JP4199578B2 - 電圧検出回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源などの電圧を検出する電圧検出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
ハイブリッド電気自動車あるいは電気自動車などでは、二次電池などで構成された直流電源からの電力を用いてモータを駆動する構成となっており、適切な制御を行うために、その直流電源の電圧(端子間電圧)を監視するための電圧検出回路を設け、電圧検出回路で検出した電圧をマイクロプロセッサなどに入力して制御を行うようになっている。ハイブリッド電気自動車の場合、直流電源としては例えばリチウムイオン二次電池を80個直列に接続した組電池を使用し、組電池としての端子間電圧は公称値で例えば288Vであるから、電圧検出回路は、このような高い電圧を入力とするとともに、マイクロプロセッサやその前段に設けられるアナログ/デジタル変換器(A/D変換器)への入力に適した電圧に降圧する機能を有する必要がある。上述したリチウムイオン二次電池の組電池の場合、充電状態や負荷の状態によって、個々のリチウムイオン二次電池の端子間電圧は2.5V〜4.3Vの範囲で変化するから、組電池としての端子間電圧は例えば200V程度から344V程度までの間で変化することとなる。電圧検出回路は、このような端子間電圧の変化の検出のために用いられる。
【0003】
図4は、従来の電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【0004】
リチウムイオン二次電池の組電池などの直流電源10に対し、抵抗R1と抵抗R2とが直列に接続して分圧回路を構成している。ここで、直流電源10の公称電圧が288Vであり、抵抗R1の抵抗値が710kΩ、抵抗R2の抵抗値が10kΩであるとする。また、直流電源10の正極をA点、抵抗R1と抵抗R2との接続点をB点、直流電源10の負極をC点とする。すると、抵抗R2の両端すなわちC点とB点との間に、直流電源10の端子間電圧が72分の1に分圧されて4V程度の電圧が発生するから、この電圧が電圧検出出力としてA/D変換器などに供給される。
【0005】
しかしながらこの回路構成では、抵抗R1,R2からなる分圧回路に直流電源10から常時電流が流れることとなり、直流電源10が二次電池である場合にバッテリー容量の減少を引き起こすという問題が生ずる。そこで、スイッチング用のトランジスタを直流電源10と分圧回路からなる回路ループに挿入して、トランジスタのベースあるいはゲートに制御信号を印加することにより、トランジスタが導通状態となるときだけ分圧回路に電流が流れるようにすることが提案されている。制御信号としては、マイクロプロセッサなどが出力する数V程度の振幅の論理信号を用いることが想定されている。
【0006】
例えば、特開平10−19629(特許文献1)では、ガスメータに使用される程度の小型の電磁弁を駆動するための電池を対象として、図4に示す回路における抵抗R2とC点との間に相当する位置にトランジスタを挿入し、このトランジスタのベースに対してオン/オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。しかしながらこの構成では、トランジスタがオフ状態となったときに直流電源10からの電圧が分圧されずに電圧検出出力として後段のA/D変換器に印加されることとなる。したがってこの構成は、公称電圧が288Vであるような高い電圧の直流電源10に対しては、A/D変換器などの絶縁破壊を引き起こすこととなるので、適用することができない。
【0007】
特開2002−78239(特許文献2)には、バックアップの電源コンデンサー電圧が低下したときに低消費電力モードに移行する回路を対象として、図4に示した回路における抵抗R1とA点との間に相当する位置にバイポーラトランジスタを挿入し、このトランジスタのベースに対してオン/オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。同様に特開平10−40351(特許文献3)にも、図4に示した回路における抵抗R1とA点との間に相当する位置にFET(電界効果トランジスタ)を挿入し、このトランジスタのゲートに対してオン/オフ制御用の制御信号を供給することが開示されている。しかしながらこれらの公報はベースまたはゲートに対して制御電圧を加える回路であって直流電源の電圧が高い場合に適した回路を開示していないので、これらの公報に記載された回路は、例えば端子間電圧が288Vともなる直流電源の電圧測定には用いることができない。すなわちこれらの回路は、C点からみてせいぜい数Vの振幅の電圧である制御電圧を、C点より200V以上も電位が高いA点側にあるトランジスタのベースあるいはドレインに直接印加する構成となっているので、バイポーラトランジスタやFETとして、最大ベース−エミッタ間電圧あるいは最大ゲート−ソース間電圧として300V以上のものを要求するとともに、ベース電圧あるいはゲート電圧の相対的には小さな変化でオン/オフの制御を行わせることとなり、事実上、構成することが困難である。
