JP3872476B2 - 充放電制御回路と充電式電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、二次電池の充放電を制御することができる充放電制御回路とその回路を利用した充電式電源装置に関する。

従来の二次電池からなる充電式電源装置としては、図２の回路ブロック図に示されるような電源装置が知られていた。例えば、特開平４-７５４３０号「充電式の電源装置」に開示されている。即ち、外部端子-ＶＯ又は＋ＶＯにスイッチ回路１０３を介して二次電池１０１が接続されている。さらに、二次電池１０１に並列に接続して充放電制御回路１０２が設けられている。充放電制御回路１０２は、二次電池１０１の電圧を検出する機能を備えている。そして、二次電池１０１の電圧が過充電状態（電圧が所定の高電圧値より高い状態）、または過放電状態（電圧が所定の低い電圧値より低い状態）のいずれかの場合は、スイッチ回路１０３をＯＦＦするように充放電制御回路１０２から信号が出る。従って、過充電状態の場合は、スイッチ回路１０３がＯＦＦして、外部端子-ＶＯ、＋ＶＯに接続している一次電源から二次電池１０１への充電をストップさせる。過放電状態の場合は、スイッチ回路１０３が同様にＯＦＦして外部端子-ＶＯ、＋ＶＯに接続している負荷（例えば二次電池動作の携帯電話等）へのエネルギー供給をストップする。即ち、充放電制御回路１０２は、二次電池１０１と外部端子との間のスイッチ回路１０３を制御することにより、外部端子からの必要以上の二次電池１０１への充電を防止するとともに、二次電池１０１から外部端子に接続した負荷へのエネルギー供給による二次電池１０１の過渡の蓄電能力低下を防いでいる。

また他の実施例としては図３０の回路ブロック図に示されるような充電式電源装置が知られている。図３０において、外部端子-ＶＯまたは＋ＶＯにスイッチ回路１０３、電流センス用抵抗１０４を介して二次電池１０１が接続されている。さらに二次電池１０１に並列に接続して充放電制御回路１０２、および過電流検出回路１０５が設けられている。充放電制御回路１０２は、二次電池１０１の電圧を検出する機能を備え、１０１の電圧が過充電状態、または過放電状態のいずれかの場合は、スイッチ回路１０３をＯＦＦするように充放電制御回路１０２から信号が出る。また負荷に異常が起こり、過電流状態となった時は、電流センス用抵抗１０４の電圧をコンパレータ２１がモニターし、基準電圧回路１０６の電圧と比較する。

仮に、基準電圧回路１０６の電圧値を、ＶＲＥＦ〔Ｖ〕、電流センス用抵抗１０４の抵抗値をＲ〔Ω〕（この時、スイッチ回路１０３のＯＮ抵抗は、Ｒより十分小さいものとする）、そこに流れる電流をＩ〔Ａ〕とすれば、
Ｉ≧ＶＲＥＦ ／Ｒ〔Ａ〕 …（１）
の時、コンパレータ回路２１の出力が“Ｈ”→“Ｌ”となり、トランジスタ１０７がＯＦＦし、定電流源１０８によってコンデンサ１０９が充電され、ある遅延時間ののちに、コンパレータ回路３０２の出力が“Ｈ”→“Ｌ”となり、スイッチ回路１０３をＯＦＦする。すなわち、定電流源１０８とコンデンサ１０９とトランジスタ１０７は、コンパレータ回路３０２の出力を遅延するための遅延回路を構成している。その遅延された信号は、基準電圧回路１０６の信号とともにコンパレータ回路３０２に入力される。コンパレータ回路３０２で比較処理されてその出力はスイッチ回路１０３をＯＦＦするように動作する構成となっている。

更に、従来の二次電池と充放電制御回路とを用いた充電式電源装置としては、図３７の
回路ブロック図に示されるような電源装置が知られている。例えば、特開平４-７５４３０号公報「充電式の電源装置」に開示されている。即ち、外部端子＋Ｖ、-Ｖにスイッチトランジスタ３７２及び３７３を介して、二次電池２４及び充放電制御用ＩＣ２１が各々並列に設けられている。充放電制御用ＩＣ２１は、二次電池２４の電圧を検出するとともに、検出電圧レベルに応じてスイッチトランジスタ３７２及び３７３のインピーダンスを制御する機能を有している。

例えば、二次電池２４の電圧が外部端子＋Ｖ、-Ｖに接続された充電電源により過充電電圧以上になると、スイッチトランジスタ３７２をＯＮからＯＦＦに切り換えることにより外部端子から二次電池２４への充電をストップさせる。逆に、外部端子にビデオカメラなどの携帯機器が接続されて、二次電池２４から携帯機器に電気が供給されることにより、二次電池の電圧が低下して過放電電圧以下に低下すると、スイッチトランジスタ３７３のＯＮからＯＦＦにして放電を防止する。トランジスタ３７２とトランジスタ３７３は一方がトランジスタとして機能して、他の一方がダイオードとして機能するように構成されている。充電時と放電時にトランジスタとしての機能できるように、各々のトランジスタの基板は各々のソースに接続している。

しかし、図２に示した従来の充放電制御回路では、それ自体での消費電流が大きいために、そのエネルギー供給源の二次電池の寿命を短くしてしまうという課題を有していた。その結果、二次電池で駆動される機器の使用時間を短くしてしまうという課題があった。さらに二次電池の蓄電能力が低下している過放電状態になった時は、スイッチ回路で二次電池から外部機器へのエネルギー供給をストップしているにもかかわらず、電源装置内に設けられている充放電制御回路自体の消費電流により、一層の過放電を助長し、電池の劣化及び寿命の短縮を加速するという課題を有していた。

そこで、本発明の目的は、従来のこのような課題を解決するために、充放電制御回路の消費電流を低減することにより、寿命の長い二次電池からなる充電式電源装置を得ることを目的としている。また、図３０に示した従来例では次のような種々の欠点がある。即ち、外部から端子-ＶＯ、＋ＶＯに充電器を接続して、二次電池１０１を充電している状態において、二次電池が満充電状態になった時にスイッチ回路１０３をＯＦＦする。ＯＦＦすることにより、二次電池１０１の両端の電位が低下し、再び充電状態、即ち、スイッチ回路１０３をＯＮしてしまう。このような充電完了前後の電圧において、満充電の検出が不安定に発振してしまうことがあった。

従来の技術で説明したように、二次電池への充電中に過充電状態になると充放電制御回路が動作して二次電池への充電を制御するスイッチ回路をＯＦＦする。しかしながら、前記充放電制御回路が二次電池と並列に接続されているため、動作時に消費する電流は二次電池より供給される。二次電池は電流を供給することで電圧降下が発生し、過充電検出電圧以下になりスイッチ回路はＯＮになってしまう。このため（充電により二次電池の電圧上昇→過充電電圧まで上昇→充放電制御回路動作で二次電池の電圧低下→充電により再度二次電池の電圧上昇）となり、同じ動作を繰り返し過充電状態へ移行できなくなる課題を有していた。また過放電状態の電池を充電中に過放電状態が解除される時も同じ課題を有している。

また、充電制御回路を初めて二次電池へ接続するときにスイッチ回路の論理が確定していなければ、初期状態は不安定となってしまい、二次電池の電圧値が正常であっても過充電あるいは過放電状態になってしまう課題も有する。二次電池の過放電が進み、その電圧
値が充放電制御回路の中の電圧検出回路や制御回路の動作する最低電圧以下に下がってしまった時には、前記電圧検出回路や制御回路の出力は不定状態となる。すなわち、二次電池が過放電状態からさらに電圧が低下しているため、一次電源から充電を行おうとしても、充放電制御用回路がスイッチ回路を正常に動作させることができないため、充電が不可能となる。つまり、一度でも二次電池の電圧が充放電制御回路の最低電圧以下になってしまうと、充電ができなくなるため、二次電池でありながら再度の使用が不可能である。

また、従来例の他の問題としては、二次電池の両端に充電器を接続し、二次電池を充電する場合において、前記充電器の極性と二次電池の極性を異ならせて充放電制御回路に接続いわゆる逆接続をした場合に、充放電制御回路を構成するＣＭＯＳＩＣがラッチアップすることによって、充放電制御回路が誤動作し、二次電池に大きな電流を流して劣化させてしまうという問題点があった。

更に他の問題として、二次電池の両端に接続される負荷に異常が起こった場合に、二次電池から過大な電流が流れると、過電流検出回路により、スイッチ回路１０３をＯＦＦするか、このスイッチ回路をＯＦＦすることによって、二次電池の電圧が急激に上昇し、これによって過電流検出回路の基準電圧値が上昇し、再びスイッチ回路１０３を閉じて、発振してしまうという課題があった。

そこで、本発明の目的は、従来のこのような課題を解決するために、誤動作しない充放電制御回路を供給することである。更に、２個の二次電池を直列接続して用いた場合、従来例では次のような欠点がある。即ち、２個の二次電池はその寿命により、片ベリを生じてくる。しかし、その場合でも２個の電圧の和がある電圧以上あれば、使用しても問題ない。従来例では各電池電圧をモニターしているために和の電圧をモニターすることができず、使用できる電池であるにもかかわらず、使用を中止せざるを得なくなるため、機器の使用時間が著しく短くなってしまう。また、片ベリが生じてまた電池を他方の正常な電池同様に充電すると、より一層片ベリを助長し、電池の寿命を著しく短くしてしまう。

また、従来の充電式電源装置においては図３７のように、外部端子と二次電池との間に設けたスイッチトランジスタを二つ設ける構成になっており、さらに、各々の基板を外部端子側のトランジスタ及び二次電池側のトランジスタのソース電極の電位にする構成になっているために、充放電制御用ＩＣと別々に組み立てられ、その結果、電池の小型化が困難であり、組み立てコストも高いという課題を有していた。

そこで、この発明の目的は、小型で安く、かつ高信頼性の充電式電池装置及び充電式電源装置用の充放電制御回路を得ることにある。

（手段１）
図２に示した従来技術の上記課題を解決するために、この発明は充放電制御回路において、二次電池の電圧をモニタするための電源電圧検出回路に消費電流を制限するためのスイッチ手段を設ける構成とした。より詳しくは、電源電圧検出回路の一部である電圧分割回路に消費電流を制限するスイッチ手段を設ける構成とした。

また、この発明は、誤差増幅器に流れる全体の消費電流を制限する電流制限手段により消費電流を抑えた。例えば、この発明は過充電検出回路の誤差増幅器に、電流制限手段としてパワーＯＮ／ＯＦＦ機能を付加し、過放電検出回路の信号で、誤差増幅器のＯＮ／ＯＦＦを制御し、過放電時のバッテリーの消費電流を抑えるようにした。

