JP3986647B2 - 記録情報再生装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、記録媒体から記録情報の再生を行う記録情報再生装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図1は、従来の記録情報再生装置の構成を示す図である。
図1において、ピックアップ1は、スピンドルモータ2によって回転駆動せしめられる記録ディスク3から記録情報の読み取りを行い、この際得られた読取信号をA/D変換器5に供給する。A/D変換器5は、この読取信号を、PLL回路10から供給されたクロック信号のタイミングにて順次サンプリングし、この際得られた読取サンプル値系列をPLL回路10及び復号回路30の各々に供給する。
【0003】
PLL回路10における位相誤差検出回路11は、上記A/D変換器5から順次供給されてくる読取サンプル値系列に基づいて上記読取信号に生じている位相誤差を検出し、この位相誤差分に対応した位相誤差信号をLPF(ローパスフィルタ)12に供給する。LPF12は、かかる位相誤差信号を平均化して得られた平均位相誤差信号を周波数可変発振器13に供給する。周波数可変発振器13は、この平均位相誤差信号に応じた周波数を有するクロック信号を生成し、これを上記A/D変換器5に供給する。復号回路30は、例えばビタビ(Viterbi)復号器からなり、上記読取サンプル値系列を連続した時系列として捉えこの時系列に基づいて最も確からしい2値の再生データを復号する。
【0004】
このように、上記記録情報再生装置においては、PLL回路10により、記録ディスク3から読み取られた読取信号に位相同期したクロック信号を生成し、このクロック信号にて上記読取信号をサンプリングすることにより読取サンプル値系列を得るようにしている。
しかしながら、記録ディスク3に記録されている情報の線記録密度が高いと、スピンドルモータ2の回転ムラ、あるいは記録ディスク3自体の偏芯等の影響をうけ、上記読取信号には時間軸変動が生じる。この際、かかる時間軸変動に上記PLL回路10が追従しきれなくなると、A/D変換器5から出力された上記読取サンプル値系列には位相ずれが起こる。従って、この位相ずれの影響により、上記読取サンプル値系列中には残留誤差が残ってしまい、後段の復号回路30では信頼性の高い復号が為されなくなるという問題が発生した。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、かかる問題を解決すべくなされたものであり、時間軸変動の影響によって生じた読取信号中の残留位相誤差を低減させることが出来る記録情報再生装置を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載による記録情報再生装置は、記録媒体から読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、 前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、前記読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るローパスフィルタと、前記読取サンプル値系列から前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(even)は、
an(even)=α・X/n
α:比例定数
X:前記補正信号
であり、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の奇数番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(odd)は、
an(odd)=−α・X/n
であり、前記FIRフィルタの0番目の係数タップに対応したフィルタ係数a0は1である。
又、請求項2記載による記録情報再生装置は、記録媒体から読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、補正読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るループフィルタと、前記読取サンプル値系列に基づき前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを前記補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(even)は、
an(even)=α・X/n
α:比例定数
X:前記補正信号
であり、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の奇数番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(odd)は、
an(odd)=−α・X/n
であり、前記FIRフィルタの0番目の係数タップに対応したフィルタ係数a0は1である。
又、請求項3記載による記録情報再生装置は、記録媒体に形成されている記録トラックから読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、前記読取サンプル値系列から隣接トラックからのクロストーク成分を除去したクロストーク除去読取サンプル値系列を得るクロストーク除去回路と、前記クロストーク除去読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るローパスフィルタと、前記クロストーク除去読取サンプル値系列から前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(even)は、
