JP3296648B2 - ディジタル音程変換における不連続点の改善処理方法およびその装置 - Google Patents
ディジタル音程変換における不連続点の改善処理方法およびその装置Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、カラオケ装置、電子楽
器などの伴奏装置において、音程変換時に発生する音声
信号の不連続点を改善処理する方法およびその装置に関
する。
器などの伴奏装置において、音程変換時に発生する音声
信号の不連続点を改善処理する方法およびその装置に関
する。
【0002】
【従来の技術】カラオケ装置、電子楽器等においては、
歌い手または主演奏者の音程に合わせて、伴奏装置側で
は1オクタ−ブアップまたは1オクタ−ブダウンの音程
変換を行なう機能が備えられている。音程変換とは、入
力信号Siの周波数Fiに対する出力信号Soの周波数
Foを変換することである。これを行うために外付けの
メモリを使う。即ち、入力された信号を1サンプリング
周期(1/FS )毎に外付けメモリに格納しておく。音
程変換出力としては、入力された信号ではなく、メモリ
から読み出された信号を用いる。メモリからデータを読
み出す時に、音程変換度により決まる‘ある割合’毎に
読み出しアドレスを2度読みする(キーダウン)か読み
飛ばす(キーアップ)ことにより、音程を変化させる。
しかし、このままだと音程と一緒に曲のテンポまで変化
してしまう。そこで、一定間隔(以後セグメントと呼
ぶ)毎に間引き(キーダウン)または補間(キーアッ
プ)を行う事により、曲のテンポの変化を防いでいる。
その様子をモデル化して図8および図9に示す。これ
は、Garveyにより開発された“カット&スプライ
ス処理法”と呼ばれているものである。前記の音程変換
の手法には、次の2つの音質を劣化させる要因がある。 音程変換の際に行われるアドレスの2度読み/読み飛
ばしの時に、1サンプリング周期(1/FS )分のデー
タの不連続(以後、小さな不連続と呼ぶ)が発生し、こ
の時点で音質を劣化させる。 セグメント毎に行う間引き/補間の際に、数10ms
分のデータの不連続(以後、大きな不連続と呼ぶ)が発
生し、この時点で音質を劣化させる。
歌い手または主演奏者の音程に合わせて、伴奏装置側で
は1オクタ−ブアップまたは1オクタ−ブダウンの音程
変換を行なう機能が備えられている。音程変換とは、入
力信号Siの周波数Fiに対する出力信号Soの周波数
Foを変換することである。これを行うために外付けの
メモリを使う。即ち、入力された信号を1サンプリング
周期(1/FS )毎に外付けメモリに格納しておく。音
程変換出力としては、入力された信号ではなく、メモリ
から読み出された信号を用いる。メモリからデータを読
み出す時に、音程変換度により決まる‘ある割合’毎に
読み出しアドレスを2度読みする(キーダウン)か読み
飛ばす(キーアップ)ことにより、音程を変化させる。
しかし、このままだと音程と一緒に曲のテンポまで変化
してしまう。そこで、一定間隔(以後セグメントと呼
ぶ)毎に間引き(キーダウン)または補間(キーアッ
プ)を行う事により、曲のテンポの変化を防いでいる。
その様子をモデル化して図8および図9に示す。これ
は、Garveyにより開発された“カット&スプライ
ス処理法”と呼ばれているものである。前記の音程変換
の手法には、次の2つの音質を劣化させる要因がある。 音程変換の際に行われるアドレスの2度読み/読み飛
ばしの時に、1サンプリング周期(1/FS )分のデー
タの不連続(以後、小さな不連続と呼ぶ)が発生し、こ
の時点で音質を劣化させる。 セグメント毎に行う間引き/補間の際に、数10ms
分のデータの不連続(以後、大きな不連続と呼ぶ)が発
生し、この時点で音質を劣化させる。
【0003】前記小さな不連続点の音質改善処理の方法
としては、従来は、小さな不連続点の音質を改善するた
めに、ローパスフィルタにより小さな不連続点での急な
変化をスムージングする方法、小さな不連続点が異なる
位置になるように2つのデータを読み出し、その平均値
をとることでスムージングする方法等がとられていた
が、前記従来の方法では不連続点の十分な補正が行なえ
ず、また、より良い補正を行なうためにはディジタルフ
ィルタ(ローパスフィルタ)のカットオフ周波数を下げ
なくてはならず、高域がレベルダウンするという問題が
あった。また、2つのデータを読み出すとプログラム容
量が増大してしまう等の問題点があった。
としては、従来は、小さな不連続点の音質を改善するた
めに、ローパスフィルタにより小さな不連続点での急な
変化をスムージングする方法、小さな不連続点が異なる
位置になるように2つのデータを読み出し、その平均値
をとることでスムージングする方法等がとられていた
が、前記従来の方法では不連続点の十分な補正が行なえ
ず、また、より良い補正を行なうためにはディジタルフ
ィルタ(ローパスフィルタ)のカットオフ周波数を下げ
なくてはならず、高域がレベルダウンするという問題が
あった。また、2つのデータを読み出すとプログラム容
量が増大してしまう等の問題点があった。
【0004】次に、前記大きな不連続点の音質改善処理
の方法を示す。先ず、音程ダウンおよび音程アップの原
理を図8および図9に示す。音程ダウンの原理は図8に
示すように単位時間Lの長さの信号をL+L1 の長さ
に、音程アップの原理は図9に示すようにL+L2 の長
さの信号をLの長さにすることである。音程ダウンまた
はアップする原信号をそれぞれL、L+L2 という適当
な時間間隔に区切り、個々に音程変換した信号を図10
に示すようにつなげることにより全体の音程変換信号を
作る。ところで、単純に音程変換した信号の時間長は原
信号の時間長と異なる。そこで、全体の音程変換後の信
号の時間長を原信号の時間長と同じにするために、音程
ダウンの場合、単位時間L毎に音程ダウン後L1 (BD
n )の長さ分の変換後信号を間引き、音程アップの場
合、L2 (Dn )の長さ分、原信号を補間させて単位の
音程変換を行ってつなぎ合わせることによって全体的な
音程変換を行っている。その結果、図10の矢印で示す
部分即ち、各時間Lの終了点から次の時間Lの開始点に
おいて、信号の不連続点が発生する。この不連続点での
音質の劣化を抑えるために、図11に示すように同じ原
信号から不連続が発生するタイミングが異なる2種類の
変換信号ADn、A' Dn を作り、それぞれの不連続が
発生する時点から、不連続が発生した信号を徐々に大き
く、不連続が発生していない信号を徐々に小さくしなが
