JPH11213570A - 記録情報再生装置 - Google Patents
記録情報再生装置Info
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- JPH11213570A JPH11213570A JP10019011A JP1901198A JPH11213570A JP H11213570 A JPH11213570 A JP H11213570A JP 10019011 A JP10019011 A JP 10019011A JP 1901198 A JP1901198 A JP 1901198A JP H11213570 A JPH11213570 A JP H11213570A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 38
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 66
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 21
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 2
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- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims 4
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- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract 1
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/07—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop using several loops, e.g. for redundant clock signal generation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/081—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter
- H03L7/0812—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used
- H03L7/0816—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used the controlled phase shifter and the frequency- or phase-detection arrangement being connected to a common input
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Optical Recording Or Reproduction (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 時間軸変動の影響によって生じた読取信号中
の残留位相誤差を低減させることが出来る記録情報再生
装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 記録媒体から読取られた読取信号をクロ
ック信号に応じたタイミングにてサンプリングして読取
サンプル値系列を得ると共に、かかる読取サンプル値系
列に位相同期した発振信号を上記クロック信号として生
成し、上記読取サンプル値系列に生じている位相誤差の
分だけ読取サンプル値系列中の位相をずらした時点にて
得られるサンプル値系列を補正読取サンプル値系列とし
て求め、かかる補正読取サンプル値系列に対して復号処
理を施して情報データを得る。
の残留位相誤差を低減させることが出来る記録情報再生
装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 記録媒体から読取られた読取信号をクロ
ック信号に応じたタイミングにてサンプリングして読取
サンプル値系列を得ると共に、かかる読取サンプル値系
列に位相同期した発振信号を上記クロック信号として生
成し、上記読取サンプル値系列に生じている位相誤差の
分だけ読取サンプル値系列中の位相をずらした時点にて
得られるサンプル値系列を補正読取サンプル値系列とし
て求め、かかる補正読取サンプル値系列に対して復号処
理を施して情報データを得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体から記録
情報の再生を行う記録情報再生装置に関する。
情報の再生を行う記録情報再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は、従来の記録情報再生装置の構成
を示す図である。図１において、ピックアップ１は、ス
ピンドルモータ２によって回転駆動せしめられる記録デ
ィスク３から記録情報の読み取りを行い、この際得られ
た読取信号をＡ／Ｄ変換器５に供給する。Ａ／Ｄ変換器
５は、この読取信号を、ＰＬＬ回路１０から供給された
クロック信号のタイミングにて順次サンプリングし、こ
の際得られた読取サンプル値系列をＰＬＬ回路１０及び
復号回路３０の各々に供給する。
を示す図である。図１において、ピックアップ１は、ス
ピンドルモータ２によって回転駆動せしめられる記録デ
ィスク３から記録情報の読み取りを行い、この際得られ
た読取信号をＡ／Ｄ変換器５に供給する。Ａ／Ｄ変換器
５は、この読取信号を、ＰＬＬ回路１０から供給された
クロック信号のタイミングにて順次サンプリングし、こ
の際得られた読取サンプル値系列をＰＬＬ回路１０及び
復号回路３０の各々に供給する。
【０００３】ＰＬＬ回路１０における位相誤差検出回路
１１は、上記Ａ／Ｄ変換器５から順次供給されてくる読
取サンプル値系列に基づいて上記読取信号に生じている
位相誤差を検出し、この位相誤差分に対応した位相誤差
信号をＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２に供給する。Ｌ
ＰＦ１２は、かかる位相誤差信号を平均化して得られた
平均位相誤差信号を周波数可変発振器１３に供給する。
周波数可変発振器１３は、この平均位相誤差信号に応じ
た周波数を有するクロック信号を生成し、これを上記Ａ
