JP3435474B2 - 変速風車 - Google Patents

変速風車

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Description

【発明の詳細な説明】 この明細書と共に提出した、119フレームの２つのマ
イクロフィッシュより成るマイクロフィッシュ付録をこ
こで参照する。
発明の背景 発明の分野 本発明は、変化する風状態の下において可変速度で動
作する風車に全体として関するものであり、更に詳しく
言えば、風のエネルギーを力率が制御されるAC電力へ変
換し、風車により発生されるトルクを制御するための動
力変換機に関するものである。
関連する技術についての説明 風車は電力へ変換でき、かつ配電網へ供給できる一次
エネルギー源である。風のエネルギーの電力への変換は
発電機、一般に交流誘導発電機を駆動する風車により行
われる。風車により発生された電力を配電網へ供給する
ものとすると、商用電力周波数に同期させられる一定周
波数、たとえば、60ヘルツを持つことを求められる。こ
れは発電機を一定の回転速度で駆動することにより行う
ことができる。その一定の回転速度は、可変速度変速機
が使用されなければ、風車が一定速度で回転することを
必要とする。不幸なことに、風車の定速度運転は、風の
状態が変化するために、風車のエネルギー効率を制約す
る。エネルギー回収を最適にするためには、風車のロー
ターの速度は風速に比例する必要がある。
可変速度風車は定速度風車のエネルギー変換効率を向
上させる方法として提案されている。変化する風速状態
においてローター速度を変化させることにより、風速範
囲にわたってエネルギー回収を改善できる。また重要な
ことは、突風によりひき起こされるピーク機械的応力
は、発電機により風車に作用されるトルクを制限し、突
風に応じて風車を増速できるようにすることにより減少
できる。突風により生じさせられるローターの増加する
運動エネルギーは短時間エネルギー蓄積媒体として作用
して、エネルギー変換を更に改善する。しかし、そのよ
うな運転は応答トルク制御装置を必要とする。
可変速度風車はエネルギー変換が向上し、かつストレ
スが減少するという面からは有利であるが、発電装置は
低速風車の発電装置よりはるかに複雑である。発電機は
固定比歯車変換機を介して可変速度風車へ通常連結され
るから、発電機により発生される電力の周波数は可変で
ある。これは発電機による可変周波数AC出力から、商用
電源配電網へ供給するための定周波ACへの変換を必要と
する。この変換は周波数変換器により直接に、または整
流器によるDCへの中間変換とインバータによる定周波AC
への再変換を介して行うことができる。
発明の概要 １つの例示的実施例に従えば、本発明は、多相発電機
を駆動する風車ローターと、この発電機の各相における
固定子電気量を制御する能動スイッチを有する電力変換
器と、希望のトルクを示すトルク基準周波数を発生する
風車パラメータ・センサに関連するトルク指令装置と、
磁界の向き制御器の下で動作し、トルク基準信号に応答
して希望の90度軸電流を決定し、希望の90度軸電流に対
応する固定子電気量を発生するために能動スイッチを制
御する発電機制御器とを備える可変速度風車を含む。
本発明は、能動スイッチを有する電力変換器が発電機
の固定子中の電気量を制御して、発電機の回転子中に回
転する磁束を設定する、多相発電機による反作用トルク
を制御する方法を含む。この方法は、希望の発電機トル
クを示すトルク基準信号を定める過程と、そのトルク基
準信号を、回転子磁束磁界に垂直な回転磁界座標内のト
ルクを表す希望の直角軸電流へ変換する過程と、電力変
換器の能動スイッチを制御して、希望の直角軸電流に対
応する固定子電気量を発生する過程とを含む。
磁界の向き制御器は希望の発電機運転を回転基準フレ
ームに関して定めて、磁束発生電流をトルク発生電流か
ら切り離す。希望の発電機運転は、回転子磁束磁界の方
向に整列させられている回転磁界座標内の希望の直接軸
（磁束発生）電流と、回転子磁束磁界に垂直に向けられ
た磁界座標内の希望の直角軸（トルク発生）電流とによ
り定められる。直角軸電流を制御することにより発電機
トルクは制御される。基準静止フレームに関する磁界座
標系の角度が希望の回転子磁束角度を定める。その希望
の回転子磁束角度は定期的に決定され、希望の直接軸電
流および希望の直角軸電流を固定子座標へ変換する。希
望の固定子電気量に対応する固定子電気量を発生するた
めにパルス幅変調回路が能動スイッチを制御する。電力
変換器はDC電圧リンクを有する整流器／インバータとす
ることが好ましい。整流器は、電力変換器の発電機側に
おける電流と電圧を制御するブリッジ構成の能動スイッ
チを有し、インバータは電力変換器の線路側における電
流を制御する、ブリッジ構成の能動スイッチを有する。
調整される固定子電気量は電流まらは電圧である。電
流を調整する場合には、磁界の向き制御器により定めら
れる希望の電流は希望の固定子電流へ変換され、対応す
る固定子電流を発生するために電力変換器の能動スイッ
チが制御される。電圧を調整する場合には、直接軸と直
角軸の間の交差結合を補償することにより、希望の磁界
の向きにされた電流が希望の磁界の向きにされた電圧へ
変換され、希望の磁界の向きにされた電圧が希望の固定
子電圧へ変換され、能動スイッチが制御されて対応する
固定子電圧を発生する。
一実施例においては、発電機制御器が、発電機の低速
回転時には固定子電流を制御することにより、および発
電機の高速回転時には固定子電圧を制御することによ
り、発電機トルクを調整する。発電機の低速運転中は、
能動整流器をスイッチングすることにより回転子に対す
る回転子磁束磁界の向きが制御されて固定子内の電流を
調整し、発電機の高速運転中は、能動整流器をスイッチ
ングすることにより回転子磁束磁界の向きが制御されて
固定子内の電圧を調整する。電流制御と電圧制御の間の
切り替えは、回転子速度を示す回転子速度信号により制
御することが好ましい。
電流制御器の一実施例は、発電機側から電力変換器へ
流れ込み、線路側へ電力変換器から流れ出す電流を制御
するために特に有用である。この電流制御器は、希望電
流と実際の電流との間の誤差を示す歪み率を定期的に決
定し、電力変換器の能動スイッチを制御してその歪み率
を最小にする電流を発生する。
本発明は、電圧と電流の間の角度が希望の角度である
出力電気を供給するために、線路側インバータにおける
能動スイッチを制御する装置および方法も含む。本発明
のこの面は、基準波形を形成し、その基準波形を選択さ
れた力率角だけ回転させてテンレート波形を生じ、その
テンプレート波形を用いて希望の出力電流を定め、希望
の出力電流に対応する出力電流を発生するために能動ス
イッチを制御するインバータ制御器を含む。
本発明の１つの特徴は、発電機トルクを制御するため
に整流器の磁界の向き制御器を使用することである。磁
界の向きは発電機固定子のトルク発生電流または電圧を
磁束発生電流から切り離して、発電機トルクの応答制御
を行えるようにすることである。
別の特徴は、固定子電流または固定子電圧の制御にお
ける整流器のためのハイブリッド制御方法である。固定
子電流が電流源により供給されると仮定できる場合に電
流制御が用いられる。これは、整流器のDC母線電圧と発
電機の逆起電力の間の大きいマージンのために、低回転
子速度において有効な仮定である。より高い回転子速度
において電圧制御が用いられる。より高い回転子速度に
おいては、電圧制御が行われない場合に、電流制御は、
