JP3399945B2 - データ・スライサ - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、帰線消去期間の間または過走査期間の間に
ビデオ信号内に存在している情報の検出に関する。 発明の背景 ビデオ信号は典型的には、垂直表示期間すなわちフィ
ールドを含んでおり、各フィールドは複数の水平ライン
期間、例えば、NTSCビデオシステムでは１フィールドに
つき262.5本のラインを有する。各垂直期間と水平期間
の始まりは、複合ビデオ信号中に含まれている垂直同期
パルスと水平同期パルスによってそれぞれ識別される。
各垂直期間の間の一部の期間では、ビデオ信号中の情報
は画面に表示するためのものではない。例えば、１つの
垂直帰線消去期間は、各フィールド内で最初の約20水平
ライン期間にわたっている。その上、垂直帰線消去期間
に隣接するいくつかのライン期間、例えば、第21番目の
ラインすなわちライン21はビデオ表示の過走査領域内に
あって、目に見えない。 帰線消去期間の間および過走査期間の間に表示画像情
報が無いので、これらの期間に補助情報成分、例えば文
字放送（teletext）またはクローズド・キャプション
（closed caption）・データを挿入することができ
る。連邦通信委員会（FCC）規則のような基準では、各
種の補助情報に関する型式（垂直期間内の情報の位置を
含む）を定めている。例えば、現在の“クローズド・キ
ャプション”基準（例えば、47CFR §§15.119および7
3.682を参照）では、クローズド・キャプション用のASC
II文字に対応するディジタルデータは第１フィールドの
ライン21になければならないと規定されている。 補助ビデオ情報を抽出する際の第１段階は、その補助
情報を見つけることである。関連する情報の種類に依
り、種々の方法が用いられる。例えば、フレーミング
（framing）コード型式のような文字放送データの特性
を認識することは、文字放送データを見つける１つの方
法である。ライン21にあるクローズド・キャプション情
報を見つけるためには、例えば、水平同期パルスを数
え、ビデオラインを数える。 補助ビデオ情報が捜し出されたら、その情報を抽出し
なければならない。ディジタルデータの場合、“データ
・スライサ”を使用して、ビデオ信号を２進データに変
換する。データ・スライサの動作は典型的には、スライ
スレベルとして知られている基準レベルとビデオ信号レ
ベルを比較する。ビデオ信号レベルがスライスレベルを
超えると、比較により、論理“1"を生じる。ビデオ信号
レベルがスライスレベルよりも低いと、論理“0"を生じ
る。一例として、ビデオ信号のライン21におけるクロー
ズド・キャプション・データは、0IRE〜50IRE単位の信
号振幅範囲を呈する。0IRE〜50IRE単位の信号範囲につ
いては、25IRE単位のスライスレベルが適当であろう。 一定のスライスレベルがすべてのビデオ信号に対して
適当であるとは限らない。ビデオ信号のレベルはビデオ
信号源に依り変動する。変動するビデオ信号のレベルに
対して一定のスライスレベルを使用すると、抽出された
データは論理“0"または論理“1"の方に偏るので望まし
くない。その結果、誤ったデータの抽出を生じる。例え
ば、ビデオ信号の範囲が、0IRE〜50IRE単位でなく0IRE
〜20IRE単位であるならば、スライスレベルは25IRE単位
よりも10IRE単位が望ましい。0IRE〜20IRE単位の信号範
囲に対して25IRE単位をスライスレベルとして使用する
ならば、信号は決してそのスライスレベルを超えないの
で、論理“1"は決して抽出されないであろう。従って、
スライスレベルを入力ビデオ信号の振幅に適合させるこ
とが望ましい。 スライスレベルが一定の場合に起り得るもう１つの問
題は、データ・スライサに使用される構成要素のスイッ
チング閾値レベルは、温度や供給電圧あるいは製造者に
依り変動することがあることである。一例として、CMOS
反転回路は、PMOSおよびNMOS電界効果トランジスタ（FE
T）を使用して構成される。これらのデバイスの導電流
特性を一致させると、スイッチング閾値を、反転回路の
電源極値のほぼ中間になるように設計することができ
る。しかしながら、反転回路に使用されるデバイスの導
電流特性は、温度や供給電圧の変化によりあるいは集積
回路の製作技術が異なると、変動するのでスイッチング
閾値は変化する。補助ビデオデータ信号の振幅が低い、
例えば、50IRE単位（最高−最低値1Vのビデオ信号に対
し約350mV）ならば、一定のスライスレベルを基準とし
て構成要素のスイッチング閾値が変化すると、データ抽
出精度は著しく低下することがある。従って、構成要素
の変動を補償するようにスライスレベルを調節すること
が望ましい。 クローズド・キャプション・データのような補助情報
成分の型式には、適応型スライスレベル機能を容易にす
るための手段が含まれている。例えば、第１フィールド
のライン21におけるクローズド・キャプション信号は、
“バックポーチ”期間の後に、“ラン−イン・クロック
（run−in clock）”（RIC）と称する正弦波基準信号
の７サイクルのバーストで始まる。クローズド・キャプ
ション・データに関する基準では、RIC信号の振幅はラ
イン21期間の後半中に起こるデータ信号の振幅と同じで
あると規定されている。従って、RIC信号の振幅の平均
は、その後に続くデータ信号に対して適切なスライスレ
ベルとなる。 クローズド・キャプション・データのような補助デー
タはすべてのビデオ信号中に存在するとは限らない。例
えば、異なるビデオ信号源に切り換えると、クローズド
・キャプション・データを有する１つの信号から、クロ
ーズド・キャプション・データの無い別の信号源に切り
換えられる。補助ビデオデータが存在しなければ、スラ
イスレベルを変更するための基礎となるRIC信号は存在
しない。RIC信号が存在しない時にスライスレベルを調
節しようとすると、正しくない信号レベルを生じること
がある。 現行のビデオ信号処理方法は典型的には、ディジタル
集積回路（IC）内で実行されるディジタル信号処理機能
を含んでいる。ディジタル信号処理ICの中にデータ・ス
ライス機能を含めることが望ましいであろう。アナログ
的なデータスライス法（例えば、米国特許第4,115,811
号（ゴフ氏）および米国特許第4,358,790号（サマーズ
氏）を参照）は典型的には、ディジタルIC内で実行する
のが困難なアナログ信号比較器のようなアナログ機能を
含んでいる。しかしながら、或る種のディジタルデータ
・スライス（例えば、米国特許第4,656,513号（ランゲ
ンカンプ氏）および米国特許第4,858,007号（シュウィ
ア氏外）を参照）は複雑なディジタル回路を必要とし、
これは複雑なディジタル信号処理IC内で利用できるチッ
プ面積のうちの過大な部分を必要とするから望ましくな
い。 発明の概要 本発明の原理に従って、ビデオ信号から補助ビデオ情
報を抽出するデータ・スライサは、ビデオ信号に応答
し、２つの値の中の１つをとる出力信号を発生する出力
信号発生装置を含んでいる。この出力信号は、ビデオ信
号が閾値レベルを超える時に第１の値をとり、ビデオ信
号が閾値レベルより小さい時に第２レベルをとる。出力
信号発生装置のビデオ信号入力における直流（DC）信号
成分は、DC成分の大きさと閾値レベルとの間の差を減少
させるように変更される。このDC成分の変更は、補助の
ビデオ情報信号中に含まれている基準信号の周期的な変
動に応答して予め定められる期間の間生じる。この予め
定められる期間は、基準信号の予め定められる整数のサ
イクルに実質的に等しい。 図面の簡単な説明 第１図は、補助ビデオデータの波形の一例を示す。 第２図は、本発明の実施例を、一部はブロック図で一
部は概略図で示す。 第３図および第４図は、第２図に示す実施例の動作を
理解するのに役立つ信号波形を示す。 図面の詳細な説明 第２図に示す本発明の例示的実施例の動作は、第１図
に示す、FCC基準（例えば、47CFR §§15.119および7
3.682を参照）のクローズド・キャプション信号と一致
するクローズド・キャプション・データに関して説明す
る。以下に更に詳しく述べるように、本発明は、また、
文字放送のような他の形式の補助ビデオデータの抽出に
も利用できる。 第２図で、複合ビデオ信号VIDEOはデータ・スライサ2
10に入力される。データ・スライス210は、ビデオ信号V
IDEOの中に含まれている補助ビデオデータ（例えば、ク
ローズド・キャプション・データ）を、第２図で信号DS
OUTとして表わされるディジタルデータ・ストリームに
変換する。信号DSOUTにおける論理“0"レベルと論理
“1"レベルは、それぞれデータ・スライサ210のスライ
スレベルよりも低いVIDEO信号のレベルおよびスライス
