JP3297490B2 - 自由振動するスイッチモード型電力供給装置 - Google Patents

自由振動するスイッチモード型電力供給装置

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JP3297490B2 JP08721193A JP8721193A JP3297490B2 JP 3297490 B2 JP3297490 B2 JP 3297490B2 JP 08721193 A JP08721193 A JP 08721193A JP 8721193 A JP8721193 A JP 8721193A JP 3297490 B2 JP3297490 B2 JP 3297490B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自由振動するスイッチ
モード型電力供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】絶縁トランスの１次側だけを制御するス
イッチモード型電力供給装置は、絶縁トランスの２次側
から１次側への被制御変化を伝送する伝送エレメントを
必要としない利点を有する。しかし、２次側において安
定化される電圧が直接は評価されず、そのためこれらの
電圧を安定化するための制御が十分でないことが多い欠
点を有する。１次側へ２次側で制御するスイッチモード
型電力供給装置は、効果的な安定化が、安定化されるべ
き２次側電圧の直接の評価により達成される利点を有す
る。しかし欠点は、例えば絶縁トランスまたは光カプラ
のようなエレメントが、２次側から１次側へ被制御変化
を伝送するために必要とされることである。
【０００３】テレビジョン受信器におけるこの種のスイ
ッチモード型電力供給装置が、作動待機動作のために近
似的に５〜８ワットの低伝送電力へ切り換えられる時
に、スイッチングトランジスタが著しく短かい時間の間
だけ切り換えられる必要がある。このことは著しく高い
スイッチング損失とスイッチングトランジスタへの危険
を生ぜさせることがある。そのため低伝送電力による作
動の場合において知られている手法では、スイッチング
トランジスタをパケット、またはバーストのような手法
だけを用いて切り換え、これを十分に長いターンオン時
間と十分に高い電流をもって行う。そして、それらの間
は著しく長い時間、スイッチングトランジスタを遮断さ
せ、この間は電力が全く伝送されない。この方式で動作
するスイッチモード型電力供給装置は設計が著しく複雑
でさらに通常は特別な集積回路を必要とする。
【０００４】
【発明の解決すべき問題点】本発明の課題は、個別の部
品を有しかつ特別なＩＣを必要とせず、全電力伝送の場
合における安定化のためのＰＷＭ制御と、低伝送電力の
場合におけるパケット制御を用いて自動的な動作を可能
にし、短絡回路が防止され、１次側だけを制御するにも
かかわらず効果的な安定化を提供し、かつ効率の良い、
自由振動するスイッチモード型電力供給装置を提供する
ことである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的は請求項１に特
定された本発明により達成される。この発明の種々の具
体的な構成が請求項２以下に示されている。
【０００６】
【発明の効果】本発明によるスイッチモード型電力供給
装置は、複数の利点を有する。１次側だけで制御するた
め、１次側から２次側へ被制御変化を伝送するためのエ
レメント、例えば絶縁トランスまたは光カプラの必要が
ない。しかし、２次側で発生する動作電圧の効果的な安
定化が、分路から取り出されたカットオフ電圧の被制御
の分圧により、高い電力での通常の動作の場合にＰＷＭ
制御により達成される。異なる閾値を有する２つの回路
により、通常の動作におけるＰＷＭ制御から、低伝送電
力におけるパケット制御動作への自動的な移行が行なわ
れる。この場合、切り換えおよびこれらの異なる動作モ
ードを実現するために、既に存在している部品が有利に
用いられる。１次側は発振器を形成し、これによりスイ