応答制御および一定電圧／ヘルツ運転を維持するために
速度に比例するDC母線電圧を高くすることを要求する。
高い速度においては電圧制御の電力取り扱い性能は電流
制御のそれより大きく、しかも一定電圧／ヘルツ運転お
よび適度なDC母線電圧を維持して、電流制御に対して求
められるものよりも低い電圧のスイッチング装置を使用
できるようにする。高速度においては、同じ電力レベル
に対してDC母線電圧がより低いために整流器におけるス
イッチング損失が小さいために、電圧制御の方が電流制
御よりも効率が高い。電圧制御の下においては、磁界座
標中の固定子電圧は減結合係数により補償されるから、
トルクを制御するための制御電圧と、回転子磁束を制御
するための制御電圧との２つの制御電圧が発生される。
本発明の更に別の特徴は特定の電流制御アルゴリズム
である。このアルゴリズムは、電流誤差を示す歪み率を
定期的に最小にすることにより、整流器およびインバー
タのための最適なPWM転流信号を決定する。このアルゴ
リズムは、匹敵するサンプリング周波数で動作する競合
するアルゴリズムよりも総合高調波歪みを減少し、しか
もスイッチング事象を減少することによりスイッチング
損失を減少する。
電力変換器の線路側においては、本発明のインバータ
制御器は、歪み率を最小にする電流制御アルゴリズムを
用いることにより、効率と低歪み電力変換の面で、発電
機制御器の利点と同じ利点のいくつかを提供する。更
に、インバータ制御器は、完全進み出力電圧と完全遅れ
電圧の間の任意の場所で出力電圧を調整することによっ
て力率制御を行うことにより、選択可能な量の無効電力
を供給し、または吸収する。本発明のこの特徴は誘導発
電機に通常伴う無効電力の問題を解決し、かつ、解決さ
れなければ配電線において必要とする力率改善コンデン
サの代わりをする。風車が使用されない時にも力率改善
は行われる。
この明細書において説明する諸特徴および諸利点は必
ずしも全てを含むものではなく、とくに、図面、明細書
およびそれの請求の範囲に鑑みて多くの付加特徴および
付加利点が当業者には明らかとなるであろう。更に、こ
の明細書において用いた用語は読み易くすることおよび
内容を理解させる目的のために主として選択したもので
あること、発明の要旨を記述するために選択されたもの
ではないかもしれないこと、発明のそのような要旨を決
定するためには請求の範囲を参考にすること、に注目す
べきである。
図面の簡単な説明 図１は本発明の風車のブロック図である。
図２は電力変換器回路の回路図および本発明の関連す
る制御回路のブロック図である。
図３は発電機トルクを制御するために用いられる制御
装置のブロック図である。
図４は固定されている固定子座標系と、回転している
回転子座標系と、回転している磁界を向けられている座
標系との間の角度関係を示すグラフ図である。
図５は本発明の発電機制御ユニットのブロック図であ
る。
図６は本発明の磁界の向き変換器のブロック図であ
る。
図７は本発明のデルタ変調器電流制御器のブロック図
である。
図８は本発明の歪み率電流制御器のブロック図であ
る。
図９は歪み率電流制御器の別の実現のブロック図であ
る。
図10は能動整流器の８つの可能なスイッチ状態の結果
生じた電圧ベクトルのα、β座標におけるグラフ表現で
ある。
図11は本発明の電圧制御器のブロック図である。
図12は本発明の発電機制御ユニットにおいて用いられ
るコンピュータ・プログラムのブロック図である。
図13は本発明のインバータ制御装置のブロック図であ
る。
図14は図13のインバータ制御装置において用いられる
電流制御器のブロック図である。
図15は本発明のインバータ制御装置において用いられ
るコンピュータ・プログラムのブロック図である。
発明の詳細な説明 図面の図１〜15は説明だけの目的のために本発明の種
々の実施例を開示するものである。以下の説明から、こ
こで説明する構造および方法の別の実施例を、本発明の
原理を逸脱することなしに採用できることを当業者は容
易に認識されるであろう。
本発明の好適な実施例は、定周波、高品質の電力を、
力率調整可能で配電網へ供給する電力変換器を有する可
変速度風車である。図１に示すように、風車10は可変ピ
ッチタービン回転子12を含む。その回転子はギヤボック
ス14を介して２台の三相AC誘導発電機16、18へ機械的に
連結される。ギヤボックス14は固定比逓昇変速機を含む
から、発電機の回転子は風車の回転子の速度の一定倍率
で回転する。発電機16、18は、風車回転子の速度に比例
する可変周波数の三相電気を発生する。各発電機16、18
により発生された電気は、能動整流器20、22と、DC電圧
リンク24、26と、インバータ28、30と、フィルタ32、34
とを備える電力変換器により、可変周波数ACから固定周
波数ACへ変換される。フィルタ32、34の出力は変圧器36
で組合わされる。その変圧器の出力は配電網へ供給され
る。
容易に利用できる発電機を用いて大容量風車を製作す
るためには、この実施例においては、風車の回転子が回
転している時は常に回転する２台の発電機の方が１台の
発電機より好ましい。もちろん、本発明は発電機を１台
だけ、または３台以上用いる風車で実施できる。
各発電機16、18は発電機制御器38、40により別々に制
御される。以下に説明するように、それらの発電機制御
器は、固定子の電流または電圧を制御することにより、
発電機の反作用トルクを制御する。軸速度センサ42、44
が２台の発電機の回転子速度をそれぞれモニタして、回
転子速度情報を発電機制御器38、40とトルク指令装置46
へ供給する。インバータ28、30はインバータ制御器50、
52により別々に制御される。力率制御器54は、出力電流
を出力電圧に関して移相させることにより、力率補正を
行うことをインバータ制御器50、52に指令する。
トルク指令装置46は風車性能パラメータをモニタして
トルク制御信号とピッチ角度制御信号を発生し、トルク
制御信号を発電機制御器38、40へ供給し、ピッチ角度制
御信号をピッチ制御装置48へ供給する。トルク指令装置
46には、トルクと、ピッチ角度と、回転子速度との種々
の運転状態に対する最適値の表が保存される。それらの
値は見積もられた風速の関数として与えられる。風速は
速度センサ42、44と、ピッチ制御装置48からの測定され
たピッチ角度と、発電機制御器38、40からの測定された
トルクとの入力を持つ風車の空気力学的モデルにより決
定される。制御装置全体の動的安定性を向上させるため
に、速度制御信号を用いて、表から見つけたピッチ角度
とトルクとの最適値を調整する。速度制御信号は、表か
らの最適希望速度と速度センサ42、44からの測定された
速度との間の差に比例する。このようにしてトルク指令
装置46はトルクの希望値とピッチ角度の希望値を、検出
した運転条件を基にして決定し、トルク制御信号とピッ
チ角度制御信号を発電機制御器38、40とピッチ制御装置
48へそれぞれ供給する。
大まかにいえば、各発電機の電力変換器は能動フィル
タと、DC電圧リンクと、インバータと、フィルタと、関
連する制御器とを含む。２つの電力変換器は同一である
から１つだけについて説明する。更に詳しくいえば、図
２に示すように能動フィルタ20は、DC電圧リンク24の＋
DCレール68および−DCレール70と、発電機16の３つの固
定子電力タップ72〜74のおのおのとの間にブリッジ回路
で配置されている三対のスイッチング装置60を含む。各
スイッチング装置対はDCレール68と70の間に結合され、