レベルを超えるVIDEO信号のレベルを表わす。 データ・スライサ210は、第２図のノードＡでビデオ
信号VIDEOを緩衝増幅器213の入力に結合させる入力結合
コンデンサ211を含んでいる。信号DSOUTは緩衝増幅器21
3の出力に発生する。ノードＡにおけるVAは、ビデオ信
号VIDEOからの交流（AC）成分VAACとDC成分VADCを含ん
でいる。信号VAが緩衝増幅器213のスイッチング閾値電
圧VTlを超えると、信号DSOUTに論理“1"の値が発生す
る。信号VAの値がスイッチング閾値電圧VTよりも低い
と、緩衝増幅器213は信号DSOUTに論理“0"を発生する。
従って、信号VAに対するスライスレベルは、スイッチン
グ閾値電圧VTの位置にある。しかしながら、補助ビデオ
データ（AC成分VAACで表わされる）を論理値に正確に変
換するためのスライスレベルは、AC成分VAACに関するス
ライスレベルである。以下に述べるように、AC成分VAAC
に関するスライスレベルは、DC成分VADCを変化させるこ
とにより制御される。 AC成分VAACに関するデータ・スライサ210のスライス
レベルは、DC成分VADCとスイッチング閾値電圧VTとの関
係により定められる。AC成分VAACが最も確実にディジタ
ル論理“1"と論理“0"値にスライスされるのは、信号VA
ACの最高−最低振幅の平均値が電圧VADCの位置により、
また電圧VADCがスイッチング閾値電圧VTに等しい時であ
る。（例えば、第３図の（Ａ）を参照）。この状態で、
信号VAACはスイッチング閾値電圧VTの上下に等しく伸長
し、特定の論理状態に偏った望ましくないスライス動作
が防止される。 信号VAACの平均値は、希望通りにスイッチング閾値電
圧VTに等しくならないことがある。例えば、スイッチン
グ閾値電圧VTは前述のように変動するかも知れない。電
圧VADCがスイッチング閾値電圧VTよりも低ければ（第３
図の（Ｂ）参照）、信号VAACの平均値は、VTからVADCを
引いた値だけスイッチング閾値電圧VTよりも下にずらさ
れる。同様に、電圧VADCが電圧VTよりも高ければ、信号
VAACの平均値は電圧VTよりも上にずらされる。いずれの
状態でも、信号VAACの最高−最低範囲の中間点はスイッ
チング閾値電圧VTの位置になく、信号VAACのデータは不
正確にスライスされることがある。以下に述べるように
電圧VADCは、信号VAACの最高−最低範囲の平均値がスイ
ッチング閾値電圧VTの位置にあるように制御される。 第２図に示す例示的実施例では、電圧VADCは３−状態
反転緩衝増幅器215と抵抗212を含んでいる帰還路を介し
て制御される。この帰還路は、データ・スライサ出力DS
OUTと緩衝増幅器213の間に結合される。電圧VADCは、帰
還路が導通している（３−状態反転緩衝増幅器215が動
作可能にされている）時に、変更される。制御用マイク
ロプロセッサ200とナンドゲート241と反転回路242とカ
ウンタ220とを含んでいる制御回路は、ここで述べた機
能の動作を制御する。 或る時期に、例えば、システムがオンになった後に、
電圧VADCを初期設定するのが望ましい。緩衝増幅器213
の予期されるスイッチング閾値電圧のような電圧を初期
設定すると、電圧VADCの調節を完了するのに要する時間
が縮められる。初期設定するのに種々の方法が可能であ
る。説明のために、第２図に示す実施例は、初期設定回
路230を含んでいる。初期設定が望まれると制御用マイ
クロプロセッサ200は、信号INITを論理“1"にすること
により初期設定回路230を動作可能にする。信号INITが
論理“1"になると、PMOSトランジスタ213は導通し、ノ
ードＡはほぼ電圧VINITになる。VINITの値は、例えば、
スイッチング閾値電圧VTの予期された値である。次に、
初期設定回路は動作不能にされる（信号INITは論理“0"
にされる）。 電圧VADCは、初期設定回路230を通り、あるいは抵抗2
12と３−状態反転緩衝増幅器215を含んでいる帰還路を
通り、低インピーダンス路を介して変更される。電圧VA
DCが設定された後に、緩衝増幅器213が高い入力インピ
ーダンスを有し（例えば、CMOS反転回路）、またノード
Ａに結合された低インピーダンス路が動作不能にされる
ならば、直流レベルは節点Ａにおいて長期間にわたりほ
ぼ不変のまま保持される。例えば、動作不能にされた初
期設定回路230を通る、漏れ電流の影響は、電圧VADCが
以下に述べる方法で定期的に調節されるならば無視され
る。 電圧VADCの調節が、例えば、初期設定後にまたは定期
的に行われるならば、制御用マイクロプロセッサ200
は、信号RICGATEを論理“0"にすることにより帰還ルー
プを動作可能にする。以下に述べる理由により、電圧VA
DCの調節は、VIDEO信号でRIC信号が有効になった時に合
わせて行われるようにする。この時、RIC信号はまたノ
ードＡにおいて信号VAACとして現れる。マイクロプロセ
ッサ200は同期信号SYNCとライン表示信号LINEを検討し
て、補助ビデオデータとRIC信号がVIDEO信号に存在する
か判定する。信号RICGATEは論理“0"にされて、RIC期間
の間３−状態反転緩衝増幅器215を動作可能にする。以
下に説明するように、電圧VADCの調節はRIC信号の実質
的に整数のサイクルの間に行われる。RICGATE信号はマ
イクロプロセッサ200により確立され、実質的に整数のR
ICサイクルにわたり、所望の調節期間を与える。 帰還ループが動作可能にされると、発振が信号DSOUT
に現われる。発振周波数は帰還ループを回る遅延により
決定される。例えば、ループの遅延を２倍にするのに等
しい周期を有する波形は、反転帰還ループを回る正帰還
（360度の移相）を受けるので、発振の可能性を生じ
る。RIC期間の間信号DSOUTの発振は、信号DSOUTに結合
された補助ビデオデータ捕捉回路に悪影響を及ぼさな
い。補助ビデオデータは、帰還ルーブが動作不能にされ
た時、補助ビデオ信号のデータ期間の間に生じる。従っ
て、データ捕捉が進行している時、発振は信号DSOUTに
存在しない。 発振が存在しても、電圧VADCを制御する前述した方法
に及ぼされる影響は無視できる。以下に述べるように、
スイッチング閾値電圧VTと対称な波形は、スライスレベ
ルが調節される時に、ノードＡで故意に確立される。発
振波形はノードＡでほぼ対称的であり、従って、対称波
形に応答して行われるスライスレベルの調節に悪影響を
及ぼさない。 ３−状態反転緩衝増幅器215が動作可能にされると、
緩衝増幅器213の閾値を超えるノードＡにおける電圧
は、緩衝増幅器213と３−状態反転緩衝増幅器215の出力
にそれぞれ論理レベル１と０を生じる。３−状態反転緩
衝増幅器215の出力において論理“0"で表わされる電圧
がノードＡにおける電圧よりも低いとすれば、３−状態
反転緩衝増幅器215の出力において論理“0"で表わされ
る低インピーダンスの接地路は、コンデンサ211を放電
させそしてノードＡにおける電圧を減少させる。ノード
Ａにおける電圧が緩衝増幅器213の閾値よりも低けれ
ば、緩衝増幅器213と３−状態反転緩衝増幅器215の出力
に論理レベル０と１とがそれぞれ発生する。３−状態反
転緩衝増幅器215の出力における論理“1"の電圧がノー
ドＡにおける電圧よりも高いとすれば、コンデンサ211
は抵抗212を介して充電され、ノードＡにおける電圧は
増加する。従って、帰還ループが動作可能にされた時、
ノードＡにおける電圧は緩衝増幅器213のスイッチング
閾値レベルの方に向かう。 帰還ループが動作可能にされた時に、ノードＡにおけ
る信号が（例えば、VIDEO信号に応答して）AC成分VAAC
を有するならば、信号VAACの変動は電圧VADCに影響を及
ぼす。帰還期間の間に信号VAACが信号VADCに関して対称
であるならば、電圧VADCは帰還期間の間、電圧VADCが緩
衝増幅器213のスイッチング閾値電圧VTにほぼ等しくな
るように変化する。例えば、第３図の（ｂ）で電圧VAAC
は図に示す期間の間、電圧VADCに関して対称である。し
かしながら、信号VAACはスイッチング閾値電圧VTに関し
ては対称でない。第３図の（Ｂ）が示すように、信号VA
ACがスイッチング閾値電圧VTの上にある期間よりも、ス
イッチング閾値電圧VTの下にある期間の方が長い。その
結果、上述した帰還ループの動作により、電圧VADCが増
加する期間は、電圧VADCが減少している期間よりも長く
なる。結局、電圧VADCは増加する。電圧VADCが、第３図
の（Ｂ）のように電圧VTよりも低くなく、電圧VTよりも
高ければ、電圧VADCは結局は減少することになる。いず
れにしても、帰還ループの作用により、電圧VADCと電圧
VTとの差は縮まる。 帰還期間の間、信号VAACが電圧VADCに関して対称であ
るならば、電圧VADCが電圧VTとほぼ等しくなるまで、電
圧VADCは変化し続ける（帰還ループは十分長い間動作可
