JP4288590B2 - 双方向スイッチの電流検出回路 - Google Patents
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Description
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。
一方、低損失に負荷電流Imを検出する装置として図4に示す装置がある。図4においては負荷電流Imを流す主スイッチとしてのNch・MOSFETQ1とゲート電位を同じくし、トランジスタのW長がFETQ1の1/nであるようなミラースイッチとしてのNch・MOSFETQ3を設けて電流ミラー回路を構成し、主FETQ1の両端に生じる電圧とミラーFETQ3の両端に生じる電圧とが等しくなるように高入力インピーダンスの素子(本例ではオベアンプOp1)を用いた負帰還回路によってオベアンプOp1の出力端子とミラーFETQ3のドレイン間に接続されたセンス抵抗Rsに正確にIm×(1/n)のミラー電流Isを流すようにしている。
しかし、図3、4に示した電流検出方式では主スイッチに流れる電流Imの方向は一定であり、このままでは充放電保護スイッチとしての双方向スイッチに流れるような両方向電流を検出できない。
図5はバッテリEの過大な充放電電流を遮断する充放電保護スイッチ(双方向スイッチ)の主スイッチ部分の通常の構成例を示す。同図においては元々寄生ダイオードを内蔵している2つのNch・MOSFETからなる主スイッチM1、M2が本例では各主スイッチM1、M2のソース端子が両端側となるように互いに逆極性に直列接続されてバッテリEの陰極側の充放電経路に挿入されている。
れ遮断することができる。
このような双方向スイッチを流れる両方向電流を検出する方式の例として特許文献1の開示がある。この方式では充放電電流の大きさによりこの電流路に挿入されたセンス抵抗の値が切り換わるような回路構成として、センス抵抗の電力損失を低減しながらセンス抵抗の両端電圧を検出するオペアンプが、そのオフセットの影響が少ない正確な電流検出電圧を得るようにしている。
また、特許文献2には充電電流及び放電電流の検出が同一の動作条件で行えるようにし、増幅回路の特性要因が充電電流及び放電電流の検出時に同じように影響してその正確な比較が可能で、オフセット調整も容易な充放電電流検出回路が開示されている。
本発明はこれらの問題を解消し、低損失で正確にかつ簡単な回路で充放電電流を検出できる双方向スイッチの電流検出回路を提供することを課題とする。
この各主トランジスタとそれぞれ制御電極( ゲートG 1 、G 2 など) が結合され、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極( ソース、ドレインなどの) 同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流し、寄生ダイオードに流れる電流が、同時に前記主トランジスタの寄生ダイオードに流れる電流に対し前記ミラー比率を持つように形成された2 つのミラートランジスタ( M 3 、M 4 ) を備え、
前記主トランジスタの直列接続とミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一端( 一方のソースなど) が共に主直流電源( バッテリE など) の一方の電極( 陰極など)に接続されて、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、
さらに前記2 つの直列接続の他端( 他方のソースなど) の電位をそれぞれ高入力インピーダンスで入力し、この2 つの電位を等しくするように前記ミラートランジスタの直列接続の他端にセンス抵抗( R s ) を介し前記ミラー比率の電流を入出力する帰還増幅手段を備え、
前記センス抵抗の両端電圧から前記双方向スイッチの電流を( 電圧差分器1 1 等を介して) 検出するようにする。
双方向主スイッチを構成する2 つの主トランジスタにそれぞれ、主トランジスタの電流に対し所定のミラー比をもつ小電流( ミラー電流) を流すように構成したミラートランジスタを組合わせてなる双方向ミラースイッチと、正負2 電源から給電されて双方向主スイッチと双方向ミラースイッチとの両端電圧を等しくするように双方向ミラースイッチにセンス抵抗を介してミラー電流を入出力し帰還増幅回路を構成するオペアンプとを設け、さらに、双方向主スイッチと双方向ミラースイッチを構成するM O S F E T のそれぞれの寄生ダイオードの電流も正確にミラー比率で流れるように主スイッチとミラースイッチの半導体基板上における素子レイアウトを行なうようにすることで、センス抵抗の両端電圧からミラー電流、従って双方向主スイッチの電流を、簡単な回路で、低損失、高精度に測定する。また、寄生ダイオード通電モードにおける寄生ダイオード電流も正確に検出できるようにする。
電流検出回路を簡単にしながら、高精度、低損失に双方向主スイッチ電流( バッテリ充放電電流) を検出することがで、さらに、寄生ダイオードに通電する動作モードになった場合でも正確な寄生ダイオード電流の検出を可能とし、過大な寄生ダイオード電流も遮断することができる。
なお、主スイッチM1、M2は厳密にはそれぞれNch・MOSFETQ1、Q2とその寄生ダイオードD1、D2からなり、同じくミラースイッチM3、M4はそれぞれNch・MOSFETQ3、Q4とその寄生ダイオードD3、D4からなる。
本例では主スイッチM1とミラースイッチM3とのソース端子(c点)がバッテリEの陰極に接続されてグランド電位に維持され、主スイッチM2のソース端子(a点)が負側の外部端子VB−に接続されている。なお、バッテりEの陽極端子は正側の外部端子VB+に接続されており、外部端子VB+とVB−の間にはバッテりEの充電時には図外の充電装置が(その正極側が外部端子VB+側となるように)接続され、バッテりEの放電時には図外の負荷が接続されることになる。