ら重ね合わせるという手法を取っている、これがクロス
フェードという手法である。
の方法を示す。先ず、音程ダウンおよび音程アップの原
理を図8および図9に示す。音程ダウンの原理は図8に
示すように単位時間Lの長さの信号をL+L1 の長さ
に、音程アップの原理は図9に示すようにL+L2 の長
さの信号をLの長さにすることである。音程ダウンまた
はアップする原信号をそれぞれL、L+L2 という適当
な時間間隔に区切り、個々に音程変換した信号を図10
に示すようにつなげることにより全体の音程変換信号を
作る。ところで、単純に音程変換した信号の時間長は原
信号の時間長と異なる。そこで、全体の音程変換後の信
号の時間長を原信号の時間長と同じにするために、音程
ダウンの場合、単位時間L毎に音程ダウン後L1 (BD
n )の長さ分の変換後信号を間引き、音程アップの場
合、L2 (Dn )の長さ分、原信号を補間させて単位の
音程変換を行ってつなぎ合わせることによって全体的な
音程変換を行っている。その結果、図10の矢印で示す
部分即ち、各時間Lの終了点から次の時間Lの開始点に
おいて、信号の不連続点が発生する。この不連続点での
音質の劣化を抑えるために、図11に示すように同じ原
信号から不連続が発生するタイミングが異なる2種類の
変換信号ADn、A' Dn を作り、それぞれの不連続が
発生する時点から、不連続が発生した信号を徐々に大き
く、不連続が発生していない信号を徐々に小さくしなが
ら重ね合わせるという手法を取っている、これがクロス
フェードという手法である。
【0005】クロスフェードとは、前述したように、単
位時間L毎に大きな不連続点が発生する音程変換後のデ
ータを、その不連続点が異なる位置(1/2Lだけ位相
のずれた位置)になるようにして2つ作り、一方が大き
な不連続を起こした時点からその信号の振幅をフェード
インし、その時点では連続な他方の信号の振幅をフェー
ドアウトしながら加えることである。このフェードイン
/フェードアウトを繰り返すことにより、連続的に不連
続点で発生する雑音を目立たなく抑え、自然な音程変換
を行うことができる。従来の技術では、このクロスフェ
ードを行う時のそれぞれの信号に対する重み付けを図1
1に示すように直線的に変化させながら2信号を重ね合
わせていた。その結果、図12に示すように重ね合わせ
信号Xと重ね合わせ信号Yとを重ね合わせると重ね合わ
せ処理後の信号Zは部分的に信号の打ち消しがあり、そ
の部分の信号出力が零になり、音質が劣化していた。
位時間L毎に大きな不連続点が発生する音程変換後のデ
ータを、その不連続点が異なる位置(1/2Lだけ位相
のずれた位置)になるようにして2つ作り、一方が大き
な不連続を起こした時点からその信号の振幅をフェード
インし、その時点では連続な他方の信号の振幅をフェー
ドアウトしながら加えることである。このフェードイン
/フェードアウトを繰り返すことにより、連続的に不連
続点で発生する雑音を目立たなく抑え、自然な音程変換
を行うことができる。従来の技術では、このクロスフェ
ードを行う時のそれぞれの信号に対する重み付けを図1
1に示すように直線的に変化させながら2信号を重ね合
わせていた。その結果、図12に示すように重ね合わせ
信号Xと重ね合わせ信号Yとを重ね合わせると重ね合わ
せ処理後の信号Zは部分的に信号の打ち消しがあり、そ
の部分の信号出力が零になり、音質が劣化していた。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】小さな不連続点の音質
の改善処理方法においては、従来のローパスフィルタに
より小さな不連続点での急な変化をスムージングする方
法では、不連続点の十分な補正が行なえず、また、より
良い補正を行なうためにはディジタルフィルタ(ローパ
スフィルタ)のカットオフ周波数を下げなくてはなら
ず、高域がレベルダウンするという問題があり、また同
じく小さな不連続点が異なる位置になるように2つのデ
ータを読み出し、その平均値をとることでスムージング
する方法では、2つのデータを読み出すとプログラム容
量が増大してしまう等の問題点があった。そこで、不連
続の程度をより一層改善するとともに、その処理を簡素
化することである。大きな不連続点の音質の改善処理方
法においては、従来の重み付けを直線的に変化させなが
ら2信号を重ね合わせるクロスフェ−ドによる方法で
は、音程の変化量を大きく取っていくと音質の劣化が著
しい、即ち、クロスフェードで重ね合わせる2つの信号
が逆相の場合、図12に示すように出力が打ち消されて
しまい、その部分で信号出力が零になってしまうという
問題があり、これを改善することである。
の改善処理方法においては、従来のローパスフィルタに
より小さな不連続点での急な変化をスムージングする方
法では、不連続点の十分な補正が行なえず、また、より
良い補正を行なうためにはディジタルフィルタ(ローパ
スフィルタ)のカットオフ周波数を下げなくてはなら
ず、高域がレベルダウンするという問題があり、また同
じく小さな不連続点が異なる位置になるように2つのデ
ータを読み出し、その平均値をとることでスムージング
する方法では、2つのデータを読み出すとプログラム容
量が増大してしまう等の問題点があった。そこで、不連
続の程度をより一層改善するとともに、その処理を簡素
化することである。大きな不連続点の音質の改善処理方
法においては、従来の重み付けを直線的に変化させなが
ら2信号を重ね合わせるクロスフェ−ドによる方法で
は、音程の変化量を大きく取っていくと音質の劣化が著
しい、即ち、クロスフェードで重ね合わせる2つの信号
が逆相の場合、図12に示すように出力が打ち消されて
しまい、その部分で信号出力が零になってしまうという
問題があり、これを改善することである。
【0007】
【課題を解決する手段】本発明においては、前記小さな
不連続点の改善処理方法として1次のFIRフィルタを
用いて、現在入力中のデ−タに係数aを乗算したもの
と、1サンプリング周期前のデ−タに係数bを乗算した
ものとを加算した、スム−ジング処理により補正処理を
行ない、また、前記大きな不連続点の改善処理方法とし
ては、クロスフェード(2信号の重ね合わせ)時の重み
係数の変化方法を直線的に変化させるのではなく、2本
の直線(折線)で変化させて上に凸の形にして補正処理
を行なう。より具体的には、クロスフェ−ド(2信号の
重ね合わせ)により大きな不連続点の改善処理を行なう
場合、2信号のそれぞれの変換信号の不連続の発生を検
知し、一方の変換信号に不連続が発生した時点から不連