能にされるものと仮定する）。従って、対称的波形が十
分長く持続する期間の間に帰還ループを作動させると、
電圧VADCは、緩衝増幅器213のスイッチング閾値電圧の
位置にあると共に信号範囲の中間点にあるようになる。
従って、データは対称的信号の範囲の中間点でスライス
される。対称的信号がRIC信号であるならば、RIC信号の
振幅はデータ信号の振幅と等しいので、データはやはり
RIC信号の後に続くデータ信号の範囲の中間点でスライ
スされる。 この例示的実施例では、信号VAACは帰還期間の間、帰
還期間をRIC信号の整数のサイクルにわたるよう時間調
節することにより、スイッチング電圧VTに関して対称と
される。この状態は第３図に示されており、帰還が動作
可能にされている期間に、RIC波形の５サイクルが生じ
ている。クローズド・キャプション信号中のRIC信号の
場合、10μＳの間に、503kHzのRIC信号の実質的に５サ
イクルが生じる。従って、RIC信号が有効である10μＳ
の間信号RICGATEを論理“0"に設定することにより帰還
ループを動作可能にすると、第２図の節点Ａで所望の対
称的基準波形が得られる。RICGATE信号の周期は、同期
信号SYNCおよび信号LINEに基づきRIC信号と一致するよ
うに、そしてクローズド・キャプション信号に関するFC
C仕様書（例えば、47CFR §§15.119および73.682を参
照）で指定するタイミングと一致するように、マイクロ
プロセッサ200により時間を調節される。 電圧VTと等しくなるように電圧VADCを調節するのに要
する期間は、１つのライン21期間内でRIC信号の整数の
サイクルの期間を超えることもある。ここで述べた例示
的適応型スライスレベル・システムは、抵抗212を介し
て、充放電コンデンサ211を含んでいる。充放電と関連
する時定数により、ノードＡにおける電圧が変化する速
度が決定される。RIC期間と比較して割合長い時定数
（例えば、コンデンサと抵抗の値がそれぞれ１μＦと10
KΩ）は、希望する値と著しく異なるノードＡの初期電
圧と共に、ノードＡの電圧が１つのRIC信号期間の間に
希望値に達するのを妨げる。従って、RIC信号が１回以
上発生している間帰還回路を作動させる必要がある。こ
の問題に対する１つの方法は、帰還ループを閉じて各RI
C信号期間の間にスライスレベルを調節することであ
る。この方法は、制御回路を簡単にすると共にノードＡ
における漏れ電流の影響が、スライスレベルを繰り返し
調節することにより修正されるようにする。漏れ電流の
影響が著しくなければ、スライスレベルの調節は、回路
の時定数を克服するのに十分な予め定められた数のRIC
期間の間動作可能にしてから動作不能にすることもでき
る。いかなる漏れ電流の影響も、スライスレベルを周期
的に再調節することにより克服できる。 VIDEO信号が、確かに、所望の基準信号またはRIC信号
を有する補助ビデオデータを含んでいるならば、スライ
スレベルは上述のように調節される。しかしながら、補
助ビデオデータの存在が確かでなければ、RIC信号が帰
還動作可能期間に存在することを確める手段を設けるこ
とが望ましい。帰還ループが動作可能にされ、そして対
称的基準信号が存在しなければ、不正確なスライスレベ
ルが発生されるかも知れない。 RIC信号の存在を確める目的で、第２図に示す例示的
実施例にはカウンタ220が含まれている。論理“0"の状
態にあるRICCNT信号に応答して反転回路242の出力にお
けるRESET信号が論理“1"である時、カウンタ220はクリ
アされる。信号RICCNTとRICWNDが論理“1"である時、計
数動作は動作可能にされる。なぜならば、論理“1"であ
るRICCNT信号はRESET信号を非動作化し（論理“0"にす
る）そして論理“1"であるRICWND信号はDSOUT信号のパ
ルスを動作可能に、アンドゲート250を介してカウンタ2
20をクロック制御するからである。またRICCNT信号とRI
CWND信号はナンドゲート241で論理的に合成されてRICGA
TE信号を発生し、帰還ループを動作可能にするのを制御
する。 カウンタ220は、動作可能にされると、DSOUT信号に生
じるパルスを計数する。上述した、帰還間隔が10μＳの
場合、この帰還帰還の間にRIC信号の５サイクルが起こ
るはずである。その結果、RIC信号の５個のピークに対
応する５個のパルスがDSOUT信号に生じる。RIC信号が予
期されたように存在するならば、計数期間の終了後に、
計数値CNTVALは５になるはずである。計数値CNTVALはマ
イクロプロセッサ200により評価される。計数値が予期
された通りの５でなければ、マイクロプロセッサ200は
制御信号（第２図に示されていない）を発生して、ビデ
オ信号処理システムに、補助ビデオデータが予期された
通りに存在していないことを知らせる。ビデオ信号処理
システムはこれに応答して、例えば、補助ビデオデータ
を含んでいる別のビデオ信号源（例えば、別の番組また
はチャンネル）が選択されるまで処理を遅らせるか、あ
るいは１つの遅延の後に現在の信号でテストを繰り返
す。 ここで述べた、信号RICCNT,RICWNDおよびRICGATEを含
んでいる制御装置は、帰還ループが動作可能にされてい
る間カウンタ220が計数するのを妨げる。帰還ループが
動作可能にされた時にDSOUT信号に発生される上述の発
振により、計数値CNTVALはRIC信号の存在を不正確に表
わすようになる。特に、カウンタ220は、RIC波形のピー
クよりもむしろ発振波形のピークを計数するであろう。 不正確な計数値を避けるために、帰還ループとカウン
タ200は以下のように同時に動作可能にされる。信号RIC
WNDは、帰還（または計数）間隔の持続期間を定める。
信号RICCNTは、帰還または計数が起こるかどうかを表示
する。信号RICWNDが論理“1"であり、信号RICCNTが論理
“0"である（信号RESETは論理“1"である）時に、帰還
ループは動作可能にされ（信号RICGATは論理“0"であ
る）そしてカウンタ200は動作不能にされる。信号RICWN
Dが論理“1"で信号RICCNTが論理“1"である時、カウン
タ200は動作可能にされ帰還ループは動作不能にされ
る。このシステムの可能な一連の動作として、スライス
レベルを初期設定し、帰還ループを作動させ（カウンタ
は動作不能にされる）、スライスレベルを調節し（最初
はRIC信号が存在すると仮定する）、１つのウインドウ
期間の間カウンタ200を動作可能にし（帰還を動作不能
にする）、そして計数を検討してRIC信号が存在するか
どうか判定する。 信号RICWNDと信号RICCNTの動作の一例を第４図に示
す。信号DSOUTに関しては２個の異なる波形を第４図に
示す。上方のDSOUT波形は、信号RICCNTが論理“0"であ
る時のDSOUT信号を示す。この場合、帰還ループは動作
可能にされて、RICWNDが論理“1"である期間の間スライ
スレベルを調整する。帰還ループが動作可能にされてい
る時、信号DSOUTに振動が存在し信号DSOUTは、上方のDS
OUT波形に示すように不明確である下方のDSOUT波形で、
信号RICCNTは論理“1"であり、これは帰還ループを動作
不能にする。その結果、信号DSOUTは、信号RICWNDが論
理“1"である期間の間RIC信号に応答してパルスを発す
る。従って、信号RICCNT論理“1"であるならば、信号RI
CWNDのパルスが確立される期間の間、信号DSOUTのパル
スを正確に計数することができる。 第４図における下方のDSOUT波形では、信号RICCNTは
ライン21期間の間一定のレベルにあることが示されてい
るが、別の方法（第４図に示されていない）では、カウ
ンタが動作可能にされた時に、信号RICCNTに論理“1"の
パルスを発生する。信号RICCNTに生じるパルスの時機を
調節して、信号RICWNDのパルスがRICCNTの期間の間に生
じるようにすれば、例えば、カウンタと帰還ループとの
望ましい同時性が得られる。 本発明は、クローズド・キャプション・データに関連
して説明してきたが、他の形式の補助ビデオデータ（例
えば、文字放送）にも利用できる。他の形式のデータの
場合、システムはある程度変更を必要とするかも知れな
い。例えば、文字放送の基準では、文字放送のデータは
いくつかのビデオライン（例えば、ライン17〜ライン2
0）に現れることが許容される。従って、文字放送シス
テムの場合、第２図に示すLINE信号は、上述したライン
カウンタ以外の手段により発生しなければならないであ
ろう。 ここに開示したシステムの動作は、別の補助データの
型式に適応するために、他の方法で変更されるかも知れ
ない。一例として、基準信号（ここで述べた実施例にお
けるRIC信号）の型式が変化すると、ここに開示したハ
ードウェアは、種々のデータ型式で正しく動作するよう
容易に変更できる。この種の変更には、例示したRIC信
