばマイクロプロセッサ）から供給される制御信号に応じてトランジスタＭ１のゲートに印加される信号を生成するレベルシフト回路として、トランジスタＭ１のソースとドレインとの間に設けられた抵抗Ｒ３と、エミッタがＣ点に接続するＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１と、トランンジスタＭ１のゲートとトランジスタＱ１のコレクタとの間を接続する抵抗Ｒ４と、一端がトランジスタＱ１のベースに接続する抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ５の他端とＣ点との間を接続する抵抗Ｒ６とが設けられている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点に対し、マイクロプロセッサなどからの二値の論理レベルの制御信号が供給される。この回路において、抵抗Ｒ３，Ｒ４の各抵抗値は、オン状態に制御されたときにトランジスタＭ１に適正なゲート電圧が供給されるように、かつ、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路に適正な電流が流れるように、設定される。抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路は、トランジスタＭ１のゲートに電圧を印加するための分圧回路に他ならないが、トランジスタＭ１のゲートの入力抵抗は極めて大きいから、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路よりも大きな抵抗値の抵抗を使用することができる。
【００２０】
次に、この回路の動作を説明する。
【００２１】
電圧検出を行うべき期間においては、外部のマイクロプロセッサなどから、制御信号として、Ｃ点からみて例えば正の３．３Ｖあるいは５Ｖの電圧を印加する。すると、トランジスタＱ１がオン状態となることにより、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路に直流電源１０から電流が流れ、抵抗Ｒ３の両端に電圧が発生してトランジスタＭ１がオン状態となり、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に直流電源１０から電流が流れ、Ｂ点から電圧検出出力が得られることになる。
【００２２】
これに対し、電圧検出を行わない期間においては、制御信号を０Ｖ（すなわちＣ点の電位と同じ電圧）とする。その結果、トランジスタＱ１はオフ状態となり、その結果、抵抗Ｒ３の両端の電圧がほぼ０Ｖとなることにより、トランジスタＭ１もオフ状態となる。この状態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路にも、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路にも、直流電源１０からの電流は流れない。電圧検出出力は０Ｖとなり、制御信号の信号線にも異常な電圧は現れない。
【００２３】
次に、本発明の別の実施形態の電圧検出回路について説明する。図１に示した電圧検出回路では、単一のレベルシフト回路が設けられているが、図２に示す電圧検出回路では、組電池として直流電源１０が構成される場合に、その組電池の各セル（単位電池）１１ごとに、レベルシフト回路が設けられている。ここに示す回路では、セル１１ごとにそのセル（例えばリチウムイオン二次電池セル）の異常を検出するための異常検出ＩＣ（集積回路）１２が設けられており、この異常検出ＩＣ１２内にレベルシフト回路が組み込まれている。
【００２４】
抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路が設けられており、抵抗Ｒ１と直流電源１０の正極（Ａ点）との間に、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３からなるダーリントン回路が挿入されている。抵抗Ｒ２は直流電源１０の負極（Ｃ点）に直接接続する。このＣ点は、この回路全体の接地電位点となっている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点（Ｂ点）には抵抗Ｒ９の一端が接続し、抵抗Ｒ９の他端と接地点との間には、コンデンサＣ１と保護用のツェナーダイオードＤ１とが並列に設けられている。抵抗Ｒ９の他端から電圧検出出力が取り出される。
【００２５】
トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタは抵抗Ｒ１に接続し、トランジスタＱ２のベースはトランジスタＱ３のエミッタに接続し、トランジスタＱ２のエミッタはＡ点に接続している。さらに、抵抗Ｒ７はトランジスタＱ２のエミッタとベースとを接続し、抵抗Ｒ８はトランジスタＱ３のエミッタとベースとを接続する。後述するように、レベルシフトされた制御信号は、トランジスタＱ３のベースに供給される。
【００２６】