／Ｄ変換器５に供給する。復号回路３０は、例えばビタ
ビ（Viterbi）復号器からなり、上記読取サンプル値系
列を連続した時系列として捉えこの時系列に基づいて最
も確からしい２値の再生データを復号する。
１１は、上記Ａ／Ｄ変換器５から順次供給されてくる読
取サンプル値系列に基づいて上記読取信号に生じている
位相誤差を検出し、この位相誤差分に対応した位相誤差
信号をＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２に供給する。Ｌ
ＰＦ１２は、かかる位相誤差信号を平均化して得られた
平均位相誤差信号を周波数可変発振器１３に供給する。
周波数可変発振器１３は、この平均位相誤差信号に応じ
た周波数を有するクロック信号を生成し、これを上記Ａ
／Ｄ変換器５に供給する。復号回路３０は、例えばビタ
ビ（Viterbi）復号器からなり、上記読取サンプル値系
列を連続した時系列として捉えこの時系列に基づいて最
も確からしい２値の再生データを復号する。
【０００４】このように、上記記録情報再生装置におい
ては、ＰＬＬ回路１０により、記録ディスク３から読み
取られた読取信号に位相同期したクロック信号を生成
し、このクロック信号にて上記読取信号をサンプリング
することにより読取サンプル値系列を得るようにしてい
る。しかしながら、記録ディスク３に記録されている情
報の線記録密度が高いと、スピンドルモータ２の回転ム
ラ、あるいは記録ディスク３自体の偏芯等の影響をう
け、上記読取信号には時間軸変動が生じる。この際、か
かる時間軸変動に上記ＰＬＬ回路１０が追従しきれなく
なると、Ａ／Ｄ変換器５から出力された上記読取サンプ
ル値系列には位相ずれが起こる。従って、この位相ずれ
の影響により、上記読取サンプル値系列中には残留誤差
が残ってしまい、後段の復号回路３０では信頼性の高い
復号が為されなくなるという問題が発生した。
ては、ＰＬＬ回路１０により、記録ディスク３から読み
取られた読取信号に位相同期したクロック信号を生成
し、このクロック信号にて上記読取信号をサンプリング
することにより読取サンプル値系列を得るようにしてい
る。しかしながら、記録ディスク３に記録されている情
報の線記録密度が高いと、スピンドルモータ２の回転ム
ラ、あるいは記録ディスク３自体の偏芯等の影響をう
け、上記読取信号には時間軸変動が生じる。この際、か
かる時間軸変動に上記ＰＬＬ回路１０が追従しきれなく
なると、Ａ／Ｄ変換器５から出力された上記読取サンプ
ル値系列には位相ずれが起こる。従って、この位相ずれ
の影響により、上記読取サンプル値系列中には残留誤差
が残ってしまい、後段の復号回路３０では信頼性の高い
復号が為されなくなるという問題が発生した。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決すべくなされたものであり、時間軸変動の影響に
よって生じた読取信号中の残留位相誤差を低減させるこ
とが出来る記録情報再生装置を提供することを目的とす
る。
を解決すべくなされたものであり、時間軸変動の影響に
よって生じた読取信号中の残留位相誤差を低減させるこ
とが出来る記録情報再生装置を提供することを目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による記録情報再
生装置は、記録媒体から読取られた読取信号に基づいて
前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報
データを再生する記録情報再生装置であって、前記読取
信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリン
グして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振
信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするＰＬ
Ｌ回路と、前記読取サンプル値系列に生じている位相誤
差の分だけ前記読取サンプル値系列中の位相をずらした
時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを補正読取
サンプル値系列とする位相補正手段と、前記補正読取サ
ンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データ
を得る復号手段とを有する。
生装置は、記録媒体から読取られた読取信号に基づいて
前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した情報
データを再生する記録情報再生装置であって、前記読取
信号をクロック信号に応じたタイミングにてサンプリン
グして得られた読取サンプル値系列に位相同期した発振
信号を発生し該発振信号を前記クロック信号とするＰＬ
Ｌ回路と、前記読取サンプル値系列に生じている位相誤
差の分だけ前記読取サンプル値系列中の位相をずらした
時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを補正読取
サンプル値系列とする位相補正手段と、前記補正読取サ
ンプル値系列に対して復号処理を施して前記情報データ
を得る復号手段とを有する。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について説
明する。図２は、本発明による記録情報再生装置の構成
を示す図である。図２において、ピックアップ１は、ス
ピンドルモータ２によって回転駆動せしめられる記録デ
ィスク３の記録トラックから記録情報の読み取りを行
い、この際得られた読取信号をＡ／Ｄ変換器５に供給す
る。Ａ／Ｄ変換器５は、この読取信号をＰＬＬ回路１０
から供給されたクロック信号のタイミングにて順次サン
プリングし、この際得られた読取サンプル値系列ＲをＰ
ＬＬ回路１０及び位相補正回路２０の各々に供給する。
ＰＬＬ回路１０は、上記Ａ／Ｄ変換器５から順次供給さ
れてくる読取サンプル値系列Ｒに基づいて上記読取信号
に生じている位相誤差を検出し、この位相誤差に対応し
た周波数を有するクロック信号を発生してこれを上記Ａ
／Ｄ変換器５及び位相補正回路２０の各々に供給する。
尚、かかるＰＬＬ回路１０の内部構成は、前述した図１
に示されるものと同一である。
明する。図２は、本発明による記録情報再生装置の構成
を示す図である。図２において、ピックアップ１は、ス
ピンドルモータ２によって回転駆動せしめられる記録デ
ィスク３の記録トラックから記録情報の読み取りを行
い、この際得られた読取信号をＡ／Ｄ変換器５に供給す