【0008】
このように上述した各公報に開示された技術は、ハイブリッド自動車などに搭載される比較的高圧の直流電源には適用できず、その結果、電圧検出を必要としない期間においても、直流電源から電圧検出回路の分圧回路に電流は流れ続けることとなっていた。
【0009】
【特許文献1】
特開平10−19629(段落0022、0025、図2)
【特許文献2】
特開2002−78239(段落0033、図1)
【特許文献3】
特開平10−40351(段落0020、図1、図2)
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、ハイブリッド電気自動車などに搭載される比較的高圧の直流電源に対する電圧検出回路では、外部回路に悪影響を与えることなく分圧回路に流れる電流を遮断することができないので、電圧検出を必要としないときにも直流電源から電圧検出回路に電流が流れ、直流電源として二次電池などを用いる場合にはバッテリー容量の減少につながる、という問題点がある。
【0011】
そこで本発明は、比較的高圧の直流電源の電圧を検出するための電圧検出回路であって、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できる電圧検出回路を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
本発明の電圧検出回路は、第1の極と第2の極とを有する直流電源の電圧を検出する電圧検出回路であって、直列に接続した第1の抵抗および第2の抵抗からなり、第2の抵抗が第2の極に直接接続し、第2の抵抗の両端の電圧が電圧検出出力として外部回路に供給される分圧回路と、制御端子を備え第1の極と分圧回路の第1の抵抗との間に挿入された第1の半導体スイッチ素子と、第2の極の電位からの電位として規定される制御信号が入力し、制御信号のレベルをシフトして制御端子に供給するレベルシフト手段と、を備え、直流電源は複数の電池を直列に接続した組電池であり、
レベルシフト手段は、電池ごとに設けられ、それぞれ入力端子と出力端子と対応する電池の正極および負極に接続する1対の電源端子とを有し、入力端子に電流が流れたときに出力端子に電流が流れるように構成されているレベルシフト回路と、最も第2の極の側に配置された電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、制御信号を入力として制御信号によりオン/オフが制御される第2の半導体スイッチ素子と、を有し、各レベルシフト回路の出力端子は、そのレベルシフト回路に対応する電池に対して第1の極の側で隣接する電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、最も第1の極の側の電池に対応するレベルシフト回路の出力端子が制御端子に接続することを特徴とする。
【0013】
すなわち本発明では、分圧回路への電流の導通を制御する半導体スイッチ素子(バイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタなど)を制御信号の電圧レベルや電圧検出出力の電圧レベルに比べて高電圧側に挿入する場合に、入力される制御信号のレベルをシフトしてその半導体スイッチ素子の制御端子(ベース電極あるいはゲート電極)に供給するレベルシフト手段を設けている。このようなレベルシフト手段を設けることにより、数V程度の振幅の制御信号(いわゆる論理レベルの制御信号)によって、高電圧側に配置された半導体スイッチ素子を適正にオン/オフ制御できるようになり、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できるようになる。
【0016】
本発明において直流電源は、例えば、ハイブリッド電気自動車の駆動に用いられるリチウムイオン二次電池の組電池であって、その端子間電圧は、例えば288V程度である。もっとも、本発明が対象とする直流電源はこれに限られるものではなく、本発明は、半導体素子の一般的な耐圧等を考慮した場合に上述の従来の技術で述べる回路が使用できなくなるような直流電源に対して好ましく適用できる。そのような直流電源は、例えば、端子間電圧の最高値が10V以上であり、より一般的には端子間電圧の最高値が50V以上、あるいは端子間電圧の最高値が100V以上であり、また、端子間電圧の最高値が200V以上である。