また、この発明は充放電制御回路において、二次電池を構成している各電池の接続点の
電位を外部出力するためのバッファ回路に消費電流を制御するためのスイッチ手段を設ける構成とした。このスイッチ手段は、充放電制御回路に設けられている制御回路によって制御される構成とした。特に、二次電池の能力が低下した過放電状態に限って、バッファ回路のスイッチ手段をＯＮするように制御回路でコントロールする構成とした。

また、この発明は充放電制御回路において、二次電池の電圧をモニタする各々の過充電用電圧検出回路と過放電用電圧検出回路の基準電圧源を一つで兼ねる構成とした。さらに、二次電池が複数の電池が直列接続している場合には、各々の電池の電圧をモニタする過充電用電圧検出回路と過放電用電圧検出回路とが構成されている。この各々の電池の電圧をモニタするための電圧検出回路の異なる基準電圧を一つの基準電圧発生回路で供給する構成とした。

また、この発明は充放電制御回路において、二次電池の過充電検出用の分割電圧を得るための過充電検出用電圧分割回路と過放電検出用の分割電圧を得るための過放電検出用電圧分割回路との両方の機能を一つの過放電・過充電検出用電圧分割回路で構成した。

（手段２）
図３０に示した従来技術の上記課題を解決するために、この発明は充放電制御回路において、二次電池に設定された過充電または過放電を電圧検出回路が検出した後に、その設定した電圧より過充電・過放電に検出しやすい電圧に再設定するとともに、再設定後にスイッチ回路をＯＦＦするように信号のタイミングを設定した。

また、本発明は充放電制御回路において、電圧検出用コンパレータと制御回路の間に遅延回路を設けるような構成とした。また、遅延回路は二次電池の接続時に一定期間、論理を確定することでスイッチ回路をＯＮして、充電式電源装置が初期からも使用が可能になる構成としている。

また、本発明は充放電制御回路に電源装置の外部端子の電圧を入力すると共に、二次電池の電圧が充放電制御回路の最低動作電圧以下となっても充電器が電源装置に接続された時には、スイッチ回路を制御できるような回路構成とした。また、この発明は充放電制御回路において、二次電池が逆接続した場合に制御回路の出力信号がスイッチ回路をＯＦＦする信号を常に出力する構成とした。さらに具体的には、制御回路の出力を決めている電圧検出回路の出力が常にスイッチ回路がＯＦＦするような構成とした。さらに具体的には、電圧検出回路の出力にかかわる定電圧回路の出力をスイッチ回路がＯＦＦするような構成とした。

また更に、この発明は充放電制御回路において過電流検出回路にラッチ機能を設け、一度過電流を検出したら負荷をはずさない限り、ラッチを解除しない構成とした。

（手段３）
図３７に示した従来の上記課題を解決するために、この発明は充放電制御回路において、２つの二次電池のそれぞれの電圧をモニターし、そのモニター電圧値に応じて、他方の電圧検出値を切り換える構成とした。

また、この発明は２個の電池の和の電圧をモニターすることができるように、前記和の電圧が出力される端子間に抵抗を設け、電圧検出回路を構成した。また、この発明は、外部端子と二次電池との間に直列接続するトランジスタを１個にする構成とした。１個のトランジスタにするために、そのトランジスタの基板をスイッチングするトランジスタのソース電極とドレイン電極との間に各々設ける構成とした。

さらに、この発明はトランジスタの基板を自由に制御できる絶縁膜上に設けられた半導体膜を有する半導体基板（以下ＳＯＩ基板と呼ぶ。ＳＯＩはSilicon On Insulator の略である）を用いた充放電制御用半導体集積回路装置の構成とした。

手段１のように構成された充放電制御回路においては、電圧検出回路に設けられた消費電流制限用スイッチ手段により、消費電流が低減される。上記のように構成されたバッテリー充放電制御回路においては、特にバッテリーが過放電状態の時は、過充電検出回路の消費電流をカットするので、バッテリーが過放電状態での電力消費を小さく抑えることができ、バッテリーの劣化を防ぐことになる。

また、複数個の誤差増幅器を１つの複数入力タイプの誤差増幅器としたため、チップ面積が著しく縮小できた。このような構成にすることにより、バッファ回路の消費電流を必要最小限に減少することにより、消費電流の少ない充放電制御回路、さらに、寿命の長い充電式電源装置を得ることができる。

上記のように構成された充放電制御回路においては、基準電圧源が半分より少ない数で構成できるので、その分の消費電流の削減及び部品数（集積回路の場合はチップサイズ）の削減ができる。上記のように構成された充放電制御回路においては、電圧検出用の電圧分割回路が原理的に半分で構成される。従って、そこに流れる電流も別々に電圧分割回路を構成した充放電制御回路に比べ、半分の値まで減少する。

また、過充電電圧検出用と過放電電圧検出用との電圧分割回路を兼ねて構成するために部品数の削減ができる。集積回路として形成した場合には、部品数の削減によりチップサイズの削減ができる。手段２のように構成された充放電制御回路において、過充電または過放電を検出後、過充電または過放電状態の検出電圧をより過充電または過放電と検出されるレベルに再設定する。さらに、その後、スイッチ回路をＯＦＦすることにより、スイッチ回路ＯＦＦによる二次電池の電圧変動により電圧検出回路が反転誤動作しないようにした。

また、電圧検出用コンパレータが動作してから、ある時間の遅延期間をおいて、制御回路が動作するため、一度に過度の貫通電流が流れず、二次電池の電圧降下を防ぐことができる。また、たとえば充電時においては、二次電池の電圧が遅延期間中も上昇するため検出動作はより確実となる。更に、遅延回路は二次電池の初期接続時に一定期間論理を確定するため、制御回路はスイッチ回路をＯＮすることになり、二次電池の初期接続時から充電式電源装置は使用可能となる。

また、二次電池の電圧値が充放電制御回路の最低動作電圧以下になってもスイッチ回路を確実に制御できることになり、二次電池の電圧が極端に低くなっても充電が確実に行われる。また、逆接続した場合、常にスイッチ回路をＯＦＦする構成としたので、充電器と二次電池とが電気的に分離される。したがって二次電池は充電器の逆接続状態に全く影響されない。

また、過電流検出回路に設けられたラッチ機能により、過電流検出時の発振を回避することができるなどの作用を有するものである。上記の手段３のように構成された充放電制御回路においては、和の電圧が出力される端子間に抵抗を設け、これにより電圧検出を行うことができる。

また、一方の電池電圧値に応じて、他方の過充電検出電圧を切り換えることにより、両者の電圧値の差が小さい充放電制御ができる。さらに、基板電位を各々のトランジスタにおいて独立して設定できる。さらに、トランジスタの面積を小さくすることができる。

以下に、この発明の実施例１を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の手段１における充放電制御回路の実施例１回路ブロック図である。この充放電制御回路は、電源装置に応用した場合には、その二次電池を電源として動作する。即ち、二次電池が電源端子-ＶＢ、＋ＶＢに接続して電源と供給する。

電源には、電源電圧を分割する電源電圧分割手段の抵抗１と、電源電圧分割手段の二つの出力電圧を各々電圧検出する電圧検出回路２及び３と、各々の電圧検出回路２及び３の出力信号により最終的な制御信号ＶSを出力する制御回路４とが互いに並列に接続されている。

電圧検出回路２及び３は、具体的には図３に示したような電源端子-ＶＢに対する基準電圧源４２と電圧分割抵抗の出力とを入力とするコンパレータ回路４１とから形成されている。電圧検出回路２が過充電検出用であり、電圧検出回路３が過放電検出回路である。電源電圧分割回路１と電圧検出回路２とにより、電源である二次電池の過充電を検出する過充電電圧検出回路を構成している。また、電源電圧分割回路１と電圧検出回路３とにより電源である二次電池の過放電を検出する過放電電圧検出回路を構成している。本発明の場合、各々の電圧検出回路に入力される電源分割回路は別々に設けられてもよい。図１の場合は、電圧分割回路１は、互いの電圧検出回路に共通に設けられている充放電制御回路の例である。制御回路４は、各々の電圧検出回路２及び３から二次電池の過充電及び過放電に関する信号を入力して、電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするための信号ＶＳを出力する。

また、制御回路４は電圧分割抵抗１に流れる電流を制限するために設けられたスイッチ素子５も制御する。電源電圧分割回路である電圧分割抵抗は単純に抵抗が複数直列に接続しただけの回路である。したがって、単純に電圧分割抵抗に電源ライン-ＶＢ、＋ＶＢを直接接続すると直流の大きな電流が流れてくる。スイッチ素子５は電源ライン-ＶＢと電圧分割抵抗１との間に挿入して、制御回路４からの信号または、他の回路から作られた信号により制御される。

電圧分割抵抗１に直列接続しているスイッチ素子５の抵抗は、小さいほど好ましい。電圧分割抵抗１の抵抗値に比べ充分小さい値に設定しないと、電圧分割抵抗１の出力がスイッチ素子の抵抗値により影響されるからである。したがって、図１のように電圧分割抵抗１の中間に設けるよりは、電圧分割抵抗１の端に直接に電源ラインと接続して設けることが好ましい。。

図１のように、スイッチ素子が絶縁ゲート型電界効果トランジスタである場合には、トランジスタのソースとゲート電極間の電圧を電源電圧レベルに設定することにより、トランジスタのＯＮ抵抗を小さくすることができる。電圧分割抵抗１は、そこに流れる電流を小さくするために、シート抵抗が約１０ｋΩ／□の高抵抗多結晶膜が用いられている。電圧分割抵抗１の抵抗値は、１０ＭΩ程度の高抵抗値に設計している。スイッチ素子５のＯ
Ｎ抵抗は、高々数ｋΩの低い抵抗値に設計し、電圧分割抵抗１の抵抗値に比べ１／１０００程度以下にしている。ＯＮ抵抗を小さくして電圧検出回路のずれを防いでいる。トランジスタ５のＯＦＦ抵抗は、電圧分割抵抗１の抵抗値に比べ充分大きいので、ＯＦＦの時にはほとんど電流の消費を防ぐことができる。

図４、は本発明の充放電制御回路において、電圧分割抵抗２１に直列に電源端子＋ＶB との間にＰ型の絶縁ゲート型電界効果トランジスタを挿入した回路ブロック図である。過充電検出用電圧検出器２２、過放電検出用電圧検出器２３及び制御回路２４は、図１の実施例と同じように設計されている。但し、スイッチ素子２５がＰ型絶縁ゲート型トランジスタであるので、スイッチ素子２５をＯＦＦしたい場合は、＋ＶＢが端子２６からスイッチ素子のゲートに入力され、ＯＮしたい場合は-ＶＢが端子２６に入力される。ＯＮ抵抗は、トランジスタ２５のゲート電圧に-ＶＢが印加されるので充分低くなる。