an(even)=α・X/n
α:比例定数
X:前記補正信号
であり、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の奇数番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(odd)は、
an(odd)=−α・X/n
であり、前記FIRフィルタの0番目の係数タップに対応したフィルタ係数a0は1である。
又、請求項4記載による記録情報再生装置は、記録媒体に形成されている記録トラックから読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、前記読取サンプル値系列から隣接トラックからのクロストーク成分を除去したクロストーク除去読取サンプル値系列を得るクロストーク除去回路と、補正読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るループフィルタと、前記クロストーク除去読取サンプル値系列に基づき前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを前記補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(even)は、
an(even)=α・X/n
α:比例定数
X:前記補正信号
であり、前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の奇数番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(odd)は、
an(odd)=−α・X/n
であり、前記FIRフィルタの0番目の係数タップに対応したフィルタ係数a0は1である。
【0007】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について説明する。
図2は、本発明による記録情報再生装置の構成を示す図である。
図2において、ピックアップ1は、スピンドルモータ2によって回転駆動せしめられる記録ディスク3の記録トラックから記録情報の読み取りを行い、この際得られた読取信号をA/D変換器5に供給する。A/D変換器5は、この読取信号をPLL回路10から供給されたクロック信号のタイミングにて順次サンプリングし、この際得られた読取サンプル値系列RをPLL回路10及び位相補正回路20の各々に供給する。PLL回路10は、上記A/D変換器5から順次供給されてくる読取サンプル値系列Rに基づいて上記読取信号に生じている位相誤差を検出し、この位相誤差に対応した周波数を有するクロック信号を発生してこれを上記A/D変換器5及び位相補正回路20の各々に供給する。尚、かかるPLL回路10の内部構成は、前述した図1に示されるものと同一である。
【0008】
位相補正回路20は、かかる読取サンプル値系列Rに残留している位相ずれを検出し、読取サンプル値系列Rにおいて上記位相ずれを補正した時点にて得られるであろうサンプル値系列を求め、これを上記補正読取サンプル値系列Pとして復号回路30に供給する。
図3は、かかる位相補正回路20による位相補正動作の一例を示す図である。
【0009】
尚、図3の横軸は時系列的に見て右に行く程新しく、左に行く程古い。よって、グラフ上右にあるデータほど遅れ、左にあるデータほど進んでいる。
図3(a)に示すように、サンプリングタイミングがΔtだけ遅れている場合には、サンプリングタイミングをΔtだけ進ませたときに得られる補正読取サンプル値系列Pを、読取サンプル値系列Rに基づいて求める。
【0010】
また、図3(b)に示すように、サンプリングタイミングがΔtだけ進んでいる場合には、サンプリングタイミングをΔt遅らせたときに得られる補正読取サンプル値系列Pを、読取サンプル値系列Rに基づいて求める。
このようにして読み取りサンプル値系列Pに残留している位相差を補正する。
復号回路30は、例えばビタビ(Viterbi)復号器からなり、上記補正読取サンプル値系列Pに基づいて最も確からしい2値の再生データを復号する。
【0011】
図4は、上記位相補正回路20の内部構成を示す図である。
図4において、遅延可変フィルタ21は、ナイキストの標本化定理に基づき、上記読取サンプル値系列R中における連続した複数個分の読取サンプル値から、補正信号Xに応じた分だけ位相をずらした時点において得られるであろう読取サンプル値を順次求め、これを補正読取サンプル値系列Pとして出力する。位相誤差検出回路22は、かかる補正読取サンプル値系列Pと、上記PLL回路10から供給されたクロック信号との間に生じている位相誤差を検出し、この検出した位相誤差に対応した位相誤差eをループフィルタ23に供給する。ループフィルタ23は、かかる位相誤差eをフィルタリングしこれを上記補正信号Xとして遅延可変フィルタ21に供給する。
【0012】
このような構成により、位相誤差検出回路22で検出される補正読取サンプル値系列Pの位相誤差eに応じて後述する遅延可変フィルタ21の補正量(Δt/T)を増減させて、位相誤差eがゼロとなるようにフィードバック制御することにより、補正読取サンプル値系列Pの位相誤差を補正している。
次に、遅延可変フィルタ21の動作原理について説明する。
【0013】
読取サンプル値系列RからサンプリングタイミングをΔtだけずらしたときに得られる補正読取サンプル値系列Pを求める方法は、ナイキストの標本化定理として良く知られており、読取サンプル値系列Rに基づき、任意の時間サンプリングタイミングをずらしたときに得られるサンプル値系列Pを次式の演算で求めることができる。
【0014】
【数9】
【0015】
ここで、Pk、Rkは、k番目のサンプル値、Tはサンプリング周期を表す。