異常検出ＩＣ１２（図３参照）は、それぞれ、VCC端子２１、入力端子であるON/OFF-IN端子２２、出力端子であるON/OFF-OUT端子２３、およびGND端子２４を備えている。異常検出ＩＣ１２のVCC端子とGND端子は、対応するセル１１の正極と負極とにそれぞれ接続し、１対の電源端子を構成している。ON/OFF-IN端子は、負電位側に隣接するセル１１に接続した異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子に接続する。最も負電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-IN端子は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ４のコレクタに接続し、トランジスタＱ４のエミッタは接地し、ベースには抵抗Ｒ１０を介して制御信号が入力する。最も高電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子は、レベルシフトされた制御信号の出力として、トランジスタＱ３のエミッタに接続する。
【００２７】
異常検出ＩＣ１２では、ON/OFF-IN端子から電流が流れ出ることによって、オープンコレクタ端子となっているON/OFF-OUT端子から電流が流れ込む込むようになっている。マイクロプロセッサなどからの正の数Ｖ程度の制御信号がトランジスタＱ４のベースに与えられると、トランジスタＱ４がオン状態となって、最も負電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-IN端子から電流が流れ出して、その結果その異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子が電流を吸い込むようになり、それが正電位側の異常検出ＩＣ１２に順次伝搬して、最も高電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子も電流を吸い込み、トランジスタＱ２，Ｑ３がオン状態となって、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に対して直流電源１０から電流が流れるようになる。
【００２８】
制御信号がほぼ接地電位の場合には、トランジスタＱ４はオフ状態となるので、最も負電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-IN端子には電流は流れず、その結果、その異常検出ＩＣのON/OFF-OUT端子には電流は流れず、そのほかの異常検出ＩＣのON/OFF-OUT端子にも電流は流れないようになって、トランジスタＱ２，Ｑ３はオフ状態となる。したがって、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に対して直流電源１０から電流は流れない。このとき、各異常検出ＩＣ１２における消費電流もほぼゼロとなる。
【００２９】
次に、このような異常検出ＩＣ１２の内部構成について、図３を用いて説明する。
【００３０】
異常検出ＩＣ１２は、対応するセル（電池）の端子間電圧を測定して異常を検出するための異常検出回路１３と、この異常検出回路１３に対して電源電圧VCC1を供給するとともにレベルシフトを行うための回路とを含んでいる。異常検出ＩＣ１２のVCC端子２１は、異常検出回路１３の電圧入力Vinに接続するとともに、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ５のエミッタに接続している。トランジスタＱ５のベースは、ON/OFF-IN端子２２に接続するともに、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ５のエミッタに接続している。トランジスタＱ５のコレクタは、異常検出回路１３にその電源電圧VCC1を供給するとともに、抵抗Ｒ１２の一端に接続している。抵抗Ｒ１２の他端は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ６のベースとＮＰＮバイポーラトランジスタＱ７のコレクタとに接続している。トランジスタＱ６のコレクタはオープンコレクタ端子としてON/OFF-OUT端子２３に接続し、エミッタは、トランジスタＱ７のベースに接続するとともに、抵抗Ｒ１３を介してGND端子２４に接続している。GND端子２４は、このほか、トランジスタＱ７のエミッタと異常検出回路１３の接地点GNDに接続している。
【００３１】
この異常検出ＩＣでは、ON/OFF-IN端子２２から電流が流れ出ると、抵抗Ｒ１１の両端に電圧が発生してトランジスタＱ５がオン状態となり、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱ６，Ｑ７もオン状態となって、異常検出回路１３に電源が供給されるとともに、オープンコレクタ端子であるON/OFF-OUT端子２３が電流を吸い込むようになる。これに対し、ON/OFF-IN端子２２から電流が流れ出ないときには、トランジスタＱ５はオフ状態となって、異常検出回路１３への電源の供給が遮断されるとともに、トランジスタＱ６，Ｑ７ともオフ状態となる。したがって、ON/OFF-OUT端子２３も電流を吸い込まない。
【００３２】
図２に示す電圧検出回路は、上述したような電圧検出ＩＣ１２を用いることによって、電圧検出出力に異常な電圧を発生させることなく、電圧検出を行わない期間において直流電源１０から抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路への電流の流れを遮断することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、分圧回路への電流の導通を制御する半導体スイッチ素子（バイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタなど）を制御信号の電圧レベルや電圧検出出力の電圧レベルに比べて高電圧側に挿入する場合に、入力する制御信号のレベルをシフトしてその半導体スイッチ素子の制御端子（ベース電極あるいはゲート電極）に供給するレベルシフト手段を設けることにより、数Ｖ程度の振幅の制御信号によって半導体スイッチ素子を適正にオン／オフ制御できるようになり、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できるようになる、という効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図２】本発明の別の実施の形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図３】図２の回路において使用される異常検出ＩＣの内部構成を示す回路図である。