る。Ａ／Ｄ変換器５は、この読取信号をＰＬＬ回路１０
から供給されたクロック信号のタイミングにて順次サン
プリングし、この際得られた読取サンプル値系列ＲをＰ
ＬＬ回路１０及び位相補正回路２０の各々に供給する。
ＰＬＬ回路１０は、上記Ａ／Ｄ変換器５から順次供給さ
れてくる読取サンプル値系列Ｒに基づいて上記読取信号
に生じている位相誤差を検出し、この位相誤差に対応し
た周波数を有するクロック信号を発生してこれを上記Ａ
／Ｄ変換器５及び位相補正回路２０の各々に供給する。
尚、かかるＰＬＬ回路１０の内部構成は、前述した図１
に示されるものと同一である。
【０００８】位相補正回路２０は、かかる読取サンプル
値系列Ｒに残留している位相ずれを検出し、読取サンプ
ル値系列Ｒにおいて上記位相ずれを補正した時点にて得
られるであろうサンプル値系列を求め、これを上記補正
読取サンプル値系列Ｐとして復号回路３０に供給する。
図３は、かかる位相補正回路２０による位相補正動作の
一例を示す図である。
値系列Ｒに残留している位相ずれを検出し、読取サンプ
ル値系列Ｒにおいて上記位相ずれを補正した時点にて得
られるであろうサンプル値系列を求め、これを上記補正
読取サンプル値系列Ｐとして復号回路３０に供給する。
図３は、かかる位相補正回路２０による位相補正動作の
一例を示す図である。
【０００９】尚、図３の横軸は時系列的に見て右に行く
程新しく、左に行く程古い。よって、グラフ上右にある
データほど遅れ、左にあるデータほど進んでいる。図３
（ａ）に示すように、サンプリングタイミングがΔtだ
け遅れている場合には、サンプリングタイミングをΔｔ
だけ進ませたときに得られる補正読取サンプル値系列Ｐ
を、読取サンプル値系列Ｒに基づいて求める。
程新しく、左に行く程古い。よって、グラフ上右にある
データほど遅れ、左にあるデータほど進んでいる。図３
（ａ）に示すように、サンプリングタイミングがΔtだ
け遅れている場合には、サンプリングタイミングをΔｔ
だけ進ませたときに得られる補正読取サンプル値系列Ｐ
を、読取サンプル値系列Ｒに基づいて求める。
【００１０】また、図３（ｂ）に示すように、サンプリ
ングタイミングがΔｔだけ進んでいる場合には、サンプ
リングタイミングをΔｔ遅らせたときに得られる補正読
取サンプル値系列Ｐを、読取サンプル値系列Ｒに基づい
て求める。このようにして読み取りサンプル値系列Ｐに
残留している位相差を補正する。復号回路３０は、例え
ばビタビ（Viterbi）復号器からなり、上記補正読取サ
ンプル値系列Ｐに基づいて最も確からしい２値の再生デ
ータを復号する。
ングタイミングがΔｔだけ進んでいる場合には、サンプ
リングタイミングをΔｔ遅らせたときに得られる補正読
取サンプル値系列Ｐを、読取サンプル値系列Ｒに基づい
て求める。このようにして読み取りサンプル値系列Ｐに
残留している位相差を補正する。復号回路３０は、例え
ばビタビ（Viterbi）復号器からなり、上記補正読取サ
ンプル値系列Ｐに基づいて最も確からしい２値の再生デ
ータを復号する。
【００１１】図４は、上記位相補正回路２０の内部構成
を示す図である。図４において、遅延可変フィルタ２１
は、ナイキストの標本化定理に基づき、上記読取サンプ
ル値系列Ｒ中における連続した複数個分の読取サンプル
値から、補正信号Ｘに応じた分だけ位相をずらした時点
において得られるであろう読取サンプル値を順次求め、
これを補正読取サンプル値系列Ｐとして出力する。位相
誤差検出回路２２は、かかる補正読取サンプル値系列Ｐ
と、上記ＰＬＬ回路１０から供給されたクロック信号と
の間に生じている位相誤差を検出し、この検出した位相
誤差に対応した位相誤差ｅをループフィルタ２３に供給
する。ループフィルタ２３は、かかる位相誤差ｅをフィ
ルタリングしこれを上記補正信号Ｘとして遅延可変フィ
ルタ２１に供給する。
を示す図である。図４において、遅延可変フィルタ２１
は、ナイキストの標本化定理に基づき、上記読取サンプ
ル値系列Ｒ中における連続した複数個分の読取サンプル
値から、補正信号Ｘに応じた分だけ位相をずらした時点
において得られるであろう読取サンプル値を順次求め、
これを補正読取サンプル値系列Ｐとして出力する。位相
誤差検出回路２２は、かかる補正読取サンプル値系列Ｐ
と、上記ＰＬＬ回路１０から供給されたクロック信号と
の間に生じている位相誤差を検出し、この検出した位相
誤差に対応した位相誤差ｅをループフィルタ２３に供給
する。ループフィルタ２３は、かかる位相誤差ｅをフィ
ルタリングしこれを上記補正信号Ｘとして遅延可変フィ
ルタ２１に供給する。
【００１２】このような構成により、位相誤差検出回路
２２で検出される補正読取サンプル値系列Ｐの位相誤差
ｅに応じて後述する遅延可変フィルタ２１の補正量(Δ
ｔ／Ｔ)を増減させて、位相誤差ｅがゼロとなるように
フィードバック制御することにより、補正読取サンプル
値系列Ｐの位相誤差を補正している。次に、遅延可変フ
ィルタ２１の動作原理について説明する。
２２で検出される補正読取サンプル値系列Ｐの位相誤差
ｅに応じて後述する遅延可変フィルタ２１の補正量(Δ
ｔ／Ｔ)を増減させて、位相誤差ｅがゼロとなるように
フィードバック制御することにより、補正読取サンプル
値系列Ｐの位相誤差を補正している。次に、遅延可変フ
ィルタ２１の動作原理について説明する。
【００１３】読取サンプル値系列Ｒからサンプリングタ
イミングをΔtだけずらしたときに得られる補正読取サ
ンプル値系列Ｐを求める方法は、ナイキストの標本化定
理として良く知られており、読取サンプル値系列Ｒに基
づき、任意の時間サンプリングタイミングをずらしたと
きに得られるサンプル値系列Ｐを次式の演算で求めるこ
とができる。
イミングをΔtだけずらしたときに得られる補正読取サ
ンプル値系列Ｐを求める方法は、ナイキストの標本化定
理として良く知られており、読取サンプル値系列Ｒに基
づき、任意の時間サンプリングタイミングをずらしたと
きに得られるサンプル値系列Ｐを次式の演算で求めるこ
とができる。
【００１４】
【数９】
【００１５】ここで、Ｐk、Ｒkは、ｋ番目のサンプル
値、Ｔはサンプリング周期を表す。実際には、ｎが無限
大の場合の総和を求めることは出来ない。そこで、係数
ａnはｎの絶対値が大きくなるにつれてゼロに近づくの
で、ｎの絶対値が大きい場合のａnをゼロと近似して、
有限個(2ｍ＋１、ｍ:自然数、１，２，３，・・・）の
サンプル値に基づいて次式の演算で求める。
値、Ｔはサンプリング周期を表す。実際には、ｎが無限
大の場合の総和を求めることは出来ない。そこで、係数
ａnはｎの絶対値が大きくなるにつれてゼロに近づくの
で、ｎの絶対値が大きい場合のａnをゼロと近似して、