実際には、nが無限大の場合の総和を求めることは出来ない。そこで、係数an はnの絶対値が大きくなるにつれてゼロに近づくので、nの絶対値が大きい場合のanをゼロと近似して、有限個(2m+1、m:自然数、1,2,3,・・・)のサンプル値に基づいて次式の演算で求める。
【0016】
【数10】
【0017】
図5は、上記の演算を実現する、遅延可変フィルタ21の内部構成の一例を示す図である。
係数演算回路211は、上式(2)において、Δt/T=−Xとして、
【0018】
【数11】
なる演算により可変係数フィルタ212の係数anを求め、
可変係数フィルタ212は、
【0019】
【数12】
【0020】
なる演算を行うことにより、補正信号Xに応じた分だけ位相をずらした時点において得られる補正読取サンプル値系列Pを求める。
この演算の結果、補正信号Xが正極性の場合、すなわち読取サンプル値系列Rが遅れている場合には、サンプリングタイミングを|−XT|(=|Δt|)だけ進ませた補正読取サンプル値系列Pが得られ、補正信号Xが負極性の場合、すなわち読取サンプル値系列Rが進んでいる場合には、サンプリングタイミングを|−XT|(=|Δt|)だけ遅らせた補正読取サンプル値系列Pが得られることになる。
【0021】
以上の説明では式(3)をそのまま用いる場合について説明したが、X<<1の場合は、式(3)を1次近似することが可能である。
尚、位相補正回路は通常のPLLの残留位相誤差を補正するものであり、PLLの残留位相誤差においては、通常はX<<1が成り立つ。
【0022】
【数13】
なる演算から可変係数フィルタ212の係数anを求めても良い。
【0023】
更に、m=1(3タップ)の場合には、
【0024】
【数14】
となる。
【0025】
このときの可変係数フィルタ212の構成は、図7において後述する。
可変係数フィルタ212は、上述した如き、
【0026】
【数15】
【0027】
なる演算により補正読取サンプル値系列Pを求める。
例えば、上記演算を実現する回路は、図6に示されるが如きFIR(Finite Impulse Response)フィルタからなる。
図6において、上記読取サンプル値系列Rは、縦続接続された2m個の単位遅延素子D1〜D2mからなる系に供給される。単位遅延素子D1〜D2m各々は、サンプリング周期Tに等しい遅延時間を与えるものであり、1つの単位遅延素子の出力は、1サンプリング時間前の入力となる。図6においては、単位遅延素子Dmから出力された読取サンプルR0を時点0での読取サンプルと捉えて、各単位遅延素子D1〜D2m各々の出力を記載してある。例えば、この際、単位遅延素子Dm+1は、かかる時点0よりも1サンプリング前の時点における読取サンプル値R-1を出力し、単位遅延素子Dm-1は、かかる時点0よりも1サンプリング後の時点における読取サンプル値R1を出力する。又、単位遅延素子D2mは、上記時点0よりもmサンプリング前の時点における読取サンプル値R-mを出力し、単位遅延素子D1は、かかる時点0よりも(m−1)サンプリング後の時点における読取サンプル値Rm-1を出力する。よって、この際、単位遅延素子D1には、上記時点0よりもmサンプリング後の時点における読取サンプル値Rmが供給されていることになる。
【0028】
これら読取サンプル値Rm,Rm-1,・・・・R1,R0,R-1,・・・・R-mは、夫々、係数乗算器M1〜M2m+1に供給される。係数乗算器M1〜M2m+1は、これら読取サンプル値Rm,Rm-1,・・・・R1,R0,R-1,・・・・R-m各々に対して、上記係数演算回路211から供給されたフィルタ係数{an}を乗算し、各乗算結果を加算器AD1に供給する。加算器AD1は、これら乗算結果を全て加算して得られた加算結果を補正読取サンプル値系列Pとして出力する。
【0029】
以上の如き構成により、遅延可変フィルタ21は、ナイキストの標本化定理に基づいた下記の如き補間演算によって、読取サンプル値系列R中における連続した(2m+1)個の読取サンプル値から、位相誤差時間Δtだけ位相をずらした正しいサンプリング時点にて得られる補正読取サンプル値系列Pを求める。
一方、図7は、図6に示される可変係数フィルタ212を前述した如きm=1(3タップ)にて実現した際の構成例である。
【0030】
図7において、単位遅延素子D1及びD2は、夫々、サンプリング周期Tに等しい遅延時間を与えるものであり、1つの単位遅延素子の出力は、1サンプリング時間前の入力となる。図7においては、単位遅延素子D1から出力された読取サンプルR0を時点0での読取サンプル、単位遅延素子D2は、かかる時点0よりも1サンプリング前の時点における読取サンプル値R-1を出力するものとする。よって、この際、単位遅延素子D1には、上記時点0よりも1サンプリング後の時点における読取サンプル値R1が供給されていることになる。係数乗算器M1は、かかる読取サンプル値R1に上記フィルタ係数a1、すなわち(−X/π)を乗算して得られた乗算結果を加算器AD1に供給する。係数乗算器M2は、上記読取サンプル値R0に上記フィルタ係数a0、すなわち"1"を乗算して得られた乗算結果を加算器AD1に供給する。又、係数乗算器M3は、上記読取サンプル値R-1に上記フィルタ係数a-1、すなわち(X/π)を乗算して得られた乗算結果を加算器AD1に供給する。加算器AD1は、上記係数乗算器M1〜M3各々から供給されてくる乗算結果各々を加算して得られた加算結果を補正読取サンプル値系列Pとして出力する。
【0031】
図8は、位相誤差検出回路22の内部構成の一例を示す図である。