【図４】従来の電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０ 直流電源
１１ セル
１２ 異常検出ＩＣ
１３ 異常検出回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１ ツェナーダイオード
Ｍ１ 電界効果トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ７ バイポーラトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１３ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源などの電圧を検出する電圧検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハイブリッド電気自動車あるいは電気自動車などでは、二次電池などで構成された直流電源からの電力を用いてモータを駆動する構成となっており、適切な制御を行うために、その直流電源の電圧（端子間電圧）を監視するための電圧検出回路を設け、電圧検出回路で検出した電圧をマイクロプロセッサなどに入力して制御を行うようになっている。ハイブリッド電気自動車の場合、直流電源としては例えばリチウムイオン二次電池を８０個直列に接続した組電池を使用し、組電池としての端子間電圧は公称値で例えば２８８Ｖであるから、電圧検出回路は、このような高い電圧を入力とするとともに、マイクロプロセッサやその前段に設けられるアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）への入力に適した電圧に降圧する機能を有する必要がある。上述したリチウムイオン二次電池の組電池の場合、充電状態や負荷の状態によって、個々のリチウムイオン二次電池の端子間電圧は２．５Ｖ〜４．３Ｖの範囲で変化するから、組電池としての端子間電圧は例えば２００Ｖ程度から３４４Ｖ程度までの間で変化することとなる。電圧検出回路は、このような端子間電圧の変化の検出のために用いられる。
【０００３】
図４は、従来の電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【０００４】
リチウムイオン二次電池の組電池などの直流電源１０に対し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とが直列に接続して分圧回路を構成している。ここで、直流電源１０の公称電圧が２８８Ｖであり、抵抗Ｒ１の抵抗値が７１０ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値が１０ｋΩであるとする。また、直流電源１０の正極をＡ点、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点をＢ点、直流電源１０の負極をＣ点とする。すると、抵抗Ｒ２の両端すなわちＣ点とＢ点との間に、直流電源１０の端子間電圧が７２分の１に分圧されて４Ｖ程度の電圧が発生するから、この電圧が電圧検出出力としてＡ／Ｄ変換器などに供給される。
【０００５】
しかしながらこの回路構成では、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に直流電源１０から常時電流が流れることとなり、直流電源１０が二次電池である場合にバッテリー容量の減少を引き起こすという問題が生ずる。そこで、スイッチング用のトランジスタを直流電源１０と分圧回路からなる回路ループに挿入して、トランジスタのベースあるいはゲートに制御信号を印加することにより、トランジスタが導通状態となるときだけ分圧回路に電流が流れるようにすることが提案されている。制御信号としては、マイクロプロセッサなどが出力する数Ｖ程度の振幅の論理信号を用いることが想定されている。
【０００６】
例えば、特開平１０−１９６２９（特許文献１）では、ガスメータに使用される程度の小型の電磁弁を駆動するための電池を対象として、図４に示す回路における抵抗Ｒ２とＣ点との間に相当する位置にトランジスタを挿入し、このトランジスタのベースに対してオン／オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。しかしながらこの構成では、トランジスタがオフ状態となったときに直流電源１０からの電圧が分圧されずに電圧検出出力として後段のＡ／Ｄ変換器に印加されることとなる。したがってこの構成は、公称電圧が２８８Ｖであるような高い電圧の直流電源１０に対しては、Ａ／Ｄ変換器などの絶縁破壊を引き起こすこととなるので、適用することができない。
【０００７】