図1の回路ではバッテリEの充電時には外部端子(VB+)→バッテリE→主スイッチM1→同M2→外部端子(VB−)の経路で充電電流が流れ、グランド電位(c点)に対しa点の電位は負となり、バッテリEの放電時には外部端子(VB−)→主スイッチM2→同M1→バッテリE→(VB+)の経路で放電電流が流れ、グランド電位(c点)に対しa点の電位は正となる。
従って本発明ではオペアンプOp1に供給する電源電圧は、通常使用時の0電位(0V)と正電圧(VDD)ではなく、負電圧(−VDD)と正電圧(VDD)のような正負2電源を用いることで、オペアンプOp1の出力電圧範囲が0Vを挟む正負両電圧範囲に跨がるようする。この場合、外部から正電圧しか供給されない場合には、負電圧を得るために内部に別のバッテリを用いるか、もしくは正電圧から負電圧を発生させる電源回路を内蔵させる。
そして、計測された電流(電圧差分器11の出力で、本例では電流計測値11aとして別にも出力されている)をコンパレータ12によって所定値と比較し、計測された電流が所定の電流値を越えた場合はコンパレータ12の出力によってゲート制御回路13を介して双方向主スイッチ(及びミラースイッチ)のゲートG1、G2を制御し、双方向スイッチを切るように制御することができる。
例えば、外部回路のショート等により過大な放電電流が流れた時には、ゲートG2(従ってスイッチM2、M4)をオン側に駆動したままゲートG1(従ってスイッチM1、M3)をオフ側に駆動し、あるいはバッテリEが破壊されて短絡状態になった場合などには、ゲートG1(従ってスイッチM1、M3)をオン側に駆動したままゲートG2(従ってスイッチM2、M4)をオフ側に駆動して過大電流を阻止することができる。
即ち、図2(a)は過放電禁止、充電可能モード、つまりゲートG1がオフ側に、ゲートG2がオン側にそれぞれ駆動されている状態にあり、放電電流は阻止されているが充電側の電流は主スイッチM1の寄生ダイオードD1→主スイッチM2の経路で流れることが可能である。
この寄生ダイオードD1を流れる電流は、同時に双方向主スイッチと並列の双方向ミラースイッチ側の寄生ダイオードD3→ミラースイッチM4(図1参照)の経路でセンス抵抗Rsに流れる電流によって検出可能であり、この寄生ダイオードD1の過電流はさらにゲートG2をオフに駆動することで遮断することができる。
この寄生ダイオードD2を流れる電流も、同時に双方向主スイッチと並列の双方向ミラースイッチ側の寄生ダイオードD4→ミラースイッチM3(図1参照)の経路へセンス抵抗Rsから流れる電流によって検出可能であり、この寄生ダイオードD2の過電流はさらにゲートG1をオフに駆動することで遮断することができる。
なおこの場合、寄生ダイオードの電流特性をミラー経路と主経路とでミラー比率に等しくするために、このミラー経路と主経路にそれぞれ対応するソース領域とドレイン領域の面積および基板コンタクト領域の面積を正確にミラー比率にする。
完全にミラー比率に合致したダイオード特性が得られれば、ダイオードD1とD3のそれぞれの両端子にかかる印加電圧(またはダイオードD2とD4のそれぞれの両端子にかかる印加電圧)が同一である場合、各ダイオード電流もミラー比率に等しくなるため、トランジスタがオフしていてもミラー経路電流は主経路の電流と比例する。
双方向スイッチは図1に示されたようなドレインを共通にして、ソースが外部端子につながるタイプだけでなく、ソースを共通にしてドレインを外部端子につなげるタイプも可能である。またバッテリEの陰極側にNch双方向スイッチを挿入するタイプだけでなくバッテリEの陽極側にPch双方向スイッチを挿入することも可能である。
M1、M2 主スイッチ
M3、M4 ミラースイッチ
Q1、Q2 主MOSFET
Q3、Q4 ミラーMOSFET
D1、D2 主MOSFETの寄生ダイオード
D3、D4 ミラーMOSFETの寄生ダイオード
Rs センス抵抗
Op1 オペアンプ
VDD、−VDD オペアンプの電源
11 電圧差分器
11a 電流計測値
12 コンパレータ
13 ゲート制御回路
G1 主スイッチM1とミラースイッチM3のゲート
G2 主スイッチM2とミラースイッチM4のゲート
VB+、VB− 外部端子
Claims (2)
- 対向する極性で直列接続され双方向スイッチを構成する2 つの主トランジスタと、
この各主トランジスタとそれぞれ制御電極が結合され、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流し、寄生ダイオードに流れる電流が、同時に前記主トランジスタの寄生ダイオードに流れる電流に対し前記ミラー比率を持つように形成された2 つのミラートランジスタと、
を備え、
前記主トランジスタの直列接続とミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一端が共に主直流電源の一方の電極に接続されて、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、
さらに前記2 つの直列接続の他端の電位をそれぞれ高入力インピーダンスで入力し、この2 つの電位を等しくするように前記ミラートランジスタの直列接続の他端にセンス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を入出力する帰還増幅手段を備え、
前記センス抵抗の両端電圧から前記双方向スイッチの電流を検出することを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。 - 少なくとも前記4 つのトランジスタおよび帰還増幅手段が、半導体集積回路からなることを特徴とする請求項1に記載の双方向スイッチの電流検出回路。
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