図５は、スイッチ素子を電圧分割抵抗の両側に挿入した場合の本発明の充放電制御回路の回路ブロック図である。電圧分割抵抗３１の両端にＮ型絶縁ゲート型電界効果トランジスタ３５とＰ型トランジスタ３６とが形成されている。過充電用電圧検出回路３２、過放電用電圧検出回路３３及び制御回路３４は、図１及び図４の実施例と同様に形成されている。図５のように電源側に各々両方スイッチ素子３５及び３６を挿入することにより、速く電源電圧分割回路を動作することができる。また、分割回路にほぼ対等に挿入されるので、スイッチ素子のＯＮ抵抗が電圧分割回路の出力に影響しにくくする効果がある。

本発明の充放電制御回路は、電圧分割抵抗１の分割電圧のバラツキの少ない同一半導体基板上に設けられた集積回路に適している。

以下に、この発明の実施例２を図面に基づいて説明する。

図６において、基準電圧回路１１の電圧値をＶrefとすれば、バッテリーの電圧が式（２）の過放電検出電圧ＶＫＡＨ以下になると、端子１６の電圧が、“Ｌｏｗ”レベルになり、バッテリーが過放電状態であることを示し、式（３）の過充電検出電圧ＶＫＡＪ以上になると、端子１７の電圧が“Ｈｉｇｈ”レベルになり、バッテリーが過充電状態であることを示す。

ＶＫＡＨ＝（Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3 ）×Ｖref／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ） ・・・（２）
ＶＫＡＪ＝（Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3 ）×Ｖref／（Ｒ3 ） ・・・（３）
すなわち、電池の特性に合うように、Ｒ1 〜Ｒ3 の値、及びＶrefの値を設定することで、ＶＫＡＨ、ＶＫＡＪは任意に設定することが可能である。過充電検出回路の誤差増幅器１３は、パワーＯＮ／ＯＦＦ機能を持ち、過放電検出回路の誤差増幅器１２の出力が、“Ｌｏｗ”レベルの時、パワーＯＦＦとなり、“Ｈｉｇｈ”レベルの時、パワーＯＮとなる。パワーＯＦＦ時は誤差増幅器１３は、動作させずに消費電流をカットし、出力端子１７は“Ｌｏｗ”レベルに固定する。すなわち、誤差増幅器１３は、誤差増幅器１２の出力によって動作を制御され
ている。

過放電検出電圧ＶＫＡＨと過充電検出電圧ＶＫＡＪは、式（２）、（３）より、式（４）の関係がある。

ＶＫＡＨ ＜ ＶＫＡＪ ・・・（４）
すなわち、過放電を検出している状態では、必らず過充電状態ではなく、過充電検出回路の誤差増幅器１３を動作させる必要はない。従って、本発明が可能となる。

図７にパワーＯＮ／ＯＦＦ機能を有する誤差増幅器の回路例を示す。

入力端子６１、６２に各々、分割電圧と基準電圧が入力される。動作制御端子６３に“Ｈｉｇｈ”レベルの電圧が入力された期間中、誤差増幅の動作を実行する構成となっている。過放電状態となることで、端子１６の電圧が“Ｌｏｗ”レベルとなり、トランジスタＭ１、Ｍ２がＯＦＦして、消費電流がカットされ、かつ、トランジスタＭ３、Ｍ４がＯＮして出力端子１７を“Ｌｏｗ”レベルに固定する。

次に、図８を用いて本発明の別の実施例を説明する。バッテリー接続端子１４、１５に対して、基準電圧発生回路１１と、第１の誤差増幅器（Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３及びＭ１４から構成）と、第２の誤差増幅器（Ｍ１６、Ｍ１７、Ｍ１８及びＭ１９から構成）とトランジスタＭ１５から構成されている。第１及び第２の誤差増幅器には入力として基準電圧発生回路１１からの出力が各々トランジスタＭ１４，Ｍ１８に入っている。また、図８には記載されていないが、分割電圧手段より得られたバッテリーの分割電圧が同様にトランジスタＭ１３とＭ１９に
入力ｂ、ｄとして入っている。バッテリー充放電状態を示す信号は各々の誤差増幅器の出力ａとｃより出力されている。

図８においては、第１及び第２の誤差増幅器の両方の消費電流を制限するために、電流制限手段として電流制限トランジスタＭ１５が各々の誤差増幅器に対して直列接続されている。この電流制限トランジスタＭ１５によって、第１及び第２の誤差増幅器の消費電流の合計は、１個の誤差増幅器の消費電流並みに減少できる効果がある。

次に、図９を用いて複数個の誤差増幅器を１個の多入力タイプの誤差増幅器に集約する実施例を説明する。図１０に２個のバッテリーを直列に接続した時のバッテリー充電制御回路図を示す。バッテリー１８、１９に対してそれぞれ図６の回路が配置されている。図８に示した誤差増幅器を構成しているトランジスタＭ１２、Ｍ１４と次段の誤差増幅器を構成しているトランジスタＭ１６、Ｍ１８の対は、同一構成の増幅回路なので一方のトランジスタ対を省略すると、図９に示す回路となる。図９は、誤差増幅手段として２入力タイプの誤差増幅器の回路及び基準電圧回路の図である。

図９においては、Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５に着目すると、Ｎ５が定電流源Ｎ１、Ｎ２がアクティブブロード、Ｎ３、Ｎ４がソースカップルドペアになっている誤差増幅器であり、Ｎ３ゲート入力電圧（ｂ）とＮ４ゲート入力電圧（基準電圧）を比較（又は増幅）して出力をａに得ることができる。

Ｎ１、Ｎ２のゲート、ソース間電圧が同じことからＮ１、Ｎ２に流れる電流、すなわち、Ｎ３、Ｎ４に流れる電流はいつでも同じであると考えられる。したがって、Ｎ４のゲート入力電圧（基準電圧）よりＮ３のゲート入力電圧（ｂ）が高ければ、Ｎ３はＮ４よりもよりＯＮし、Ｎ３の抵抗成分が減少し、出力ａはＬｏｗ側に下がる。又、Ｎ４のゲート入力電圧（基準電圧）よりＮ３のゲート入力電圧（ｂ）が低ければ、Ｎ３はＮ４よりもよりＯＦＦし、Ｎ３の抵抗成分が増し、出力ａはＨｉｇｈ側に上がる。

同様にして、Ｎ２、Ｎ６、Ｎ４、Ｎ７、Ｎ５に着目すると、Ｎ５が定電流源、Ｎ２、Ｎ６がアクティブロード、Ｎ４、Ｎ７がソースカップルドペアになっている従来の誤差増幅器であり、Ｎ７ゲート入力電圧（ｄ）とＮ４ゲート入力電圧（基準電圧）を比較（又は増幅）して出力をｃに得ることができる。

Ｎ２、Ｎ６のゲート、ソース間電圧が同じことからＮ２、Ｎ６に流れる電流、すなわち、Ｎ４、Ｎ７に流れる電流はいつでも同じであると考えられる。したって、Ｎ４のゲート入力電圧（基準電圧）よりＮ７のゲート入力電圧（ｄ）が高ければ、Ｎ４はＮ４よりもよりＯＮし、Ｎ７の抵抗成分が減少し、出力ｃはＬｏｗ側に下がる。又、Ｎ４のゲート入力電圧（基準電圧）よりＮ７のゲート入力電圧（ｄ）が低ければ、Ｎ７はＮ４よりもよりＯＦＦし、Ｎ７の抵抗成分が増加し、出力ｃはＨｉｇｈ側に上がる。

したがって、同一基準電圧に対し異なる電圧を比較（又は増幅）する場合、基準電圧をＮ４のゲートに、他の電圧をそれぞれＮ３、Ｎ７のゲートに入力することにより基準電圧を比較（又は増幅）した出力をそれぞれａ、ｃに得ることができる。

また、誤差増幅器の消費電流を決めている電流制限トランジスタであるＮ５のトランジスタは共通に使用されるため、２個の誤差増幅器の働きを有する誤差増幅手段に対して１個分の誤差増幅器の消費電流で駆動することができる。本発明はＮｃｈトランジスタ入力タイプの誤差増幅器で説明したが、Ｐｃｈトランジスタ入力タイプの誤差増幅器でも適用できる。

以下に、本発明の実施例３を図面に基づいて説明する。

図１１は、本発明の充放電制御回路の回路ブロック図である。二次電池として２本の電池１１１と１１２が充放電制御回路の電源端子＋ＶＢと-ＶＢとの間に直列に挿入されている。電池１１１の電圧は電圧分割回路１１３により分割され、その分割電圧を過充電及び過放電用電圧検出回路１１５で検出している。電圧検出回路１１５の出力は制御回路１１７に入力されている。制御回路１１７は各々の電池が過充電状態または過放電状態の時に、二次電池と電源の外部端子との間をＯＦＦする信号ＶＳを出力する。したがって、制御回路１１７は、論理回路だけで構成されている。また電池１１２に対しても同様に電圧分割回路１１４と電圧検出回路１１６により過充電状態及び過放電状態を検出する構成になっている。その検出結果はディジタル信号で制御回路１１７に同様に入力されている。したがって、制御回路１１７は電池１１１及び１１２のいずれか一つの電池が過充電または過放電状態になると電池と外部電源との電気接続を切って過充電及び過放電の進行を止める働きをする。二つの電池の充電特性および放電特性は全く同じでないので、別々に過充電・過放電を検出制御する必要がある。

バッファ１１８は、各々の電池の接続中、電位ＶＩを外部に信号Ｂとして出力するための回路である。電池間の充放電のバランス状態を信号Ｂにより検出できる。バッファ回路１１８は接続点の電位ＶIから外部に電流が消費しないように設けられている。バッファ回路のさらに具体的な回路図を図１２に示す。バッファ回路は二次電池＋ＶＢ，-ＶＢ両方から電源供給されている。バッファ回路は、その構成要素である演算増幅器に、接続点電位ＶIがトランジスタ９２と９３に入力される。この接続点電位ＶＩはほぼ二次電池電源全体の中間の電位となる。したがってトランジスタ９２及び９３には大きな電流が流れる。そこで、トランジスタ９２及び９３に直列に電流カット用のスイッチトランジスタ９１を接続してある。この電流カット用トランジスタ９１は、過放電状態にＯＦＦするように制御回路からゲート電極９５を介して制御されている。定電流回路９４はバッファ回路の安定動作のために挿入されている。

以上説明したように、過放電状態にある時に中間電位を入力としたバッファ回路を動作
静止することで、充放電制御回路の消費電流を減少できる。また、電流カット用トランジスタ９１の挿入により、バッファ回路が動作してない時には端子Ｂから独立の信号を出すことができる。例えば、Ｂ端子から過放電状態、通常状態または過充電状態を知らせる信号を出すことができる。通常状態では、二つの電池の接続電位が出力される。過放電または過充電状態には、Ｂ端子をプルアップまたはプルダウン接続しておくことにより、その状態を＋ＶＢまたは-ＶＢのディジタル信号レベルで出力することができる。すなわち、バッファ回路に挿入した電流カット用トランジスタはバッファ回路の電流をカットするだけでなく、端子Ｂから異なる種類の信号を出力させる機能を有している。