特開２００２−７８２３９（特許文献２）には、バックアップの電源コンデンサー電圧が低下したときに低消費電力モードに移行する回路を対象として、図４に示した回路における抵抗Ｒ１とＡ点との間に相当する位置にバイポーラトランジスタを挿入し、このトランジスタのベースに対してオン／オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。同様に特開平１０−４０３５１（特許文献３）にも、図４に示した回路における抵抗Ｒ１とＡ点との間に相当する位置にＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を挿入し、このトランジスタのゲートに対してオン／オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。しかしながらこれらの公報はベースまたはゲートに対して制御電圧を加える回路であって直流電源の電圧が高い場合に適した回路を開示していないので、これらの公報に記載された回路は、例えば端子間電圧が２８８Ｖともなる直流電源の電圧測定には用いることができない。すなわちこれらの回路は、Ｃ点からみてせいぜい数Ｖの振幅の電圧である制御電圧を、Ｃ点より２００Ｖ以上も電位が高いＡ点側にあるトランジスタのベースあるいはドレインに直接印加する構成となっているので、バイポーラトランジスタやＦＥＴとして、最大ベース−エミッタ間電圧あるいは最大ゲート−ソース間電圧として３００Ｖ以上のものを要求するとともに、ベース電圧あるいはゲート電圧の相対的には小さな変化でオン／オフの制御を行わせることとなり、事実上、構成することが困難である。
【０００８】
このように上述した各公報に開示された技術は、ハイブリッド自動車などに搭載される比較的高圧の直流電源には適用できず、その結果、電圧検出を必要としない期間においても、直流電源から電圧検出回路の分圧回路に電流は流れ続けることとなっていた。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１０−１９６２９（段落００２２、００２５、図２）
【特許文献２】
特開２００２−７８２３９（段落００３３、図１）
【特許文献３】
特開平１０−４０３５１（段落００２０、図１、図２）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、ハイブリッド電気自動車などに搭載される比較的高圧の直流電源に対する電圧検出回路では、外部回路に悪影響を与えることなく分圧回路に流れる電流を遮断することができないので、電圧検出を必要としないときにも直流電源から電圧検出回路に電流が流れ、直流電源として二次電池などを用いる場合にはバッテリー容量の減少につながる、という問題点がある。
【００１１】
そこで本発明は、比較的高圧の直流電源の電圧を検出するための電圧検出回路であって、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できる電圧検出回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の電圧検出回路は、第１の極と第２の極とを有する直流電源の電圧を検出する電圧検出回路であって、直列に接続した第１の抵抗および第２の抵抗からなり、第２の抵抗が第２の極に直接接続し、第２の抵抗の両端の電圧が電圧検出出力として外部回路に供給される分圧回路と、制御端子を備え第１の極と分圧回路の第１の抵抗との間に挿入された第１の半導体スイッチ素子と、第２の極の電位からの電位として規定される制御信号が入力し、制御信号のレベルをシフトして制御端子に供給するレベルシフト手段と、を備え、直流電源は複数の電池を直列に接続した組電池であり、
レベルシフト手段は、電池ごとに設けられ、それぞれ入力端子と出力端子と対応する電池の正極および負極に接続する１対の電源端子とを有し、入力端子に電流が流れたときに出力端子に電流が流れるように構成されているレベルシフト回路と、最も第２の極の側に配置された電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、制御信号を入力として制御信号によりオン／オフが制御される第２の半導体スイッチ素子と、を有し、各レベルシフト回路の出力端子は、そのレベルシフト回路に対応する電池に対して第１の極の側で隣接する電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、最も第１の極の側の電池に対応するレベルシフト回路の出力端子が制御端子に接続することを特徴とする。
【００１３】
すなわち本発明では、分圧回路への電流の導通を制御する半導体スイッチ素子（バイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタなど）を制御信号の電圧レベルや電圧検出出力の電圧レベルに比べて高電圧側に挿入する場合に、入力される制御信号のレベルをシフトしてその半導体スイッチ素子の制御端子（ベース電極あるいはゲート電極）に供給するレベルシフト手段を設けている。このようなレベルシフト手段を設けることにより、数Ｖ程度の振幅の制御信号（いわゆる論理レベルの制御信号）によって、高電圧側に配置された半導体スイッチ素子を適正にオン／オフ制御できるようになり、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できるようになる。
【００１６】
