JP3739541B2 - 情報再生装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤ（Compact Disk）又はＤＶＤ（ＣＤに対して約７倍程度の記録容量を有する光ディスク）等に記録されているディジタル記録情報を再生する情報再生装置の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、音声信号又は映像信号等をディジタル記録情報として光ディスクに記録したＣＤ又はＤＶＤが広く一般化している。また、当該ＣＤ又はＤＶＤをコンピュータの外部記憶装置として利用する、いわゆるＣＤ−ＲＯＭ（CD-Read Only Memory）又はＤＶＤ−ＲＯＭ（ＤＶＤ-Read Only Memory）も広く一般化している。
【０００３】
そして、これらの光ディスクの再生装置においては、光ディスクに照射した光ビームの反射光を受光して上記ディジタル記録情報に対応するアナログ再生信号を得、当該アナログ再生信号の高域減衰特性をイコライザ等により補正した後、アナログハイパスフィルタに入力してアナログ再生信号に含まれている直流成分を除去した後二値化して、上記ディジタル記録情報を再生していた。
【０００４】
ここで、図６を用いて上記ＤＶＤ−ＲＯＭの再生装置についてその概要を説明する。
【０００５】
図６に示すように、従来の情報再生装置Ｊは、スピンドルモータ１００と、スピンドルサーボ回路１０１と、ピックアップ１０２と、アンプ１０３と、アナログイコライザ１０４と、アナログハイパスフィルタ１０５と、コンパレータ１０６と、サンプラ１０７と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）１０８と、復調回路１０９と、誤り訂正回路１１０と、インターフェース１１１とにより構成されている。
【０００６】
また、アナログハイパスフィルタ１０５は、コンデンサ１１２と、抵抗１１３により構成されている。
【０００７】
次に、概要動作を説明する。
【０００８】
スピンドルモータ１００は、スピンドルサーボ回路１０１の制御の下、ＤＶＤ１を所定の回転数で回転させる。
【０００９】
そして、当該回転するＤＶＤ１に対して、ピックアップ１０２は光ビームＢを照射し、その反射光を電気信号に変換してＤＶＤ１に記録されているディジタル記録情報に対応する再生信号Ｓppを生成し、アンプ１０３に出力する。
【００１０】
次に、アンプ１０３は、入力された再生信号Ｓppを所定の増幅率で増幅し、アナログイコライザ１０４に出力する。
【００１１】
そして、アナログイコライザ１０４は、本来的に高域減衰特性を有する再生信号Ｓppの高域部分を強調し、周波数特性を補正する。
【００１２】
ここで、上記周波数特性が補正された再生信号Ｓppは、ＤＶＤ１の反射率変動や屈折率変動、光ビームＢのサーボ機構の追従誤差等に起因する低い周波数の雑音成分を含んでいる。そこで、当該周波数特性が補正された再生信号Ｓppは、アナログハイパスフィルタ１０５に入力され、当該アナログハイパスフィルタ１０５により直流成分を含む当該低周波雑音成分が除去され、アナログ再生信号Ｓpとして出力される。このアナログ再生信号Ｓpにおいては、その中心レベルが予め設定された基準電圧と一致していることとなる。
【００１３】
次に、コンパレータ１０６は、アナログ再生信号Ｓpの電圧と上記予め設定されている基準電圧（例えば、ゼロ電位レベル）とを比較し、“１”又は“０”のパルス信号（ＤＶＤ１に記録されている記録情報に対応したパルス信号）Ｓo'を出力する。
【００１４】
これにより、ＰＬＬ１０８は、当該パルス信号Ｓo'に位相同期したクロック信号を生成する。
【００１５】
そして、サンプラ１０７は、ＰＬＬ１０８からのクロック信号に基づいてコンパレータ１０６からのパルス信号Ｓo'をサンプリングし、ディジタル記録情報に対応するディジタルデータを出力する。
【００１６】
その後、当該ディジタルデータは、復調回路１０９において所定の復調方式（例えば、ＤＶＤ１の記録情報を再生するときには８／１６復調方式）により復調され、誤り訂正回路１１０において誤り訂正が施された後、インターフェース１１１を介して外部の例えばホストコンピュータ等に出力される。
【００１７】
なお、アナログハイパスフィルタ１０５のカットオフ周波数ｆcは、コンデンサ１１２の容量をＣ、抵抗１１３の抵抗値をＲとすると、
【数１】
ｆc＝１／２πＣＲ
となる。
【００１８】
なお、ＣＤ−ＲＯＭ又はＤＶＤ−ＲＯＭにおいては、通常の音楽再生のときの整数倍の回転速度で回転させつつ記録されているディジタル記録情報を読み出す倍速再生や、ＣＤ−ＲＯＭ又はＤＶＤ−ＲＯＭのディスク上の位置によって再生速度を異ならせる可変速再生が一般的に行われている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記ＤＶＤの場合を例に取ると、当該ＤＶＤに記録されているディジタル記録情報を再生した場合に、その周波数帯域（上記再生信号Ｓppの周波数帯域）は概ね数百ヘルツから数メガヘルツの帯域に分布している。これに対して、外乱等の再生に不要な雑音の周波数帯域は直流から概ね数十キロヘルツまでの帯域に分布している。