続が発生した方の変換信号の乗算係数Ciの増加量△C
iを不連続が発生していない信号の乗算係数Cdの減少
量△Cdよりも大とし、前記乗算係数の大きさが逆転し
た時点で前記△Ciと△Cdの値を入れ換えて前記と逆
の関係にする。
不連続点の改善処理方法として1次のFIRフィルタを
用いて、現在入力中のデ−タに係数aを乗算したもの
と、1サンプリング周期前のデ−タに係数bを乗算した
ものとを加算した、スム−ジング処理により補正処理を
行ない、また、前記大きな不連続点の改善処理方法とし
ては、クロスフェード(2信号の重ね合わせ)時の重み
係数の変化方法を直線的に変化させるのではなく、2本
の直線(折線)で変化させて上に凸の形にして補正処理
を行なう。より具体的には、クロスフェ−ド(2信号の
重ね合わせ)により大きな不連続点の改善処理を行なう
場合、2信号のそれぞれの変換信号の不連続の発生を検
知し、一方の変換信号に不連続が発生した時点から不連
続が発生した方の変換信号の乗算係数Ciの増加量△C
iを不連続が発生していない信号の乗算係数Cdの減少
量△Cdよりも大とし、前記乗算係数の大きさが逆転し
た時点で前記△Ciと△Cdの値を入れ換えて前記と逆
の関係にする。
【0008】
【作用】小さな不連続点の処理においては、1次のFI
Rフィルタを用いて、現在入力中のデ−タと1サンプリ
ング周期前のデ−タとをスム−ジングにより補正処理を
行なうため、その処理能力が向上するとともに、音程変
換量の調整係数を用いこれを任意に変化できるので、処
理を簡易化することができる。そして、大きな不連続点
の処理においては、前記本発明によるクロスフェ−ド処
理時の重み係数の変化方法を直線的に変化させるのでは
なく、2本の直線(折線)で変化させる上に凸の形にし
て補正処理を行なうことにより、従来の重ね合わせ時の
打ち消し合いを減少させ、変化量の大きい音程変換時に
も良好な音質を得ることができる。
Rフィルタを用いて、現在入力中のデ−タと1サンプリ
ング周期前のデ−タとをスム−ジングにより補正処理を
行なうため、その処理能力が向上するとともに、音程変
換量の調整係数を用いこれを任意に変化できるので、処
理を簡易化することができる。そして、大きな不連続点
の処理においては、前記本発明によるクロスフェ−ド処
理時の重み係数の変化方法を直線的に変化させるのでは
なく、2本の直線(折線)で変化させる上に凸の形にし
て補正処理を行なうことにより、従来の重ね合わせ時の
打ち消し合いを減少させ、変化量の大きい音程変換時に
も良好な音質を得ることができる。
【0009】
【実施例】本発明の実施例を図面を用いて以下のように
説明する。本発明の第1の実施例である小さな不連続点
の音質改善の処理方法について説明する。従来、小さな
不連続点の音質改善の方法として、2データの平均を使
用していたが、本発明はこれよりもより大きな効果が得
られる方法であり、1次のFIRフィルタを用いて、現
在入力中のデ−タに係数aを乗算したものと、1サンプ
リング周期(1/FS )前のデ−タに係数bを乗算した
ものとを加算した、スム−ジングにより補正処理を行な
うものであり、その原理を図1を用いて説明する。図1
において、7−1は1サンプリング周期(1/FS )分
の遅延時間toを有する遅延回路、7−2は係数aを乗
算する乗算回路、7−3は係数bを乗算する乗算回路、
7−4は前記乗算回路2および3の出力を加算する加算
回路を示す。点Aにおいて現在の入力信号I2 が、点B
において前記遅延回路7−1を通った1サンプリング周
期(1/FS )前の入力信号I1 が入力されそれぞれ乗
算回路7−2および7−3により係数aおよびbが乗算
され、これら乗算回路7−2および7−3からの出力は
加算回路7−4で加算されて出力信号として出力され
る。
説明する。本発明の第1の実施例である小さな不連続点
の音質改善の処理方法について説明する。従来、小さな
不連続点の音質改善の方法として、2データの平均を使
用していたが、本発明はこれよりもより大きな効果が得
られる方法であり、1次のFIRフィルタを用いて、現
在入力中のデ−タに係数aを乗算したものと、1サンプ
リング周期(1/FS )前のデ−タに係数bを乗算した
ものとを加算した、スム−ジングにより補正処理を行な
うものであり、その原理を図1を用いて説明する。図1
において、7−1は1サンプリング周期(1/FS )分
の遅延時間toを有する遅延回路、7−2は係数aを乗
算する乗算回路、7−3は係数bを乗算する乗算回路、
7−4は前記乗算回路2および3の出力を加算する加算
回路を示す。点Aにおいて現在の入力信号I2 が、点B
において前記遅延回路7−1を通った1サンプリング周
期(1/FS )前の入力信号I1 が入力されそれぞれ乗
算回路7−2および7−3により係数aおよびbが乗算
され、これら乗算回路7−2および7−3からの出力は
加算回路7−4で加算されて出力信号として出力され
る。
【0010】先ず、キ−ダウンの場合の動作を図2によ
り説明する。キーダウンの場合、音程変換度により決ま
る一定時間毎に、外付けメモリからの読み出しアドレス
を2度読み(アドレスの更新を行わず、その1サンプリ
ング周期(1/FS )前と同じアドレスからデータを読
み出す)する。即ち、一定時間毎に読み出すデータを
“現在”よりも1サンプリング周期(1/FS )分前の
値にする。この小さな不連続点で、キ−ダウンされたデ
ータを一気に変化させるのではなく、小さな不連続が起
こる周期内で前記フィルタの構成要素である乗算器の乗
算係数a、bおよび音程変換係数Kを、 a+b=1、a=a−K および b=b+K という一定の関係に保ちつつ、音程変換係数Kの値分づ
つ徐々に1サンプリング周期(1/FS )分前のデータ
に近づけて行けば、不連続点でのデータの不連続量が小
さく抑えられる。徐々に1サンプリング周期(1/
FS )分前のデータに近づけるには、図1に示す1次の
FIRフィルタを使う。1サンプリング周期(1/
FS )毎に音程変換係数Kを減算する不連続検出カウン
タ:NCC(初期値=1)を用意し、通常はaとしてN
CCの値を使い、前記NCCの値が減少してその値が0
以下になった時、小さな不連続点(同一データの補間)
を発生させてNCCに数値1を加算する。NCCが0以
下になった時には、aの値を0.5にする。次に、音程
変換係数Kが0.2の場合の不連続点補正処理の具体例
を表1に示す。
り説明する。キーダウンの場合、音程変換度により決ま
る一定時間毎に、外付けメモリからの読み出しアドレス