本発明において直流電源は、例えば、ハイブリッド電気自動車の駆動に用いられるリチウムイオン二次電池の組電池であって、その端子間電圧は、例えば２８８Ｖ程度である。もっとも、本発明が対象とする直流電源はこれに限られるものではなく、本発明は、半導体素子の一般的な耐圧等を考慮した場合に上述の従来の技術で述べる回路が使用できなくなるような直流電源に対して好ましく適用できる。そのような直流電源は、例えば、端子間電圧の最高値が１０Ｖ以上であり、より一般的には端子間電圧の最高値が５０Ｖ以上、あるいは端子間電圧の最高値が１００Ｖ以上であり、また、端子間電圧の最高値が２００Ｖ以上である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の一形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【００１８】
図１に示した電圧検出回路は、直流電源１０の両端の電圧を検出するために用いられるものであり、図４に示した従来の回路と同様に、抵抗Ｒ１（例えば７１０ｋΩ）と抵抗Ｒ２（例えば１０ｋΩ）とを直列に接続し、抵抗Ｒ２の両端の電圧を電圧検出出力として例えばＡ／Ｄ変換器などに供給する分圧回路を備えている。抵抗Ｒ２は直流電源１０の負極（Ｃ点）に直接接続しており、このＣ点は、図示していないが、Ａ／Ｄ変換器や制御信号を発生するマイクロプロセッサなどの接地点に接続している。したがって、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点（Ｂ点）の電位が電圧検出出力として取り出されることになる。直流電源１０としては、例えば、公称電圧が２８８Ｖであるようなリチウムイオン二次電池の組電池が用いられる。
【００１９】
そして、この電圧検出回路では、電圧検出を必要としない期間中に、直流電源１０から分圧回路に電流が流れないようにするため、抵抗Ｒ１と直流電源１０の正極（Ａ点）との間に、ｐチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｍ１が挿入されている。トランジスタＭ１のソースはＡ点に接続し、ドレインは抵抗Ｒ１の一端に接続している。さらに、外部回路（例えばマイクロプロセッサ）から供給される制御信号に応じてトランジスタＭ１のゲートに印加される信号を生成するレベルシフト回路として、トランジスタＭ１のソースとドレインとの間に設けられた抵抗Ｒ３と、エミッタがＣ点に接続するＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１と、トランンジスタＭ１のゲートとトランジスタＱ１のコレクタとの間を接続する抵抗Ｒ４と、一端がトランジスタＱ１のベースに接続する抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ５の他端とＣ点との間を接続する抵抗Ｒ６とが設けられている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点に対し、マイクロプロセッサなどからの二値の論理レベルの制御信号が供給される。この回路において、抵抗Ｒ３，Ｒ４の各抵抗値は、オン状態に制御されたときにトランジスタＭ１に適正なゲート電圧が供給されるように、かつ、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路に適正な電流が流れるように、設定される。抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路は、トランジスタＭ１のゲートに電圧を印加するための分圧回路に他ならないが、トランジスタＭ１のゲートの入力抵抗は極めて大きいから、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路よりも大きな抵抗値の抵抗を使用することができる。
【００２０】
次に、この回路の動作を説明する。
【００２１】
電圧検出を行うべき期間においては、外部のマイクロプロセッサなどから、制御信号として、Ｃ点からみて例えば正の３．３Ｖあるいは５Ｖの電圧を印加する。すると、トランジスタＱ１がオン状態となることにより、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路に直流電源１０から電流が流れ、抵抗Ｒ３の両端に電圧が発生してトランジスタＭ１がオン状態となり、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に直流電源１０から電流が流れ、Ｂ点から電圧検出出力が得られることになる。
【００２２】
これに対し、電圧検出を行わない期間においては、制御信号を０Ｖ（すなわちＣ点の電位と同じ電圧）とする。その結果、トランジスタＱ１はオフ状態となり、その結果、抵抗Ｒ３の両端の電圧がほぼ０Ｖとなることにより、トランジスタＭ１もオフ状態となる。この状態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路にも、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる直列回路にも、直流電源１０からの電流は流れない。電圧検出出力は０Ｖとなり、制御信号の信号線にも異常な電圧は現れない。
【００２３】
次に、本発明の別の実施形態の電圧検出回路について説明する。図１に示した電圧検出回路では、単一のレベルシフト回路が設けられているが、図２に示す電圧検出回路では、組電池として直流電源１０が構成される場合に、その組電池の各セル（単位電池）１１ごとに、レベルシフト回路が設けられている。ここに示す回路では、セル１１ごとにそのセル（例えばリチウムイオン二次電池セル）の異常を検出するための異常検出ＩＣ（集積回路）１２が設けられており、この異常検出ＩＣ１２内にレベルシフト回路が組み込まれている。