【0017】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して説明する。図1は本発明の実施の一形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【0018】
図1に示した電圧検出回路は、直流電源10の両端の電圧を検出するために用いられるものであり、図4に示した従来の回路と同様に、抵抗R1(例えば710kΩ)と抵抗R2(例えば10kΩ)とを直列に接続し、抵抗R2の両端の電圧を電圧検出出力として例えばA/D変換器などに供給する分圧回路を備えている。抵抗R2は直流電源10の負極(C点)に直接接続しており、このC点は、図示していないが、A/D変換器や制御信号を発生するマイクロプロセッサなどの接地点に接続している。したがって、抵抗R1と抵抗R2との接続点(B点)の電位が電圧検出出力として取り出されることになる。直流電源10としては、例えば、公称電圧が288Vであるようなリチウムイオン二次電池の組電池が用いられる。
【0019】
そして、この電圧検出回路では、電圧検出を必要としない期間中に、直流電源10から分圧回路に電流が流れないようにするため、抵抗R1と直流電源10の正極(A点)との間に、pチャネルMOS電界効果トランジスタ(FET)M1が挿入されている。トランジスタM1のソースはA点に接続し、ドレインは抵抗R1の一端に接続している。さらに、外部回路(例えばマイクロプロセッサ)から供給される制御信号に応じてトランジスタM1のゲートに印加される信号を生成するレベルシフト回路として、トランジスタM1のソースとドレインとの間に設けられた抵抗R3と、エミッタがC点に接続するNPNバイポーラトランジスタQ1と、トランンジスタM1のゲートとトランジスタQ1のコレクタとの間を接続する抵抗R4と、一端がトランジスタQ1のベースに接続する抵抗R5と、抵抗R5の他端とC点との間を接続する抵抗R6とが設けられている。抵抗R5と抵抗R6との接続点に対し、マイクロプロセッサなどからの二値の論理レベルの制御信号が供給される。この回路において、抵抗R3,R4の各抵抗値は、オン状態に制御されたときにトランジスタM1に適正なゲート電圧が供給されるように、かつ、抵抗R3,R4からなる直列回路に適正な電流が流れるように、設定される。抵抗R3,R4からなる直列回路は、トランジスタM1のゲートに電圧を印加するための分圧回路に他ならないが、トランジスタM1のゲートの入力抵抗は極めて大きいから、抵抗R1,R2からなる分圧回路よりも大きな抵抗値の抵抗を使用することができる。
【0020】
次に、この回路の動作を説明する。
【0021】
電圧検出を行うべき期間においては、外部のマイクロプロセッサなどから、制御信号として、C点からみて例えば正の3.3Vあるいは5Vの電圧を印加する。すると、トランジスタQ1がオン状態となることにより、抵抗R3,R4からなる直列回路に直流電源10から電流が流れ、抵抗R3の両端に電圧が発生してトランジスタM1がオン状態となり、抵抗R1,R2からなる分圧回路に直流電源10から電流が流れ、B点から電圧検出出力が得られることになる。
【0022】
これに対し、電圧検出を行わない期間においては、制御信号を0V(すなわちC点の電位と同じ電圧)とする。その結果、トランジスタQ1はオフ状態となり、その結果、抵抗R3の両端の電圧がほぼ0Vとなることにより、トランジスタM1もオフ状態となる。この状態では、抵抗R1,R2からなる分圧回路にも、抵抗R3,R4からなる直列回路にも、直流電源10からの電流は流れない。電圧検出出力は0Vとなり、制御信号の信号線にも異常な電圧は現れない。
【0023】
次に、本発明の別の実施形態の電圧検出回路について説明する。図1に示した電圧検出回路では、単一のレベルシフト回路が設けられているが、図2に示す電圧検出回路では、組電池として直流電源10が構成される場合に、その組電池の各セル(単位電池)11ごとに、レベルシフト回路が設けられている。ここに示す回路では、セル11ごとにそのセル(例えばリチウムイオン二次電池セル)の異常を検出するための異常検出IC(集積回路)12が設けられており、この異常検出IC12内にレベルシフト回路が組み込まれている。
【0024】