以下に、本発明の実施例４を図面に基づいて説明する。

図１３は、本発明の充放電制御回路の回路ブロック図である。充電される二次電池が電源端子-ＶＢと＋ＶＢに接続する。電源端子-ＶＢ、＋ＶＢには、二次電池の電圧を分割する電圧分割回路である電圧分割抵抗１と、電圧分割抵抗１の分割電圧を検出する電圧検出回路であるコンパレータ５２、５３と、コンパレータ５２及び５３の出力信号を受けて最終的な制御信号ＶS を出力する制御回路４とがそれぞれ並列に接続されている。

電圧検出回路は、過充電用電圧検出回路と過放電用電圧検出回路との２つの電圧検出回路から構成されている。過充電用電圧検出回路は基準電圧源ＶＲと抵抗Ｒ１とＲ２との間の分割電圧とを入力とするコンパレータ回路５２で構成されている。過放電用電圧検出回路は、基準電圧源ＶＲと抵抗Ｒ２とＲ３との間の分割電圧とを入力とするコンパレータ回路５３で構成されている。電圧分割抵抗１のＲ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値は、過充電の時にコンパレータ５２の出力が反転し、過放電の時にはコンパレータ回路５３の出力が反転するように基準電圧源ＶＲと
関係して設計されている。過充電領域又は過放電領域に二次電池の電圧がなると各々のコンパレータ回路の出力が反転して制御回路４に入力される。制御回路４は、そのコンパレータ回路５２及び５３からの信号を受けて、過充電又は過放電がさらに進まないように、電源装置のスイッチ回路をＯＦＦするような出力ＶS をスイッチ回路へ出力する。図１３のように基準電圧ＶＲは過充電用及び過放電用コンパレータ回路の両方に用いられている。

図１４は、基準電圧源の回路図である。電圧が変動する二次電池を電源として、例えば、エンハンスタイプのＮ型絶縁ゲート型電界効果トランジスタ６１とディプレィションタイプのＮ型絶縁ゲート型電界効果トランジスタ６２とが直列に接続している。互いのゲート電極は互いの接続ターミナルに接続している。接続ターミナルから-ＶＢを基準にして各々のトランジスタの閾値電圧差に対応する二次電池電圧変動に依存しない一定電圧Ｖrefが出力される。基準電圧源は図１４の例に限らず、二次電池のエネルギーを消費する。従って、図１３のように基準電圧源を両方の電圧検出回路で兼ねて用いることにより、別々に基準電圧源を設けた回路に対して、部品数の削減だけでなく消費電流を削減できる。充放電制御回路の消費電流は二次電池の寿命を決める重要なパラメータである。特に、二次電池の電圧が低下した過放電状態の場合には、二次電池の電圧は消費エネルギーとともに急に寿命が低下してしまう。従って、充放電制御回路を最低限の電流で機能させることが寿命の長い充電式電源装置をつくるポイントであった。

図１５は、二次電池が２つの電池７１と７２とが直列接続して用いられる場合の充放電制御回路の回路ブロックを示している。図１５に示す実施例のように、二次電池が複数の電池から構成されている場合は、各々の電池の電圧を独立に電圧検出するとともに充放電
圧制御する回路にする必要がある。一般に電池の電圧は、電池の構成物質の物質で決まる。従って、電源で機能する機器が高い電圧を必要とする場合には、図１５のように電池を直列接続して高電圧化を図ることが多い。図１５のように、互いの電池７１及び７２に対して、図１３に示した充放
電制御回路が接続されている。共通の回路である制御回路７９は、コンパレータ７５、７６、７７及び７８からの信号を受けて、スイッチ回路制御用の信号ＶＳを出力する。

図１５の回路において、各々の電池７１と７２は、グランド電圧レベルＧに対して正電圧側＋ＶＢと負電圧側-ＶＢの電圧となっている。従って、図１５に示すように２つの電池７１と７２を直列接続した場合は、各々の電圧検出を＋ＶＢ及び-ＶＢからの電圧で検出することが好ましい。電池７１の電圧検出回路であるコンパレータ７５、７６には、＋ＶＢを基準とする基準電圧源ＶＲ１が入力されている。一方、電池７２の電圧検出回路であるコンパレータ７７、７８には、-ＶＢを基準とする基準電圧源ＶＢが入力されている。基準電圧源ＶＲ１及びＶＲ２は、その基準が＋ＶＢ、-ＶＢと異なっている。一般的には、電池の充放電制御を目的とする場合、その過充電及び過放電の電圧は同じである。従って、基準は異なるが、その各々の基準に対しては同じ値を得る基準電圧源を必要とする。

図１６は、＋ＶＢ及び-ＶＢから等しい一定電圧を出力する基準電圧回路の例である。図１４に示した基準電圧回路に、さらにもう１つのエンハンス型絶縁ゲート電界効果トランジスタを直列に接続した回路である。即ち、図１６のトランジスタ８２と８３の結線は、図１４の基準電圧回路と同じになって、さらに、トランジスタ８１が追加接続されている。この回路においては、各々のトランジスタの接続点からＶＲ１及びＶＲ２が出力される。ＶＲ１は＋ＶＢに対して一定電圧Ｖre fを出力する。また、ＶＲ２は-ＶＢに対して同じ一定電圧Ｖrefを出力する。従って、図１６の基準電圧回路は、消費電流を増加せずに２つの一定電圧を出力することができる。図１６のような１つの基準電圧回路（電流通路が＋ＶＢと-ＶＢとの間に１通りしかない）で、図１５のＶＲ１及びＶＲ２を形成すれば、二次電池が複数の電池で構成されている場合でも充放電制御回路の消費電流を増加させないで形成できる。

以上、説明したように本発明は今まで電圧検出用のコンパレータ回路の数必要としていた基準電圧源を１つの回路で兼ねた構成とした。本発明の充放電制御回路は、その構成上コンパレータ回路が複数個必要であり、さらに、二次電池の寿命向上のために低消費電流化が最も重要なパラメータである。従って、本発明は簡略した充放電制御回路から発明され、その効果も大きいものである。

また、本発明に用いた共通の定電圧回路に電流カット用のトランジスタを直列に接続し、そのトランジスタを制御回路から制御して電流カットすれば、さらに低消費電流化を達成できる。この場合も定電流回路が１つであるために回路を複雑にせずに達成できる。

図１７は、本発明の充放電制御回路の手段２における実施例１の回路ブロック図である。この充放電制御回路は、電源装置に応用した場合には、その二次電池を電源として動作する。即ち、二次電池が電源端子-ＶＢ、＋ＶＢに接続して電源を供給する。

電源には、電源電圧を分割する電源電圧分割手段の電圧分割抵抗１と、電源電圧分割手段の二つの出力電圧を各々電圧検出する電圧検出回路２及び３と、各々の電圧検出回路２及び３の出力信号により最終的な制御信号ＶＳを出力する制御回路４とが互いに並列に接
続されている。

電圧検出回路２及び３は、具体的には図３に示したような電源端子-ＶＢに対する基準電圧源４２と電圧分割抵抗の出力とを入力とするコンパレータ回路４１とから形成されている。電圧検出回路２が過充電検出用であり、電圧検出回路３が過放電検出回路である。電源電圧分割回路１と電圧検出回路２とにより、電源である二次電池の過充電を検出する過充電電圧検出回路を構成している。また、電源電圧分割回路１と電圧検出回路３とにより電源である二次電池の過放電を検出する過放電電圧検出回路を構成している。本発明の場合、各々の電圧検出回路に入力される電源分割回路１は別々に設けられてもよい。図１７の場合は、電源分割回路１は、互いの電圧検出回路に共通に設けられている充放電制御回路の例である。制御回路４は、各々の電圧検出回路２及び３から二次電池の過充電及び過放電に関する信号を入力して、電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするための信号ＶＳを出力する。

例えば、端子-ＶＢと＋ＶＢとの間に接続されている二次電池にスイッチ回路を介して充電電源が接続されて、二次電池が充電されている場合について説明する。充電状態においては、二次電池の両端の電圧-ＶＢ、＋ＶＢは少しずつ増加する。二次電池が過充電状態になると過充電用電圧検出回路２の出力信号が反転する。この過充電状態を認識する電圧は二次電池によって異なる。例えば、リチウムイオン電池の場合は、４．３Ｖと設定されている。即ち、過充電用電圧検出回路２の出力は、電圧分割回路１の分割回路とから二次電池の電圧が４．３Ｖにまで充電されると反転するように設計されている。電圧検出回路２から出力された反転信号は、電圧分割回路１にフィードバックされている。即ち、電圧検出回路２の信号は、電圧分割回路１の分割電圧を制御する分圧制御トランジスタ１７５のゲート電極に入力されている。電圧検出回路２の反転した出力信号により、すぐに分圧制御トランジスタ１７５がＯＮして分割電圧をさらに大きくして安定して電圧検出回路２が反転信号を出力できるように動作する。分圧制御トランジスタ１７５がＯＮすることにより、二次電池の電圧が例えば、４．０Ｖと低く変動しても、抵抗Ｒ１の電圧は電圧検出回路２が充分反転するレベルになっている。

以上説明したように、電圧分割回路１と過充電用電圧検出回路とから構成されている過充電検出回路において、過充電を検出後、その検出信号で過充電検出電圧を低い値に再設定することにより安定した過充電検出を行う構成となっている。低い値に再設定した後に、制御回路４からスイッチ回路をＯＦＦする信号ＶSを出力する。スイッチ回路をＯＦＦすることにより、二次電池の電圧は充電電流とその電池の内部抵抗との積に対応した電圧だけ減少し、リチウムイオン電池固有の化学ポテンシャルによって生ずる電圧のみとなる。すなわち、内部抵抗による電圧降下分減少する。しかし、その前に過充電検出電圧は、４．３Ｖから４．０Ｖへの減少再設定しているために電圧検出回路２の出力は過充電を検出したままとなる。したがって、過充電再設定の減少電圧０．３Ｖ（４．３Ｖ-４．０Ｖ）は、充電時の二次電池の内部抵抗による電圧降下より大きく設定しておく必要がある。一般的には初期設定電圧と再設定電圧の差の電圧は、０．２Ｖから０．５Ｖの間である。０．５Ｖ以上に設定すると過充電範囲が広くなり、通常状態での使用範囲が狭くなる。即ち、寿命が短くなってしまう。