【００２４】
抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路が設けられており、抵抗Ｒ１と直流電源１０の正極（Ａ点）との間に、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３からなるダーリントン回路が挿入されている。抵抗Ｒ２は直流電源１０の負極（Ｃ点）に直接接続する。このＣ点は、この回路全体の接地電位点となっている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点（Ｂ点）には抵抗Ｒ９の一端が接続し、抵抗Ｒ９の他端と接地点との間には、コンデンサＣ１と保護用のツェナーダイオードＤ１とが並列に設けられている。抵抗Ｒ９の他端から電圧検出出力が取り出される。
【００２５】
トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタは抵抗Ｒ１に接続し、トランジスタＱ２のベースはトランジスタＱ３のエミッタに接続し、トランジスタＱ２のエミッタはＡ点に接続している。さらに、抵抗Ｒ７はトランジスタＱ２のエミッタとベースとを接続し、抵抗Ｒ８はトランジスタＱ３のエミッタとベースとを接続する。後述するように、レベルシフトされた制御信号は、トランジスタＱ３のベースに供給される。
【００２６】
異常検出ＩＣ１２（図３参照）は、それぞれ、VCC端子２１、入力端子であるON/OFF-IN端子２２、出力端子であるON/OFF-OUT端子２３、およびGND端子２４を備えている。異常検出ＩＣ１２のVCC端子とGND端子は、対応するセル１１の正極と負極とにそれぞれ接続し、１対の電源端子を構成している。ON/OFF-IN端子は、負電位側に隣接するセル１１に接続した異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子に接続する。最も負電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-IN端子は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ４のコレクタに接続し、トランジスタＱ４のエミッタは接地し、ベースには抵抗Ｒ１０を介して制御信号が入力する。最も高電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子は、レベルシフトされた制御信号の出力として、トランジスタＱ３のエミッタに接続する。
【００２７】
異常検出ＩＣ１２では、ON/OFF-IN端子から電流が流れ出ることによって、オープンコレクタ端子となっているON/OFF-OUT端子から電流が流れ込む込むようになっている。マイクロプロセッサなどからの正の数Ｖ程度の制御信号がトランジスタＱ４のベースに与えられると、トランジスタＱ４がオン状態となって、最も負電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-IN端子から電流が流れ出して、その結果その異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子が電流を吸い込むようになり、それが正電位側の異常検出ＩＣ１２に順次伝搬して、最も高電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-OUT端子も電流を吸い込み、トランジスタＱ２，Ｑ３がオン状態となって、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に対して直流電源１０から電流が流れるようになる。
【００２８】
制御信号がほぼ接地電位の場合には、トランジスタＱ４はオフ状態となるので、最も負電位側の異常検出ＩＣ１２のON/OFF-IN端子には電流は流れず、その結果、その異常検出ＩＣのON/OFF-OUT端子には電流は流れず、そのほかの異常検出ＩＣのON/OFF-OUT端子にも電流は流れないようになって、トランジスタＱ２，Ｑ３はオフ状態となる。したがって、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路に対して直流電源１０から電流は流れない。このとき、各異常検出ＩＣ１２における消費電流もほぼゼロとなる。
【００２９】
次に、このような異常検出ＩＣ１２の内部構成について、図３を用いて説明する。
【００３０】
異常検出ＩＣ１２は、対応するセル（電池）の端子間電圧を測定して異常を検出するための異常検出回路１３と、この異常検出回路１３に対して電源電圧VCC1を供給するとともにレベルシフトを行うための回路とを含んでいる。異常検出ＩＣ１２のVCC端子２１は、異常検出回路１３の電圧入力Vinに接続するとともに、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ５のエミッタに接続している。トランジスタＱ５のベースは、ON/OFF-IN端子２２に接続するともに、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ５のエミッタに接続している。トランジスタＱ５のコレクタは、異常検出回路１３にその電源電圧VCC1を供給するとともに、抵抗Ｒ１２の一端に接続している。抵抗Ｒ１２の他端は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ６のベースとＮＰＮバイポーラトランジスタＱ７のコレクタとに接続している。トランジスタＱ６のコレクタはオープンコレクタ端子としてON/OFF-OUT端子２３に接続し、エミッタは、トランジスタＱ７のベースに接続するとともに、抵抗Ｒ１３を介してGND端子２４に接続している。GND端子２４は、このほか、トランジスタＱ７のエミッタと異常検出回路１３の接地点GNDに接続している。