号とは異なる特性（例えば、振幅、波形、周波数）を有
する基準信号に対してシステムを適合させることも含ま
れる。特に、帰還の持続期間は、他の周波数のRIC信号
の整数のサイクルにわたるよう容易に変更できる。ま
た、帰還の間隔は、ここで述べた５サイクル以外の整数
のサイクルにわたることもある。 本発明の他の変更も当業者には明白であろう。例え
ば、第２図に別々のハードウェアのブロックとして示す
機能（例えば、カウンタ220）は、マイクロプロセッサ2
00で実行される動作の中に組み入れることもできる。 これらのおよび他の変更は、特許請求の範囲で定めら
れる本発明の範囲内にあるものと考えられる。
ビデオ信号内に存在している情報の検出に関する。 発明の背景 ビデオ信号は典型的には、垂直表示期間すなわちフィ
ールドを含んでおり、各フィールドは複数の水平ライン
期間、例えば、NTSCビデオシステムでは１フィールドに
つき262.5本のラインを有する。各垂直期間と水平期間
の始まりは、複合ビデオ信号中に含まれている垂直同期
パルスと水平同期パルスによってそれぞれ識別される。
各垂直期間の間の一部の期間では、ビデオ信号中の情報
は画面に表示するためのものではない。例えば、１つの
垂直帰線消去期間は、各フィールド内で最初の約20水平
ライン期間にわたっている。その上、垂直帰線消去期間
に隣接するいくつかのライン期間、例えば、第21番目の
ラインすなわちライン21はビデオ表示の過走査領域内に
あって、目に見えない。 帰線消去期間の間および過走査期間の間に表示画像情
報が無いので、これらの期間に補助情報成分、例えば文
字放送（teletext）またはクローズド・キャプション
（closed caption）・データを挿入することができ
る。連邦通信委員会（FCC）規則のような基準では、各
種の補助情報に関する型式（垂直期間内の情報の位置を
含む）を定めている。例えば、現在の“クローズド・キ
ャプション”基準（例えば、47CFR §§15.119および7
3.682を参照）では、クローズド・キャプション用のASC
II文字に対応するディジタルデータは第１フィールドの
ライン21になければならないと規定されている。 補助ビデオ情報を抽出する際の第１段階は、その補助
情報を見つけることである。関連する情報の種類に依
り、種々の方法が用いられる。例えば、フレーミング
（framing）コード型式のような文字放送データの特性
を認識することは、文字放送データを見つける１つの方
法である。ライン21にあるクローズド・キャプション情
報を見つけるためには、例えば、水平同期パルスを数
え、ビデオラインを数える。 補助ビデオ情報が捜し出されたら、その情報を抽出し
なければならない。ディジタルデータの場合、“データ
・スライサ”を使用して、ビデオ信号を２進データに変
換する。データ・スライサの動作は典型的には、スライ
スレベルとして知られている基準レベルとビデオ信号レ
ベルを比較する。ビデオ信号レベルがスライスレベルを
超えると、比較により、論理“1"を生じる。ビデオ信号
レベルがスライスレベルよりも低いと、論理“0"を生じ
る。一例として、ビデオ信号のライン21におけるクロー
ズド・キャプション・データは、0IRE〜50IRE単位の信
号振幅範囲を呈する。0IRE〜50IRE単位の信号範囲につ
いては、25IRE単位のスライスレベルが適当であろう。 一定のスライスレベルがすべてのビデオ信号に対して
適当であるとは限らない。ビデオ信号のレベルはビデオ
信号源に依り変動する。変動するビデオ信号のレベルに
対して一定のスライスレベルを使用すると、抽出された
データは論理“0"または論理“1"の方に偏るので望まし
くない。その結果、誤ったデータの抽出を生じる。例え
ば、ビデオ信号の範囲が、0IRE〜50IRE単位でなく0IRE
〜20IRE単位であるならば、スライスレベルは25IRE単位
よりも10IRE単位が望ましい。0IRE〜20IRE単位の信号範
囲に対して25IRE単位をスライスレベルとして使用する
ならば、信号は決してそのスライスレベルを超えないの
で、論理“1"は決して抽出されないであろう。従って、
スライスレベルを入力ビデオ信号の振幅に適合させるこ
とが望ましい。 スライスレベルが一定の場合に起り得るもう１つの問
題は、データ・スライサに使用される構成要素のスイッ
チング閾値レベルは、温度や供給電圧あるいは製造者に
依り変動することがあることである。一例として、CMOS
反転回路は、PMOSおよびNMOS電界効果トランジスタ（FE
T）を使用して構成される。これらのデバイスの導電流
特性を一致させると、スイッチング閾値を、反転回路の
電源極値のほぼ中間になるように設計することができ
る。しかしながら、反転回路に使用されるデバイスの導
電流特性は、温度や供給電圧の変化によりあるいは集積
回路の製作技術が異なると、変動するのでスイッチング
閾値は変化する。補助ビデオデータ信号の振幅が低い、
例えば、50IRE単位（最高−最低値1Vのビデオ信号に対
し約350mV）ならば、一定のスライスレベルを基準とし
て構成要素のスイッチング閾値が変化すると、データ抽
出精度は著しく低下することがある。従って、構成要素
の変動を補償するようにスライスレベルを調節すること
が望ましい。 クローズド・キャプション・データのような補助情報
成分の型式には、適応型スライスレベル機能を容易にす
るための手段が含まれている。例えば、第１フィールド
のライン21におけるクローズド・キャプション信号は、
“バックポーチ”期間の後に、“ラン−イン・クロック
（run−in clock）”（RIC）と称する正弦波基準信号
の７サイクルのバーストで始まる。クローズド・キャプ
ション・データに関する基準では、RIC信号の振幅はラ
イン21期間の後半中に起こるデータ信号の振幅と同じで
あると規定されている。従って、RIC信号の振幅の平均
は、その後に続くデータ信号に対して適切なスライスレ
ベルとなる。 クローズド・キャプション・データのような補助デー
タはすべてのビデオ信号中に存在するとは限らない。例
えば、異なるビデオ信号源に切り換えると、クローズド
・キャプション・データを有する１つの信号から、クロ
ーズド・キャプション・データの無い別の信号源に切り
換えられる。補助ビデオデータが存在しなければ、スラ
イスレベルを変更するための基礎となるRIC信号は存在
しない。RIC信号が存在しない時にスライスレベルを調
節しようとすると、正しくない信号レベルを生じること
がある。 現行のビデオ信号処理方法は典型的には、ディジタル
集積回路（IC）内で実行されるディジタル信号処理機能
を含んでいる。ディジタル信号処理ICの中にデータ・ス
ライス機能を含めることが望ましいであろう。アナログ
的なデータスライス法（例えば、米国特許第4,115,811
号（ゴフ氏）および米国特許第4,358,790号（サマーズ
氏）を参照）は典型的には、ディジタルIC内で実行する
のが困難なアナログ信号比較器のようなアナログ機能を
含んでいる。しかしながら、或る種のディジタルデータ
・スライス（例えば、米国特許第4,656,513号（ランゲ
ンカンプ氏）および米国特許第4,858,007号（シュウィ
ア氏外）を参照）は複雑なディジタル回路を必要とし、
これは複雑なディジタル信号処理IC内で利用できるチッ
プ面積のうちの過大な部分を必要とするから望ましくな
い。 発明の概要 本発明の原理に従って、ビデオ信号から補助ビデオ情
報を抽出するデータ・スライサは、ビデオ信号に応答
し、２つの値の中の１つをとる出力信号を発生する出力
信号発生装置を含んでいる。この出力信号は、ビデオ信
号が閾値レベルを超える時に第１の値をとり、ビデオ信
号が閾値レベルより小さい時に第２レベルをとる。出力
信号発生装置のビデオ信号入力における直流（DC）信号
成分は、DC成分の大きさと閾値レベルとの間の差を減少
させるように変更される。このDC成分の変更は、補助の
ビデオ情報信号中に含まれている基準信号の周期的な変
動に応答して予め定められる期間の間生じる。この予め
定められる期間は、基準信号の予め定められる整数のサ
イクルに実質的に等しい。 図面の簡単な説明 第１図は、補助ビデオデータの波形の一例を示す。 第２図は、本発明の実施例を、一部はブロック図で一
部は概略図で示す。 第３図および第４図は、第２図に示す実施例の動作を
理解するのに役立つ信号波形を示す。 図面の詳細な説明 第２図に示す本発明の例示的実施例の動作は、第１図
に示す、FCC基準（例えば、47CFR §§15.119および7
3.682を参照）のクローズド・キャプション信号と一致
するクローズド・キャプション・データに関して説明す
る。以下に更に詳しく述べるように、本発明は、また、
文字放送のような他の形式の補助ビデオデータの抽出に
も利用できる。 第２図で、複合ビデオ信号VIDEOはデータ・スライサ2