ッチモード型電力供給装置が自由振動型式で形成され
る。さらにこの発振器は２つの機能を有する。通常動作
における高電力伝送の場合は、この発振器は、スイッチ
ングトランジスタを駆動する時に連続的なＰＷＭ制御を
実行する。他方、低伝送電力の場合は、この発振器は、
前述のパケット動作を実施するために、スイッチングト
ランジスタを駆動する時に一時停止を自動的に実施す
る。
【０００７】本発明の別の有利な実施例では、カットオ
フ電圧のピーク値が、測定用整流器の出力側に並列に接
続されている負荷を制御するために用いられ、カットオ
フ電圧がトランジスタのベースへ加えられ、該トランジ
スタのコレクタがコンデンサを介してアースされてお
り、さらに該コレクタは抵抗を介して測定整流器の出力
側へ接続されており、エミッタが抵抗を介してアースさ
れている。本発明の別の有利な実施例は、スイッチング
トランジスタのコレクタが振幅選択回路を介して補助的
なターンオフトランジスタのベースへ接続されており、
前記振幅選択回路はターンオフ時相のスタート時に正の
パルスに応答し、さらに前記のターンオフトランジスタ
のコレクタ‐エミッタ区間が、スイッチングトランジス
タのベース線路における点と、アースとの間に接続され
ている。さらに補助的なターンオフトランジスタのコレ
クタがコンデンサの、スイッチングトランジスタのベー
スとは反対側の電極へ接続されており、前記のコンデン
サがスイッチングトランジスタのベース線路の中に接続
されていて遮断電圧を蓄積する。さらに振幅選択回路が
緩衝回路を含み、該緩衝回路が、コンデンサとダイオー
ドとの直列接続体と、抵抗とダイオードとの並列接続体
を含む。
【０００８】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
【０００９】図１は自由振動するスイッチモード型電力
供給装置を示す。この電力供給装置は、装置の電圧ＵＮ
を供給する入力端子１、装置のブリッジ整流器２、充電
コンデンサＣ１、絶縁トランスＴｒ、スイッチングトラ
ンジスタＴ１および分路Ｒ１を有する。絶縁トランスＴ
ｒは、１次巻線ないしは電力巻線Ｗ１、別の１次巻線Ｗ
２、および調整巻線Ｗ３を含む。１次巻線Ｗ２は自由振
動モードの回路を構成し、スイッチングトランジスタＴ
１を駆動する。調整巻線Ｗ３は制御用整流器４の出力側
ｂにおいて制御電圧Ｕｒを供給する。このＵｒは安定化
および高電力と低電力との間の切り換えのために用いら
れる。Ｔｒはさらに２次巻線Ｗ４ならびに第２の２次巻
線Ｗ５を含む。２次巻線Ｗ４は第１の動作電圧Ｕ２を端
子６に整流器５を介して発生する。第２の２次巻線Ｗ５
は別の動作電圧Ｕ３を端子８に整流器７を介して発生す
る。スイッチングトランジスタＴ１のベース線路に電圧
遮断回路網が接続されている。この回路網は、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２およびＣ２を有し、ブロッキング電圧Ｕｖ
を発生する。
【００１０】さらにスイッチモード型電力供給装置のた
めの動作電圧Ｕ１を供給する点ａと、スイッチングトラ
ンジスタＴ１のベース線路における点Ｃとの間に、コン
デンサＣ３と抵抗Ｒ２を有するスタート回路が接続され
ている。この種の回路は公知である。
【００１１】制御電圧Ｕｒは点ｂから、ツエナーダイオ
ードＺ１とトランジスタＴ２，Ｔ３を有する第１閾値回
路へ加わる。トランジスタＴ３は、抵抗Ｒ３，Ｒ４を含
む分圧器の部品である。この分圧器は点ｄとターンオフ
トランジスタＴ４のベースとの間に接続されている。ト
ランジスタＴ４のコレクタ‐エミッタ区間はダイオード
Ｄ５と直列に接続されている。ダイオードＤ５は、スイ
ッチングトランジスタＴ１のベース線路における点Ｃと
アースとの間に接続されている。
【００１２】さらに制御電圧Ｕｒはツエナーダイオード
Ｚ１ならびに、抵抗Ｒ５およびＲ６から成る分圧器を介
してトランジスタＴ６のベースへ加わる。トランジスタ
Ｔ６のコレクタはトランジスタＴ７のベースへ接続され
ている。トランジスタＴ７のコレクタ‐エミッタ区間
は、スイッチングトランジスタＴ１のベース線路におけ