図8において、ゼロクロスサンプル抽出回路221は、補正読取サンプル値系列Pにおける連続した3サンプル間においてその極性が反転する際の最もゼロに近いサンプル値、いわゆるゼロクロスの際のゼロクロスサンプル値を抽出してこれを極性セレクト回路222に供給する。上昇/下降検出回路223は、かかる補正読取サンプル値系列Pが上昇傾向にあるのか、又は下降傾向にあるのかを検出して、その検出結果を上記極性セレクト回路222に供給する。極性セレクト回路222は、上記上昇/下降検出回路223により、補正読取サンプル値系列Pが上昇傾向にあると検出された場合には、上記ゼロクロスサンプル値をそのまま検出感度換算回路224に供給する。一方、補正読取サンプル値系列Pが下降傾向にあると検出された場合には、上記ゼロクロスサンプル値の極性を反転させたものを検出感度換算回路224に供給する。検出感度換算回路224は、かかる極性セレクト回路222から供給されたゼロクロスサンプル値を、サンプリング周期Tに対する位相ずれの割合τ/Tに換算し、これを位相誤差eとして出力する。
【0032】
次に、かかる構成からなる位相誤差検出回路22の動作について説明する。
尚、補正読取サンプル値系列Pが上昇傾向にある場合と下降傾向にある場合とで処理が異なるので、それぞれの場合にわけて説明する。
ここで、入力された補正読取サンプル値系列Pに位相誤差がない場合には、連続した3サンプル間においてその極性が反転する際の最もゼロに近いゼロクロスサンプル値(後述する図9、図10におけるP0の値)は、"0"になるものとする。
【0033】
まず、図9により、サンプル値が上昇傾向にある場合について説明する。
図9(a)に示すように、サンプリングタイミングが遅れている場合には、ゼロクロスの際のサンプル値P'0の値は正極性となる。一方、図9(b)に示すように、サンプリングタイミングが進んでいる場合には、ゼロクロスの際のサンプル値P'0の値は負極性となる。したがって、ゼロクロスの際のサンプル値P'0がそのまま位相誤差を表す。この際、検出感度換算回路224は、かかるサンプル値P'0を、サンプリング周期Tに対する割合τ/Tに換算したものを位相誤差eとして出力する。
【0034】
次に、図10に示すようにサンプル値が下降傾向にある場合について説明する。図10(a)に示すように、サンプリングタイミングが遅れている場合には、ゼロクロスの際のサンプル値P'0の値は負極性となる。一方、図10(b)に示すように、サンプリングタイミングが進んでいる場合には、ゼロクロスの際のサンプル値P'0は正極性となる。したがって、ゼロクロスの際のサンプル値P'0は、図9に示したサンプル値が上昇傾向にある場合と極性が反転するので、ゼロクロスの際のサンプル値 P'0の極性を反転させた値に基づく位相誤差を、検出感度換算回路224にてサンプリング周期Tに対する割合τ/Tに換算し、これを位相誤差eとして出力する。
【0035】
このように、サンプリングタイミングが遅れている場合には正極性となる一方、進んでいる場合には負極性となる位相誤差eを得るのである。
以上の如き構成により、図4に示される位相補正回路20においては、位相誤差検出回路22にて検出された補正読取サンプル値系列Pの位相誤差eに応じて遅延可変フィルタ21の補正量△tを増減させ、その位相誤差eがゼロとなるようにフィードバック制御することにより補正読取サンプル値系列Pの位相誤差を補正するのである。
【0036】
例えば、図9(a)及び図10(a)に示すように、補正読取サンプル値系列Pのサンプルタイミングの位相が遅れている場合には、位相誤差検出回路22で検出される位相誤差eの極性が正極性となり、それに応じて補正信号Xが増加する。この際、遅延可変フィルタ21の補正量△tは補正信号Xに従って変化し、補正読取サンプル値系列Pのサンプルタイミングを進めるように作用する。
【0037】
一方、図9(a)及び図10(b)に示すように、補正読取サンプル値系列Pのサンプルタイミングの位相が進んでいる場合には、位相誤差検出回路22で検出される位相誤差eの極性が負極性となり、それに応じて補正信号Xが減少する。この際、遅延可変フィルタ21の補正量△tは補正信号Xに従って変化し、補正読取サンプル値系列Pのサンプルタイミングを遅らせるように作用する。
【0038】
このようにして補正読取サンプル値系列Pの位相誤差eがゼロとなるように遅延可変フィルタ21の補正量△tを制御することにより、読取サンプル値系列Rの残留位相誤差が補正されるのである。
尚、上記図4に示される位相補正回路20においては、最終的に得られた補正読取サンプル値系列Pから位相誤差を検出して位相補正を行うといういわゆるフィードバック構成を採用しているが、かかる位相補正回路20としては、図11に示されるが如きフィードフォワード構成を採用するようにしても良い。
【0039】
かかる図11に示される構成では、位相補正回路20における位相誤差検出回路22は、A/D変換器5から供給された読取サンプル値系列Rに対して位相誤差検出を行って得られた位相誤差eをLPF23’に供給することになる。
このようなフィードフォワード構成の場合には、図4に示したフィードバック構成の場合のように、位相誤差eがゼロとなるように遅延可変フィルタ21の補正量を制御するのではなく、位相誤差eの大きさそのものを遅延可変フィルタ21の補正量△t/Tとすることによって、読取りサンプル値系列Rの残留位相誤差を補正する。このため、位相誤差eから補正量△t/Tへの変換は定量的に正確に行う必要があるので、図11におけるLPF23’は、位相誤差eの平均値を補正信号Xとして遅延可変フィルタ21に供給し、そのゲインは1である。
【0040】
又、図12に示されるように、読取サンプル値系列R中に重畳してしまった隣接トラックからのクロストークを除去するクロストーク除去回路40を上記位相補正回路20の前段に設けるようにしても良い。この際、上記位相補正回路20は、クロストーク除去された後の読取サンプル値系列に対して位相補正を行うことになるので、より信頼性の高い位相補正が可能となる。
【0041】