有限個(2ｍ＋１、ｍ:自然数、１，２，３，・・・）の
サンプル値に基づいて次式の演算で求める。
【００１６】
【数１０】
【００１７】図５は、上記の演算を実現する、遅延可変
フィルタ２１の内部構成の一例を示す図である。係数演
算回路２１１は、上式（２）において、Δｔ／Ｔ＝−Ｘ
として、
フィルタ２１の内部構成の一例を示す図である。係数演
算回路２１１は、上式（２）において、Δｔ／Ｔ＝−Ｘ
として、
【００１８】
【数１１】 ａn＝SIN{π(−Ｘ−ｎ）｝／π(−Ｘ−ｎ） （３） なる演算により可変係数フィルタ２１２の係数ａnを求
め、可変係数フィルタ２１２は、
め、可変係数フィルタ２１２は、
【００１９】
【数１２】
【００２０】なる演算を行うことにより、補正信号Ｘに
応じた分だけ位相をずらした時点において得られる補正
読取サンプル値系列Ｐを求める。この演算の結果、補正
信号Ｘが正極性の場合、すなわち読取サンプル値系列Ｒ
が遅れている場合には、サンプリングタイミングを｜−
ＸＴ｜（＝｜Δt｜）だけ進ませた補正読取サンプル値
系列Ｐが得られ、補正信号Ｘが負極性の場合、すなわち
読取サンプル値系列Ｒが進んでいる場合には、サンプリ
ングタイミングを｜−ＸＴ｜（＝｜Δt｜）だけ遅らせ
た補正読取サンプル値系列Ｐが得られることになる。
応じた分だけ位相をずらした時点において得られる補正
読取サンプル値系列Ｐを求める。この演算の結果、補正
信号Ｘが正極性の場合、すなわち読取サンプル値系列Ｒ
が遅れている場合には、サンプリングタイミングを｜−
ＸＴ｜（＝｜Δt｜）だけ進ませた補正読取サンプル値
系列Ｐが得られ、補正信号Ｘが負極性の場合、すなわち
読取サンプル値系列Ｒが進んでいる場合には、サンプリ
ングタイミングを｜−ＸＴ｜（＝｜Δt｜）だけ遅らせ
た補正読取サンプル値系列Ｐが得られることになる。
【００２１】以上の説明では式（３）をそのまま用いる
場合について説明したが、Ｘ＜＜１の場合は、式（３）
を１次近似することが可能である。尚、位相補正回路は
通常のＰＬＬの残留位相誤差を補正するものであり、Ｐ
ＬＬの残留位相誤差においては、通常はＸ＜＜１が成り
立つ。
場合について説明したが、Ｘ＜＜１の場合は、式（３）
を１次近似することが可能である。尚、位相補正回路は
通常のＰＬＬの残留位相誤差を補正するものであり、Ｐ
ＬＬの残留位相誤差においては、通常はＸ＜＜１が成り
立つ。
【００２２】
【数１３】 ａn=−Ｘ/ｎπ ｎ＝ｏｄｄ ａn=Ｘ/ｎπ ｎ＝ｅｖｅｎ ａn＝１ ｎ＝０ なる演算から可変係数フィルタ２１２の係数ａnを求め
ても良い。
ても良い。
【００２３】更に、ｍ＝１(３タップ）の場合には、
【００２４】
【数１４】 ａn＝−Ｘ／π ｎ＝ｏｄｄ ａn＝Ｘ／π ｎ＝ｅｖｅｎ ａn＝１ ｎ＝０ となる。
【００２５】このときの可変係数フィルタ２１２の構成
は、図７において後述する。可変係数フィルタ２１２
は、上述した如き、
は、図７において後述する。可変係数フィルタ２１２
は、上述した如き、
【００２６】
【数１５】
【００２７】なる演算により補正読取サンプル値系列Ｐ
を求める。例えば、上記演算を実現する回路は、図６に
示されるが如きＦＩＲ（Finite Impulse Response)フィ
ルタからなる。図６において、上記読取サンプル値系列
Ｒは、縦続接続された２ｍ個の単位遅延素子Ｄ1〜Ｄ2m
からなる系に供給される。単位遅延素子Ｄ1〜Ｄ2m各々
は、サンプリング周期Ｔに等しい遅延時間を与えるもの
であり、１つの単位遅延素子の出力は、１サンプリング
時間前の入力となる。図６においては、単位遅延素子Ｄ
mから出力された読取サンプルＲ0を時点０での読取サン
プルと捉えて、各単位遅延素子Ｄ1〜Ｄ2m各々の出力を
記載してある。例えば、この際、単位遅延素子Ｄ
m +1は、かかる時点０よりも１サンプリング前の時点に
おける読取サンプル値Ｒ-1を出力し、単位遅延素子Ｄ
m-1は、かかる時点０よりも１サンプリング後の時点に
おける読取サンプル値Ｒ1を出力する。又、単位遅延素
子Ｄ2mは、上記時点０よりもｍサンプリング前の時点に
おける読取サンプル値Ｒ-mを出力し、単位遅延素子Ｄ1
は、かかる時点０よりも（ｍ−１）サンプリング後の時
点における読取サンプル値Ｒm-1を出力する。よって、
この際、単位遅延素子Ｄ1には、上記時点０よりもｍサ
ンプリング後の時点における読取サンプル値Ｒmが供給
されていることになる。
を求める。例えば、上記演算を実現する回路は、図６に
示されるが如きＦＩＲ（Finite Impulse Response)フィ
ルタからなる。図６において、上記読取サンプル値系列
Ｒは、縦続接続された２ｍ個の単位遅延素子Ｄ1〜Ｄ2m
からなる系に供給される。単位遅延素子Ｄ1〜Ｄ2m各々
は、サンプリング周期Ｔに等しい遅延時間を与えるもの
であり、１つの単位遅延素子の出力は、１サンプリング
時間前の入力となる。図６においては、単位遅延素子Ｄ
mから出力された読取サンプルＲ0を時点０での読取サン
プルと捉えて、各単位遅延素子Ｄ1〜Ｄ2m各々の出力を
記載してある。例えば、この際、単位遅延素子Ｄ
m +1は、かかる時点０よりも１サンプリング前の時点に
おける読取サンプル値Ｒ-1を出力し、単位遅延素子Ｄ
m-1は、かかる時点０よりも１サンプリング後の時点に
おける読取サンプル値Ｒ1を出力する。又、単位遅延素
子Ｄ2mは、上記時点０よりもｍサンプリング前の時点に
おける読取サンプル値Ｒ-mを出力し、単位遅延素子Ｄ1
は、かかる時点０よりも（ｍ−１）サンプリング後の時
点における読取サンプル値Ｒm-1を出力する。よって、
この際、単位遅延素子Ｄ1には、上記時点０よりもｍサ
ンプリング後の時点における読取サンプル値Ｒmが供給
されていることになる。
【００２８】これら読取サンプル値Ｒm,Ｒm-1,・・・・Ｒ1,
Ｒ0,Ｒ-1,・・・・Ｒ-mは、夫々、係数乗算器Ｍ1〜Ｍ2m+1に
供給される。係数乗算器Ｍ1〜Ｍ2m+1は、これら読取サ
ンプル値Ｒm,Ｒm-1,・・・・Ｒ1,Ｒ0,Ｒ-1,・・・・Ｒ-m各々に
対して、上記係数演算回路２１１から供給されたフィル
タ係数｛ａn｝を乗算し、各乗算結果を加算器ＡＤ１に
供給する。加算器ＡＤ１は、これら乗算結果を全て加算
して得られた加算結果を補正読取サンプル値系列Ｐとし
て出力する。
Ｒ0,Ｒ-1,・・・・Ｒ-mは、夫々、係数乗算器Ｍ1〜Ｍ2m+1に
供給される。係数乗算器Ｍ1〜Ｍ2m+1は、これら読取サ
ンプル値Ｒm,Ｒm-1,・・・・Ｒ1,Ｒ0,Ｒ-1,・・・・Ｒ-m各々に
対して、上記係数演算回路２１１から供給されたフィル
タ係数｛ａn｝を乗算し、各乗算結果を加算器ＡＤ１に