る結合コンデンサと並列の抵抗Ｒ７に直列に接続されて
いる。
【００１３】次にこの回路の動作のモードを、高電力に
おける通常の動作と低電力における動作とＴ１のパケッ
ト制御とに対して、個別に説明する。
【００１４】近似的に４０〜１００ワットの高い伝送電
力における通常の動作において、Ｕｒはまず最初に、ト
ランスＴｖの高い負荷に起因して小さくなる。そのため
Ｕｒは導通したツエナーダイオードＺ１を介してＴ２の
ベースへ通過し、Ｔ３を介して、分圧器抵抗としての抵
抗Ｒ４においてスイッチングする。のこぎり波カットオ
フ電圧Ｕｓが、流通時相Ｔ１〜Ｒ１におけるのこぎり波
電流ｉａに起因して低下する。こののこぎり波カットオ
フ電圧Ｕｓが、分圧されてＴ４へ通過し、その結果、所
定の値においてＴ４において導通し、点Ｃをアースし、
Ｔ１のためのベース駆動電圧を遮断し、これによりＴ１
を遮断する。２つの極限の場合を次に考察する。最大負
荷の場合は即ちＵｒの最小値の場合は、Ｔ２が遮断され
ており、そのためＴ３が導通している。ＵｓはＲ３とＴ
４により最大モードにおいて分割されている。このこと
は、Ｕｓが、Ｔ４を導通させるためには点ｄにおいてよ
り大きい終値を有する必要のあることを、意味する。こ
のようにして電流ｉａは高い終値に達し、これは伝送さ
れる大きい電力に相応する。もう１つの極限の場合、即
ち端子６，８における負荷が低い時はＵｒが増加し、そ
のためＴ２が導通しＴ３が遮断される。そのためＵｓは
Ｒ３とＲ４により分圧されずに全部の値でＴ４のベース
へ加わる。このことは、Ｕｓとｉａの値が低くても、Ｔ
４が導通しＴ１が遮断されることを意味する。ひいては
ｉａの終値がより低くなり、そのため伝送電力がより低
くなることを意味する。これらの極限の値の間での通常
の動作において、Ｕ２とＵ３の安定化は、Ｔ１のターン
オン期間におけるパルス幅変調により行なわれる。例え
ば端子６，８における負荷が増加すると、トランスＴｒ
において発生される全部のパルス電圧の振幅が低下し、
そのため正の制御電圧Ｕｒの振幅も低下する。その結
果、ツエナーダィオードＺ１の電圧により低下されたよ
り低い正の電圧ＵｒがＴ２のベースへ通過し、そのため
Ｔ２の導通性が低下され、Ｔ３の導通性が上昇する。そ
のためＵｓがＲ３，Ｒ４，Ｔ３により分圧される。この
ことは、Ｔ４がしばらくは導通せずにＴ１を遮断するこ
とを意味する。即ちＵｓとｉａの終値がより大きい値を
取り、伝送電力が増加し、最初に行なわれた電圧Ｕ２，
Ｕ３およびＵｒの低下が補償される。このようにＴ４は
Ｔ１の駆動においてパルス幅変調を実施し、その結果、
Ｔ１のターンオン期間が、負荷の増加と共にＴ４により
増加される。このようにして、発生された動作電圧Ｕ
２，Ｕ３が安定化される。この場合、Ｒ５，Ｒ６による
分圧にもとづいてＴ５はまだ遮断されており、その結
果、Ｔ６とＴ７が導通する。これによりＣ４が橋絡され
てこのモードの動作に実質的に影響を与えない。
【００１５】例えば作動待期動作の場合のように端子
６，８における負荷が実質的に低減されると、トランス
Ｔｒにおけるパルス電圧の振幅が、ひいてはＵｒの値が
増加する。分圧器Ｒ５，Ｒ６による分圧にもかかわら
ず、トランジスタＴ５は導通し、点ｆがさらに負にな
り、その結果、トランジスタＴ６がそのためＴ７も遮断
される。コンデンサＣ４は、Ｔ７の遮断にもとづいて、
Ｔ１のベース線路において作用力を有する。これにより
Ｃ４はＴ１のベース‐エミッタダイオード接続を介して
図示の極性で充電され、最終的にＣ４における電圧は、
巻線Ｗ２により供給される電圧の正の成分に達し、その
ためスイッチングトランジスタＴ１が遮断される。これ
によりこのパケットは遮断される。次にＴ１の振動にお
ける休止が形成される。この休止が最初に述べたパケッ
ト動作を実施する。そのためＴ１は所定の時間中、遮断
状態に置かれる。その結果、端子６，８におけるコンデ
ンサはもはや再充電されず、そのためＵｒは再び低下す
る。パケット動作における休止の終りにおいてＴ５は再
び最後に遮断され、Ｔ６とＴ７が再び導通し、コンデン