を2度読み(アドレスの更新を行わず、その1サンプリ
ング周期(1/FS )前と同じアドレスからデータを読
み出す)する。即ち、一定時間毎に読み出すデータを
“現在”よりも1サンプリング周期(1/FS )分前の
値にする。この小さな不連続点で、キ−ダウンされたデ
ータを一気に変化させるのではなく、小さな不連続が起
こる周期内で前記フィルタの構成要素である乗算器の乗
算係数a、bおよび音程変換係数Kを、 a+b=1、a=a−K および b=b+K という一定の関係に保ちつつ、音程変換係数Kの値分づ
つ徐々に1サンプリング周期(1/FS )分前のデータ
に近づけて行けば、不連続点でのデータの不連続量が小
さく抑えられる。徐々に1サンプリング周期(1/
FS )分前のデータに近づけるには、図1に示す1次の
FIRフィルタを使う。1サンプリング周期(1/
FS )毎に音程変換係数Kを減算する不連続検出カウン
タ:NCC(初期値=1)を用意し、通常はaとしてN
CCの値を使い、前記NCCの値が減少してその値が0
以下になった時、小さな不連続点(同一データの補間)
を発生させてNCCに数値1を加算する。NCCが0以
下になった時には、aの値を0.5にする。次に、音程
変換係数Kが0.2の場合の不連続点補正処理の具体例
を表1に示す。
【表1】
【0011】次に、キ−アップの場合の動作を図3によ
り説明する。キーアップの場合はキーダウンの場合とは
逆に、小さな不連続が発生する毎にキ−アップされたデ
−タを一気に変化させるのではなく、小さな不連続が起
こる周期内で前記フィルタの構成要素である乗算器の乗
算係数a、bおよび音程変換係数Kを、 a+b=1、a=a+K および b=b−K という一定の関係に保ちつつ、1サンプリング周期(1
/FS )分後の、即ち、“現在”に近いデータに音程変
換係数Kの値分づつ徐々に近づけていくことにより、不
連続点でのデ−タの不連続量が小さく抑えられる。この
キーアップ時の小さな不連続点で発生する読み出しデー
タの不連続に起因する音質劣化の改善も、原理はキーダ
ウンの場合と同じであり、図1に示す1次のFIRフィ
ルタを使う。この場合はキーダウンの場合とは逆に、N
CCの値(初期値=0)を1サンプリング周期(1/F
S )毎に音程変換係数Kづつ増加させ、NCCの値が1
以上になった時、小さな不連続点(データの読み飛ば
し)として検出し、デ−タの間引きを行ない、NCCの
値から数値1を減算する。前記キ−ダウンの場合と同
様、通常時には係数aの値としてNCCの値をそのまま
使用し、NCCの値が1以上になった時に、係数aの値
を数値0.5にする。次に、音程変換係数Kが0.2の
場合の不連続点補正処理の具体例を表2に示す。
り説明する。キーアップの場合はキーダウンの場合とは
逆に、小さな不連続が発生する毎にキ−アップされたデ
−タを一気に変化させるのではなく、小さな不連続が起
こる周期内で前記フィルタの構成要素である乗算器の乗
算係数a、bおよび音程変換係数Kを、 a+b=1、a=a+K および b=b−K という一定の関係に保ちつつ、1サンプリング周期(1
/FS )分後の、即ち、“現在”に近いデータに音程変
換係数Kの値分づつ徐々に近づけていくことにより、不
連続点でのデ−タの不連続量が小さく抑えられる。この
キーアップ時の小さな不連続点で発生する読み出しデー
タの不連続に起因する音質劣化の改善も、原理はキーダ
ウンの場合と同じであり、図1に示す1次のFIRフィ
ルタを使う。この場合はキーダウンの場合とは逆に、N
CCの値(初期値=0)を1サンプリング周期(1/F
S )毎に音程変換係数Kづつ増加させ、NCCの値が1
以上になった時、小さな不連続点(データの読み飛ば
し)として検出し、デ−タの間引きを行ない、NCCの
値から数値1を減算する。前記キ−ダウンの場合と同
様、通常時には係数aの値としてNCCの値をそのまま
使用し、NCCの値が1以上になった時に、係数aの値
を数値0.5にする。次に、音程変換係数Kが0.2の
場合の不連続点補正処理の具体例を表2に示す。
【表2】
【0012】次に、本発明の第2の実施例である大きな
不連続点の音質改善の処理方法について説明する。本発
明においては、クロスフェード時の重み係数の変化方法
を従来のように直線的に変化させるのではなく、図4の
様な2本の直線(折線)A、Bで変化させる。これを詳
細に説明すると、まず、クロスフェード(2信号の重
ね合わせ)は、それぞれの信号にある係数を乗じ、その
結果を加算するという手法を取り、それぞれの変換信
号に不連続が発生したことを検知し、一方の変換信号
に不連続が発生した時点から、不連続が発生した方の変
換信号の乗算係数(Ciとする)をサンプリング周期
(1/FS )毎に0から一定量(△Ciとする)増加さ
せ、不連続が発生していない方の変換信号の乗算係数
(Cdとする)をサンプリング周期(1/FS )毎に1
から一定量(△Cdとする)減少させる。このとき、前
記増加量△Ciを減少量△Cdよりも大きくすることに
より図4に示す様な上に凸のクロスフェードの形を実現
することができる。前記の処理を行っていくとある
時点で乗算係数CiとCdの大きさが逆転する。これを
検知し、それ以後は、前記△Ciと△Cdの値を入れ換
えて、サンプリング周期(1/FS )毎にCiを増加さ
せ、Cdを減少させる。これにより、図4のような、折
れ線地点から左右対称なクロスフェードの形を実現する
ことが出来る。前記乗算係数Ci、Cd、△Ciおよび
△Cdの関係を数式で表現すると以下のとおりである。
図4における折線の前半の区間(区間TA )において
は、 Ci=Ci+△Ci および Cd=Cd−△Cd 同じく後半の区間(区間TB )においては、 Ci=Ci+△Cd および Cd=Cd−△Ci 前記の処理を行っていくと、乗算係数Ciの値は1
以上に、乗算係数Cdの値は0以下になる。その時点で
それぞれの乗算係数は1,0に固定とし、次の不連続が
発生するのを待つ。不連続が発生したら、前記の処
理に戻る。この場合、不連続が発生した変換信号と発生
していない変換信号は前回と逆になっているが、必ず不
連続が発生した方の乗算係数をCiとして増加させ、発
生していない方の乗算係数をCdとして減ずる。以後、
前記〜の処理を繰り返す。音程変換音の音質は、△
Ci、△Cdの値を音程変換度に応じて最適値に選び、
クロスフェードの形を微妙に調整することにより大きく
向上することが分かった。クロスフェードを、不連続が
発生する周期一杯の時間をかけてゆっくり行い、乗算係
数CiとCdが逆転する(等しくなる)時の値が約0.