抵抗R1,R2からなる分圧回路が設けられており、抵抗R1と直流電源10の正極(A点)との間に、PNPバイポーラトランジスタQ2,Q3からなるダーリントン回路が挿入されている。抵抗R2は直流電源10の負極(C点)に直接接続する。このC点は、この回路全体の接地電位点となっている。抵抗R1と抵抗R2との接続点(B点)には抵抗R9の一端が接続し、抵抗R9の他端と接地点との間には、コンデンサC1と保護用のツェナーダイオードD1とが並列に設けられている。抵抗R9の他端から電圧検出出力が取り出される。
【0025】
トランジスタQ2,Q3のコレクタは抵抗R1に接続し、トランジスタQ2のベースはトランジスタQ3のエミッタに接続し、トランジスタQ2のエミッタはA点に接続している。さらに、抵抗R7はトランジスタQ2のエミッタとベースとを接続し、抵抗R8はトランジスタQ3のエミッタとベースとを接続する。後述するように、レベルシフトされた制御信号は、トランジスタQ3のベースに供給される。
【0026】
異常検出IC12(図3参照)は、それぞれ、VCC端子21、入力端子であるON/OFF-IN端子22、出力端子であるON/OFF-OUT端子23、およびGND端子24を備えている。異常検出IC12のVCC端子とGND端子は、対応するセル11の正極と負極とにそれぞれ接続し、1対の電源端子を構成している。ON/OFF-IN端子は、負電位側に隣接するセル11に接続した異常検出IC12のON/OFF-OUT端子に接続する。最も負電位側の異常検出IC12のON/OFF-IN端子は、NPNバイポーラトランジスタQ4のコレクタに接続し、トランジスタQ4のエミッタは接地し、ベースには抵抗R10を介して制御信号が入力する。最も高電位側の異常検出IC12のON/OFF-OUT端子は、レベルシフトされた制御信号の出力として、トランジスタQ3のエミッタに接続する。
【0027】
異常検出IC12では、ON/OFF-IN端子から電流が流れ出ることによって、オープンコレクタ端子となっているON/OFF-OUT端子から電流が流れ込む込むようになっている。マイクロプロセッサなどからの正の数V程度の制御信号がトランジスタQ4のベースに与えられると、トランジスタQ4がオン状態となって、最も負電位側の異常検出IC12のON/OFF-IN端子から電流が流れ出して、その結果その異常検出IC12のON/OFF-OUT端子が電流を吸い込むようになり、それが正電位側の異常検出IC12に順次伝搬して、最も高電位側の異常検出IC12のON/OFF-OUT端子も電流を吸い込み、トランジスタQ2,Q3がオン状態となって、抵抗R1,R2からなる分圧回路に対して直流電源10から電流が流れるようになる。
【0028】
制御信号がほぼ接地電位の場合には、トランジスタQ4はオフ状態となるので、最も負電位側の異常検出IC12のON/OFF-IN端子には電流は流れず、その結果、その異常検出ICのON/OFF-OUT端子には電流は流れず、そのほかの異常検出ICのON/OFF-OUT端子にも電流は流れないようになって、トランジスタQ2,Q3はオフ状態となる。したがって、抵抗R1,R2からなる分圧回路に対して直流電源10から電流は流れない。このとき、各異常検出IC12における消費電流もほぼゼロとなる。
【0029】
次に、このような異常検出IC12の内部構成について、図3を用いて説明する。
【0030】
異常検出IC12は、対応するセル(電池)の端子間電圧を測定して異常を検出するための異常検出回路13と、この異常検出回路13に対して電源電圧VCC1を供給するとともにレベルシフトを行うための回路とを含んでいる。異常検出IC12のVCC端子21は、異常検出回路13の電圧入力Vinに接続するとともに、PNPバイポーラトランジスタQ5のエミッタに接続している。トランジスタQ5のベースは、ON/OFF-IN端子22に接続するともに、抵抗R11を介してトランジスタQ5のエミッタに接続している。トランジスタQ5のコレクタは、異常検出回路13にその電源電圧VCC1を供給するとともに、抵抗R12の一端に接続している。抵抗R12の他端は、NPNバイポーラトランジスタQ6のベースとNPNバイポーラトランジスタQ7のコレクタとに接続している。トランジスタQ6のコレクタはオープンコレクタ端子としてON/OFF-OUT端子23に接続し、エミッタは、トランジスタQ7のベースに接続するとともに、抵抗R13を介してGND端子24に接続している。GND端子24は、このほか、トランジスタQ7のエミッタと異常検出回路13の接地点GNDに接続している。
【0031】