サＣ４が再び橋絡される。その結果、スイッチングトラ
ンジスタＴ１が、巻線Ｗ２によりベース電流を再び供給
され、Ｔ１の完全な飽和により振動が再び形成される。
このようにして図示の回路が、高伝送電力における通常
の動作からの自動的な移行と、Ｔ１の駆動におけるＰＷ
Ｍ制御と、パケット動作を実行し、それぞれの場合にお
いてＴ１はバーストパケット期間中だけ振動し、期間と
期間との間にはしばらく振動しない。パケット動作にお
いてはＴ３は常に遮断されている。その結果、Ｕｓは分
圧されずにＴ４のベースへ通過し、そのためＴ１がｉａ
の低い電流の場合に既に遮断される。
【００１６】Ｔ５のコレクタが即ち点ｆはまだ、Ｔ１の
ベース線路における点Ｃへ接続されている。これにより
次の動作が実施される。パケット動作中に休止の終りに
Ｔ５が前述のように再び遮断される。そのためＴ１のベ
ース線路における点Ｃへ加わる正のパルスが点ｆに生ず
る。これにより、最初の駆動パルスが再び、パケットの
間中にＴ１の完全な飽和を実施する。このことの利点
は、休止の後の再度のターンオンが相応の電力損失およ
びＴ１への危険を伴なって“ソフト”に実施されるので
はなく、ある程度は“ハード”に実施されることであ
る。
【００１７】さらにＴ１のコレクタと点Ｃとの間に、コ
ンデンサＣ５、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ９、ダイオード
Ｄ７、抵抗Ｒ１０、トランジスタＴ８およびダイオード
Ｄ８を有する回路が設けられている。この付加的な回路
は、ターンオン時相の終りの即ちｉａの遮断の際のスイ
ッチングトランジスタＴ１の遮断を改善するために用い
られ、次のように動作する：Ｔ１のターンオン時間がＴ
１のためのベース電流を遮断することにより、ターンオ
ンされたＴ４により実質的に終了される。その後、トラ
ンジスタＴ１の中に存在している電荷キャリヤの飽和に
もとづいて、Ｔ１は所定の時間の間、ベース電流なしで
導通状態が維持される。Ｔ１はベース電流がなくなる数
μｓ後に飽和でなくなる。その結果、コレクタはアース
よりも多少は正になる。この正の上昇が、Ｃ５，Ｃ６お
よびＲ９を有する減衰エレメントを介して、Ｔ８のベー
スへ伝送される。そのためＴ８が導通して点Ｃをアース
へ短絡する。その間にコンデンサＣ２が図示の極性で電
圧Ｕｖへ、例えばＤ１とＤ２の順方向電圧の和へ、再充
電される。そのため導通しているＴ８がＣ２の正の電極
をアースする。その結果、全電圧ＵｖがＴ１のベースに
おいて負の極性で作用し、Ｔ１の遮断が極めて短時間で
行なわれる。Ｄ７はＤ８を、ベースにおける過度に高い
負の電圧から保護する。Ｔ４とＴ８が迅速にＴ１を遮断
させる動作全体により、Ｔ１における電力損失が著しく
低くコレクタとアースとの間のダイオードＤ８は次の作
用を有する。Ｔ１のベース線路におけるダイオードＤ
１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と共にＤ８は、巻線Ｗ２によりＴ
１のベースへ供給される負の電圧を安定化する。巻線Ｗ
２により供給される負の電圧は、実質的に制御されない
モードにおいては高くて、Ｔ１のベース‐エミッタ区間
における許容できない高い値を有することがある。部分
Ｄ４，Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２およびＤ８は、Ｔ１のベース‐
エミッタ区間における例えば５Ｖより高いこの負の電圧
を制限する。さらにこれによりＴ８の不所望の反転動作
が阻止される。Ｔ１のベースへ加わる負の電圧が両方と
も制限される、即ちＣ２の負の電圧はダイオードＤ１と
Ｄ２により、巻線Ｗ２からの負の電圧はダイオードＤ
４，Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２およびＤ８により、制御される。
過度に高いベース‐エミッタ電圧からのＴ１の付加的な
保護がこの回路により実施される。
【００１８】回路網Ｃ５，Ｃ６，Ｃ９は、Ｔ１の遮断時
相のスタート時のＴ１のコレクタにおける正の電圧ピー