固定子電力タップの１つへの中間点に接続される。能動
スイッチング装置にオンおよびオフさせる転流信号が発
電機制御ユニット76で生ずる。その発電機制御ユニット
はそれらの信号を駆動回路78を介してスイッチング装置
へ供給する。妨害を最小にするために、発電機制御ユニ
ット76と駆動回路78は光学的分離器により整流器20から
分離される。転流信信号は各スイッチング装置対に対し
て相補的であって、希望の固定子電流または希望の固定
子電圧を得るために適切なように、各対のスイッチング
装置の１つのスイッチング装置をオンにし、その対の別
のスイッチング装置をオフにする。
整流器のスイッチング装置60は、絶縁ゲート・バイポ
ーラ・トランジスタ（IGBT）と、バイポーラ接合トラン
ジスタと、電界効果トランジスタと、ダーリントン・ト
ランジスタと、ゲート・ターンオフ・サイリスタと、ま
たはシリコン制御整流器とを含めて何種類かの能動スイ
ッチのいずれかにできる。好適な実施例においては、整
流器のスイッチング装置60はIGBTであって、図２に示さ
れている各１個に対して２個のIGBTが並列に接続され、
整流器20には全部で12個の装置がある。
発電機整流器38の一部である発電器制御ユニット76は
固定子電流is1、is2、is3と回転子速度ωｒとのセンサ
入力を受け、トルク指令装置46（図１）からトルク基準
値Trefを受けて、パルス幅変調（PWM）された転流信号
を発生する。それらの信号をそれは駆動回路78を介して
整流器スイッチ60へ供給する。図２は全部で３つの固定
子電流を検出することを示しているが、第３の電流は関
係is1＋is2＋is3＝０から求めることができるから、た
だ２つの電流を検出する必要があるだけである。発電機
制御ユニット76の動作は後で詳しく説明する。
DC電圧リンク24は２つのレール68、70と、それら２つ
のレールの間に接続されるエネルギー蓄積コンデンサと
で構成されるだけである。好適な実施例においては、各
発電機の定格が150キロワットである場合には、コンデ
ンサ80の容量は約15000マイクロファラッドで、DCリン
クの公称電圧は約750ボルトである。
DC電圧リンクの能動整流器20から見て他の側に設けら
れているインバータ28は、DC電圧リンク24の＋DCレール
68と−DCレール70の間にブリッジ回路で配置される三対
の能動スイッチング装置82も含む。能動スイッチング装
置82の対の中間点が３つの出力タップ84〜86を形成す
る。それらの出力タップから三相電気がフィルタ32と変
圧器36を介して配電網へ流れる。能動スイッチング装置
82のための通信信号がインバータ制御ユニット88から発
生される。このユニットは信号を駆動回路90を介してス
イッチング装置へ供給する。インバータ制御ユニット88
と駆動回路90は光学的分離器によりインバータ28から分
離される。転流信号は各スイッチング装置対に対して相
補的であって、任意の与えられた時刻に対の１つのスイ
ッチング装置をオンにし、その対の別のスイッチング装
置をオフにする。好適な実施例においては、インバータ
28のスイッチング装置82は、整流器のスイッチング装置
60と同様に、並列対で配置された12個のIGBTで構成され
る。
インバータ制御器50の一部であるインバータ制御ユニ
ット88はインバータ電流io1、io2、io3と、インバータ
電圧vo1、vo2、vo3と、DCリンク電圧vdcとのセンサ入力
を受ける。インバータ電流は出力タップにおいて検出さ
れ、インバータ電圧はフィルタ32の出力端子において検
出されて、電位変圧器92を介して分離される。インバー
タ制御ユニット88は力率制御器54から力率信号と、無効
電力信号と、動作モード信号も受ける。それらは希望の
力率を定める。以下に詳しく説明するように、それに応
答して、インバータ制御ユニット88はパルス幅変調され
た通信信号を発生し、それらの信号を駆動回路90を介し
てインバータ・スイッチ82へ供給する。また、インバー
タ制御ユニット88は帰還信号、Qfbも力率制御器54へ供
給する。それは無効電力がインバータ54により供給され
ていることを示す。
風タービンの制御器構造が１台の発電機16に対して図
３に示されている。発電機制御ユニット76は、トルク基
準、Trefと、回転子速度、ωｒを磁界を向けられた制御
電流ｉ＊ sdおよびｉ＊ sqと、回転子磁束角、θ＊ ｓへ変
換する。上付き記号＊により制御変数として識別される
それらの制御変数は、PWM通信信号D1、１、D2、
２、D3、３を発生するために、検出された三相固定
子電流is1、is2、is3とともにPWM制御器95により用いら
れる。記法Dn、ｎはたとえば一対の制御器スイッチ60
の上側（Dn）装置と下側（ｎ）装置のためのベース駆
動信号を指す。PWM制御器95は、後で詳しく説明するよ
うに、回転子モニタ97が固定子電流をモニタするか、実
際のトルクを示す信号、Tfb、を発生してそれをトルク
指令装置46へ帰還するかに応じて、固定子電気量、固定
子電流または固定子電圧、を制御する。
発電機の電流と電圧を磁界座標に関して制御すること
は本発明の重要な要素である。SC誘導機の電気的トルク
は固定子電流および回転子電流に関して表すことができ
るが、かご形誘導発電機の回転子電流を直接測定できな
いから、その表現はトルク制御装置に使用することは困
難である。磁界の向き制御器はその困難を解消する。
任意の時刻における誘導機の回転子磁束を、大きさが
λｒで、角度がθｓである半径方向ベクトルλｒにより
表すことができることを理解することが重要である。磁
界の向きの原理は固定子電流を回転ｄ、ｑ座標で定め
る。ここに、直接（ｄ）軸は、角度θｓで瞬時回転子磁
束ベクトルλｒに整列させられ、直角（ｑ）軸は回転子
磁束ベクトルに垂直である。これが図４に示されてい
る。固定子電流ベクトルisを回転子磁束λｒベクトルに
平行な成分isdと、回転子磁束ベクトルに垂直な成分isq
へ分解できる。角度がθｓである電流isdとisq固定子電
流ベクトルの磁界座標表現である。
図４は、ωｒが回転子角速度として定義され、ωｓが
回転子磁束ベクトルの角速度として定義される。回転子
に対する固定子電流ベクトルの速さである、機械の滑り
速度、ωs1、はωｓとωｒの差である。
ｄ、ｑ座標系は直接軸における回転子磁束磁界を生ず
る電流isdを直角軸におけるトルクを生ずる電流isqから
分離すなわち減結合する。磁界の向き座標内の発電機電
流を定めることにより発電機制御ユニット76がトルク制
御指令を希望の直角軸電流ｉ＊ sqへ直接変換することが
許される。それから、トルク指令装置46のトルク指令を
実行するために、その電流はPWM制御器95により用いら
れる。
このようにして発電機を制御するためには、制止して
いる固定子座標と回転している回転子座標の間の変換を
必要とする。３つの固定子電力タップ72〜74（図２）に
おける電流により表されているように、平衡三相座標系
における固定子電流は、変数is1、is2、i3により表すこ
とができる。平衡三相固定子電流は以下のマトリックス
式により定められる二相固定子電流ｉｓα、ｉｓβに等
しい。
二相固定子電流ｉｓα、ｉｓβは、次の変換により回
転子磁束角度θｓの関数として磁界座標電流isd、isqへ
変換できる。
磁界座標から二相座標への変換は式（２）を反転するこ
とにより行われる。反転の結果として次式が得られる。
二相座標から平衡三相座標への変換は式（１）を反転す
ることにより行われる。
回転ｄ、ｑ磁界座標系と、静止二相α、β座標系と、静