供給する。加算器ＡＤ１は、これら乗算結果を全て加算
して得られた加算結果を補正読取サンプル値系列Ｐとし
て出力する。
【００２９】以上の如き構成により、遅延可変フィルタ
２１は、ナイキストの標本化定理に基づいた下記の如き
補間演算によって、読取サンプル値系列Ｒ中における連
続した（２ｍ＋１）個の読取サンプル値から、位相誤差
時間Δtだけ位相をずらした正しいサンプリング時点に
て得られる補正読取サンプル値系列Ｐを求める。一方、
図７は、図６に示される可変係数フィルタ２１２を前述
した如きｍ＝１(３タップ）にて実現した際の構成例で
ある。
２１は、ナイキストの標本化定理に基づいた下記の如き
補間演算によって、読取サンプル値系列Ｒ中における連
続した（２ｍ＋１）個の読取サンプル値から、位相誤差
時間Δtだけ位相をずらした正しいサンプリング時点に
て得られる補正読取サンプル値系列Ｐを求める。一方、
図７は、図６に示される可変係数フィルタ２１２を前述
した如きｍ＝１(３タップ）にて実現した際の構成例で
ある。
【００３０】図７において、単位遅延素子Ｄ1及びＤ
2は、夫々、サンプリング周期Ｔに等しい遅延時間を与
えるものであり、１つの単位遅延素子の出力は、１サン
プリング時間前の入力となる。図７においては、単位遅
延素子Ｄ1から出力された読取サンプルＲ0を時点０での
読取サンプル、単位遅延素子Ｄ2は、かかる時点０より
も１サンプリング前の時点における読取サンプル値Ｒ-1
を出力するものとする。よって、この際、単位遅延素子
Ｄ1には、上記時点０よりも１サンプリング後の時点に
おける読取サンプル値Ｒ1が供給されていることにな
る。係数乗算器Ｍ1は、かかる読取サンプル値Ｒ1に上記
フィルタ係数ａ1、すなわち（−Ｘ／π）を乗算して得
られた乗算結果を加算器ＡＤ１に供給する。係数乗算器
Ｍ2は、上記読取サンプル値Ｒ0に上記フィルタ係数
ａ0、すなわち"１"を乗算して得られた乗算結果を加算
器ＡＤ１に供給する。又、係数乗算器Ｍ3は、上記読取
サンプル値Ｒ-1に上記フィルタ係数ａ-1、すなわち（Ｘ
／π）を乗算して得られた乗算結果を加算器ＡＤ１に供
給する。加算器ＡＤ１は、上記係数乗算器Ｍ1〜Ｍ3各々
から供給されてくる乗算結果各々を加算して得られた加
算結果を補正読取サンプル値系列Ｐとして出力する。
2は、夫々、サンプリング周期Ｔに等しい遅延時間を与
えるものであり、１つの単位遅延素子の出力は、１サン
プリング時間前の入力となる。図７においては、単位遅
延素子Ｄ1から出力された読取サンプルＲ0を時点０での
読取サンプル、単位遅延素子Ｄ2は、かかる時点０より
も１サンプリング前の時点における読取サンプル値Ｒ-1
を出力するものとする。よって、この際、単位遅延素子
Ｄ1には、上記時点０よりも１サンプリング後の時点に
おける読取サンプル値Ｒ1が供給されていることにな
る。係数乗算器Ｍ1は、かかる読取サンプル値Ｒ1に上記
フィルタ係数ａ1、すなわち（−Ｘ／π）を乗算して得
られた乗算結果を加算器ＡＤ１に供給する。係数乗算器
Ｍ2は、上記読取サンプル値Ｒ0に上記フィルタ係数
ａ0、すなわち"１"を乗算して得られた乗算結果を加算
器ＡＤ１に供給する。又、係数乗算器Ｍ3は、上記読取
サンプル値Ｒ-1に上記フィルタ係数ａ-1、すなわち（Ｘ
／π）を乗算して得られた乗算結果を加算器ＡＤ１に供
給する。加算器ＡＤ１は、上記係数乗算器Ｍ1〜Ｍ3各々
から供給されてくる乗算結果各々を加算して得られた加
算結果を補正読取サンプル値系列Ｐとして出力する。
【００３１】図８は、位相誤差検出回路２２の内部構成
の一例を示す図である。図８において、ゼロクロスサン
プル抽出回路２２１は、補正読取サンプル値系列Ｐにお
ける連続した３サンプル間においてその極性が反転する
際の最もゼロに近いサンプル値、いわゆるゼロクロスの
際のゼロクロスサンプル値を抽出してこれを極性セレク
ト回路２２２に供給する。上昇／下降検出回路２２３
は、かかる補正読取サンプル値系列Ｐが上昇傾向にある
のか、又は下降傾向にあるのかを検出して、その検出結
果を上記極性セレクト回路２２２に供給する。極性セレ
クト回路２２２は、上記上昇／下降検出回路２２３によ
り、補正読取サンプル値系列Ｐが上昇傾向にあると検出
された場合には、上記ゼロクロスサンプル値をそのまま
検出感度換算回路２２４に供給する。一方、補正読取サ
ンプル値系列Ｐが下降傾向にあると検出された場合に
は、上記ゼロクロスサンプル値の極性を反転させたもの
を検出感度換算回路２２４に供給する。検出感度換算回
路２２４は、かかる極性セレクト回路２２２から供給さ
れたゼロクロスサンプル値を、サンプリング周期Ｔに対
する位相ずれの割合τ／Ｔに換算し、これを位相誤差ｅ
として出力する。
の一例を示す図である。図８において、ゼロクロスサン
プル抽出回路２２１は、補正読取サンプル値系列Ｐにお
ける連続した３サンプル間においてその極性が反転する
際の最もゼロに近いサンプル値、いわゆるゼロクロスの
際のゼロクロスサンプル値を抽出してこれを極性セレク
ト回路２２２に供給する。上昇／下降検出回路２２３
は、かかる補正読取サンプル値系列Ｐが上昇傾向にある
のか、又は下降傾向にあるのかを検出して、その検出結
果を上記極性セレクト回路２２２に供給する。極性セレ
クト回路２２２は、上記上昇／下降検出回路２２３によ
り、補正読取サンプル値系列Ｐが上昇傾向にあると検出
された場合には、上記ゼロクロスサンプル値をそのまま
検出感度換算回路２２４に供給する。一方、補正読取サ
ンプル値系列Ｐが下降傾向にあると検出された場合に
は、上記ゼロクロスサンプル値の極性を反転させたもの
を検出感度換算回路２２４に供給する。検出感度換算回
路２２４は、かかる極性セレクト回路２２２から供給さ
れたゼロクロスサンプル値を、サンプリング周期Ｔに対
する位相ずれの割合τ／Ｔに換算し、これを位相誤差ｅ
として出力する。
【００３２】次に、かかる構成からなる位相誤差検出回
路２２の動作について説明する。尚、補正読取サンプル
値系列Ｐが上昇傾向にある場合と下降傾向にある場合と
で処理が異なるので、それぞれの場合にわけて説明す
る。ここで、入力された補正読取サンプル値系列Ｐに位
相誤差がない場合には、連続した３サンプル間において
その極性が反転する際の最もゼロに近いゼロクロスサン
プル値（後述する図９、図１０におけるＰ0の値）は、"
０"になるものとする。
路２２の動作について説明する。尚、補正読取サンプル
値系列Ｐが上昇傾向にある場合と下降傾向にある場合と
で処理が異なるので、それぞれの場合にわけて説明す
る。ここで、入力された補正読取サンプル値系列Ｐに位
相誤差がない場合には、連続した３サンプル間において