10に入力される。データ・スライス210は、ビデオ信号V
IDEOの中に含まれている補助ビデオデータ（例えば、ク
ローズド・キャプション・データ）を、第２図で信号DS
OUTとして表わされるディジタルデータ・ストリームに
変換する。信号DSOUTにおける論理“0"レベルと論理
“1"レベルは、それぞれデータ・スライサ210のスライ
スレベルよりも低いVIDEO信号のレベルおよびスライス
レベルを超えるVIDEO信号のレベルを表わす。 データ・スライサ210は、第２図のノードＡでビデオ
信号VIDEOを緩衝増幅器213の入力に結合させる入力結合
コンデンサ211を含んでいる。信号DSOUTは緩衝増幅器21
3の出力に発生する。ノードＡにおけるVAは、ビデオ信
号VIDEOからの交流（AC）成分VAACとDC成分VADCを含ん
でいる。信号VAが緩衝増幅器213のスイッチング閾値電
圧VTlを超えると、信号DSOUTに論理“1"の値が発生す
る。信号VAの値がスイッチング閾値電圧VTよりも低い
と、緩衝増幅器213は信号DSOUTに論理“0"を発生する。
従って、信号VAに対するスライスレベルは、スイッチン
グ閾値電圧VTの位置にある。しかしながら、補助ビデオ
データ（AC成分VAACで表わされる）を論理値に正確に変
換するためのスライスレベルは、AC成分VAACに関するス
ライスレベルである。以下に述べるように、AC成分VAAC
に関するスライスレベルは、DC成分VADCを変化させるこ
とにより制御される。 AC成分VAACに関するデータ・スライサ210のスライス
レベルは、DC成分VADCとスイッチング閾値電圧VTとの関
係により定められる。AC成分VAACが最も確実にディジタ
ル論理“1"と論理“0"値にスライスされるのは、信号VA
ACの最高−最低振幅の平均値が電圧VADCの位置により、
また電圧VADCがスイッチング閾値電圧VTに等しい時であ
る。（例えば、第３図の（Ａ）を参照）。この状態で、
信号VAACはスイッチング閾値電圧VTの上下に等しく伸長
し、特定の論理状態に偏った望ましくないスライス動作
が防止される。 信号VAACの平均値は、希望通りにスイッチング閾値電
圧VTに等しくならないことがある。例えば、スイッチン
グ閾値電圧VTは前述のように変動するかも知れない。電
圧VADCがスイッチング閾値電圧VTよりも低ければ（第３
図の（Ｂ）参照）、信号VAACの平均値は、VTからVADCを
引いた値だけスイッチング閾値電圧VTよりも下にずらさ
れる。同様に、電圧VADCが電圧VTよりも高ければ、信号
VAACの平均値は電圧VTよりも上にずらされる。いずれの
状態でも、信号VAACの最高−最低範囲の中間点はスイッ
チング閾値電圧VTの位置になく、信号VAACのデータは不
正確にスライスされることがある。以下に述べるように
電圧VADCは、信号VAACの最高−最低範囲の平均値がスイ
ッチング閾値電圧VTの位置にあるように制御される。 第２図に示す例示的実施例では、電圧VADCは３−状態
反転緩衝増幅器215と抵抗212を含んでいる帰還路を介し
て制御される。この帰還路は、データ・スライサ出力DS
OUTと緩衝増幅器213の間に結合される。電圧VADCは、帰
還路が導通している（３−状態反転緩衝増幅器215が動
作可能にされている）時に、変更される。制御用マイク
ロプロセッサ200とナンドゲート241と反転回路242とカ
ウンタ220とを含んでいる制御回路は、ここで述べた機
能の動作を制御する。 或る時期に、例えば、システムがオンになった後に、
電圧VADCを初期設定するのが望ましい。緩衝増幅器213
の予期されるスイッチング閾値電圧のような電圧を初期
設定すると、電圧VADCの調節を完了するのに要する時間
が縮められる。初期設定するのに種々の方法が可能であ
る。説明のために、第２図に示す実施例は、初期設定回
路230を含んでいる。初期設定が望まれると制御用マイ
クロプロセッサ200は、信号INITを論理“1"にすること
により初期設定回路230を動作可能にする。信号INITが
論理“1"になると、PMOSトランジスタ213は導通し、ノ
ードＡはほぼ電圧VINITになる。VINITの値は、例えば、
スイッチング閾値電圧VTの予期された値である。次に、
初期設定回路は動作不能にされる（信号INITは論理“0"
にされる）。 電圧VADCは、初期設定回路230を通り、あるいは抵抗2
12と３−状態反転緩衝増幅器215を含んでいる帰還路を
通り、低インピーダンス路を介して変更される。電圧VA
DCが設定された後に、緩衝増幅器213が高い入力インピ
ーダンスを有し（例えば、CMOS反転回路）、またノード
Ａに結合された低インピーダンス路が動作不能にされる
ならば、直流レベルは節点Ａにおいて長期間にわたりほ
ぼ不変のまま保持される。例えば、動作不能にされた初
期設定回路230を通る、漏れ電流の影響は、電圧VADCが
以下に述べる方法で定期的に調節されるならば無視され
る。 電圧VADCの調節が、例えば、初期設定後にまたは定期
的に行われるならば、制御用マイクロプロセッサ200
は、信号RICGATEを論理“0"にすることにより帰還ルー
プを動作可能にする。以下に述べる理由により、電圧VA
DCの調節は、VIDEO信号でRIC信号が有効になった時に合
わせて行われるようにする。この時、RIC信号はまたノ
ードＡにおいて信号VAACとして現れる。マイクロプロセ
ッサ200は同期信号SYNCとライン表示信号LINEを検討し
て、補助ビデオデータとRIC信号がVIDEO信号に存在する
か判定する。信号RICGATEは論理“0"にされて、RIC期間
の間３−状態反転緩衝増幅器215を動作可能にする。以
下に説明するように、電圧VADCの調節はRIC信号の実質
的に整数のサイクルの間に行われる。RICGATE信号はマ
イクロプロセッサ200により確立され、実質的に整数のR
ICサイクルにわたり、所望の調節期間を与える。 帰還ループが動作可能にされると、発振が信号DSOUT
に現われる。発振周波数は帰還ループを回る遅延により
決定される。例えば、ループの遅延を２倍にするのに等
しい周期を有する波形は、反転帰還ループを回る正帰還
（360度の移相）を受けるので、発振の可能性を生じ
る。RIC期間の間信号DSOUTの発振は、信号DSOUTに結合
された補助ビデオデータ捕捉回路に悪影響を及ぼさな
い。補助ビデオデータは、帰還ルーブが動作不能にされ
た時、補助ビデオ信号のデータ期間の間に生じる。従っ
て、データ捕捉が進行している時、発振は信号DSOUTに
存在しない。 発振が存在しても、電圧VADCを制御する前述した方法
に及ぼされる影響は無視できる。以下に述べるように、
スイッチング閾値電圧VTと対称な波形は、スライスレベ
ルが調節される時に、ノードＡで故意に確立される。発
振波形はノードＡでほぼ対称的であり、従って、対称波
形に応答して行われるスライスレベルの調節に悪影響を
及ぼさない。 ３−状態反転緩衝増幅器215が動作可能にされると、
緩衝増幅器213の閾値を超えるノードＡにおける電圧
は、緩衝増幅器213と３−状態反転緩衝増幅器215の出力
にそれぞれ論理レベル１と０を生じる。３−状態反転緩
衝増幅器215の出力において論理“0"で表わされる電圧
がノードＡにおける電圧よりも低いとすれば、３−状態
反転緩衝増幅器215の出力において論理“0"で表わされ
る低インピーダンスの接地路は、コンデンサ211を放電
させそしてノードＡにおける電圧を減少させる。ノード
Ａにおける電圧が緩衝増幅器213の閾値よりも低けれ
ば、緩衝増幅器213と３−状態反転緩衝増幅器215の出力
に論理レベル０と１とがそれぞれ発生する。３−状態反
転緩衝増幅器215の出力における論理“1"の電圧がノー
ドＡにおける電圧よりも高いとすれば、コンデンサ211
は抵抗212を介して充電され、ノードＡにおける電圧は
増加する。従って、帰還ループが動作可能にされた時、
ノードＡにおける電圧は緩衝増幅器213のスイッチング
閾値レベルの方に向かう。 帰還ループが動作可能にされた時に、ノードＡにおけ
る信号が（例えば、VIDEO信号に応答して）AC成分VAAC
を有するならば、信号VAACの変動は電圧VADCに影響を及
ぼす。帰還期間の間に信号VAACが信号VADCに関して対称
であるならば、電圧VADCは帰還期間の間、電圧VADCが緩
衝増幅器213のスイッチング閾値電圧VTにほぼ等しくな
るように変化する。例えば、第３図の（ｂ）で電圧VAAC
は図に示す期間の間、電圧VADCに関して対称である。し
かしながら、信号VAACはスイッチング閾値電圧VTに関し
ては対称でない。第３図の（Ｂ）が示すように、信号VA
ACがスイッチング閾値電圧VTの上にある期間よりも、ス
イッチング閾値電圧VTの下にある期間の方が長い。その
結果、上述した帰還ループの動作により、電圧VADCが増
加する期間は、電圧VADCが減少している期間よりも長く