止平衡三相座標系とにおける固定子電流ベクトルが図４
に示されている。
発電機制御ユニット76の構造が図５にブロック図の態
様で示されている。発電機制御ユニットはデジタル信号
プロセッサ（「DCP」）、テキサス・インスツルメンツ
（Texas Instruments）モデルTMS320C25で構成すること
が好ましい。この発明を実施するためのコンピュータ・
コードが付録のマイクロフイッシュに開示されている。
機能的には、発電機制御ユニット76は磁界の向き変換
器94と、トルク・モニタ97と、PWM制御器95とを含む。
好適な実施例においては、PWM制御器95は電流制御器96
と、電圧制御器98と、選択回路100とを含む。それらの
部品については後で詳しく説明するが、一般に、磁界の
向き変換器94は回転子速度信号とトルク基準信号を基に
して制御パラメータを発生し、電流制御器96または電圧
制御器98が能動スケジューリング装置60のためのPWM転
流信号を発生する。選択回路100はPWM転流信号のうちど
れを駆動回路78へ出力するかを選択する。トルク・モニ
タ79は実際の固定子電流is1、is2、is3を検出し、式
（１）と（２）を用いてそれらの信号をトルク信号、T
fbへ変換して、それをトルク指令装置46へ帰還する。こ
のようにして、トルク・モニタ97は測定された電流から
発電機トルクを推論する。発電機制御ユニット76のDSP
において行われる計算はデジタルであり、外部信号のA/
D変換を必要とする。
図６に示されている磁界の向き変換器94はトルク制御
信号と回転子磁束信号を磁界座標へ変換する。希望の直
接軸電流、ｉ＊ sd、を用いて、磁界の向き変換器94は回
転子磁束の希望の大きさλ＊ ｒを計算する。希望の磁束
発生直接軸電流ｉ＊ sdは用いられる特定の発電機の関数
であり、予め決定して、DSPに記憶しておくことができ
る。好適な実施例においては、ｉ＊ sdは一定であると仮
定する。あるいは、希望により磁界を弱くする制御を行
うためにｉ＊ sdを変えることができる。記法＊は、実際
の値とは異なって、制御装置により発生された希望値を
示す。
希望の回転子磁束λ＊ ｒは次式により定められる。
ここに、▲λ＊ γ▼＝希望の回転子磁束、 ▲＊ γ▼＝希望の回転子磁束時間微分、 Rr ＝回転子抵抗値、 Lo ＝相互インダクタンス、 Lr ＝回転子の自己インダクタンス、 である。一般的な場合には、式（５）は次の回帰式によ
り表すことができる。
ここに、▲λ＊ γ（ｋ）▼ ＝時刻＝ｋにおける▲λ＊
γ▼ ▲λ＊ γ（ｋ−１）▼＝時刻＝ｋ−１における
▲λ＊ γ▼ ▲ｉ＊ sd（ｋ−１）▼＝時刻＝ｋ−１における
▲ｉ＊ sd▼ Δｔ ＝時刻＝ｋと時刻＝ｋ−１の間のサン
プル時間 である。▲ｉ＊ sd▼が一定である場合には、時間微分▲
＊ γ▼＝０であるから式（６）は へ簡単にできる。回転子磁束が既知であれば、トルク基
準を直角軸電流へ変換できる。磁界座標においては、発
電機の反作用トルクは次式で与えられる。
ここに、T ＝発電機トルク； P ＝発電機の磁極数 isq＝直角軸電流 式（８）をisqについて解くと、トルク指令装置46によ
り供給されたトルク基準の関数として、希望のトルク発
生直角軸電流に対して下記の表現を生ずる： ここに、Trefはトルク指令装置46により発電機制御ユニ
ットへ供給されたトルク基準信号である。
希望の回転子磁束λ＊ ｒと希望の直角軸電流ｉ＊ sqが
ひとたび決定されると、特定の時刻における希望の回転
子磁束角θ＊ ｓを決定できる。これは次式を解くことに
行われる： ここに：▲ω＊ s1▼＝希望の機械滑り速度； ▲ω＊ ｓ▼＝希望の回転子磁束速度； ωｒ＝実際の回転子速度； ▲θ＊ ｓ▼＝希望の瞬時回転子磁束角； である。式（10）を用いて希望の回転子磁束λ＊ ｒの計
算値と希望の直角軸電流ｉ＊ sqの計算値から機械滑り速
度ω＊ s1が計算される。それから、測定された回転子速
度ωｒが機械滑り速度ω＊ s1へ加えられて、式（11）か
ら希望の回転子磁束速度ω＊ ｓを計算する。それから希
望の回転子磁束速度ω＊ ｓをモジュロ２πで積分して希
望の瞬時回転子磁束角θ＊ ｓを求める。
希望の磁界を向けられた電流ｉ＊ sdとｉ＊ sqと、回転
子磁束λ＊ ｒと、回転子磁束速度ω＊ ｓと、回転子磁束
角θ＊ ｓとを電流制御器96と電圧制御器98（図５）が利
用してPWM転流信号を決定する。希望の固定子電流の磁
界座標から二相α、β座標または平衡三相座標への変換
は、PWM制御器により求められたとすると、磁界の向き
変換器またはPWM制御器において行うことができる。こ
こでは、変換が磁界の向き変換器94の外で行われると仮
定している。
磁界の向き変換器94により計算された値に応答して、
電流制御器96または電圧制御器98のいずれが選択される
かに応じて、電流制御器96または電圧制御器98のいずれ
かが能動スイッチング装置（図５）のスイッチ状態を決
定する。電流制御器96は、固定子電流に磁界の向き変換
器94により定められる希望電流を近似させるスイッチ状
態を選択することにより、PWM転流信号を発生する。電
圧制御器98は、希望の磁界に向けられた電流を希望の磁
界へ向けられた電圧へ変換し、それらを固定子座標へ変
換することによりPWM転流信号を発生し、それから希望
の固定子電圧を得るために適切なスイッチ状態を選択す
る。
１つの簡単な電流制御方法が図７、デルタ変調器電流
制御器、に示されている。このデルタ変調器電流制御器
は希望の磁界に向けられた電流を二相固定子座標へ変換
し、それから三相固定子座標へ変換して希望の三相固定
子電流ｉ＊ s1、ｉ＊ s2、ｉ＊ s3を発生する。
希望の電流を回転磁界座標から静止二相α、β座標へ
の変換は式（３）により行われる。式（３）は次のよう
に変形される。
それから式（４）を用いて希望の固定子電流が三相座標
へ変換される。
希望の固定子電流が磁界座標から三相座標へ変換され
た後で、デルタ変調器電流制御器が比較および保持装置
102を用いて、各希望の固定子電流ｉ＊ s1、ｉ＊ s2、ｉ
＊ s3を対応する実際の固定子電流is1、is2、is3と比較
する。ある相の希望の固定子電流が実際の固定子電流よ
り大きいとすると、上側のスイッチング装置がオンにさ
れ、下側のスイッチング装置がオフにされ、他の場合に
は上側のスイッチング装置がオフにされ、下側のスイッ
チング装置がオンにされる。比較および保持装置102はP
WM転流信号、D1、１、D2、２、D3、３をセットし
て希望のスイッチングを行う。そのようにして選択され
たスイッチ状態は、次のサンプル期間が生ずるまで有効
なままである。その時には更新された実際の値と希望値
の比較が行われる。
別の電流制御法、歪み率を最小にする方法、が図８〜
10に示されている。この方法は、総合高調波歪（THD）
に直接関連する歪み率を定期的に最小にすることにより
PWM信号を発生する。デルタ変調器電流制御器または三
角交差直線制御器と比較して、この方法は、匹敵する周
波数におけるTHDが低く、しかも要求するスイッチング
事象が少なく、従ってスイッチングによる電力損失が少
ないから、この方法は好ましい。最小にされる歪み率は
電流誤差の二乗の和として定義できる。
ここに、ｉ＊ s1、ｉ＊ s2、ｉ＊ s3は希望の三相固定子電
流であり、is1、is2、is3は実際の三相固定子電流であ
る。あるいは、歪み率を電流誤差の絶対値の和として定
義できる。
歪み率、j,を最小にすることは、整流器スイッチの８
つの可能なスイッチ状態のどれが、希望の固定子電流に