その極性が反転する際の最もゼロに近いゼロクロスサン
プル値（後述する図９、図１０におけるＰ0の値）は、"
０"になるものとする。
【００３３】まず、図９により、サンプル値が上昇傾向
にある場合について説明する。図９（ａ）に示すよう
に、サンプリングタイミングが遅れている場合には、ゼ
ロクロスの際のサンプル値Ｐ'0の値は正極性となる。一
方、図９(ｂ)に示すように、サンプリングタイミングが
進んでいる場合には、ゼロクロスの際のサンプル値Ｐ'0
の値は負極性となる。したがって、ゼロクロスの際のサ
ンプル値Ｐ'0がそのまま位相誤差を表す。この際、検出
感度換算回路２２４は、かかるサンプル値Ｐ'0を、サン
プリング周期Ｔに対する割合τ／Ｔに換算したものを位
相誤差ｅとして出力する。
にある場合について説明する。図９（ａ）に示すよう
に、サンプリングタイミングが遅れている場合には、ゼ
ロクロスの際のサンプル値Ｐ'0の値は正極性となる。一
方、図９(ｂ)に示すように、サンプリングタイミングが
進んでいる場合には、ゼロクロスの際のサンプル値Ｐ'0
の値は負極性となる。したがって、ゼロクロスの際のサ
ンプル値Ｐ'0がそのまま位相誤差を表す。この際、検出
感度換算回路２２４は、かかるサンプル値Ｐ'0を、サン
プリング周期Ｔに対する割合τ／Ｔに換算したものを位
相誤差ｅとして出力する。
【００３４】次に、図１０に示すようにサンプル値が下
降傾向にある場合について説明する。図１０（ａ）に示
すように、サンプリングタイミングが遅れている場合に
は、ゼロクロスの際のサンプル値Ｐ'0の値は負極性とな
る。一方、図１０（ｂ）に示すように、サンプリングタ
イミングが進んでいる場合には、ゼロクロスの際のサン
プル値Ｐ'0は正極性となる。したがって、ゼロクロスの
際のサンプル値Ｐ'0は、図９に示したサンプル値が上昇
傾向にある場合と極性が反転するので、ゼロクロスの際
のサンプル値 Ｐ'0の極性を反転させた値に基づく位相
誤差を、検出感度換算回路２２４にてサンプリング周期
Ｔに対する割合τ／Ｔに換算し、これを位相誤差ｅとし
て出力する。
降傾向にある場合について説明する。図１０（ａ）に示
すように、サンプリングタイミングが遅れている場合に
は、ゼロクロスの際のサンプル値Ｐ'0の値は負極性とな
る。一方、図１０（ｂ）に示すように、サンプリングタ
イミングが進んでいる場合には、ゼロクロスの際のサン
プル値Ｐ'0は正極性となる。したがって、ゼロクロスの
際のサンプル値Ｐ'0は、図９に示したサンプル値が上昇
傾向にある場合と極性が反転するので、ゼロクロスの際
のサンプル値 Ｐ'0の極性を反転させた値に基づく位相
誤差を、検出感度換算回路２２４にてサンプリング周期
Ｔに対する割合τ／Ｔに換算し、これを位相誤差ｅとし
て出力する。
【００３５】このように、サンプリングタイミングが遅
れている場合には正極性となる一方、進んでいる場合に
は負極性となる位相誤差ｅを得るのである。以上の如き
構成により、図４に示される位相補正回路２０において
は、位相誤差検出回路２２にて検出された補正読取サン
プル値系列Ｐの位相誤差ｅに応じて遅延可変フィルタ２
１の補正量△ｔを増減させ、その位相誤差ｅがゼロとな
るようにフィードバック制御することにより補正読取サ
ンプル値系列Ｐの位相誤差を補正するのである。
れている場合には正極性となる一方、進んでいる場合に
は負極性となる位相誤差ｅを得るのである。以上の如き
構成により、図４に示される位相補正回路２０において
は、位相誤差検出回路２２にて検出された補正読取サン
プル値系列Ｐの位相誤差ｅに応じて遅延可変フィルタ２
１の補正量△ｔを増減させ、その位相誤差ｅがゼロとな
るようにフィードバック制御することにより補正読取サ
ンプル値系列Ｐの位相誤差を補正するのである。
【００３６】例えば、図９（ａ）及び図１０（ａ）に示
すように、補正読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミ
ングの位相が遅れている場合には、位相誤差検出回路２
２で検出される位相誤差ｅの極性が正極性となり、それ
に応じて補正信号Ｘが増加する。この際、遅延可変フィ
ルタ２１の補正量△ｔは補正信号Ｘに従って変化し、補
正読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミングを進める
ように作用する。
すように、補正読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミ
ングの位相が遅れている場合には、位相誤差検出回路２
２で検出される位相誤差ｅの極性が正極性となり、それ
に応じて補正信号Ｘが増加する。この際、遅延可変フィ
ルタ２１の補正量△ｔは補正信号Ｘに従って変化し、補
正読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミングを進める
ように作用する。
【００３７】一方、図９（ａ）及び図１０（ｂ）に示す
ように、補正読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミン
グの位相が進んでいる場合には、位相誤差検出回路２２
で検出される位相誤差ｅの極性が負極性となり、それに
応じて補正信号Ｘが減少する。この際、遅延可変フィル
タ２１の補正量△ｔは補正信号Ｘに従って変化し、補正
読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミングを遅らせる
ように作用する。
ように、補正読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミン
グの位相が進んでいる場合には、位相誤差検出回路２２
で検出される位相誤差ｅの極性が負極性となり、それに
応じて補正信号Ｘが減少する。この際、遅延可変フィル
タ２１の補正量△ｔは補正信号Ｘに従って変化し、補正
読取サンプル値系列Ｐのサンプルタイミングを遅らせる
ように作用する。
【００３８】このようにして補正読取サンプル値系列Ｐ
の位相誤差ｅがゼロとなるように遅延可変フィルタ２１
の補正量△ｔを制御することにより、読取サンプル値系
列Ｒの残留位相誤差が補正されるのである。尚、上記図
４に示される位相補正回路２０においては、最終的に得
られた補正読取サンプル値系列Ｐから位相誤差を検出し
て位相補正を行うといういわゆるフィードバック構成を
採用しているが、かかる位相補正回路２０としては、図
１１に示されるが如きフィードフォワード構成を採用す
るようにしても良い。
の位相誤差ｅがゼロとなるように遅延可変フィルタ２１
の補正量△ｔを制御することにより、読取サンプル値系