図１８は、各回路の信号のタイミングを示した図である。過充電の検出電圧ａは、過充電電圧４．３Ｖに二次電池が充電されるとともに、４．２Ｖに減少再設定される。４．３Ｖから４．２Ｖに減少するために、分割電圧制御トランジスタ１７５が設けられている。分割電圧制御トランジスタ１７５のゲート電圧には、電圧検出回路２の出力がフィードバックされている。即ち、二次電池の電圧が４．３Ｖになると、電圧検出回路２の出力は＋ＶＢから-ＶＢに反転する。分圧制御トランジスタ１７５に-ＶＢの電圧が入力される。分圧制御トランジスタ１７５はＯＮし、ブリーダ抵抗の分割比が変化して、過充電検出ポイ
ントの電圧が４．３Ｖから４．２Ｖへと低い値に再設定される。制御回路４の出力信号Ｖs は、再設定後Δｔの時間を過ぎて＋ＶＢから０Ｖと変化することによりスイッチ回路をＯＮからＯＦＦに変更する信号を出力する。Δｔを形成するためには、電圧検出回路２の出力を遅延回路によって信号を遅くずらすことによって可能となる。

以上、過充電検出において説明した。過放電においても同様な構成にすることによって安定動作することができる。過放電の場合には再設定レベルを過充電とは逆に増加させる方向に設定する。

以下に、本発明の手段２における実施例２を図面に基づいて説明する。

図１９は、本発明の充放電制御回路の手段２における実施例２回路ブロック図である。この充放電制御回路は、電源装置の場合に応用した場合には、その二次電池を電源として動作する。即ち、二次電池が電源端子-ＶＢ、＋ＶＢに接続して電源を供給する。電源には電源電圧を分割する電源電圧分割手段の抵抗１と、電源電圧分割手段の二つの出力電圧を各々電圧検出する電圧検出回路２及び３と、各々の電圧検出回路２及び３の出力信号を時間的に遅延させる遅延回路１９１及び１９２と、遅延回路１９１及び１９２の出力信号により最終的な制御信号ＶＢを出力する制御回路４とが互いに並列に接続されている。

電圧検出回路２及び３は、具体的には図３に示したような電源端子-ＶＢに対する基準電圧源４２と電圧分割抵抗１の出力とを入力するコンパレータ回路４１とから形成されている。電圧検出回路２が過充電検出用であり、電圧検出回路３が過放電検出回路である。電圧分割抵抗１と電圧検出回路２とにより、電源である二次電池の過充電を検出する過充電電圧検出回路を構成している。また、電圧分割抵抗１と電圧検出回路３とにより電源である二次電池の過放電を検出する過放電電圧検出回路を構成している。本発明の場合、各々の電圧検出回路に入力される電圧分割抵抗は別々に設けられてもよい。

図１９の場合は、電圧分割抵抗１は各々の電圧検出回路に共通に設けられている充放電制御回路の例である。遅延回路１９１及び１９２は、前記電圧検出回路２及び３が過充電あるいは過放電を検出し、出力信号が反転した際に、時間的な遅延を発生させるための回路である。制御回路４は、各々の遅延回路１９１及び１９２から、二次電池の過充電及び過放電に関する信号が入力され、電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするための信号ＶＳを出力する。このため、制御回路４は論理回路で構成されている。また信号ＶＳにより、電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするのであるが、スイッチ回路の入力端子に容量あるいは抵抗成分等があっても信号ＶＳを一定時間内に変化させる必要があるため、制御回路４の出力端子ＶＳは低インピーダンスにする必要がある。制御回路４を例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor)で実現する場合、論理回路を構成するためトランジスタ素子数が多くなると共に、出力端子ＶＳを低インピーダンスにするため最終出力段はサイズを大きくする必要がある。このため、制御回路４が信号ＶＳを反転してスイッチ回路をＯＮあるいはＯＦＦする際には、最終出力段に大きな貫通電流が流れ二次電池の電力を消費することになる。制御回路４だけでなく電圧検出回路２及び３も出力反転時には貫通電流を発生する。これらの貫通電流により、並列接続された二次電池の電圧を降下させることもある。

また、制御回路４は、遅延回路１９１及び１９２の信号を受けて信号ＶＳの論理を確定している。しかし、初期の電池接続時に遅延回路１９１及び１９２の論理が不確定であると制御回路４から出力される信号ＶＳは二次電池の電圧が正しく検出された論理とならず、スイッチ回路１０３が誤動作してしまう。これらの現象が発生すると、正常な電圧値を
示す二次電池を充放電制御回路に接続しても、充電あるいは放電が強制的に制御されてしまう。

これらの誤動作を防止するために設けられたのが遅延回路１９１及び１９２である。つまり、電圧検出回路２あるいは３の信号が反転したあとに時間的遅延を作り、制御回路４に信号を入力しているため、電圧検出時に電圧検出回路２あるいは３と制御回路４の貫通電流が同時に発生するのを防いでいる。また、時間的遅延があるため、例えば充電時には、二次電池が過充電電圧となり、それを電圧検出回路２が検出し出力信号を反転した後も制御回路４の信号ＶＳが反転するまで二次電池への充電は続けられるため、検出の動作はより確実となる。

さらに遅延回路は初期電源投入時の論理も一定期間確保する構成としている。具体的には図２０に示したように電源端子＋ＶＢと-ＶＢ間でＣＭＯＳＦＥＴによるインバータを形成して出力端子ＶＯＵＴと電源端子-ＶＢ間に容量２０５を接続している。この場合、容量２０５により、入力端子ＶＩＮに＋ＶＢから-ＶＢへ変化する信号が入力された時、出力端子ＶＯＵＴに-ＶＢから＋ＶＢに変化する反転信号が出力されるまでに容量２０５とＰｃｈトランジスタ２０３のインピーダンスにより、ＣＲ回路が成立して遅延が発生する。また、初期の電源投入時（二次電池接続の際）にも出力端子ＶＯＵＴの電圧は、容量２０５により＋ＶＢ電圧になるまで遅延が発生する。すなわち、初期的には-ＶＢ電圧が一定期間保たれることになる。

図２０では、入力端子ＶＩＮに＋ＶＢから-ＶＢへ変化する際に遅延を実現しているが、入力端子ＶＩＮが-ＶＢから＋ＶＢへ変化する際に遅延が必要な場合は、図２１のように出力端子ＶＯＵＴと電源端子＋ＶＢ間に容量２０５を接続すればよい。遅延回路を実現するには、図２２のように定電流回路２２６とＰｃｈトランジスタ２０３および容量２０５で構成しても、図２０の回路と同様の効果が得られる。

図２２は、出力端子ＶＯＵＴが＋ＶＢから-ＶＢへ変化する際に遅延を作る回路であり、初期電源投入時は-ＶＢを一定期間保っている。図２３のようにすると、出力端子ＶＯＵＴが-ＶＢから＋ＶＢへ変化する際の遅延を発生させることが可能となる。以上のように遅延回路は回路の構成により、遅延させるタイミングと初期投入時の論理は自由に設定することができる。ま
た、遅延回路は便宜上ＭＯＳＦＥＴで記述したが、その他の素子で実現できることは明らかである。また、これら遅延回路は一例であり、他の回路を用いても課題の解決は可能である。

本発明の充放電制御回路は電圧分割抵抗の分割電圧のバラツキの少ない同一半導体基板上に設けられた集積回路に適している。

以下に本発明の手段２における実施例３を図面に基づいて説明する。

図２４は、本発明の充電式の電源装置の回路ブロック図である。従来の電源装置の回路と異なるのは、端子-ＶＢOの電圧が充放電制御回路１０２に加えられた点である。図２５が本発明の充放電制御回路の回路ブロック図である。この充放電制御回路は、電源装置に応用した場合には、その二次電池を電源として動作する。即ち、二次電池が電源端子-ＶＢ、＋ＶＢに接続して電源を供給する。また本発明で新たに用意した端子Ｖeは、電源装置の外部端子-ＶＯに接続される。電源には電源電圧を分割する電源電圧分割手段の電圧分割抵抗１と、電源電圧分割手段の二つの出力電圧を各々電圧検出する電圧検出回路２及
び３と、電圧検出回路２及び３の出力信号により最終的な制御信号ＶＳを出力する制御回路４とが互いに並列に接続されている。

本発明の場合、各々の電圧検出回路に入力される分割電圧を発生するための電圧分割抵抗は別々に設けられてもよい。図２５の場合は電圧分割回路１は、各々の電圧検出回路に共通に設けられている充放電制御回路の例である。制御回路４は、各々の電圧検出回路２及び３から二次電池の過充電及び過放電に関する信号と電源装置の端子-ＶＯの信号がＶeより入力されており、各々の信号により電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするための信号ＶＳを出力する。すなわち、制御回路４は、論理回路で構成されており、電源は二次電池となっているため二次電池が過放電状態からさらに電圧が下がると、前記制御回路４の信号ＶＳは不安定な状態となる。例えば、制御回路４の出力部をＣ-ＭＯＳ(Complementary-Metal-Oxide-Semiconductor) インバータで構成した場合、＋ＶＢ〜-ＶＢ間に回路を動作させるために充分な電圧が与えられており、入力端子ＶＩＮに-ＶＢと同じ電位が印加されていれば出力端子ＶＳには、-ＶＢの電圧が出力される。＋ＶＢ〜-ＶＢ間の電圧がインバータの最低動作電圧以下になると出力端子ＶＳは、-ＶＢの電圧が出力されなくなる。制御回路の出力端子ＶＳは、電源装置のスイッチ回路に接続されるため、制御回路の最低動作電圧以下では、電源装置の充放電の制御が不可能である。この場合には、次のような不都合が生じる。

つまり、図２のような電源装置で二次電池１０１が充放電状態となり、スイッチ回路１０３をＯＦＦして外部負荷へのエネルギー供給をストップさせる。しかし、二次電池１０１は充放電制御回路１０２に接続されているため、前記充放電制御回路１０２の消費電流分だけは消費することになり、過放電状態へ移行した後かなりの時間を経過してから二次電池は制御回路４の最低動作電圧以下となり、図２５に示された制御信号ＶＳは不安定となる。電源装置が一度この状態になってしまうと一次電源から充電を試みても、スイッチ回路は不安定動作であるため、最悪の場合充電が不可能となる。そこで、これを解決するために本発明では、図２５の制御回路４の出力部を図２６のような構成とした。Ｃ-ＭＯＳインバータの電源は＋ＶＢ〜Ｖe間の電圧であり、端子-ＶＢの電位によっても出力端子ＶＳの電圧が制御される構成となっている。