【００３１】
この異常検出ＩＣでは、ON/OFF-IN端子２２から電流が流れ出ると、抵抗Ｒ１１の両端に電圧が発生してトランジスタＱ５がオン状態となり、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱ６，Ｑ７もオン状態となって、異常検出回路１３に電源が供給されるとともに、オープンコレクタ端子であるON/OFF-OUT端子２３が電流を吸い込むようになる。これに対し、ON/OFF-IN端子２２から電流が流れ出ないときには、トランジスタＱ５はオフ状態となって、異常検出回路１３への電源の供給が遮断されるとともに、トランジスタＱ６，Ｑ７ともオフ状態となる。したがって、ON/OFF-OUT端子２３も電流を吸い込まない。
【００３２】
図２に示す電圧検出回路は、上述したような電圧検出ＩＣ１２を用いることによって、電圧検出出力に異常な電圧を発生させることなく、電圧検出を行わない期間において直流電源１０から抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路への電流の流れを遮断することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、分圧回路への電流の導通を制御する半導体スイッチ素子（バイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタなど）を制御信号の電圧レベルや電圧検出出力の電圧レベルに比べて高電圧側に挿入する場合に、入力する制御信号のレベルをシフトしてその半導体スイッチ素子の制御端子（ベース電極あるいはゲート電極）に供給するレベルシフト手段を設けることにより、数Ｖ程度の振幅の制御信号によって半導体スイッチ素子を適正にオン／オフ制御できるようになり、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できるようになる、という効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図２】本発明の別の実施の形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図３】図２の回路において使用される異常検出ＩＣの内部構成を示す回路図である。
【図４】従来の電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０ 直流電源
１１ セル
１２ 異常検出ＩＣ
１３ 異常検出回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１ ツェナーダイオード
Ｍ１ 電界効果トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ７ バイポーラトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１３ 抵抗
Claims (4)
- 第１の極と第２の極とを有する直流電源の電圧を検出する電圧検出回路であって、
直列に接続した第１の抵抗および第２の抵抗からなり、前記第２の抵抗が前記第２の極に直接接続し、前記第２の抵抗の両端の電圧が電圧検出出力として外部回路に供給される分圧回路と、
制御端子を備え前記第１の極と前記分圧回路の前記第１の抵抗との間に挿入された第１の半導体スイッチ素子と、
前記第２の極の電位からの電位として規定される制御信号が入力し、前記制御信号のレベルをシフトして前記制御端子に供給するレベルシフト手段と、を備え、
前記直流電源は複数の電池を直列に接続した組電池であり、
前記レベルシフト手段は、
前記電池ごとに設けられ、それぞれ入力端子と出力端子と対応する電池の正極および負極に接続する１対の電源端子とを有し、前記入力端子に電流が流れたときに前記出力端子に電流が流れるように構成されているレベルシフト回路と、
最も前記第２の極の側に配置された電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、前記制御信号を入力として該制御信号によりオン／オフが制御される第２の半導体スイッチ素子と、を有し、
前記各レベルシフト回路の出力端子は、そのレベルシフト回路に対応する電池に対して前記第１の極の側で隣接する電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、
最も前記第１の極の側の電池に対応するレベルシフト回路の出力端子が前記制御端子に接続することを特徴とする電圧検出回路。 - 前記第１の半導体スイッチ素子はバイポーラトランジスタであって前記制御端子は前記バイポーラトランジスタのベース電極であり、前記出力端子はオープンコレクタ構成を有する、請求項１に記載の電圧検出回路。
- 前記電池はリチウムイオン二次電池である、請求項１または２に記載の電圧検出回路。
- 前記第２の半導体スイッチ素子はバイポーラトランジスタである、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電圧検出回路。
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