列Ｒの残留位相誤差が補正されるのである。尚、上記図
４に示される位相補正回路２０においては、最終的に得
られた補正読取サンプル値系列Ｐから位相誤差を検出し
て位相補正を行うといういわゆるフィードバック構成を
採用しているが、かかる位相補正回路２０としては、図
１１に示されるが如きフィードフォワード構成を採用す
るようにしても良い。
【００３９】かかる図１１に示される構成では、位相補
正回路２０における位相誤差検出回路２２は、Ａ／Ｄ変
換器５から供給された読取サンプル値系列Ｒに対して位
相誤差検出を行って得られた位相誤差ｅをＬＰＦ２３’
に供給することになる。このようなフィードフォワード
構成の場合には、図４に示したフィードバック構成の場
合のように、位相誤差ｅがゼロとなるように遅延可変フ
ィルタ２１の補正量を制御するのではなく、位相誤差ｅ
の大きさそのものを遅延可変フィルタ２１の補正量△ｔ
／Ｔとすることによって、読取りサンプル値系列Ｒの残
留位相誤差を補正する。このため、位相誤差ｅから補正
量△ｔ／Ｔへの変換は定量的に正確に行う必要があるの
で、図１１におけるＬＰＦ２３’は、位相誤差ｅの平均
値を補正信号Ｘとして遅延可変フィルタ２１に供給し、
そのゲインは１である。
正回路２０における位相誤差検出回路２２は、Ａ／Ｄ変
換器５から供給された読取サンプル値系列Ｒに対して位
相誤差検出を行って得られた位相誤差ｅをＬＰＦ２３’
に供給することになる。このようなフィードフォワード
構成の場合には、図４に示したフィードバック構成の場
合のように、位相誤差ｅがゼロとなるように遅延可変フ
ィルタ２１の補正量を制御するのではなく、位相誤差ｅ
の大きさそのものを遅延可変フィルタ２１の補正量△ｔ
／Ｔとすることによって、読取りサンプル値系列Ｒの残
留位相誤差を補正する。このため、位相誤差ｅから補正
量△ｔ／Ｔへの変換は定量的に正確に行う必要があるの
で、図１１におけるＬＰＦ２３’は、位相誤差ｅの平均
値を補正信号Ｘとして遅延可変フィルタ２１に供給し、
そのゲインは１である。
【００４０】又、図１２に示されるように、読取サンプ
ル値系列Ｒ中に重畳してしまった隣接トラックからのク
ロストークを除去するクロストーク除去回路４０を上記
位相補正回路２０の前段に設けるようにしても良い。こ
の際、上記位相補正回路２０は、クロストーク除去され
た後の読取サンプル値系列に対して位相補正を行うこと
になるので、より信頼性の高い位相補正が可能となる。
ル値系列Ｒ中に重畳してしまった隣接トラックからのク
ロストークを除去するクロストーク除去回路４０を上記
位相補正回路２０の前段に設けるようにしても良い。こ
の際、上記位相補正回路２０は、クロストーク除去され
た後の読取サンプル値系列に対して位相補正を行うこと
になるので、より信頼性の高い位相補正が可能となる。
【００４１】以上の如く、本発明による記録情報再生装
置によれば、例え上記ＰＬＬ回路１０が、スピンドルモ
ータ２の回転ムラ、又は記録ディスク３自体の偏芯等の
影響による時間軸変動に追従しきれなくなっても、この
時間軸変動によって生じた残留位相誤差は位相補正回路
２０によって低減されるのである。更に、かかる構成に
よれば、ＰＬＬ回路１０のサーボ帯域を狭帯域にするこ
とが出来るので、かかるサーボ帯域を狭くすることによ
り、ディスク記録面上のキズ及び情報読取時のクロスト
ークの影響を受けにくくさせることが可能となるのであ
る。
置によれば、例え上記ＰＬＬ回路１０が、スピンドルモ
ータ２の回転ムラ、又は記録ディスク３自体の偏芯等の
影響による時間軸変動に追従しきれなくなっても、この
時間軸変動によって生じた残留位相誤差は位相補正回路
２０によって低減されるのである。更に、かかる構成に
よれば、ＰＬＬ回路１０のサーボ帯域を狭帯域にするこ
とが出来るので、かかるサーボ帯域を狭くすることによ
り、ディスク記録面上のキズ及び情報読取時のクロスト
ークの影響を受けにくくさせることが可能となるのであ
る。
【図１】従来の記録情報再生装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図２】本発明による記録情報再生装置の構成を示す図
である。
である。
【図３】位相補正回路２０による位相補正動作を説明す
る為の図である。
る為の図である。
【図４】位相補正回路２０の内部構成を示す図である。
【図５】遅延可変フィルタ２１の内部構成の一例を示す
図である。
図である。
【図６】（２ｍ＋１）タップにて形成した場合の可変係
数フィルタ２１２の内部構成を示す図である。
数フィルタ２１２の内部構成を示す図である。
【図７】３タップにて形成した場合の可変係数フィルタ
２１２の内部構成を示す図である。
２１２の内部構成を示す図である。
【図８】位相誤差検出回路２２の内部構成の一例を示す
図である。
図である。
【図９】位相補正回路２０による位相補正動作を説明す
る為の図である。
る為の図である。
【図１０】位相補正回路２０による位相補正動作を説明
する為の図である。
する為の図である。
【図１１】フィードフォワード構成による位相補正回路
２０の内部構成を示す図である。
２０の内部構成を示す図である。
【図１２】クロストーク除去回路を付加した記録情報再
生装置の構成を示す図である。
生装置の構成を示す図である。
１ ピックアップ ３ 記録ディスク ５ Ａ／Ｄ変換器 10 ＰＬＬ回路 20 位相補正回路 21 遅延可変フィルタ 22 位相誤差検出回路 211 係数演算回路 212 可変係数フィルタ
Claims (12)
- 【請求項１】 記録媒体から読取られた読取信号に基づ
いて前記記録媒体に記録されている記録情報に対応した
情報データを再生する記録情報再生装置であって、 前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサ
ンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期
した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号と
するＰＬＬ回路と、 前記読取サンプル値系列に生じている位相誤差の分だけ
前記読取サンプル値系列中の位相をずらした時点にて得
られるサンプル値系列を求めこれを補正読取サンプル値
系列とする位相補正手段と、 前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して
前記情報データを得る復号手段と、を有することを特徴
とする記録情報再生装置。 - 【請求項２】 前記位相補正手段は、前記補正読取サン