図２４に示したように端子＋ＶＢは、二次電池の＋端子、端子-ＶＢは二次電池の-端子、端子Ｖeは電源装置の外部端子-ＶＯに各々接続されている。電源装置が放電を行っている際は、図２４においてスイッチ回路１０３がＯＮしているため、端子Ａと端子-ＶＯの電位は、ほぼ等しくなる。これは図２６の出力回路では、＋ＶＢ〜Ｖe間に二次電池の電圧が印加されており、端子-ＶＢには端子Ｖeとほぼ同じ電位が加えられており、Ｎｃｈトランジスタ２６９又はカットオフされており、出力端子ＶＳの出力は端子ＶＩＮの電圧により制御されることになり、従来のＣＭＯＳインバータと同じ動作をする。二次電池の電圧が低下して図２６の回路の最低動作電圧以下になると出力端子ＶＳの信号は不安定になるが、一次電源から充電する際には安定した動作を示す。充電を行う際は図２４の端子＋ＶＯ〜-ＶＯ間に二次電池の電圧より大きな電圧が印加される。この時二次電池の＋端子Ｂと充電器の＋電圧が印加される外部端子＋ＶＯは共通であるため、二次電池の-端子Ａよりも外部端子-ＶＯは低くなる。この状態になると図２６において＋ＶＢ〜Ｖe間に充電器から電圧が印加され、＋ＶＢ〜-ＶＢ間の電圧差が小さいため、Ｎｃｈトランジスタ２６９がＯＮしてＣ電位は端子Ｖeの電位と同じくなり、出力端子ＶＳの信号は＋ＶＢと等しくなる。これは、充電器を接続した際に二次電池の電圧が低くても制御回路の出力端子ＶＳは、＋ＶＢ電位と同じくなることになり、スイッチ回路の制御は確実に行われる。

制御回路４の出力部のＣ-ＭＯＳインバータは充電器の電圧（＋ＶＢＢ〜Ｖｅ間電圧）に比べて二次電池の電圧（＋ＶＢ〜-ＶＢ間電圧）が小さいとＮｃｈトランジスタ２６９をＯＮする働きをしている。インバータ回路２６６のしきい値電圧（反転電圧）は、Ｐｃ
ｈトランジスタあるいはＮｃｈトランジスタのサイズ等により変更が可能であり、これを制御回路４の最低動作電圧以上に設定することで今まで説明してきた動作は確実に行われる。

本発明の制御回路の出力部を便宜上ＣＭＯＳで記述したが、その他の素子でも実現できることは明らかである。また出力部の回路は他の回路を用いても課題の解決は可能である。 本発明の充放電制御回路は電圧分割抵抗の分割電圧のバラツキの少ない同一半導体基板上に設けられた集積回路に適している。

以下に、この発明手段２における実施例４を図面に基づいて説明する。

図２７は、本発明の充放電制御回路の実施例４の回路ブロック図である。この充放電制御回路は、電源装置の場合に応用した場合には、その二次電池を電源として動作する。即ち、二次電池が電源端子-ＶＢ、＋ＶＢに接続して電源を供給する。

電源には、電源電圧を分割する電源電圧分割手段の電圧分割抵抗１と、電源電圧分割手段の二つの出力電圧を各々電圧検出する電圧検出回路２及び３と、各々の電圧検出回路２及び３の出力信号により最終的な制御信号ＶＳを出力する制御回路４とが互いに並列に接続されている。電圧検出回路２が過充電検出用であり、電圧検出回路３が過放電検出回路である。電圧分割抵抗１と電圧検出回路２とにより、電源である二次電池の過充電を検出する過充電電圧検出回路を構成している。また、電圧分割抵抗１と電圧検出回路３とにより電源である二次電池の過放電を検出する過放電電圧検出回路を構成している。本発明の場合、各々の電圧検出回路に入力される電圧分割抵抗１は別々に設けられてもよい。図２７の場合は、電圧分割抵抗１は、互いの電圧検出回路に共通に設けられている充放電制御回路の例である。制御回路４は、各々の電圧検出回路２及び３から二次電池の過充電及び過放電に関する信号を入力して、電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするための信号ＶＳを出力する。

図２８は、電圧検出回路２または３のコンパレータ回路に入力される基準電圧を発生する基準電圧回路の回路図である。二次電池の電圧が基準電圧回路の両端に印加されている。基準電圧回路はトランジスタ２０１とトランジスタ２０２との接続点から二次電池の電圧変動に依存しない基準電圧ＶＲを出力する回路である。トランジスタ２０１はディプリッション型のＭＯＳ電界効果トランジスタであり、トランジスタ２０２はエンハンスタイプのＭＯＳ電界効果トランジスタである。トランジスタ２０１及び２０２共に同じ導電型のＮ型トランジスタである。基準電圧出力端子に両方のゲート電極が接続されている。

さらに充放電制御回路を構成している半導体集積回路がＣＭＯＳ回路で形成されている場合、電源にプラス・マイナス逆接続されると充放電制御回路がラッチアップしてしまう。ラッチアップした時に、基準電圧回路の出力を二次電池の中間電位に設定する手段として、基準電圧出力端子ＶＲに中間電位設定手段を設けてある。図２８の実施例においては、電圧分割抵抗の中間分圧出力ＩＮ２をダイオード２８３を介して接続してある。中間分割出力ＩＮ２ は、二次電池＋ＶＢ、-ＶＢの間のほぼ中間の値に設定されている。従って、充放電制御回路がラッチアップしてしまった時に、基準電圧出力は中間分圧出力ＩＮ２からダイオード２８３の順方向電圧である約０．６Ｖ減少した値となる。この値は、ほぼ二次電池の電圧の中間電圧であるために、電圧検出回路は、制御回路４を介してスイッチ回路がＯＦＦするように信号を出力する。

図２８に示した実施例の場合は、電圧検出回路の基準電圧回路の出力を中間電位に設定する手段を設けることにより、ラッチアップによるスイッチ回路の誤動作を防止した例である。ラッチアップによってスイッチ回路がＯＦＦすれば暴走を防ぐことができる。したがって、制御回路４の出力そのものがラッチアップした時にスイッチ回路がＯＦＦするように構成されてもよい。

本発明は、電源が逆接続した時にラッチアップにより誤動作してしまうＣＭＯＳＩＣにとって必要不可欠である。

以下に、この発明の手段２における実施例５を図面に基づいて説明する。

図２９は、本発明の手段２における充放電制御回路の実施例５回路ブロック図である。図２９において、外部端子-ＶＯ、＋ＶＯ、スイッチ回路１０３、電流センス用抵抗１０４、二次電池１０１、基準電圧回路１０６、トランジスタ１０７、定電流源１０８、コンデンサ１０９、プルダウン用高抵抗１１１は図３０と同様である。

コンパレータ２１は、図３０と同様に前述の（１）式で示される電流を超えると、出力は“Ｈ”→“Ｌ”となり、トランジスタ１０７をＯＦＦし、定電流源１０８によってコンデンサ１０９を充電する。コンデンサ１０９の電圧が基準電圧１０６の電圧値ＶREF よりも高くなると、コンパレータ２２の出力は“Ｈ”→“Ｌ”になり、スイッチ回路１０３をＯＦＦする。この時、コンパレータ２２は、ラッチ機能があり、コンパレータ２２の出力が“Ｌ”になることによって、この状態を保持する。

また、このラッチ機能はコンパレータ２１の出力によって解除される。図３１に、ラッチ機能付コンパレータの回路図を示す。プラスの入力端子３１３よりも、マイナスの入力端子３１４の電圧が高くなると、出力端子３１５の電圧は“Ｌ”となる。この時、インバータ３１７の出力が“Ｈ”となり、マイナス側の入力を“Ｈ”にする。これによって、プラスの入力端子の電圧が多少変動してもラッチ機能付コンパレータ２２の出力は“Ｌ”にラッチされる。

負荷が接続されている間は、スイッチ回路１０３がＯＦＦするため、コンパレータ２１のマイナス側の入力端子は、ビデオなどの電子機器に接続されている負荷によって＋ＶＯにプルアップされ、過電流状態が保持される。 その後、負荷がはずされるとプルダウン用高抵抗１１１によって、コンパレータ２１のマイナス入力電圧は“Ｌ”に下げられるので、コンパレータ２１の出力は“Ｈ”となる。この“Ｈ”の出力でラッチ機能付コンパレータ２２のラッチ解除端子３１６を“Ｈ”にするため、ラッチ機能付コンパレータ２２の出力は“Ｈ”となり、ラッチは解除される。

図２９おいては、過電流検出回路は、外部端子-ＶＯとスイッチ回路１０３との間に設けられた過電流検出用抵抗１０４の両端の電圧を検出するための電圧検出器と、その電圧検出器の出力を時間的に遅延するための遅延回路と、その遅延回路の出力を電圧検出するラッチアップ機能付電圧検出回路から構成されている。電圧検出回路は、基準電圧発生回路１０６とコンパレータ回路２１により構成されている。遅延回路は、定電流源１０８とコンデンサ１０９とトランジスタ１０７とにより構成されている。今までの説明では、充放電制御回路１０２と過電流検出回路１０５とを別々に構成したものとして説明した。

しかし、充放電制御回路が、本発明の実施例で説明した充放電制御回路１０２と過電流
検出回路１０５とを両方含む構成になっているということもできる。

図３２は、本発明の充放電制御回路の手段３における実施例１を示す回路ブロック図である。この充放電制御回路は、電源装置に応用した場合には、その二次電池を電源として動作する。即ち、二次電池が電源端子-ＶＢ、＋ＶＢに２個直列に接続され、電源として供給される。電源には、電源電圧を分割する電源電圧分割手段の電圧分割抵抗１と、電源電圧分割手段の出力電圧を電圧検出する電圧検出回路２が接続されている。

電圧検出回路２は、具体的には図３４に示したような電源端子-ＶＢに対する基準電圧源４３と電圧分割抵抗１の出力とを入力とするコンパレータ回路４４とから形成されている。電圧分割抵抗１と電圧検出回路２とにより、電源である二次電池の和電圧を検出する回路を構成している。電圧検出回路２は、電源装置のスイッチ回路をＯＮまたはＯＦＦするための信号ＶＳを出力する。

本発明の充放電制御回路は、電圧分割抵抗１の分割電圧のバラツキの少ない同一半導体基板上に設けられた集積回路に適している。また、本発明は３個以上直列にされた二次電池の場合にも適用できることは明白である。以上説明したように、二次電池で構成する各々の電池の和の電圧を各々検出することにより、各々の電池の電圧が片ベリが生じた状態においても最適な充放電制御が可能になる。そのために、二次電池の寿命の向上を図ることができる。

以下に、この発明の手段３における実施例２を図面に基づいて説明する。

図３３は、本発明の手段３における実施例２の充放電制御回路の回路ブロック図である。電圧検出回路３は二次電池６の過充電検出電圧Ｖ１を、電圧検出回路５は二次電池７の過充電検出電圧Ｖ２をそれぞれ検出し制御回路８によって出力信号ＶＳとして出力される。これと同時に電圧検出回路２により二次電池６の電圧を検出するが、この検出電圧Ｖ３は、前記過充電検出電圧Ｖ１より小さい電圧とする。また同様に、電圧検出回路４により、二次電池７の電圧を検出するが、この検出電圧Ｖ４は前記過充電検出電圧Ｖ２より小さい電圧とする。これらの電
圧検出回路２と４の出力信号は、前記電圧検出回路５と３にそれぞれ入力され、電圧検出回路５と３の過充電検出電圧Ｖ２とＶ１の電圧値を変化させるものである。