7(CiとCdの比が約7対3)になるように前記△C
i,△Cdの値を調整すると音質が最良になる。即ち、
図5に示すように、重ね合わせ信号Xと重ね合わせ信号
Yとをクロスフェ−ド(重ね合わせ)した後の信号Z
は、前記信号Xと信号Yとが同相の場合は、重みが付い
ているため、元の振幅レベルよりも増加するものの、逆
相の場合には、従来のような打ち消し合いがなくなり、
音質が向上する。本発明においては、クロスフェードの
形を、ディジタル信号デ−タ処理部DSPのプログラム
処理量をより簡素化するという関係から、2本の折線に
よる上に凸の形にした。音程変換後の音声信号の音質を
さらに向上するには、クロスフェードの形をサイン波の
1/4周期の形に近づけることによりこれを達成するこ
とができる。
不連続点の音質改善の処理方法について説明する。本発
明においては、クロスフェード時の重み係数の変化方法
を従来のように直線的に変化させるのではなく、図4の
様な2本の直線(折線)A、Bで変化させる。これを詳
細に説明すると、まず、クロスフェード(2信号の重
ね合わせ)は、それぞれの信号にある係数を乗じ、その
結果を加算するという手法を取り、それぞれの変換信
号に不連続が発生したことを検知し、一方の変換信号
に不連続が発生した時点から、不連続が発生した方の変
換信号の乗算係数(Ciとする)をサンプリング周期
(1/FS )毎に0から一定量(△Ciとする)増加さ
せ、不連続が発生していない方の変換信号の乗算係数
(Cdとする)をサンプリング周期(1/FS )毎に1
から一定量(△Cdとする)減少させる。このとき、前
記増加量△Ciを減少量△Cdよりも大きくすることに
より図4に示す様な上に凸のクロスフェードの形を実現
することができる。前記の処理を行っていくとある
時点で乗算係数CiとCdの大きさが逆転する。これを
検知し、それ以後は、前記△Ciと△Cdの値を入れ換
えて、サンプリング周期(1/FS )毎にCiを増加さ
せ、Cdを減少させる。これにより、図4のような、折
れ線地点から左右対称なクロスフェードの形を実現する
ことが出来る。前記乗算係数Ci、Cd、△Ciおよび
△Cdの関係を数式で表現すると以下のとおりである。
図4における折線の前半の区間(区間TA )において
は、 Ci=Ci+△Ci および Cd=Cd−△Cd 同じく後半の区間(区間TB )においては、 Ci=Ci+△Cd および Cd=Cd−△Ci 前記の処理を行っていくと、乗算係数Ciの値は1
以上に、乗算係数Cdの値は0以下になる。その時点で
それぞれの乗算係数は1,0に固定とし、次の不連続が
発生するのを待つ。不連続が発生したら、前記の処
理に戻る。この場合、不連続が発生した変換信号と発生
していない変換信号は前回と逆になっているが、必ず不
連続が発生した方の乗算係数をCiとして増加させ、発
生していない方の乗算係数をCdとして減ずる。以後、
前記〜の処理を繰り返す。音程変換音の音質は、△
Ci、△Cdの値を音程変換度に応じて最適値に選び、
クロスフェードの形を微妙に調整することにより大きく
向上することが分かった。クロスフェードを、不連続が
発生する周期一杯の時間をかけてゆっくり行い、乗算係
数CiとCdが逆転する(等しくなる)時の値が約0.
7(CiとCdの比が約7対3)になるように前記△C
i,△Cdの値を調整すると音質が最良になる。即ち、
図5に示すように、重ね合わせ信号Xと重ね合わせ信号
Yとをクロスフェ−ド(重ね合わせ)した後の信号Z
は、前記信号Xと信号Yとが同相の場合は、重みが付い
ているため、元の振幅レベルよりも増加するものの、逆
相の場合には、従来のような打ち消し合いがなくなり、
音質が向上する。本発明においては、クロスフェードの
形を、ディジタル信号デ−タ処理部DSPのプログラム
処理量をより簡素化するという関係から、2本の折線に
よる上に凸の形にした。音程変換後の音声信号の音質を
さらに向上するには、クロスフェードの形をサイン波の
1/4周期の形に近づけることによりこれを達成するこ
とができる。
【0013】次に、音程変換時に小さな不連続点および
大きな不連続点の改善処理を行なう装置の動作を図7の
各構成要素を交えて図6のフロ−チャ−トにより説明す
る。ディジタル音声信号を入力し(S1 ) 、前記ディジ
タル音声信号を帯域制限処理した(S2 )後、その入力
順に順次外付けメモリ6の連続したアドレスに書込む
(S5 、S6 )。そして、キ−アップまたはキ−ダウン
のキ−変換指定デ−タを入力し(S3 ) 、前記キ−変換
指定デ−タに基づいてキ−変換度デ−タを検出し
(S4 ) 、このキ−変換度デ−タに基づいてアドレス発
生器(コントロ−ラ)5ではキ−ダウン、キ−アップお
よびそれらの程度に応じた読出しアドレスXおよびYが
計算され(S7 、S9 )、前記外付けメモリ6のアドレ
スXおよびYからデ−タRD1 およびR’D1 の読出し
(S8 、S10)が行なわれる。前記S7およびS8 はク
ロスフェ−ド(重ね合わせ)処理する一方の信号列AD
n に対するものであり、前記S9 およびS10は同じくク
ロスフェ−ド(重ね合わせ)処理する他方の信号列A'
Dn に対するものである。前記キ−変換度検出部4から
のキ−変換度デ−タに基づいて操作B重み係数計算器9
ではスム−ジング処理のための重み係数を計算し
(S11)、前記外付けメモリ6から読み出された前記信
号列ADn および信号列A' Dn のデ−タは前記計算さ
れた重み係数を用いてFIRフィルタ7および8でスム
−ジング処理され(S12、S13)、小さな不連続点の改
善が行なわれる。前記キ−変換度検出手段からのキ−変
換度デ−タに基づいて操作A重み係数計算器11ではク
ロスフェ−ド(重ね合わせ)処理のための重み係数を計
算し(S14)、前記スム−ジング処理された信号列AD
n および信号列A' Dn のデ−タはこの重み係数を用い
てクロスフェ−ド(重ね合わせ)処理され(S15)、大
きな不連続点の改善が行なわれる。更に、前記クロスフ
ェ−ド(重ね合わせ)処理されたデ−タをスム−ジング
フィルタ12によりスム−ジング処理する(S16)こと
により、音質をより向上することができる。以後、外付
けメモリからデ−タRD2 およびR’D2 の読出しを行
なった後、前述と同様の処理を行い、更に、順次後続の
デ−タについても同様の処理を行なう。
大きな不連続点の改善処理を行なう装置の動作を図7の
各構成要素を交えて図6のフロ−チャ−トにより説明す
る。ディジタル音声信号を入力し(S1 ) 、前記ディジ
タル音声信号を帯域制限処理した(S2 )後、その入力
順に順次外付けメモリ6の連続したアドレスに書込む
(S5 、S6 )。そして、キ−アップまたはキ−ダウン
のキ−変換指定デ−タを入力し(S3 ) 、前記キ−変換
指定デ−タに基づいてキ−変換度デ−タを検出し
(S4 ) 、このキ−変換度デ−タに基づいてアドレス発