プル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する
位相誤差検出手段と、前記位相誤差をフィルタリングし
て補正信号を得るループフィルタと、前記読取サンプル
値系列に基づき前記補正信号に対応した時間だけ位相を
ずらした時点にて得られるサンプル値系列を求めこれを
前記補正読取サンプル値系列とする遅延可変フィルタ
と、からなることを特徴とする請求項１記載の記録情報
再生装置。 - 【請求項３】 前記位相補正手段は、前記読取サンプル
値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する位相
誤差検出手段と、前記位相誤差を平均化して補正信号を
得るローパスフィルタと、前記読取サンプル値系列から
前記補正信号に対応した時間だけ位相をずらした時点に
て得られるサンプル値系列を求めこれを前記補正読取サ
ンプル値系列とする遅延可変フィルタと、からなること
を特徴とする請求項１記載の記録情報再生装置。 - 【請求項４】 前記遅延可変フィルタは、標本化定理に
基づく補間演算により前記読取サンプル値系列から前記
補正読取サンプル値系列を求めることを特徴とする請求
項２又は３記載の記録情報再生装置。 - 【請求項５】 前記遅延可変フィルタは、前記補正信号
に基づくフィルタ係数にてフィルタリング処理を行うＦ
ＩＲフィルタであって、 前記ＦＩＲフィルタのｎ番目の係数タップの内の偶数
（０を含まず）番目の係数タップに対応したフィルタ係
数ａn(even)は、 【数１】 ａn(even)＝α・Ｘ／ｎ α：比例定数 Ｘ：前記補正信号 であり、 前記ＦＩＲフィルタのｎ番目の係数タップの内の奇数番
目の係数タップに対応したフィルタ係数ａn(odd)は、 【数２】ａn(odd)＝−α・Ｘ／ｎ α：比例定数 Ｘ：前記補正信号 であり、 前記ＦＩＲフィルタの０番目の係数タップに対応したフ
ィルタ係数ａ0は、 【数３】ａ0＝１ であることを特徴とする請求項２又は３記載の記録情報
再生装置。 - 【請求項６】 前記ＦＩＲフィルタの係数タップの数は
３つであり、各係数タップに対応したフィルタ係数
ａ-1、ａ0、及びａ1は、 【数４】 ａ-1＝α・Ｘ ａ0＝１ ａ1＝−α・Ｘ α：比例定数 Ｘ：前記補正信号 であることを特徴とする請求項５記載の記録情報再生装
置。 - 【請求項７】 記録媒体に形成されている記録トラック
から読取られた読取信号に基づいて前記記録媒体に記録
されている記録情報に対応した情報データを再生する記
録情報再生装置であって、 前記読取信号をクロック信号に応じたタイミングにてサ
ンプリングして得られた読取サンプル値系列に位相同期
した発振信号を発生し該発振信号を前記クロック信号と
するＰＬＬ回路と、 前記読取サンプル値系列から隣接トラックからのクロス
トーク成分を除去したクロストーク除去読取サンプル値
系列を得るクロストーク除去回路と、 前記クロストーク除去読取サンプル値系列に生じている
位相誤差の分だけ前記クロストーク除去読取サンプル値
系列中の位相をずらした時点にて得られるサンプル値系
列を求めこれを補正読取サンプル値系列とする位相補正
手段と、 前記補正読取サンプル値系列に対して復号処理を施して
前記情報データを得る復号手段と、を有することを特徴
とする記録情報再生装置。 - 【請求項８】 前記位相補正手段は、前記補正読取サン
プル値系列と前記クロック信号との位相誤差を検出する
位相誤差検出手段と、前記位相誤差をフィルタリングし
て補正信号を得るループフィルタと、前記クロストーク
除去読取サンプル値系列に基づき前記補正信号に対応し
た時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル値
系列を求めこれを前記補正読取サンプル値系列とする遅
延可変フィルタと、からなることを特徴とする請求項７
記載の記録情報再生装置。 - 【請求項９】 前記位相補正手段は、前記クロストーク
除去読取サンプル値系列と前記クロック信号との位相誤
差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差を平均
化して補正信号を得るローパスフィルタと、前記クロス
トーク除去読取サンプル値系列から前記補正信号に対応
した時間だけ位相をずらした時点にて得られるサンプル
値系列を求めこれを前記補正読取サンプル値系列とする
遅延可変フィルタと、からなることを特徴とする請求項
７記載の記録情報再生装置。 - 【請求項１０】 前記遅延可変フィルタは、標本化定理
に基づく補間演算により前記クロストーク除去読取サン
プル値系列から前記補正読取サンプル値系列を求めるこ
とを特徴とする請求項８又は９記載の記録情報再生装
置。 - 【請求項１１】 前記遅延可変フィルタは、前記補正信
号に基づくフィルタ係数にてフィルタリング処理を行う
ＦＩＲフィルタであって、 前記ＦＩＲフィルタのｎ番目の係数タップの内の偶数
（０を含まず）番目の係数タップに対応したフィルタ係
数ａn(even)は、 【数５】ａn(even)＝α・Ｘ／ｎ α：比例定数 Ｘ：前記補正信号 であり、 前記ＦＩＲフィルタのｎ番目の係数タップの内の奇数番
目の係数タップに対応したフィルタ係数ａn(odd)は、 【数６】ａn(odd)＝−α・Ｘ／ｎ α：比例定数 Ｘ：前記補正信号 であり、 前記ＦＩＲフィルタの０番目の係数タップに対応したフ
ィルタ係数ａ0は、 【数７】ａ0＝１ であることを特徴とする請求項８又は９記載の記録情報
再生装置。 - 【請求項１２】 前記ＦＩＲフィルタの係数タップの数
は３つであり、各係数タップに対応したフィルタ係数ａ
-1、ａ0、及びａ1は、 【数８】 ａ-1＝α・Ｘ ａ0＝１ ａ1＝−α・Ｘ α：比例定数 Ｘ：前記補正信号 であることを特徴とする請求項１１記載の記録情報再生
装置。
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Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2012247275A (ja) * | 2011-05-26 | 2012-12-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号シフト装置及び方法 |
| JP2012247276A (ja) * | 2011-05-26 | 2012-12-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号シフト装置及び方法 |
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