クを制限するためのいわゆる緩衝器として付加的に用い
られる。このようにこの回路網は有利に２重の機能を有
する、即ち遮断時相のスタート時のＴ１の遮断を改善
し、さらに付加的にＴ１のコレクタにおける正の電圧ピ
ークを制限する。このことは並列接続体Ｄ６／Ｒ９の実
質的にアースされる右側の端子が、直接アースされるの
ではなく、補助スイッチングトランジスタＴ８のベース
へ接続される時に、実施される。
【００１９】点ｄと点ｂの間に、トランジスタＴ９、コ
ンデンサＣ６および抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を有す
る付加的な回路９が設けられている。この回路は、スイ
ッチモード型電力供給装置の出力側における内部抵抗を
低減させるために用いられ、さらに制御される電流シン
クのように次の様に動作する：負荷が増加するにつれ
て、パルス幅制御にもとづいて、点ｄにおけるｉａとＵ
ｓにおける増加が生ずる。そのためＴ９も提供Ｒ１３を
介して導通性が増加する。Ｃ６にもとづく濾波作用によ
り、Ｕｒの値をさらに低減する、増加されたＤＣ負荷が
点ｂに作用する。そのため制御電圧路はＵｒの付加的な
低下に追従され、そのためＹｒの低下された値の作用が
Ｕｓとｉａの最大値を増加するために、増加される。そ
のため回路９により形成される負の内部抵抗が、スイッ
チモード型電力供給装置の、実質的にまだ残っている正
の内部抵抗を補償可能となり、そのため、伝送される高
電力における通常の操作に対して、スイッチモード型電
力供給装置の著しく低い内部抵抗を保証する。
【００２０】図２は図１による回路の簡略化された構成
を示す。図２の回路は負の内部抵抗を形成するための回
路９を含まず、さらに前述の様に結合コンデンサＣ４を
短絡するトランジスタも含まない。トランジスタＴ７で
はなく、結合コンデンサＣ４に、ダイオードＤ１０と抵
抗Ｒ１５を有する電流路が設けられている。パケット動
作の場合、この解決手段において、Ｔ１のためのベース
電流は各々の場合、１パケットの間中に変化し、そのた
めベース電流がパケットの終りへ向って減少する。内部
抵抗を減少させるための回路９が存在しないため、トラ
ンスＴｒの改善された結合により、トランスを例えばチ
エンバー巻線形トランスとして設計することにより、低
い内部抵抗を実施できる。結合コンデンサＣ４は短絡さ
れないためパケット中はトランジスタＴ１のためのベー
ス電流がわずかに減少するという構成が、この回路の簡
単化の点から許容できる。さらにこれにより、一層低
い、近似的に５０Ｈｚのパケット周波数が達成できる。
作動待機動作におけるこの種の低いパケット周波数は重
要である。何故ならばこの周波数は聴取可能でなく、そ
のため、作動待機動作において、ユニットの聴取される
音響振動またはひびきが生ずることができないからであ
る。
【００２１】図１および図２におけるダイオードＤ１１
と並列のコンデンサＣ６はスタート動作において、即ち
受信器投入接続されるたびに、特に重要である、何故な
らばこの時にダイオードＤ１１が最初に遮断されるから
である。コンデンサＣ６は、この時にさえもＴ１の飽和
を保証しさらに飽和の欠如にもとづくＴ１の危険を回避
する目的で、特に重要である。
【００２２】図３は、図２に示された回路の変形実施例
を示す。図３のこの回路も、図１に示された回路９を設
けずに、さらに結合コンデンサＣ４を橋絡するためのト
ランジスタＴ７を設けずに、動作する。図３による回路
の動作のモードは図２による回路のそれと類似する。
【００２３】実際に試作された回路において、本発明に
対して重要な部品は次の値を有する： Ｒ１： ４．７オーム Ｃ２： ０．６８μＦ Ｒ２： ２２ オーム Ｃ３： ４．７ μＦ Ｒ３ ２２０ オーム Ｃ４： ４７ μＦ Ｒ４ ２２ オーム Ｃ５： ４７０ ｐＦ （スタートＣ） （パケットＣ） （整流器Ｃ） Ｃ３ ： Ｃ４ ： Ｃ（点ｂ）＝１：１０：１００ ４．７μＦ ４７μＦ ４７０μＦ Ｒ５ １００ ｋオーム Ｒ６ １００ ｋオーム Ｒ７ １０ オーム Ｒ９ ２２０ オーム Ｒ１０ ４７０ オーム Ｒ１１ １００ オーム Ｒ１２ １０ オーム Ｒ１３ １００ オーム Ｃ６： ２２ μＦ