生器(コントロ−ラ)5ではキ−ダウン、キ−アップお
よびそれらの程度に応じた読出しアドレスXおよびYが
計算され(S7 、S9 )、前記外付けメモリ6のアドレ
スXおよびYからデ−タRD1 およびR’D1 の読出し
(S8 、S10)が行なわれる。前記S7およびS8 はク
ロスフェ−ド(重ね合わせ)処理する一方の信号列AD
n に対するものであり、前記S9 およびS10は同じくク
ロスフェ−ド(重ね合わせ)処理する他方の信号列A'
Dn に対するものである。前記キ−変換度検出部4から
のキ−変換度デ−タに基づいて操作B重み係数計算器9
ではスム−ジング処理のための重み係数を計算し
(S11)、前記外付けメモリ6から読み出された前記信
号列ADn および信号列A' Dn のデ−タは前記計算さ
れた重み係数を用いてFIRフィルタ7および8でスム
−ジング処理され(S12、S13)、小さな不連続点の改
善が行なわれる。前記キ−変換度検出手段からのキ−変
換度デ−タに基づいて操作A重み係数計算器11ではク
ロスフェ−ド(重ね合わせ)処理のための重み係数を計
算し(S14)、前記スム−ジング処理された信号列AD
n および信号列A' Dn のデ−タはこの重み係数を用い
てクロスフェ−ド(重ね合わせ)処理され(S15)、大
きな不連続点の改善が行なわれる。更に、前記クロスフ
ェ−ド(重ね合わせ)処理されたデ−タをスム−ジング
フィルタ12によりスム−ジング処理する(S16)こと
により、音質をより向上することができる。以後、外付
けメモリからデ−タRD2 およびR’D2 の読出しを行
なった後、前述と同様の処理を行い、更に、順次後続の
デ−タについても同様の処理を行なう。
【0014】次に、音程変換時に小さな不連続点および
大きな不連続点の改善処理を行なう装置の具体的な構成
例を図7に示す。なお、1は音声信号入力部、2は帯域
制限フィルタ、3はキ−変換デ−タ入力部、4はキ−変
換度検出部、5はアドレス発生器(コントロ−ラ)、6
は外付けメモリ、7はFIRフィルタ、7−1は遅延回
路、7−2は乗算器、7−3は乗算器、7−4は加算
器、8はFIRフィルタ、8−1は遅延回路、8−2は
乗算器、8−3は乗算器、8−4は加算器、9は操作B
重み係数(スム−ジング)計算器、10はクロスフェ−
ド(重ね合わせ)処理部、10−1は乗算器、10−2
は乗算器、10−3は加算器、11は操作A重み係数
(クロスフェ−ド)計算器、12はスム−ジングフィル
タをそれぞれ示し、13(一点鎖線で囲まれた部分)は
ディジタル信号デ−タ処理部でありこれに属する構成要
素前記4〜12の全てをLSI等により達成することが
できるが、夫々個別の回路により行なうこともできる。
音声入力信号1(A/D変換された)は帯域制限フィル
タ2を介して入力され、入力された順序どおりに、アド
レス発生器5により発生された外付けメモリ6のアドレ
スに順次書き込まれる。一方、キ−アップまたはキ−ダ
ウンの指定が所定のキ−(図示せず)によりおこなわ
れ、キ−アップまたはキ−ダウンのキ−変換デ−タがキ
−変換デ−タ入力部3より入力され、この入力されたキ
−変換デ−タに基づいてキ−変換度検出部4において前
記小さな不連続点の検出および大きな不連続点の検出が
行なわれる。なお、大きな不連続点は前記のようにセグ
メント毎に定期的に発生するので、各セグメントの境界
において大きな不連続点の検出信号を発生する。小さな
不連続点の検出は、キ−アップまたはキ−ダウンのよう
なキ−変換の発生を音程変換度検出部4が検出して、小
さな不連続点の検出信号を発生する。前記外付けメモリ
6に記憶された音声デ−タは、大きな不連続点の改善を
行なうクロスフェ−ド(重ね合わせ)処理を行なうため
に、ADn とA, Dn という2つの不連続点の発生する
タイミングが異なる信号(列)が必要であるから、その
ため外付けメモリ6からADn とA, Dn という2つの
信号が読み出され、デ−タADn およびA, Dn はFI
Rフィルタ7および8に送出される。キ−変換度検出部
4からの小さな不連続点の検出信号により、操作B重み
係数(スム−ジング)計算器9は乗算係数aおよびbを
作成し、FIRフィルタ7および8の乗算器7−2、7
−3、8−2および8−3に供給する。FIRフィルタ
7および8は前記乗算係数aおよびbに基づいてスム−
ジング処理を行った後、これらのデ−タはクロスフェ−
ド処理部10に送出される。そして、キ−変換度検出部
4からの大きな不連続点の検出信号により、操作A重み
係数(クロスフェ−ド)処理部11で重み係数(乗算係
数Ci、Cd)が作成され、これがクロスフェ−ド処理
部10の乗算器10−1および10−2に与えられ、ク
ロスフェ−ド処理部10でクロスフェ−ド処理が行なわ
れ、大きな不連続点は改善される。このように小さな不
連続点の改善処理および大きな不連続点の改善処理がな
された音声信号デ−タはそのまま出力してもよいが、更
になめらかな良質の音声信号にするためにスム−ジング
フィルタ12を介して出力する。
大きな不連続点の改善処理を行なう装置の具体的な構成
例を図7に示す。なお、1は音声信号入力部、2は帯域
制限フィルタ、3はキ−変換デ−タ入力部、4はキ−変
換度検出部、5はアドレス発生器(コントロ−ラ)、6
は外付けメモリ、7はFIRフィルタ、7−1は遅延回
路、7−2は乗算器、7−3は乗算器、7−4は加算
器、8はFIRフィルタ、8−1は遅延回路、8−2は
乗算器、8−3は乗算器、8−4は加算器、9は操作B
重み係数(スム−ジング)計算器、10はクロスフェ−
ド(重ね合わせ)処理部、10−1は乗算器、10−2
は乗算器、10−3は加算器、11は操作A重み係数
(クロスフェ−ド)計算器、12はスム−ジングフィル
タをそれぞれ示し、13(一点鎖線で囲まれた部分)は
ディジタル信号デ−タ処理部でありこれに属する構成要
素前記4〜12の全てをLSI等により達成することが
できるが、夫々個別の回路により行なうこともできる。
音声入力信号1(A/D変換された)は帯域制限フィル
タ2を介して入力され、入力された順序どおりに、アド
レス発生器5により発生された外付けメモリ6のアドレ
スに順次書き込まれる。一方、キ−アップまたはキ−ダ
ウンの指定が所定のキ−(図示せず)によりおこなわ
れ、キ−アップまたはキ−ダウンのキ−変換デ−タがキ
−変換デ−タ入力部3より入力され、この入力されたキ
−変換デ−タに基づいてキ−変換度検出部4において前
記小さな不連続点の検出および大きな不連続点の検出が
行なわれる。なお、大きな不連続点は前記のようにセグ
メント毎に定期的に発生するので、各セグメントの境界
において大きな不連続点の検出信号を発生する。小さな
不連続点の検出は、キ−アップまたはキ−ダウンのよう
なキ−変換の発生を音程変換度検出部4が検出して、小
さな不連続点の検出信号を発生する。前記外付けメモリ