値が最も近い実際の固定子電流を発生するかを決定する
ことを含む。これを行う１つの方法が図８に示されてい
る。スイッチングの決定は、最後に測定された固定子電
流を基にして、定期的に行われる。実際の固定子電流i
s1（ｋ）、is2（ｋ）、is3（ｋ）は時刻＝ｋに測定さ
れ、次の時間間隔に固定子電流is1（ｋ＋１）、is2（ｋ
＋１）、is3（ｋ＋１）についての計算が可能な各状態
について行われる。三対のスイッチのおのおのに対して
２つの可能なスイッチ設定が存在するから、整流器スイ
ッチに対して８つ（23）の可能なスイッチ状態がある。
計算された固定子電流is1（ｋ＋１）、is2（ｋ＋１）、
is3（ｋ＋１）は、簡単にしたモデルから得た下の式に
従って発電機と整流器をモデル化することにより求めら
れる。
ここに、Ｖ＝特定のスイッチ状態からの結果としての電
圧ベクトル： Ｅ＝発電機emfベクトル： is＝固定子電流ベクトル： である。離散時間間隔、Δｔ、について微分すると、計
算された値に対して次式が得られる。
このようにして、各スイッチ状態の結果として得られた
電圧ベクトルを用いて、式（18）を計算することによ
り、そのスイッチ状態に対して計算された固定子電流を
求めることができる。
計算された固定子電流が求められた後で、歪み率、
ｊ、を各可能なスイッチ状態に対して式（15）または
（16）より計算できる。
上記方法は歪み率を最小にするスイッチ状態を定める
が、別の同等な方法が、それの計算オーバヘッドが減少
するために好ましい。歪み率を最小にするスイッチ状態
を計算する別の方法が図９と図10に示されている。この
方法は希望の固定子電流ベクトルを等しい希望の電圧ベ
クトルへ変換し、それから希望の電圧ベクトルを最も良
く近似するスイッチ状態を見つける。この方法は、α、
β座標系において電圧誤差に関して定められる等しい歪
み率を最小にする： ここに、▲υ＊ ｓα▼＝希望のα軸電圧、 ▲υ＊ ｓβ▼＝希望のβ軸電圧、 υｓα＝実際のα軸電圧、 υｓβ＝実際のβ軸電圧、 である。歪み率は一定係数または比例係数だけ変化する
から、式（19）または（20）の電圧差を最小にすること
は、式（15）または（16）の電流差を最小にすることに
等しいことを示すことができる。この等化性のために、
歪み率を評価するために希望の電流が希望の電圧へ変換
されるとしても、式（19）または（20）により定められ
る歪み率は固定子電流を制御しない。
図９に示すように、ある冗長計算ステップを無くすた
めに、三相座標系の代わりに二相α、β座標系を用いて
計算が行われる。計算された三相固定子電流is1、is2、
is3は式（１）を用いて二相α、β座標系へ変換され
る。磁界の向き変換器94（図５）から受けた希望の磁界
座標電流ｉ＊ sdとｉ＊ sqは時刻（ｋ）に式（３）を用い
て希望のα、β固定子電流ｉ＊ ｓα（ｋ）、ｉ
＊ ｓβ（ｋ）へ変換される。それらの値は次式を用いて
時間的に前へ計算される。
α、β座標での発電機emfは次式により計算される。
α、β座標での希望の電圧、ｖ＊ ｓα、ｖ＊ ｓβ、は式
（17）の発電機モデルにより見積もられる。それは次式
を定める。
次に、各可能なスイッチ状態に対して式（19）または
（20）を解く代わりに、希望のα、β軸電圧、
ｖ＊ ｓα、ｖ＊ ｓβが、８つの可能なスイッチ状態から
結果として得られることがある限られた数の電圧ベクト
ルと比較される。図10に示されているそれらの電圧ベク
トルの大きさは０またはDCリンク電圧、vdcであって、
軸s1、s2、s3に整列させられる。電圧ベクトルは次の表
に従って定められる。
状態０と７は同じ零電圧を定めるから、整流器の能動ス
イッチング装置の８つの可能なスイッチ設定からの結果
となることがある７つの可能な固定子電流が存在する。
歪み率を最小にすることは、どの固定子電圧ベクトル
が、ｖ＊ ｓαとｖ＊ ｓβにより定められる希望の電圧ベ
クトルに最も近いかを見出すことにより行われる。グラ
フでは、α、β座標空間を、半径がvdc/2である内側円1
04、プラス、外径がvdcで、内側円を囲む６つの60゜部
分106〜111の７つの領域へ分割できる。各部分はそれの
外径に中心を置くスイッチ状態をおのおの有する。
最も近い電圧ベクトルは、どの領域内へ希望の電圧ベ
クトルが入るかを探す問題である。そのために、希望の
電圧ベクトルの大きさをvdc/2とまず比較して、希望の
電圧ベクトルが内側円104の中に入るかどうかを判定す
る。希望の電圧ベクトルの大きさがvdcの半分より小さ
いとすると、状態０または状態７が希望のスイッチ状態
である。状態０と状態７の間で選択することは、最も少
ない数のスイッチが以前のスイッチ設定から状態を変え
ることを要求する状態を選択することにより行われる。
次に、希望電圧ベクトルの大きさがvdc/2を超えたと
すると、ｖ＊ ｓαとｖ＊ ｓβの符号を調べて、電圧ベク
トルがどの象限に入るかを判定する。ｖ＊ ｓαの符号が
正であるとすると、状態１、２または６が候補であり、
もし負であれば状態３、４または５が候補である。たと
えば、ｖ＊ ｓαとｖ＊ ｓβが共に正であれば、状態１ま
たは２が最も近い電圧ベクトルである。ｖ＊ ｓαとｖ＊
ｓβが正であると、 であるならば状態１が最も近く、さもなければ状態２が
最も近い。その理由は、状態１の部分106と状態２の部
分107の間の分割線112がα軸に対して30゜傾斜させら
れ、かつ であるからである。
他の象限内の状態３と４、４と５、５と６および６と
１の間の選択が同様にして行われる。最も近い電圧ベク
トルが見つかると、その電圧ベクトルに関連するスイッ
チ状態が選択器100へ出力される。
図５へ戻って参照して、PWM転流信号を発生する電流
制御器96の動作は比較的低い速度で起き、その場合には
DC電圧リンクが十分な頂上電圧を提供する。その状況に
おいては、電流制御器96が固定子電流を希望の固定子電
流値との良い一致を保つ。この動作の結果として、固定
子巻線のための電流源に実効的になる。これにより電流
制御器は固定子電圧を無視することを許される。
しかし、発電機emfがDC電圧リンクに近づくようなよ
り高い速度においては、固定子電圧をもはや無視できな
い。この動作領域においては、電圧制御器98は状態電圧
を考慮に入れる。
選択器100は回転子速度ωｒを検出し、回転子速度が
所定の値を超えた時に、電流制御器96の代わりに電圧制
御器98を選択する。この値は、電流制御器が種々の速度
で動作している間に電流波形の歪みを観察することによ
り、実験的に決定できる。好適な実施例においては、同
期速度が1800rpmで、公称電圧が750ボルトで動作する四
極かご形誘導発電機を用いると、スイッチング点は約17
80rpmである。スイッチング点を中心とする回転子速度
の小さい振動が、電流制御と電圧制御の間で繰り返しス
イッチングを引き起こさないように、あるヒステリシス
が選択器100のスイッチング点に組み込まれる。回転子
速度をモニタする代わりに、または回転子速度をモニタ
することに加えて、DCリンク電圧と発電機emfをモニタ
して、どの点で電流制御と電圧制御を切り換えるかを決
定する。インバータ制御ユニット88がDCリンク電圧をか
なり一定値に維持するから、その電圧をモニタすること
が好適な実施例においては不要である。
電流制御器96と同様に、電圧制御器98は整流器の能動
スイッチをスイッチングオンおよびスイッチングオフす
るために、PWM転流信号のセットを定期的に発生する。
電圧制御器は、磁界により向けられた電流ｉ＊ sdとｉ＊