なる。結局、電圧VADCは増加する。電圧VADCが、第３図
の（Ｂ）のように電圧VTよりも低くなく、電圧VTよりも
高ければ、電圧VADCは結局は減少することになる。いず
れにしても、帰還ループの作用により、電圧VADCと電圧
VTとの差は縮まる。 帰還期間の間、信号VAACが電圧VADCに関して対称であ
るならば、電圧VADCが電圧VTとほぼ等しくなるまで、電
圧VADCは変化し続ける（帰還ループは十分長い間動作可
能にされるものと仮定する）。従って、対称的波形が十
分長く持続する期間の間に帰還ループを作動させると、
電圧VADCは、緩衝増幅器213のスイッチング閾値電圧の
位置にあると共に信号範囲の中間点にあるようになる。
従って、データは対称的信号の範囲の中間点でスライス
される。対称的信号がRIC信号であるならば、RIC信号の
振幅はデータ信号の振幅と等しいので、データはやはり
RIC信号の後に続くデータ信号の範囲の中間点でスライ
スされる。 この例示的実施例では、信号VAACは帰還期間の間、帰
還期間をRIC信号の整数のサイクルにわたるよう時間調
節することにより、スイッチング電圧VTに関して対称と
される。この状態は第３図に示されており、帰還が動作
可能にされている期間に、RIC波形の５サイクルが生じ
ている。クローズド・キャプション信号中のRIC信号の
場合、10μＳの間に、503kHzのRIC信号の実質的に５サ
イクルが生じる。従って、RIC信号が有効である10μＳ
の間信号RICGATEを論理“0"に設定することにより帰還
ループを動作可能にすると、第２図の節点Ａで所望の対
称的基準波形が得られる。RICGATE信号の周期は、同期
信号SYNCおよび信号LINEに基づきRIC信号と一致するよ
うに、そしてクローズド・キャプション信号に関するFC
C仕様書（例えば、47CFR §§15.119および73.682を参
照）で指定するタイミングと一致するように、マイクロ
プロセッサ200により時間を調節される。 電圧VTと等しくなるように電圧VADCを調節するのに要
する期間は、１つのライン21期間内でRIC信号の整数の
サイクルの期間を超えることもある。ここで述べた例示
的適応型スライスレベル・システムは、抵抗212を介し
て、充放電コンデンサ211を含んでいる。充放電と関連
する時定数により、ノードＡにおける電圧が変化する速
度が決定される。RIC期間と比較して割合長い時定数
（例えば、コンデンサと抵抗の値がそれぞれ１μＦと10
KΩ）は、希望する値と著しく異なるノードＡの初期電
圧と共に、ノードＡの電圧が１つのRIC信号期間の間に
希望値に達するのを妨げる。従って、RIC信号が１回以
上発生している間帰還回路を作動させる必要がある。こ
の問題に対する１つの方法は、帰還ループを閉じて各RI
C信号期間の間にスライスレベルを調節することであ
る。この方法は、制御回路を簡単にすると共にノードＡ
における漏れ電流の影響が、スライスレベルを繰り返し
調節することにより修正されるようにする。漏れ電流の
影響が著しくなければ、スライスレベルの調節は、回路
の時定数を克服するのに十分な予め定められた数のRIC
期間の間動作可能にしてから動作不能にすることもでき
る。いかなる漏れ電流の影響も、スライスレベルを周期
的に再調節することにより克服できる。 VIDEO信号が、確かに、所望の基準信号またはRIC信号
を有する補助ビデオデータを含んでいるならば、スライ
スレベルは上述のように調節される。しかしながら、補
助ビデオデータの存在が確かでなければ、RIC信号が帰
還動作可能期間に存在することを確める手段を設けるこ
とが望ましい。帰還ループが動作可能にされ、そして対
称的基準信号が存在しなければ、不正確なスライスレベ
ルが発生されるかも知れない。 RIC信号の存在を確める目的で、第２図に示す例示的
実施例にはカウンタ220が含まれている。論理“0"の状
態にあるRICCNT信号に応答して反転回路242の出力にお
けるRESET信号が論理“1"である時、カウンタ220はクリ
アされる。信号RICCNTとRICWNDが論理“1"である時、計
数動作は動作可能にされる。なぜならば、論理“1"であ
るRICCNT信号はRESET信号を非動作化し（論理“0"にす
る）そして論理“1"であるRICWND信号はDSOUT信号のパ
ルスを動作可能に、アンドゲート250を介してカウンタ2
20をクロック制御するからである。またRICCNT信号とRI
CWND信号はナンドゲート241で論理的に合成されてRICGA
TE信号を発生し、帰還ループを動作可能にするのを制御
する。 カウンタ220は、動作可能にされると、DSOUT信号に生
じるパルスを計数する。上述した、帰還間隔が10μＳの
場合、この帰還帰還の間にRIC信号の５サイクルが起こ
るはずである。その結果、RIC信号の５個のピークに対
応する５個のパルスがDSOUT信号に生じる。RIC信号が予
期されたように存在するならば、計数期間の終了後に、
計数値CNTVALは５になるはずである。計数値CNTVALはマ
イクロプロセッサ200により評価される。計数値が予期
された通りの５でなければ、マイクロプロセッサ200は
制御信号（第２図に示されていない）を発生して、ビデ
オ信号処理システムに、補助ビデオデータが予期された
通りに存在していないことを知らせる。ビデオ信号処理
システムはこれに応答して、例えば、補助ビデオデータ
を含んでいる別のビデオ信号源（例えば、別の番組また
はチャンネル）が選択されるまで処理を遅らせるか、あ
るいは１つの遅延の後に現在の信号でテストを繰り返
す。 ここで述べた、信号RICCNT,RICWNDおよびRICGATEを含
んでいる制御装置は、帰還ループが動作可能にされてい
る間カウンタ220が計数するのを妨げる。帰還ループが
動作可能にされた時にDSOUT信号に発生される上述の発
振により、計数値CNTVALはRIC信号の存在を不正確に表
わすようになる。特に、カウンタ220は、RIC波形のピー
クよりもむしろ発振波形のピークを計数するであろう。 不正確な計数値を避けるために、帰還ループとカウン
タ200は以下のように同時に動作可能にされる。信号RIC
WNDは、帰還（または計数）間隔の持続期間を定める。
信号RICCNTは、帰還または計数が起こるかどうかを表示
する。信号RICWNDが論理“1"であり、信号RICCNTが論理
“0"である（信号RESETは論理“1"である）時に、帰還
ループは動作可能にされ（信号RICGATは論理“0"であ
る）そしてカウンタ200は動作不能にされる。信号RICWN
Dが論理“1"で信号RICCNTが論理“1"である時、カウン
タ200は動作可能にされ帰還ループは動作不能にされ
る。このシステムの可能な一連の動作として、スライス
レベルを初期設定し、帰還ループを作動させ（カウンタ
は動作不能にされる）、スライスレベルを調節し（最初
はRIC信号が存在すると仮定する）、１つのウインドウ
期間の間カウンタ200を動作可能にし（帰還を動作不能
にする）、そして計数を検討してRIC信号が存在するか
どうか判定する。 信号RICWNDと信号RICCNTの動作の一例を第４図に示
す。信号DSOUTに関しては２個の異なる波形を第４図に
示す。上方のDSOUT波形は、信号RICCNTが論理“0"であ
る時のDSOUT信号を示す。この場合、帰還ループは動作
可能にされて、RICWNDが論理“1"である期間の間スライ
スレベルを調整する。帰還ループが動作可能にされてい
る時、信号DSOUTに振動が存在し信号DSOUTは、上方のDS
OUT波形に示すように不明確である下方のDSOUT波形で、
信号RICCNTは論理“1"であり、これは帰還ループを動作
不能にする。その結果、信号DSOUTは、信号RICWNDが論
理“1"である期間の間RIC信号に応答してパルスを発す
る。従って、信号RICCNT論理“1"であるならば、信号RI
CWNDのパルスが確立される期間の間、信号DSOUTのパル
スを正確に計数することができる。 第４図における下方のDSOUT波形では、信号RICCNTは
ライン21期間の間一定のレベルにあることが示されてい
るが、別の方法（第４図に示されていない）では、カウ
ンタが動作可能にされた時に、信号RICCNTに論理“1"の
パルスを発生する。信号RICCNTに生じるパルスの時機を
調節して、信号RICWNDのパルスがRICCNTの期間の間に生
じるようにすれば、例えば、カウンタと帰還ループとの
望ましい同時性が得られる。 本発明は、クローズド・キャプション・データに関連
して説明してきたが、他の形式の補助ビデオデータ（例
えば、文字放送）にも利用できる。他の形式のデータの
場合、システムはある程度変更を必要とするかも知れな
い。例えば、文字放送の基準では、文字放送のデータは
いくつかのビデオライン（例えば、ライン17〜ライン2
0）に現れることが許容される。従って、文字放送シス