6に記憶された音声デ−タは、大きな不連続点の改善を
行なうクロスフェ−ド(重ね合わせ)処理を行なうため
に、ADn とA, Dn という2つの不連続点の発生する
タイミングが異なる信号(列)が必要であるから、その
ため外付けメモリ6からADn とA, Dn という2つの
信号が読み出され、デ−タADn およびA, Dn はFI
Rフィルタ7および8に送出される。キ−変換度検出部
4からの小さな不連続点の検出信号により、操作B重み
係数(スム−ジング)計算器9は乗算係数aおよびbを
作成し、FIRフィルタ7および8の乗算器7−2、7
−3、8−2および8−3に供給する。FIRフィルタ
7および8は前記乗算係数aおよびbに基づいてスム−
ジング処理を行った後、これらのデ−タはクロスフェ−
ド処理部10に送出される。そして、キ−変換度検出部
4からの大きな不連続点の検出信号により、操作A重み
係数(クロスフェ−ド)処理部11で重み係数(乗算係
数Ci、Cd)が作成され、これがクロスフェ−ド処理
部10の乗算器10−1および10−2に与えられ、ク
ロスフェ−ド処理部10でクロスフェ−ド処理が行なわ
れ、大きな不連続点は改善される。このように小さな不
連続点の改善処理および大きな不連続点の改善処理がな
された音声信号デ−タはそのまま出力してもよいが、更
になめらかな良質の音声信号にするためにスム−ジング
フィルタ12を介して出力する。
【0015】
【発明の効果】小さな不連続点の処理においては、ロ−
パスフィルタなしで音質改善することができ、キ−変換
時の小さな不連続点で一気に1サンプリング周期(1/
Fs)分のデ−タを変化させずに、徐々に1サンプリン
グ周期(1/Fs)前のデ−タに近づけていくので、不
連続点でのデ−タの不連続の程度が改善され、前記徐々
に近づける際に音程変換量(音程変換度係数K)を用い
るため前記不連続点の改善のためのデ−タ処理が簡素化
される。大きな不連続点の処理においては、従来の重ね
合わせ時の打ち消し合いを減少し、変化量の大きい音程
変換時にも良好な音質を得ることができる。
パスフィルタなしで音質改善することができ、キ−変換
時の小さな不連続点で一気に1サンプリング周期(1/
Fs)分のデ−タを変化させずに、徐々に1サンプリン
グ周期(1/Fs)前のデ−タに近づけていくので、不
連続点でのデ−タの不連続の程度が改善され、前記徐々
に近づける際に音程変換量(音程変換度係数K)を用い
るため前記不連続点の改善のためのデ−タ処理が簡素化
される。大きな不連続点の処理においては、従来の重ね
合わせ時の打ち消し合いを減少し、変化量の大きい音程
変換時にも良好な音質を得ることができる。
【図1】本発明の小さな不連続点の音質改善処理を行な
う装置の回路図である。
う装置の回路図である。
【図2】本発明の小さな不連続点のキ−ダウン時におけ
る音質改善処理の原理図である。
る音質改善処理の原理図である。
【図3】本発明の小さな不連続点のキ−アップ時におけ
る音質改善処理の原理図である。
る音質改善処理の原理図である。
【図4】本発明の大きな不連続点の音質改善処理(クロ
スフェ−ド)の原理図である。
スフェ−ド)の原理図である。
【図5】本発明の大きな不連続点の音質改善処理(クロ
スフェ−ド)後の信号出力波形図である。
スフェ−ド)後の信号出力波形図である。
【図6】本発明の小さな不連続点の音質改善処理及び大
きな不連続点の音質改善処理の動作フロ−チャ−トであ
る。
きな不連続点の音質改善処理の動作フロ−チャ−トであ
る。
【図7】本発明の小さな不連続点の音質改善処理及び大
きな不連続点の音質改善処理を行なうシステム構成図で
ある。
きな不連続点の音質改善処理を行なうシステム構成図で
ある。
【図8】音程変換における音程ダウン時の現象概略図で
ある。
ある。
【図9】音程変換における音程アップ時の現象概略図で
ある。
ある。
【図10】音程変換(音程ダウンおよび音程アップ)に
おける不連続点発生の概略図である。
おける不連続点発生の概略図である。
【図11】従来の大きな不連続点の補正処理方法(クロ
スフェ−ド)を示す概念図である。
スフェ−ド)を示す概念図である。
【図12】従来の大きな不連続点の補正処理(クロスフ
ェ−ド)後の信号出力波形図である。
ェ−ド)後の信号出力波形図である。
1 音声信号入力部 2 帯域制限フィルタ 3 キ−変換デ−タ入力部 4 キ−変換度検出部 5 アドレス発生器(コントロ−ラ) 6 外付けメモリ 7 FIRフィルタ 7−1 遅延回路 7−2 乗算器 7−3 乗算器 7−4 加算器 8 FIRフィルタ 8−1 遅延回路 8−2 乗算器 8−3 乗算器 8−4 加算器 9 操作B重み係数(スム−ジング)計算器 10 クロスフェ−ド(重ね合わせ)処理部 10−1 乗算器 10−2 乗算器 10−3 加算器 11 操作A重み係数(クロスフェ−ド)計算器 12 スム−ジングフィルタ 13 DSP(ディジタル信号デ−タ処理部)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G10H 7/02 G10K 15/04 302
Claims (5)
- 【請求項1】 ディジタル音程変換時の小さな不連続点
の改善処理方法として1次のFIRフィルタを用いて、
現在入力中のデ−タと1サンプリング周期前のデ−タと
をスム−ジングにより補正処理を行なう方法において、 現在の入力信号を乗算係数aなる乗算器により乗算した
結果と、1サンプリング周期前の入力信号を遅延回路を
介して乗算係数bなる乗算器により乗算した結果とを加
算回路で加算することによりスム−ジングを行ない、 キ−ダウンの場合には、小さな不連続点が発生する毎
に、キ−ダウンされたデータを急激に変化させずに、小
さな不連続が起こる期間内で、1サンプリング周期分前
のデータに徐々に近づけて行くことにより、不連続点で
のデータの不連続量を小さく抑え、 キ−アップの場合には、小さな不連続が発生する毎に、
キ−アップされたデ−タを急激に変化させるのではな
く、小さな不連続点が起こる期間内で、1サンプリング
周期分後の、現在入力中のデータに音程変換係数Kの値
分づつ徐々に近づけていくことにより、不連続点でのデ
−タの不連続量を小さく抑えるようにしたことを特徴と
するディジタル音程変換における不連続点の改善処理方
法。 - 【請求項2】 小さな不連続点の改善処理方法として1
次のFIRフィルタを用いて、現在入力中のデ−タと1
サンプリング周期前のデ−タとをスム−ジングにより補
正処理を行なう方法において、 現在の入力信号を乗算係数aなる乗算器により乗算した
結果と、1サンプリング周期前の入力信号を遅延回路を
介して乗算係数bなる乗算器により乗算した結果とを加
算回路で加算することによりスム−ジングを行ない、 キ−ダウンの場合には、係数a、bの関係は、a+b=
1 で、aを1から音程変換量ずつ減少させ0以下にな