sqにより定められる希望のトルクと実際のトルク、およ
び希望の磁束と実際の磁束をモニタし、固定子電圧を補
償し、磁界により向けられた制御電圧ｖ＊ sdとｖ＊ sqを
発生する。それらの電圧は転流信号を発生するために用
いられる。
磁界座標における固定子電圧は次式により定められ
る： ここに、σ＝総すなわち全体的な漏れ係数； Ls＝固定子インダクタンス； Rs＝固定子抵抗値； である。式（28）、（29）の右辺の２つの項は結合項で
あって、直接軸と直角軸の間の交差結合を無くすために
それらの結合項のための補償が求められる。目標はｉ＊
sdの関数としてｖ＊ sdを発生し、ｉ＊ sqの関数としてｖ
＊ sqを発生することである。交差結合項を無くすことに
より、ｖ＊ sdが回転子磁束を制御すること、およびｖ＊
sqがトルクを制御することができるようにされる。
電圧制御器98の動作が図11に示されている。実際の三
相固定子電流is1、is2、is3が式（１）、（２）により
磁界を向けられる座標へ交換される。直角軸における希
望電圧ｖ＊ sqが実際の直角軸電流isqを希望の直角軸電
流ｉ＊ sqからまずさし引き、それから結果を比例−積分
（PI）制御器114に通してｖ＊ sqを発生することによ
り、直角軸における希望電圧、ｖ＊ sqが発生される。ｖ
＊ sqは直角軸電流誤差を表す。PI制御器は の形の比例／積分出力を供給する。ここに、kp、kiは適
切な安定度を持たせるために選択された係数である。式
（30）は次式により離散時間で計算される： それから式（29）の右辺の２つの電圧結合項より成る減
結合係数を加えることにより補償される。この結果とし
て次式のようになる。
同様に、相互インダクタンスλ＊ r/Loで除された回転
子磁束を、希望直接軸電流ｉ＊ sdからまずさし引くこと
により直流軸における希望電圧ｖ＊ sdが発生される。そ
れからその結果を別のPI制御器116へ入力させる。そのP
I制御器116はｖ′sdを直接軸電流誤差を表すものとして
発生する。PI制御器116は、直角軸補償のためにはPI制
御器114に類似する。それから、式（28）の右辺の２つ
の電圧結合項より成る減結合係数を加えることにより
ｖ′sdの値が補償される。その結果としてｖ′sdは次式
のようになる。
希望の磁界座標電圧ｖ＊ sdとｖ＊ sqが発生されると、
式（３）と（４）によりそれらの電圧は三相固定子電圧
へ変換されて、ｖ＊ s1、ｖ＊ s2、ｖ＊ s3となる。それら
の基準電圧は三角搬送波により変調されてPWM転流信号D
1、１、D2、２、D3、３を生ずる。それらの信号
は選択器100（図５）へ送られる。好適な実施例におい
ては、三角形搬送波の周波数は約8kHzであり、基準電圧
と搬送波との比較は連続して行われ、または8kHzよりは
るかに高い速度で行われる。
図12は、発電機制御ユニットのデジタル信号プロセッ
サにおいてコンピュータ・プログラムがどのようにして
実行されるかを示す。このプログラムは主ループおよび
割り込みサービス・ルーチンで主として構成される。主
ループは必要な変数を初期化し、それからそれが割り込
まれるまでループを巡る。好適な実施例においては、割
り込みは約8kHzで定期的に行われる。割り込みサービス
・ルーチンはPWM転流信号を発生するために必要な計算
を行い、それから制御変数を更新する。割り込みが行わ
れると、割り込みサービス・ルーチンは固定子電流をま
ず読取り、それから電流制御器または電圧制御器のいず
れかのコードを実行して適切なスイッチ状態を発生し、
それを出力する。それから割り込みルーチンはトルク基
準のための値Trefを読取り、希望の直角軸電流ｉ＊ sqの
対応する値を読み取る。そこからこのルーチンは速度セ
ンサを読み取って回転子速度ωｒの新しい値を計算す
る。ルーチンは希望の回転子磁束λ＊ ｒの値と希望の瞬
時回転子磁束角度θ＊ ｓを更新する。それからこの割り
込みルーチンは主ループへ戻り、次の定期的割り込みを
待つ。次の定期的割り込みの時にそれらの更新された値
を用いてスイッチ状態を計算する。その計算に用いられ
る全ての定数は予め計算され、除算を避けるために式が
用意される。DSPにおいては除算は比較的遅い。コンピ
ュータ・プログラムにおいて実行されるステップは、図
12に示されているものとは異なる命令で実行できるが、
実際の固定子電流を読み取った後ではできるだけ早くス
イッチ状態を計算し、それを出力することが重要であ
る。
次に風車装置のインバータ側について説明する。イン
バータ制御ユニット88の詳細が図13〜15に示されてい
る。発電機制御ユニット76と同様に、インバータ制御ユ
ニットはデジタル信号プロセッサ、テキサス・インスツ
ルメンツ（Texas Instruments）モデルTMS320C25、で構
成することが好ましい。DSPにおいてインバータ制御機
能を実現するためのコンピュータ・コードがマイクロフ
ィッシュ付録に開示されている。
このインバータ制御ユニットは、力率が調整可能で、
THDが低い電力を配電網へ供給するためにインバータ・
スイッチ・マトリックスを制御する。インバータおよび
それの制御ユニットは無効電力を、出力電圧と出力電流
の間の位相差を調整することにより、必要に応じて供給
または吸収できる。歪み率を定期的に最小にすることに
より、発電機制御ユニットの電流制御器におけるのと同
じやり方で低い調波歪みが達成される。また、インバー
タ制御ユニットはDC電圧リンクの電圧も制御してそれを
希望の値に維持する。
図13に示すように、インバータ制御ユニットは出力電
圧を正弦波形基準として用い、その基準波形をある位相
角度だけ回転して、回転させられた基準波形、または
「テンプレート」を発生し、それからテンプレート波形
に、DCリンク電圧vdcから得た係数Irefを乗じて希望の
電流波形を発生する。実際の電流を希望の電流と比較し
て、インバータ・スイッチのためのPWM転流信号を発生
する。インバータ制御ユニットの全ての計算は定期的に
実行される。好適な実施例においては、DSPは、8kHzの
速さに等しい125マイクロ秒ごとにそれの計算を繰り返
す。
乗算係数Irefが次のようにして計算される。測定され
たDCリンク電圧vdcがDCリンク電圧ｖ＊ dcの希望の値か
らさし引かれて誤差を生ずる。それからその誤差がPI制
御器130へ入力される。PI制御器は次式で表される比例
／積分出力を供給する。
ここに、kpとkiは、適切な安定性を与えるために選択さ
れた係数である。非連続時間においては、式（34）は次
のように書くことができる。
基準波形の回転変換は三相座標または二相座標で行う
ことができる。三相座標においては、角度φだけ回転さ
せられたテンプレート波形は次のように計算される。
それらの値を式（１）を用いて二相α、β座標系へ変換
できる。結果はｖｔα、ｖｔβである。それから、回転
変換ｖｔα、ｖｔβからの結果であるテンレート値へI
refの値が乗ぜられて、希望の二相出力電流、ｉ＊ ｏα
とｉ＊ ｏβ、を発生する。希望の出力電流は電流制御器
132へ入力される。その電流制御器はそれらの希望の出
力電流を実際の電流と比較して、インバータ・スイッチ
のために適切なPWM転流信号を発生する。
インバータ制御ユニットの電流制御器132を、デルタ
変調器を含む発電機制御ユニットの電流制御器96に対し
て説明したいくつかのやり方で実現できる。しかし、電
流制御器132は、図９と図10を参照して上で説明したや
り方に類似するやり方で歪み率Ｊを最小にするスイッチ
状態を発生する。図14を参照して、インバータ電流制御