以上の如く、本発明による記録情報再生装置によれば、例え上記PLL回路10が、スピンドルモータ2の回転ムラ、又は記録ディスク3自体の偏芯等の影響による時間軸変動に追従しきれなくなっても、この時間軸変動によって生じた残留位相誤差は位相補正回路20によって低減されるのである。更に、かかる構成によれば、PLL回路10のサーボ帯域を狭帯域にすることが出来るので、かかるサーボ帯域を狭くすることにより、ディスク記録面上のキズ及び情報読取時のクロストークの影響を受けにくくさせることが可能となるのである。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の記録情報再生装置の構成を示す図である。
【図2】本発明による記録情報再生装置の構成を示す図である。
【図3】位相補正回路20による位相補正動作を説明する為の図である。
【図4】位相補正回路20の内部構成を示す図である。
【図5】遅延可変フィルタ21の内部構成の一例を示す図である。
【図6】(2m+1)タップにて形成した場合の可変係数フィルタ212の内部構成を示す図である。
【図7】3タップにて形成した場合の可変係数フィルタ212の内部構成を示す図である。
【図8】位相誤差検出回路22の内部構成の一例を示す図である。
【図9】位相補正回路20による位相補正動作を説明する為の図である。
【図10】位相補正回路20による位相補正動作を説明する為の図である。
【図11】フィードフォワード構成による位相補正回路20の内部構成を示す図である。
【図12】クロストーク除去回路を付加した記録情報再生装置の構成を示す図である。
【主要部分の符号の説明】
1 ピックアップ
3 記録ディスク
5 A/D変換器
10 PLL回路
20 位相補正回路
21 遅延可変フィルタ
22 位相誤差検出回路
211 係数演算回路
212 可変係数フィルタ
Claims (5)
- 記録媒体から読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、 前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、前記読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るローパスフィルタと、前記読取サンプル値系列から前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、
前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(even)は、
- 記録媒体から読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、 前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、補正読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るループフィルタと、前記読取サンプル値系列に基づき前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを前記補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、
前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数an(even)は、
- 記録媒体に形成されている記録トラックから読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、
前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、前記読取サンプル値系列から隣接トラックからのクロストーク成分を除去したクロストーク除去読取サンプル値系列を得るクロストーク除去回路と、前記クロストーク除去読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るローパスフィルタと、前記クロストーク除去読取サンプル値系列から前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、
前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数a n(even) は、
- 記録媒体に形成されている記録トラックから読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報データを再生する記録情報再生装置であって、
前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするPLL回路と、前記読取サンプル値系列から隣接トラックからのクロストーク成分を除去したクロストーク除去読取サンプル値系列を得るクロストーク除去回路と、補正読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を得るループフィルタと、前記クロストーク除去読取サンプル値系列に基づき前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを前記補正読取サンプル値系列として出力するFIRフィルタと、前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データを得る復号手段と、を備え、
前記FIRフィルタのn番目の係数タップの内の偶数(0を含まず)番目の係数タップに対応したフィルタ係数a n(even) は、
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