テムの場合、第２図に示すLINE信号は、上述したライン
カウンタ以外の手段により発生しなければならないであ
ろう。 ここに開示したシステムの動作は、別の補助データの
型式に適応するために、他の方法で変更されるかも知れ
ない。一例として、基準信号（ここで述べた実施例にお
けるRIC信号）の型式が変化すると、ここに開示したハ
ードウェアは、種々のデータ型式で正しく動作するよう
容易に変更できる。この種の変更には、例示したRIC信
号とは異なる特性（例えば、振幅、波形、周波数）を有
する基準信号に対してシステムを適合させることも含ま
れる。特に、帰還の持続期間は、他の周波数のRIC信号
の整数のサイクルにわたるよう容易に変更できる。ま
た、帰還の間隔は、ここで述べた５サイクル以外の整数
のサイクルにわたることもある。 本発明の他の変更も当業者には明白であろう。例え
ば、第２図に別々のハードウェアのブロックとして示す
機能（例えば、カウンタ220）は、マイクロプロセッサ2
00で実行される動作の中に組み入れることもできる。 これらのおよび他の変更は、特許請求の範囲で定めら
れる本発明の範囲内にあるものと考えられる。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 タルツ，ジユリ
アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン
デイアナポリス ホークス・ポイント・
ロード 5337
(56)参考文献 特開 昭62−84688（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−43886（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−208780（ＪＰ，Ａ)
実開 昭59−69573（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04N 7/00 - 7/088
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】ビデオ信号を受け取るように結合される入
力を具え、前記ビデオ信号に応答して２進出力信号を発
生する増幅器であって、前記２進出力信号は前記増幅器
が呈する閾値レベルを超える前記ビデオ信号の値に応答
して第１の値をとり、また前記閾値レベルよりも低い前
記ビデオ信号の値に応答して第２の値をとる、前記増幅
器と、 初期設定期間の間に動作して、前記増幅器が呈する前記
閾値レベルを表わすDC信号成分の初期値を前記増幅器の
前記入力に生じさせる手段と、 前記初期設定期間の後に発生する前記ビデオ信号の周期
的基準信号成分の一部を含む期間の間に発生される前記
２進出力信号に応答して、前記増幅器の前記入力におけ
る前記DC信号成分を制御する制御手段と、を具え、 前記周期的基準信号成分は、前記ビデオ信号の補助ディ
ジタル・データ成分に関連するクロック信号を含み、 前記DC信号成分を制御する前記制御手段は、前記DC信号
成分の値と前記増幅器が呈する前記閾値レベルとの間の
差を減少させる、データ・スライサ。
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| US5838382A (en) * | 1996-06-26 | 1998-11-17 | Intel Corporation | Method and apparatus for optimizing starting point for run-in clock recovery |
| US5812207A (en) * | 1996-12-20 | 1998-09-22 | Intel Corporation | Method and apparatus for supporting variable oversampling ratios when decoding vertical blanking interval data |
| US6239843B1 (en) * | 1997-05-05 | 2001-05-29 | Wavo Corporation | Method and system for decoding data in a signal |
| KR100217182B1 (ko) * | 1997-05-12 | 1999-09-01 | 윤종용 | 데이타 슬라이스 회로 |
| US6789124B1 (en) * | 1999-07-22 | 2004-09-07 | General Instrument Corporation | Multi-standard enhanced inband data receiver |
| US6529563B1 (en) | 1999-08-23 | 2003-03-04 | Level One Communications, Inc. | Method and apparatus for providing a self-sustaining precision voltage and current feedback biasing loop |
| US6317068B1 (en) | 1999-08-23 | 2001-11-13 | Level One Communications, Inc. | Method and apparatus for matching common mode output voltage at a switched-capacitor to continuous-time interface |
| US6229466B1 (en) | 1999-08-23 | 2001-05-08 | Level One Communications, Inc. | Digital calibration method and apparatus for multi-bit delta-sigma D/A converter |
| US6472918B1 (en) | 1999-08-23 | 2002-10-29 | Level One Communications, Inc. | Self-referencing slicer method and apparatus for high-accuracy clock duty cycle generation |
| JP3895115B2 (ja) * | 2001-02-01 | 2007-03-22 | ソニー株式会社 | データ伝送方法、データ送信装置、およびデータ受信装置 |
| JP3788253B2 (ja) * | 2001-03-12 | 2006-06-21 | ソニー株式会社 | データスライス回路 |
| JP4091360B2 (ja) * | 2002-07-02 | 2008-05-28 | 松下電器産業株式会社 | データスライス装置、及びデータスライス方法 |
| JP2004088623A (ja) | 2002-08-28 | 2004-03-18 | Renesas Technology Corp | 文字放送データ抜き取り装置 |
| JP4297763B2 (ja) * | 2003-09-29 | 2009-07-15 | 三洋電機株式会社 | データスライサ回路、集積回路およびデータ検出方法 |
| JP2008508770A (ja) | 2004-07-29 | 2008-03-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 適合可能なスライスレベルを使用したテレビジョン信号からのデータ抽出 |
| KR100640630B1 (ko) * | 2005-01-17 | 2006-10-31 | 삼성전자주식회사 | 수직 귀선 기간에 실린 데이터를 추출하기 위한 디지털영상 신호 처리 장치 및 방법 |
| US7773733B2 (en) * | 2005-06-23 | 2010-08-10 | Agere Systems Inc. | Single-transformer digital isolation barrier |
| US7940921B2 (en) * | 2005-06-23 | 2011-05-10 | Agere Systems Inc. | Continuous power transfer scheme for two-wire serial link |
| US8885814B2 (en) * | 2006-07-25 | 2014-11-11 | Broadcom Europe Limited | Feedback impedance control for driving a signal |
| US8537883B1 (en) | 2007-02-02 | 2013-09-17 | Marvell International Ltd. | Detector for low frequency offset distortion |