器は次式に従って希望の出力電圧ｖ＊ ｏαとｖ＊ ｏβを
発生する： ここに、Loは出力インピーダンス、 ｉ＊ ｏα（ｋ＋１）とｉ＊ ｏβ（ｋ＋１）は時
刻＝ｋ＋１における希望の出力電流、 ｉｏαとｉｏβはα、β座標における測定され
た出力電流、 ｖｏαとｖｏβはα、β座標における測定され
た出力電圧、 Δｔはサンプル期間、 である。
それから希望の出力電圧ｖ＊ ｏαとｖ＊ ｏβを７つの
利用可能な電圧ベクトルと比較し、最も近い電圧ベクト
ルに関連するスイッチ状態が選択されて、インバータ・
スイッチへ出力される。最も近い電圧ベクトルの決定
は、図９と図10の発電機電流制御器について先に説明し
たのと同様にして行われる。
上記計算を行うために、コンピュータ・プログラムが
インバータ制御ユニットのデジタル信号プロセッサの動
作を指令する。図15に示すように、このコンピュータ・
プログラムは発電機制御ユニットのコンピュータ・プロ
グラムと同様に構成され、定期的に割り込まれるまで主
ループが実行し、それから割り込みサービス・ルーチン
が検出された入力と、PWMスイッチ状態と、計算された
変数とを更新する。インバータ制御ユニットDSPで実行
されている割り込みサービス・ルーチンは、出力電流
と、出力電圧と、DCリンク電圧をまず読み出す。それか
らそれは最適スイッチ状態を計算して、それをインバー
タ・スイッチへ出力する。次に割り込みルーチンが、ス
イッチ状態の次の計算に必要な計算を、電圧基準を回転
させてテンプレート波形を定め、乗算係数Irefを計算
し、テンプレート波形へIrefを乗じて次の割り込みのた
めの希望の電流を計算することにより、スイッチ状態の
次の計算に必要な計算を行う。それから制御は主ループ
へ進み、そこで再び割り込まれるまで待つ。好適な実施
例においては、割り込みは約8kHzの速度で行われる。
図２を再び参照して、力率制御器54が力率角、φ、ま
たは無効電力の大きさを制御してVARs（ボルト−アンペ
ア−無効）を配電網へ供給できる。力率制御の種類は、
力率制御器へ入力される動作モードにより指定される。
力率角を制御するものとすると、力率制御器54は、力率
入力信号により定められるφの一定値をインバータ制御
ユニット88へ出力する。無効電力が制御されるものとす
ると、力率制御器は無効電力帰還信号、Qfb、をモニタ
し、それを、無効電力入力信号により定められた希望の
無効電力レベルと比較し、力率角、φ、を調整して希望
の無効電力を得る。
風車が運転していない場合にも、静止VARモードで動
作することにより、インバータ制御ユニットの力率制御
機能を利用できる。そのために、力率制御器54は力率角
φを90度に等しく調整する。配電網によりインバータを
介してDCリンクが充電された後で、インバータ制御ユニ
ットは上記のようにして動作して出力電流を電圧より90
度進ませる。これにより無効電力が配電網へ供給され
て、配電網から取り出される無効負荷に対抗する。
以上の説明から、ここで開示する発明は新規かつ有利
な可変速度風車を提供するものであることが明らかであ
ろう。以上の説明は本発明の単なる例示方法および実施
例を開示し、説明するものである。当業者により理解さ
れるであろうように、本発明はそれの要旨すなわち重要
な特徴から逸脱することなしに、別の特定の態様で実施
できる。たとえば、電流制御器のある面をここで開示し
たやり方と同等の種々のやり方で実施できる。それらの
種々のやり方にはヒステリシス制御、または三角交差で
の強制振動が含まれる。発電機は三相かご形誘導発電機
である必要はなく、同期発電機を含めた任意の多層発電
機とすることができる。発電機制御の１つの面は、ここ
で開示した閉ループ制御の代わりに、開ループで行うこ
とができる。また、電力変換器はDC電流リンクを有する
ことができ、またはDC電圧リンクの代わりにサイクロ−
変換器とすることができる。また、トルク・モニタは、
測定した固定子電流からトルクを推定する代わりに、ト
ランスデューサでトルクを直接測定できる。したがっ
て、本発明の開示は、下記の請求の範囲に述べられてい
る、発明の範囲の、限定しない、例示を意図するもので
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−303400（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−123997（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−10039（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 9/00 F03D 7/04

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】少なくとも１枚の羽が回転可能な軸へ取り
    付けられている風車ローターと、 固定子と、風車の軸と共に回転するためにその軸へ連結
    される回転子とを有する多相発電機と、 発電機の各相ごとに固定子電気量を制御するために動作
    する能動スイッチを含む電力変換器と、 トルク基準信号を発生するために風車パラメータ・セン
    サに組み合わされるトルク指令手段と、 能動スイッチを制御するために電力変換器へ結合される
    発電機制御器手段と、 を備え、この発電機制御器手段は、 トルク基準信号に応答して磁界座標における希望の直角
    軸電流を定める磁界の向き手段と、 能動スイッチを制御して、希望の直角軸電流に対応する
    固定子電気量を発生するスイッチ制御手段と、 を含む可変速度風車。
  2. 【請求項２】少なくとも１枚の羽が回転可能な軸へ取り
    付けられている風車ローターと、 各相のための固定子電力タップを備え、風車の軸と共に
    回転するためにその軸へ連結される回転子を有する多相
    誘導発電機と、 整流器と、インバータと、整流器とインバータの間に結
    合されるDC電圧リンクとを含む電力変換器と、 整流器へ結合され、トルク基準信号と回転子速度信号に
    応答して、整流器スイッチを制御して固定子電気量を制
    御する発電機制御器手段と、 インバータ・スイッチを制御してインバータ電流を調整
    するためにインバータへ結合されるインバータ制御器手
    段と、 発電機回転子の速度をモニタし、それに従って回転子速
    度信号を形成する回転子速度センサ手段と、 トルク基準信号を形成して、それを発電機制御器へ供給
    するトルク指令手段と、 を備え、 前記整流器は発電機の各相に対して、DC電圧リンクと発
    電機の固定子電力タップの間に結合され、それらの間の
    固定子電流をスイッチングして、発電機回転子内に回転
    する磁束磁界を設定するために動作できる一対の能動ス
    イッチを含み、前記インバータは、DC電圧リンクと出力
    タップの間に結合されて、それらの間のインバータ電流
    をスイッチングするために動作できる一対の能動スイッ
    チを出力電力の各相ごとに含み、 前記発電機制御器手段は、回転子磁束磁界の方向に整列
    されている回転磁界座標内の希望の直接軸電流の関数と
    して回転子磁束磁界の大きさを定め、かつトルク基準信
    号および回転子速度信号を、回転子磁束ベクトルに垂直
    に向けられた磁界座標内の希望の直角軸電流へ変換する
    ための磁界の向き手段を含み、かつ、整流器スイッチを
    制御して、希望の直角軸電流および希望の直接軸電流に