具体的には、端子＋ＶＢと-ＶＢに外部より充電器が接続され、二次電池６と７を充電する場合において、電圧検出回路３と５の本来の過充電検出電圧Ｖ１及びＶ２を４．２Ｖとする。しかし、仮に二次電池６に異常が起こり、その充電性能が著しく劣化した場合には二次電池７だけが充電され、両者の電圧値の差が大きくなる。これを防止するため、電圧検出回路２の検出電圧Ｖ３を３．２Ｖ程度に設定しておくと、二次電池６の電圧が劣化により３．２Ｖを超えない場合には電圧検出回路５の検出電圧Ｖ２を４．２Ｖより低い値にし、超えた場合には本来の検出電圧値４．２Ｖに設定する。この設定を電圧検出回路２の出力信号により行うものである。

同様に、電圧検出回路４の出力信号により、二次電池７の劣化をモニターし、二次電池７の電圧が劣化により３．２Ｖを超えない場合には、電圧検出回路３の検出電圧Ｖ1を４
．２Ｖより低い値にし、超えた場合には本来の検出電圧値４．２Ｖに設定する。この設定を電圧検出回路４の出力信号により行うものである。

なお、説明において、３．２Ｖと４．２Ｖを例に用いたが、これらの値は電池特性に依存し、当然この値に限定されるものではない。図３５に、図３３のブロック図を実現するための具体的回路を示す。電圧検出回路４の出力は、抵抗Ｒ３の一部に並列に接続されたトランジスタ９のゲートに入力され、このトランジスタ９をＯＮまたはＯＦＦすることにより、電圧検出回路３の過充電検出電圧値Ｖ１を変化させることができる。

同様に電圧検出回路２の出力は、二次電池７に並列に接続されている抵抗の一部に並列に接続されているトランジスタ１０をＯＮまたはＯＦＦすることにより、電圧検出回路５の過充電検出電圧Ｖ2を変化させることができる。

以下に、この発明の手段３における実施例３を図面に基づいて説明する。

図３６は、本発明の充電式電源装置とそのための充放電制御回路のブロック図を示す。外部端子＋Ｖ、-Ｖに対して二次電池１０１、二次電池の電圧を検出するための電圧検出回路２及びスイッチ回路５のインピーダンスを制御するための制御回路３が各々並列に接続されている。二次電池１０１と外部端子-Ｖとの間にはスイッチ回路５が直列接続されており、外部端子と二次電池１０１との電気接続を電気的制御によって行っている。制御回路３は電圧検出回路２の出力を入力論理処理してスイッチング回路５をＯＮ又はＯＦＦする信号を出力する。

例えば、外部端子に充電するための電源が接続されて、その電源から二次電池１０１を充電している場合、二次電池１０１の電圧が過充電電圧レベル以上になると、電圧検出回路２の信号が反転して制御回路３に入力される。制御回路３からスイッチ回路５がＯＦＦする信号が出力されて充電を停止させる。逆に、外部端子＋Ｖ、-Ｖにビデオカメラ等の電力を消費する電子機器が接続されて、二次電池１０１から電力が電子機器に供給されている場合、二次電池１０１の電圧が過放電電圧レベル以下に低下すると、電圧検出回路２の信号が通常電圧範囲と逆の信号に反転する。すると、制御回路３よりスイッチ回路５がＯＦＦするような信号が出力されて放電をストップさせる。通常電圧範囲とは、過充電レベルと過放電レベルの中間状態をいう。

以上説明した充電式電源装置において、電圧検出回路２と制御回路３とスイッチ回路５とは同一基板上に配置された半導体集積回路で構成できる。図３８は、本発明の充放電制御回路に用いたスイッチ回路の実施例の回路図である。外部端子-Ｖと二次電池のマイナス端子３４との間にスイッチ回路が設けられている。スイッチ回路は、外部端子-Ｖと二次電池のマイナス端子３４との間にＮ型絶縁ゲート電界効果トランジスタ（以下Ｎ型ＭＩＳＦＥＴと呼ぶ）３１が設けられ、そのＮ型ＭＩＳＦＥＴの基板と外部端子-Ｖ及び二次電池のマイナス端子３４との間に各々Ｎ型ＭＩＳＦＥＴ３２とＮ型ＭＩＳＦＥＴ３３とが設けられている。３つのＮ型ＭＩＳＦＥＴのゲート電極３１Ｇ、３２Ｇ及び３３Ｇは制御回路によって制御されている。

例えば、外部端子に充電するための電源が接続されて、二次電池を充電している場合は、トランジスタ３１及び３２はＯＮし、トランジスタ３３はＯＦＦしている。充電が過充電状態になると、電圧検出回路の出力が反転して、制御回路よりスイッチ回路がＯＦＦするような信号が出力される。即ち、トランジスタ３１及び３３がＯＦＦしてトランジスタ
３２のみＯＮを維持する。

外部端子にビデオカメラ等の携帯機器が接続されて、二次電池から携帯機器へ電力が供給されている場合には、図３８のスイッチ回路はＯＮするように制御されている。即ち、トランジスタ３１及び３３はＯＮし、トランジスタ３２がＯＦＦしている。電力を供給することにより、過放電状態になると、電圧検出回路の出力信号が反転し、制御回路からスイッチ回路がＯＦＦする信号が出力される。即ち、トランジスタ３１及び３２はＯＦＦし、トランジスタ３３のみＯＮ状態となる。

通常状態において、充電状態または放電状態のいずれかに動作しているかを検出するためには、外部端子-Ｖと二次電池のマイナス端子３４との電圧比較を行うことにより可能となる。充電状態及び放電状態を検出してトランジスタ３２と３３のインピーダンスを制御回路により制御する。即ち、制御回路は、充電または放電を検出する機能を有している。

以上説明した図３８のスイッチ回路においては、電池が流れるトランジスタはトランジスタ３１の１個だけである。従って、一般的にスイッチ回路での電圧降下を減少するために電流駆動能力の大きなトランジスタが従来の半分で形成できる。本発明の充放電制御用ＩＣのスイッチ回路のトランジスタ３２と３３は電流駆動用トランジスタ３１の基板を外部端子又は二次電池のマイナス端子のいずれか一方を選択的に接続するためのスイッチングトランジスタである。従って、その基板電位スイッチング用トランジスタ３２及び３３の電流駆動能力は小さくて良い。トランジスタ３１の電流駆動能力は一般的に数Ａ必要であるのに対して、トランジスタ３２及び３３の電流駆動能力は、その１／１０００以下と小さく、集積化した場合は、トランジスタ３２及び３３の面積は無視できる程小さい。

以上説明したように、図３８に示したようなスイッチング回路にすることにより、電流駆動用トランジスタの電流駆動能力を従来のほぼ２倍に高めることができるので、同一の電流駆動能力に対して、トランジスタ面積を半分程度に縮小することができ、小型化を容易にすることができる。また、各々のトランジスタの基板の電位はＮウェルで電気的に分離できる。従って、容易に同一半導体基板に設けることができるようになる。但し、トランジスタ３１、３２及び３３は個別トランジスタで構成してもその動作には変わりなく機能する。

図３９は、本発明の充放電制御用ＩＣのトランジスタの断面図である。トランジスタは、シリコン基板５１の上に形成された絶縁膜５２の上に形成された単結晶シリコン膜５３、５４及び５５を用いて形成されている。このように、絶縁膜の上に設けられた単結晶シリコン膜を有する基板を一般的にＳＯＩ基板という。ＳＯＩ基板を用いて図３９のような断面図のトランジスタを形成する。即ち、チャネル形成領域５４の両側にＮ型ソース領域５３とＮ型ドレイン領域５５を設け、チャネル形成領域５４の上にゲート絶縁膜５６を介してゲート電極５７が設けられている。図３９のような構造のトランジスタにすることにより、トランジスタの基板でもあるチャネル形成領域５４の電位を同一基板上に設けられたトランジスタと電気的に独立して形成することができる。即ち、トランジスタの基板電位を互いに電気的に分離して形成できるので容易にスイッチ回路を有する充放電制御用ＩＣを実現できる。

図４０は、基板であるチャネル形成領域の電位をソース領域の電位と同電位にしたトランジスタの平面図を示している。絶縁膜上に設けられた単結晶シリコン半導体膜７１にＮ型ソース領域７３とドレイン領域７２及びその間のチャネル形成領域が形成され、そのチャネル形成領域の上にゲート絶縁膜を介してゲート電極７７が設けられている。ソース領域７３の一部にＰ型ソース領域７４が設けられており、ソース電極７５によりソース領域
７３とチャネル形成領域との電位を同電位に設定している。

図４１は、図４０のＡ-Ａ’線に沿った断面図である。シリコン基板６１の上に絶縁膜６８を介して単結晶シリコン半導体膜７１が設けられている。単結晶シリコン半導体膜７１は、Ｐ型ソース領域６４とＰ型チャネル形成領域６９とＮ型ドレイン領域６２が形成されている。チャネル形成領域６９の上にはゲート絶縁膜６３を介してゲート電極６７が設けられている。Ｐ型ソース領域６４及びＮ型ソース領域はソース電極６５に接続されている。Ｎ型ドレイン領域６２はドレイン電極６６に接続されている。

図４２は、図４１に示したようなトランジスタ構造ＭＩＳＦＥＴを用いて構成した本発明の充放電制御用ＩＣのスイッチ回路の回路図である。外部端子-Ｖと二次電池のマイナス端子８０との間にＳＯＩ基板を用いたＮ型ＭＩＳＦＥＴ８１と８２とが直列接続されている。トランジスタ８１と８２の各々の基板はそれぞれ外部端子と二次電池の端子と同電位になるように接続されている。ＳＯＩ基板を用いることにより、基板の電位を各々別の電位に設定することができる。

以上のように、スイッチ回路を同一基板上に配置した充放電制御回路を実現することができる。

本発明の充放電制御回路は、その内部に設けられている過充電及び過放電検出回路の電圧分割抵抗に消費電流低減用スイッチ素子を有する構成としたことにより、低消費電流化を図る効0果を有する。また、この充放電制御回路と二次電池とスイッチ回路とにより寿命の長い電源装置を供給できる。

また、過放電状態の時、過充電検出回路の誤差増幅器の消費電流をカットするので、過放電状態でのバッテリーの電力消費を小さく抑えることができ、バッテリーの劣化を防ぐことができるという効果がある。また、過充電検出回路の誤差増幅器の消費電流をカットするので、過放電状態でのバッテリーの電力消費を小さく抑えることができ、バッテリーの劣化を防ぐことができるという効果がある。