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による、スイッチモード型電力供給装置
の完全な回路図である。
【図２】図１の回路の簡単化された回路図である。
【図３】図２の回路の変形回路図である。
【符号の説明】 ４ 測定用整流器 Ｚ１，Ｔ２，Ｔ３ 第１回路 Ｚ１，Ｔ５−Ｔ７ 第２回路 Ｒ３，Ｒ４ 分圧器 Ｔ５−Ｔ７ トランジスタ増幅器 ９ 負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｎ 5/63 Ｈ０４Ｎ 5/63 Ｚ (72)発明者 ヤロミール パラタ ドイツ連邦共和国 ファウエス−フィリ ンゲン ヴェッシュハルデ 99 (56)参考文献 特開 平３−239137（ＪＰ，Ａ) 米国特許4623960（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/537 H02M 3/28 H02M 3/338 H02M 7/06 H04N 5/63

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 自由振動するスイッチモード型電力供給
    装置において、 トランス（Ｔｒ）と、スイッチングトランジスタ（Ｔ
    １）と、制御電圧（Ｕｒ）の発生手段（４）と、第１フ
    ィードバック手段（Ｚ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｒ３，Ｒ４）
    と、第２フィードバック手段（Ｚ１，Ｒ５，Ｒ６，Ｔ
    ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｃ４）とを有し、 前記トランス（Ｔｒ）は１次巻線（Ｗ１）と、出力電圧
    を供給するための２次巻線（Ｗ４，Ｗ５）と、測定用電
    圧を供給するための調整用巻線（Ｗ３）とを備え、 前記スイッチングトランジスタ（Ｔ１）はカットオフ電
    圧（Ｕｓ）を備え、電流を制御するために前記１次巻線
    （Ｗ１）に結合されており、 前記制御電圧（Ｕｒ）の発生手段（４）は前記測定用電
    圧に結合されており、 前記第１フィードバック手段（Ｚ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｒ
    ３，Ｒ４）は、前記制御電圧が第１閾値を越えた場合、
    該制御電圧（Ｕｒ）に応答して前記カットオフ電圧（Ｕ
    ｓ）を変更し、 前記第２フィードバック手段（Ｚ１，Ｒ５，Ｒ６，Ｔ
    ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｃ４）は、前記制御電圧（Ｕｒ）が第
    ２閾値を越えた場合、前記スイッチングトランジスタ
    （Ｔ１）のバーストモード動作を開始するために、前記
    制御電圧（Ｕｒ）に応答し、 前記第２フィードバック手段は、前記バーストモード動
    作を開始するために、コンデンサ（Ｃ４）を前記スイッ
    チングトランジスタ（Ｔ１）のベース線路に切り換える
    ために前記コンデンサ（４）を有している 、 ことを特徴とする装置。
  2. 【請求項２】 前記第１フィードバック手段は分圧器
    （Ｒ３，Ｒ４，Ｔ３）を有し、該分圧器は、前記スイッ
    チングトランジスタからの電流を結合して制御を行うた
    めに制御トランジスタ（Ｔ３）を備えている、請求項１
    記載の装置。
  3. 【請求項３】 前記第２フィードバック手段は分圧器回
    路網（Ｒ５，Ｒ６）を有し、該回路網はトランジスタ
    （Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７）を備えている、請求項１記載の装
    置。
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