    対応する固定子電気量を発生する変調手段を更に含む可
    変速度風車。
  3. 【請求項３】発電機回転子内に回転磁界を設定する能動
    スイッチを有する電力変換器へ結合される発電機を有す
    る風車のトルクを制御する方法であって、 希望の発電機トルクを示すトルク基準信号を形成する過
    程と、 トルク基準信号を回転子磁束磁界に垂直な回転磁界座標
    内のトルクを表す希望の直角軸電流へ変換する過程と、 電力変換器の能動スイッチを制御して、希望の直角軸電
    流に対応する固定子電気量を生ずる過程と、 を備える電力変換器へ結合される発電機を有する風車を
    制御する方法。
  4. 【請求項４】発電機回転子内に回転磁束磁界を設定する
    能動整流器へ結合される誘導発電機を有する風車のトル
    クを制御する方法であって、 固定子電流を検出する過程と、 検出した固定子電流を回転子磁束磁界に垂直な直角軸へ
    変換することにより、発電機トルクの測定値を決定する
    過程と、 風車の羽根のピッチ角を検出する過程と、 発電機回転子の回転速度を検出する過程と、 検出した発電機トルクと、検出したピッチ角と、検出し
    た回転速度とに応答して希望の発電機トルクを示すトル
    ク基準信号を定める過程と、 回転磁界座標系内の回転子磁界に整列させられた方向の
    磁界を表す希望の直接軸電流を決定する過程と、 トルク基準信号を、回転子トルクを表し、かつ磁界座標
    系内の回転子磁束に垂直な希望の直角軸電流へ変換する
    過程と、 回転子磁束磁界の瞬時位置を示す回転子磁束角を定期的
    に定める過程と、 希望の直角軸電流と希望の直接軸電流を希望の固定子電
    流へ定期的に変換する過程と、 パルス幅変調信号を能動整流器へ定期的に供給して、希
    望の固定子電流に対応する固定子電流を発生する過程
    と、 を備える誘導発電機を有する風車においてトルクを制御
    する方法。
  5. 【請求項５】少なくとも１枚の羽が回転可能な軸へ取り
    付けられている風車ローターと、 固定子と、風車の軸と共に回転するためにその軸へ連結
    される回転子とを有する多相発電機と、 発電機の各相ごとに固定子電流を制御するために動作す
    る能動スイッチを含む電力変換器と、 トルク基準信号を定めるために風車パラメータ・センサ
    に組み合わされるトルク指令手段と、 能動スイッチを制御して固定子電流を調整するために電
    力変換器へ結合される発電機制御器手段と、 を備え、この発電機制御器は、 発電機の低回転速度においては固定子電流を制御するこ
    とにより発電機トルクを調整し、発電機のより高い回転
    速度においては固定子電圧を制御することにより発電機
    トルクを調整する手段を含む可変速度風車。
  6. 【請求項６】固定子と回転子を含み、かつ能動整流器へ
    結合される発電機を有する風車においてトルクを制御す
    る方法であって、 発電機の低速動作中は、能動整流器をスイッチングする
    ことにより回転子磁束磁界の向きを回転子に関して制御
    して、回転子内の電流を調整する過程と、 低速度より高い速度において発電機が動作を開始する時
    を決定する過程と、 発電機のより高い速度での動作中に、能動整流器をスイ
    ッチングすることにより回転子磁束磁界の向きを回転子
    に関して制御して、固定子内の電流を調整する過程と、 を備える発電機を有する風車においてトルクを制御する
    方法。
  7. 【請求項７】発電機回転子内に回転磁束磁界を設定する
    能動整流器へ結合される誘導発電機を有する風車におい
    てトルクを制御する方法であって、 固定子電流を検出する過程と、 検出した固定子電流を回転子磁束磁界に垂直な直角軸電
    流へ変換することにより発電機トルクを検出する過程
    と、 風車の羽根のピッチ角を検出する過程と、 発電機回転子の回転速度を検出する過程と、 検出した発電機トルクと、検出したピッチ角と、検出し
    た回転速度とに応答して希望の発電機トルクを示すトル
    ク基準信号を定める過程と、 回転磁界座標系内の回転子磁束磁界に整列させられた方
    向の回転子磁束を表す希望の直接軸電流を決定する過程
    と、 トルク基準信号を、回転子トルクを表し、かつ磁界座標
    系内の回転子磁束磁界に垂直な希望の直角軸電流へ変換
    する過程と、 回転子磁束磁界の瞬時位置を示す回転子磁束角を定期的
    に定める過程と、 希望の直角軸電流と希望の直接軸電流を、発電機が低い
    回転速度で動作している時は希望の固定子電流へ定期的
    に変換し、発電機がより高い回転速度で動作している時
    は希望の固定子電圧へ定期的に変換する過程と、 パルス幅変調信号を能動整流器へ定期的に供給して、低
    い回転速度においては希望の固定子電流に対応する固定
    子電流を発生し、より高い回転速度においては希望の固
    定子電圧に対応する固定子電圧を発生する過程と、 を備える誘導発電機を有する風車においてトルクを制御
    する方法。
  8. 【請求項８】発電機のトルク制御を行うために、可変速
    度で回転する風車発電機において、複数のスイッチを有
    する能動整流器により切り換えられる固定子電流を制御
    する方法であって 希望の固定子電流を決定する過程と、 実際の固定子電流を測定する過程と、 前記複数のスイッチの可能なスイッチ状態の各々につい
    て固定子電流を計算する過程と、 希望の固定子電流に最も近似する出力を生成するスイッ
    チ状態を決定する過程と、 決定されたスイッチ状態に基づき前記能動整流器をスイ
    ッチングして、実際の固定子電流と希望の固定子電流の
    間の誤差電流の大きさを示す歪率を最小にする固定子電
    流を発生する過程と、 を備える可変速度で回転する風車発電機の能動整流器に
    より切り換えられる固定子電流を制御する方法。
  9. 【請求項９】少なくとも１枚の羽が回転可能な軸へ取り
    付けられている風車ローターと、 風車の軸と共に回転するためにその軸へ連結される回転
    子を有する多相誘導発電機と、 能動スイッチを有し出力電気を供給するよう構成された
    インバータを含み、前記発電機により発生された可変周
    波数電気を固定周波数電気へ変換する電力変換器と、 前記インバータへ結合され、力率制御信号に応答して前
    記能動スイッチを制御し、電圧と電流の間の希望の角度
    で電気を供給するよう制御するインバータ制御器手段
    と、 を備える可変速度風車。
  10. 【請求項１０】スイッチングされる出力電気供給インバ
    ータを含む電力変換器へ発生された電気を供給する手段
    と、発電機とを含む可変速度風車により発生された電気
    を固定周波数出力電気へ変換する方法であって、 基準波形を形成する過程と、 基準波形を選択された力率角だけ回転させてテンプレー
    ト波形を生ずる過程と、 テンプレート波形を用いて希望の出力電流を定める過程
    と、 前記スイッチングされるインバータを制御して、希望の
    出力電流に対応する出力電流を発生する過程と、 を備える可変速度風車により発生された電気を固定周波
    数出力電気へ変換する方法。
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