った時点で小さな不連続点処理(同一デ−タの補間)を
行い、aを0.5にし、 キ−アップの場合には、係数a、bの関係は、a+b=
1 で、aを0から音程変換量ずつ増加させ1以上にな
った時点で小さな不連続点処理(デ−タの読み飛ばし)
を行い、aを0.5にすることを特徴とする請求項1記
載のディジタル音程変換における不連続点の改善処理方
法。 - 【請求項3】 前記スム−ジングによる補正処理方法
が、 キ−ダウンの場合には、小さな不連続点で、キ−ダウン
されたデータを一気に変化させずに、小さな不連続が起
こる周期内で、前記フィルタの構成要素である乗算器の
乗算係数a、bおよび音程変換係数Kを、 a+b=1、a=a−K および b=b+K という一定の関係に保ちつつ、音程変換係数Kの値分づ
つ1サンプリング周期分前のデータに徐々に近づけて行
くことにより、不連続点でのデータの不連続量を小さく
抑え、 キ−アップの場合には、小さな不連続が発生する毎にキ
−アップされたデ−タを一気に変化させるのではなく、
小さな不連続点が起こる期間内で、前記フィルタの構成
要素である乗算器の乗算係数a、bおよび音程変換係数
Kを、 a+b=1、a=a+K および b=b−K という一定の関係に保ちつつ、1サンプリング周期分後
の、現在入力中のデータに音程変換係数Kの値分づつ徐
々に近づけていくことにより、不連続点でのデ−タの不
連続量を小さく抑えるようにしたことを特徴とする請求
項1記載のディジタル音程変換における不連続点の改善
処理方法。 - 【請求項4】 ディジタル音程変換時の大きな不連続点
の改善処理方法において、クロスフェード時の重み係数
の変化方法が、クロスフェード(重ね合わせ)する2信
号のそれぞれの変換信号の不連続の発生を検知し、一方
の変換信号に不連続が発生した時点から不連続が発生し
た方の変換信号の乗算係数Ciの増加量ΔCiを不連続
が発生していない信号の乗算係数Cdの減少量ΔCdよ
りも大とし、前記乗算係数の大きさが逆転した時点で前
記ΔCiとΔCdの値を入れ換えて前記と逆の関係に
し、前記乗算係数Ci、Cd、ΔCiおよびΔCdの関
係が、折線の前半の急勾配の直線の区間では、 Ci=Ci+ΔCi および Cd=Cd−ΔCd 同じく後半の緩い勾配の直線の区間では、 Ci=Ci+ΔCd および Cd=Cd−ΔCi とすることにより、前記クロスフェード時の重み係数の
変化方法を直線的に変化させるのではなく、2本の直線
(折線)で変化させて上に凸のクロスフェ−ドの 形にす
る ことを特徴とするディジタル音程変換における不連続
点の処理方法。 - 【請求項5】 ディジタル音程変換における不連続点の
処理装置において、音声信号入力手段と、キ−アップま
たはキ−ダウンのキ−変換デ−タを入力するキ−変換デ
−タ入力手段と、前記キ−変換デ−タ入力手段からのキ
−変換デ−タに基づいてキ−変換度デ−タを検出するキ
−変換度検出手段と、前記ディジタル音声信号をその入
力順に順次連続したアドレスに書込み、アドレス発生手
段から発生されるアドレスからクロスフェ−ド(重ね合
わせ)処理をおこなうための2つの前記ディジタル音声
信号を読み出す記憶手段と、前記キ−変換度検出手段か
らのキ−変換度デ−タに応じて、キ−ダウンの場合に
は、変換程度に応じて同一のアドレスを連続して発生
し、また、キ−アップの場合には、変換程度に応じて本
来読み出すべきアドレスの次のアドレスを発生するアド
レス発生手段と、前記記憶手段から読み出された前記2
つの信号のうちの一方の信号を入力しスム−ジング処理
する第1のスム−ジング処理手段と、前記記憶手段から
読み出された前記2つの信号のうちの他方の信号を入力
しスム−ジング処理する第2のスム−ジング処理手段
と、前記キ−変換度検出手段からのキ−変換度デ−タに
基づいてスム−ジング処理のための重み係数を計算し、
これを前記第1および第2のスム−ジング処理手段に与
える第1の重み係数計算手段と、前記第1および第2の
スム−ジング処理手段からのデ−タをクロスフェ−ド
(重ね合わせ)処理するクロスフェ−ド処理手段と、前
記キ−変換度検出手段からのキ−変換度デ−タに基づい
てクロスフェ−ド(重ね合わせ)処理のための重み係数
を計算し前記クロスフェ−ド処理手段に与える第2の重
み係数計算手段とを有することを特徴とする不連続点の
処理装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32332893A JP3296648B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | ディジタル音程変換における不連続点の改善処理方法およびその装置 |
KR1019940031038A KR100192198B1 (ko) | 1993-11-30 | 1994-11-24 | 디지탈 음정 변환에서의 불연속점의 개선 처리 방법 및 그 장치 |
US08/346,483 US5687240A (en) | 1993-11-30 | 1994-11-29 | Method and apparatus for processing discontinuities in digital sound signals caused by pitch control |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32332893A JP3296648B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | ディジタル音程変換における不連続点の改善処理方法およびその装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07152379A JPH07152379A (ja) | 1995-06-16 |
JP3296648B2 true JP3296648B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=18153571
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32332893A Expired - Fee Related JP3296648B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | ディジタル音程変換における不連続点の改善処理方法およびその装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5687240A (ja) |
JP (1) | JP3296648B2 (ja) |
KR (1) | KR100192198B1 (ja) |
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