この異常検出ICでは、ON/OFF-IN端子22から電流が流れ出ると、抵抗R11の両端に電圧が発生してトランジスタQ5がオン状態となり、抵抗R12を介してトランジスタQ6,Q7もオン状態となって、異常検出回路13に電源が供給されるとともに、オープンコレクタ端子であるON/OFF-OUT端子23が電流を吸い込むようになる。これに対し、ON/OFF-IN端子22から電流が流れ出ないときには、トランジスタQ5はオフ状態となって、異常検出回路13への電源の供給が遮断されるとともに、トランジスタQ6,Q7ともオフ状態となる。したがって、ON/OFF-OUT端子23も電流を吸い込まない。
【0032】
図2に示す電圧検出回路は、上述したような電圧検出IC12を用いることによって、電圧検出出力に異常な電圧を発生させることなく、電圧検出を行わない期間において直流電源10から抵抗R1,R2からなる分圧回路への電流の流れを遮断することができる。
【0033】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、分圧回路への電流の導通を制御する半導体スイッチ素子(バイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタなど)を制御信号の電圧レベルや電圧検出出力の電圧レベルに比べて高電圧側に挿入する場合に、入力する制御信号のレベルをシフトしてその半導体スイッチ素子の制御端子(ベース電極あるいはゲート電極)に供給するレベルシフト手段を設けることにより、数V程度の振幅の制御信号によって半導体スイッチ素子を適正にオン/オフ制御できるようになり、電圧の検出を必要としない期間において電圧検出出力に異常な高電圧を発生させることなく直流電源から電圧検出回路に流れる電流を遮断できるようになる、という効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の一形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図2】本発明の別の実施の形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図3】図2の回路において使用される異常検出ICの内部構成を示す回路図である。
【図4】従来の電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
10 直流電源
11 セル
12 異常検出IC
13 異常検出回路
C1 コンデンサ
D1 ツェナーダイオード
M1 電界効果トランジスタ
Q1〜Q7 バイポーラトランジスタ
R1〜R13 抵抗
Claims (4)
- 第1の極と第2の極とを有する直流電源の電圧を検出する電圧検出回路であって、
直列に接続した第1の抵抗および第2の抵抗からなり、前記第2の抵抗が前記第2の極に直接接続し、前記第2の抵抗の両端の電圧が電圧検出出力として外部回路に供給される分圧回路と、
制御端子を備え前記第1の極と前記分圧回路の前記第1の抵抗との間に挿入された第1の半導体スイッチ素子と、
前記第2の極の電位からの電位として規定される制御信号が入力し、前記制御信号のレベルをシフトして前記制御端子に供給するレベルシフト手段と、を備え、
前記直流電源は複数の電池を直列に接続した組電池であり、
前記レベルシフト手段は、
前記電池ごとに設けられ、それぞれ入力端子と出力端子と対応する電池の正極および負極に接続する1対の電源端子とを有し、前記入力端子に電流が流れたときに前記出力端子に電流が流れるように構成されているレベルシフト回路と、
最も前記第2の極の側に配置された電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、前記制御信号を入力として該制御信号によりオン/オフが制御される第2の半導体スイッチ素子と、を有し、
前記各レベルシフト回路の出力端子は、そのレベルシフト回路に対応する電池に対して前記第1の極の側で隣接する電池に対応するレベルシフト回路の入力端子に接続し、
最も前記第1の極の側の電池に対応するレベルシフト回路の出力端子が前記制御端子に接続することを特徴とする電圧検出回路。 - 前記第1の半導体スイッチ素子はバイポーラトランジスタであって前記制御端子は前記バイポーラトランジスタのベース電極であり、前記出力端子はオープンコレクタ構成を有する、請求項1に記載の電圧検出回路。
- 前記電池はリチウムイオン二次電池である、請求項1または2に記載の電圧検出回路。
- 前記第2の半導体スイッチ素子はバイポーラトランジスタである、請求項1乃至3のいずれか1項に記載の電圧検出回路。
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