また、複数個のコンパレータ回路を集約することができるために、ＩＣチップサイズの縮小及び消費電流が低減でき、安価で高性能なバッテリー充放電制御回路を実現できるという効果がある。また、内部に設けられている二次電池の電池間電圧検出用バッファ回路に電流カット用トランジスタを直列接続した構成としたことにより、低消費電流化を図る効果を有する。特に、二次電池の能力が急激に低下する過放電状態での消費電流の減少を図る効果を有する。さらにこの電流カット用トランジスタの挿入により、バッファ回路の出力端子である接続した電池間電圧検出端子に、過充電・過放電及び通常状態を示す信号を出力することができ効果がある。

また、内部に設けられている二次電池の過充電検出用と過放電検出用の基準電圧源を兼ねる構成とすることにより、充放電制御回路を部品数少なく構成して安価に作れるだけでなく、機能的に重要な消費電流の低減を可能にする効果がある。充放電制御回路の消費電流の低減により、充電式電源装置の寿命の向上を図る効果がある。また、本発明は二次電池が複数の電池で形成される場合においても、各々の電池の電圧検出のための基準電圧源を１つの回路で構成しているために、同様に充放電制御回路の消費電流を低減し、充電式電源装置の寿命向上を図る効果を有する。

また、内部に設けられている二次電池電圧検出用の電圧分割抵抗を過充電圧検出用と過放電圧検出用と兼ねた構成としたことにより、二次電池に並列接続する回路を減らして消費電流の削減をする効果を有する。また充放電制御回路の消費電流の削減により、二次電
池の寿命の向上を図る効果を有する。また電圧分割抵抗を過充電用と過放電用と兼ねた構成としたので、充放電制御回路を集積化した場合、チップサイズを小さく、安く提供できる効果がある。

この発明は、以上説明したように充放電制御回路において、過充電または過放電を電圧検出回路が検出するやいなや、その検出信号をフィードバックして過充電または過放電検出レベルをより過充電または過放電と検出するように再設定することにより、誤動作をなくす効果がある。また、再設定後、二次電池と充電電源との間のスイッチ回路を切り換えることにより、スイッチ回路のインピーダンス変更による二次電池の電圧変動による電圧検出回路の不安定な発振を防ぐ効果がある。

また、その内部に設けられている過充電及び過放電検出回路と制御回路の間に遅延回路を有する構成としたことにより、検出時の誤動作を防止する効果を有する。また、二次電池の初期接続時の誤動作をも防止する効果を有する。この充放電制御回路と二次電池とスイッチ回路により動作の安定した電源装置を供給できる。

また本発明の充放電制御回路には、電源装置の外部端子の電圧を入力するようにして、充放電制御回路の電源となる二次電池の電圧が、前記充放電制御回路の最低動作電圧以下となっても充電器が接続された時には、スイッチ回路を制御することが可能となり、二次電池の電圧によらず確実な充電が行える電源装置を供給できる。

またこの発明は、以上説明したように、ＣＭＯＳＩＣで構成された充放電制御回路において、充放電制御回路に通常とは逆の電圧が印加された時に、制御回路の出力がスイッチ回路をＯＦＦするように構成することにより、二次電池への電流暴走を防ぐ効果がある。

また本発明の充放電制御回路は、過電流検出回路にラッチ機能を設けることにより、過電流検出時の発振現象を確実に防止できるという効果がある。 本発明の充放電制御回路は、２個以上直列接続された二次電池の和電圧が出力される端子間に電圧分割抵抗と電圧検出回路を設けることにより、寿命の長い電源装置を供給できる。

また、二次電池を２ケ直列接続して、充電する場合、片方の電池に異常が起こり充電性能が著しく劣化した場合でも、正常な電池のみが充電され、両者の電圧値の差が大きくなるということを防ぐことができる。さらに、本発明の充電式電源装置及び充放電制御回路は、スイッチ回路を含む集積回路として構成したので、以下に示す効果を有する
（１）組み立てコストを削減できる。
（２）小型化できる。
（３）装置としての信頼性向上。

本発明の充放電制御回路の実施例１の回路ブロック図である。 従来の充電式の電源装置の回路ブロック図である。 電圧検出器の回路図である。 本発明の充放電制御回路の他の実施例の回路ブロック図である。 本発明の充放電制御回路の他の実施例の回路ブロック図である。 本発明の実施例２のバッテリー充放電制御回路図である。 パワーＯＮ／ＯＦＦ機能を有する誤差増幅器の回路例である。 本発明の別の実施例を示すバッテリー充放電制御回路図である。 本発明の別の実施例を示すバッテリー充放電制御回路図である。 本発明の別の実施例を示すバッテリー充放電制御回路図である。

電圧検出器の回路図である。
本発明の実施例３の充放電制御回路の回路ブロック図である。 バッファ回路を示す回路図である。 本発明の実施例４の充放電制御回路の回路ブロック図である。 基準電圧回路の回路図である。 二次電池が２本の電池の場合の充放電制御回路の回路ブロック図である。 図１５のＶＲ１、ＶＲ２の回路図である。 本発明の手段２における実施例１の充放電制御回路の回路ブロック図である。 本発明の手段２における実施例１の充放電制御回路の信号のタイミングチャート図である。 本発明の手段２における実施例２の充放電制御回路の回路ブロック図である。 本発明の手段２における実施例２の遅延回路の回路図である。 本発明の手段２における実施例２の遅延回路の回路図である。 本発明の手段２における実施例２の遅延回路の回路図である。 本発明の手段２における実施例２の遅延回路の回路図である。 本発明の手段２における実施例３の充電式の電源装置の回路ブロック図である。 本発明の手段２における実施例３の充放電制御回路の回路ブロック図である。 本発明の制御回路出力部の一例である。 本発明の手段２における実施例４の充放電制御回路の回路ブロック図である。 本発明の手段２における実施例４の基準電圧回路の回路図である。 本発明の手段２における実施例５の充電式制御回路図である。 従来の充電式制御回路図である。 本発明のラッチ機能付コンパレータの回路図である。 本発明の手段３における実施例１の充放電制御回路の回路ブロック図である。 本発明の手段３における実施例２の充放電制御回路の回路ブロック図である。 電圧検出器の回路図である。 本発明の手段３における実施例２の充放電制御回路の他の実施例の回路ブロック図である。 本発明に係る充電式電源装置及び充放電制御回路の手段３における実施例３の回路ブロック図である。 従来の充電式電源装置の回路ブロック図である。 本発明の手段３における充放電制御回路のスイッチ回路の回路図である。 本発明の手段３における充放電制御回路に用いたトランジスタの断面図である。 本発明の手段３における充放電制御回路に用いたトランジスタの平面図である。 図３５のトランジスタのＡ-Ａ’線に沿った断面図である。 本発明の手段３における充放電制御回路のスイッチ回路の回路図である。

符号の説明

１ 電圧分割回路
２、３ 電圧検出回路
４ 制御回路
５ スイッチ素子
１１ 基準電圧回路
１２ ２’過放電検出回路の誤差増幅器
１３ ３’過充電検出回路の誤差増幅器
１４ バッテリー接続端子
１５ バッテリー接続端子
１６ 過放電検出回路出力端子
１７ 過充電検出回路出力端子
１８、１９ バッテリー
５２、５３ コンパレータ回路
２１ コンパレータ
２２ ラッチ機能付コンパレータ
２３ ラッチ機能付コンパレータのプラス入力端子
２４ ラッチ機能付コンパレータのマイナス入力端子
２５ ラッチ機能付コンパレータの出力端子
２６ ラッチ機能付コンパレータのラッチ解除信号入力端子
１０１ 二次電池
１０２ 充放電制御回路
１０３ スイッチ回路
１０４ 電流センス用抵抗
１０６ 基準電圧回路
１１１、１１２ 電池
１１３、１１４ 電圧分割回路
１１５、１１６ 電圧検出回路
１１７ 制御回路
１１８ バッファ回路
１７５ 分圧値制御トランジスタ
１９１、１９２ 遅延回路
２０３ Ｐｃｈトランジスタ
２０４ Ｎｃｈトランジスタ
２０５ 容量
２２６ 定電流回路
２６６ インバータ回路
２６７ 最終出力段Ｐｃｈトランジスタ
２６８ 最終出力段Ｎｃｈトランジスタ
２６９ 出力制御用Ｎｃｈトランジスタ

Claims (3)

1. 外部端子にスイッチ回路を介して接続した二次電池の充放電の制御を、前記スイッチ回路を制御することによって行う、ＣＭＯＳ回路で構成した充放電制御回路であって、
   二次電池の電圧が供給される第１電源端子と第２電源端子間の電圧を分割するための複数の抵抗からなる電圧分割回路と、
   前記電圧分割回路の出力である分割電圧を検出するための電圧検出回路と、
   前記二次電池が過充電であることを検出し前記電圧検出回路の第１の出力信号が反転した場合に、前記第１の出力信号を遅延するための第１の遅延回路と、
   前記二次電池が過放電であることを検出し前記電圧検出回路の第２の出力信号が反転した場合に、前記第２の出力信号を遅延するための第２の遅延回路と、
   前記第１及び第２の遅延回路からの信号を入力処理して、前記二次電池の充放電を制御するために前記スイッチ回路へ出力する信号を反転する論理回路で構成された制御回路と、
   前記電圧検出回路の前記第１または第２の出力信号を入力し、前記電圧検出回路の検出結果が安定するように前記電圧分圧回路の複数の抵抗を切替える検出電圧再設定手段とを有し、
   前記電圧検出回路の前記第１または第２の出力信号を前記第１または第２の遅延回路により遅延させて前記制御回路に入力して、前記電圧検出回路と前記制御回路の信号の反転時期をずらすことによって、信号の反転により前記電圧検出回路と前記制御回路に貫通電流が同時に発生することを防止した充放電制御回路。
2. 前記電圧検出回路は、前記二次電池の両端に直列に接続されたデプレッション型トランジスタとエンハンスメント型トランジスタの接続点から基準電圧を出力する基準電圧回路を備え、前記基準電圧回路は、カソードを前記二次電池の中間電位に接続しアノードを前記基準電圧回路の出力端子に接続したダイオードを有し、前記二次電池をプラス・マイナス逆接続した時に、前記電圧検出回路が常に前記二次電池の充放電を停止するための信号を前記制御回路に出力することを特徴とする請求項１に記載の充放電制御回路。
3. 前記外部端子に接続したスイッチ回路と、前記外部端子に前記スイッチ回路を介して接続した二次電池と、前記二次電池と並列接続した前記スイッチ回路を制御する請求項１または２に記載の充放電制御回路と、を有する充電式電源装置。

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