| US8111739B1 (en) | 2007-02-02 | 2012-02-07 | Marvell International Ltd. | Detector for low frequency offset distortion |
| US8218685B2 (en) * | 2009-03-30 | 2012-07-10 | Applied Micro Circuits Corporation | Data slicer threshold adjustment for disparity controlled signals |
| CN102710917A (zh) * | 2011-03-28 | 2012-10-03 | 联咏科技股份有限公司 | 限幅电平计算装置 |
Family Cites Families (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1523307A (en) * | 1975-12-09 | 1978-08-31 | Aston Electronic Dev | Data slicing apparatus and method |
| US4222073A (en) * | 1977-10-19 | 1980-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multiplexed information signal receiving system |
| NL7902093A (nl) * | 1979-03-16 | 1980-09-18 | Koninkl Philips Electronics Nv | Zelfinstellend filter met een vertragingsschakeling. |
| US4263555A (en) * | 1979-06-15 | 1981-04-21 | Rca Corporation | Signal detection system |
| FR2462073A1 (fr) * | 1979-07-17 | 1981-02-06 | Thomson Csf | Procede et dispositif pour l'extraction de donnees numeriques en presence de bruit et de distorsions |
| NZ194405A (en) * | 1979-08-02 | 1982-05-25 | Dut Pty Ltd | Producing liquid hydrocarbon streams by hydrogenation of fossil-based feedstock |
| US4380027A (en) * | 1980-12-08 | 1983-04-12 | William Leventer | Data encoding for television |
| JPS598485A (ja) * | 1982-07-05 | 1984-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 文字多重放送受信機 |
| JPS59103482A (ja) * | 1982-12-06 | 1984-06-14 | Toshiba Corp | 自動スライス回路 |
| JPS6093891A (ja) * | 1983-10-27 | 1985-05-25 | Mitsubishi Electric Corp | テレビジヨン文字多重デ−タ・スライス回路 |
| EP0144457B1 (de) * | 1983-12-07 | 1987-11-11 | Deutsche ITT Industries GmbH | Daten-Slicer-Schaltung zur Abtrennung und Wiedergewinnung von digitalen Teletextsignalen |
| US4620227A (en) * | 1984-01-30 | 1986-10-28 | Cybernetic Data Products | Data decoder |
| FR2565448B1 (fr) * | 1984-06-04 | 1986-10-10 | France Etat | Procede et dispositif d'extraction de synchronisation pour systeme de diffusion a multiplexage temporel de signaux numeriques et analogiques |
| US4622586A (en) * | 1985-04-04 | 1986-11-11 | Rca Corporation | Digital slicer having a pulse-width locked loop |
| US4723165A (en) * | 1986-11-26 | 1988-02-02 | Zenith Electronics Corporation | AC coupled sync separator system with filter DC feedback |
| FR2608873B1 (fr) * | 1986-12-23 | 1989-03-24 | Radiotechnique Compelec | Dispositif de reception de donnees numeriques comportant un circuit de reconnaissance de debut de paquet |
| DE3729235A1 (de) * | 1987-09-02 | 1989-03-16 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zum wiedergewinnen von binaerinformationen aus einem stoerbehafteten basisbandsignal sowie anordnung |
| DE3780637D1 (de) * | 1987-09-08 | 1992-08-27 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Digitale daten-slicer-schaltung fuer teletextsignale. |
| FI81397C (fi) * | 1988-07-12 | 1990-10-10 | Ahlstroem Oy | Foerfarande och anordning foer avlaegsnande av laett material ur en fibersuspension. |
| US4937842A (en) * | 1989-02-23 | 1990-06-26 | Motorola Inc. | Self adjusting data detector |
| FR2651632B1 (fr) * | 1989-09-06 | 1994-06-03 | Tonna Electronique | Procede et dispositif d'alignement de signaux video et de detection de presence de donnees numeriques recurrentes dans un signal video. |
| FR2652697A1 (fr) * | 1989-10-03 | 1991-04-05 | Sgs Thomson Microelectronics | Extracteur de donnees numeriques dans un signal video. |
| US5301023A (en) * | 1991-10-18 | 1994-04-05 | Zenith Electronics Corp. | Data slicing system |
| US5223930A (en) * | 1991-10-18 | 1993-06-29 | Zenith Electronics Corporation | Data recovery system using dot clock counting |
| US5249050A (en) * | 1991-10-18 | 1993-09-28 | Zenith Electronics Corporation | Closed captioned data line detection system |
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