【００２０】
従って、数百ヘルツから数十キロヘルツまでの周波数帯域については、外乱による雑音と本来再生すべきディジタル記録情報とが共存している。よって、従来のアナログハイパスフィルタを用いた場合には、雑音を完全に除去できるようにカットオフ周波数を高く設定するとディジタル記録情報の低周波成分も除去してしまい、他方、ディジタル記録情報が完全に通過できるようにカットオフ周波数を低く設定すると雑音も通過させてしまい、結局、雑音の除去とディジタル記録情報の通過とを両立させることが困難であるという問題点があった。
【００２１】
更に、ＤＶＤに記録されているディジタル記録情報は、周知のように、複数種類の長さのピットの組み合わせにより記録されている。このとき、例えば図７に示すように、当該ディジタル記録情報としての記録符号Ｓiにおいて、長さＰlの長いハイレベルが連続した後、長さＰsの短いハイレベルが連続したとすると、記録符号Ｓiの波形は図７最上段に示すようになる。ここで、図７最上段中の点線は記録符号Ｓiの平均値を示しており、前半（長さＰlの長いハイレベルが連続する期間）は平均値は高めとなり、後半（長さＰsの短いハイレベルが連続する期間）は平均値が低めとなる。この平均値の変動がディジタル記録情報の低周波成分に相当している。なお、この場合、ＤＶＤの記録面上では長いピットが連続した後、短いピットが連続することとなる。
【００２２】
そして、当該ピットを検出してＤＶＤを再生することにより記録符号Ｓiに対応して得られる再生信号Ｓppは図７中２段目に示す波形となる。ここで、図７中２段目における点線は再生信号Ｓppにおける平均値を示しており、上記記録符号Ｓiに対応して前半は平均値が高めとなっており、後半は平均値が低めとなっている。更に、黒丸は再生信号Ｓppとゼロ電位レベルとの交点であるゼロクロス点を示している。
【００２３】
次に、再生信号Ｓppをアナログハイパスフィルタ１０５を通して得られるアナログ再生信号Ｓpは、図７中上から３段目に示す波形となる。ここで、点線は、再生信号Ｓpp等の場合と同様にアナログ再生信号Ｓpの平均値を示しており、黒丸は、アナログ再生信号Ｓpにおける再生信号Ｓppのゼロクロス点に対応する点を示している。
【００２４】
この波形から解るように、アナログハイパスフィルタ１０５が再生信号Ｓppの低周波成分を除去した結果、アナログ再生信号Ｓpの平均値については、前半も後半も同じ一定のゼロ電位レベルとなる。また、再生信号Ｓppにおけるゼロクロス点（黒丸）は、アナログ再生信号Ｓpにおいては前半はゼロ電位レベルより低い負レベルとなり、後半はゼロ電位レベルよりも高い正レベルとなる。すなわち、再生信号Ｓppの段階でゼロクロス点であったところが、アナログ再生信号Ｓpでは正側又は負側にずれることとなる。
【００２５】
従って、このアナログ再生信号Ｓpがゼロ電位レベルよりも高いか又は低いか、すなわち、正か又は負かのみをコンパレータ１０６で検出して再生すると、図７中最下段に示す波形を有するパルス信号Ｓo'となるが、このパルス信号Ｓo'におけるハイレベル期間の長さＰl'又はＰs'は、上記記録符号Ｓiにおけるハイレベル期間の長さＰl又はＰsとは異なった長さとなっている。
【００２６】
このことは、換言すれば、アナログハイパスフィルタがディジタル記録情報の低周波成分を除去した結果、再生すべきディジタル記録情報とは異なった情報を再生してしまうという問題点があることを示している。
【００２７】
更にまた、上述した倍速再生や可変速再生においては、再生されるアナログ再生信号の周波数帯域も変化するが、従来のアナログハイパスフィルタではカットオフ周波数が一定であるため、当該周波数帯域の変化に対応して有効に雑音成分を除去できないという問題点もあった。
【００２８】
そこで、本発明は、上記各問題点に鑑みてなされたもので、その課題は、雑音成分の有効な除去と記録情報のなるべく広い周波数帯域に渡る再生とを両立することが可能であると共に、記録情報に忠実で正確な再生ができ、且つ再生速度の変化にも対応して有効に雑音を除去して記録情報を再生し得る情報再生装置を提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ＤＶＤ等の記録媒体に記録されているディジタル記録情報を当該記録媒体から読み出し、再生信号（Ｓ pp ）を生成するピックアップ等の生成手段と、前記再生信号（Ｓ pp ）を、予め設定された所定の標本化周波数を有する標本化クロック信号（Ｓ clk ）を用いて標本化し、標本化再生信号（Ｓ q ）を出力するＡ／Ｄ変換器等の標本化手段と、補正標本化再生信号（Ｓ r ）に含まれる標本値であって、当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）におけるゼロレベルに最も近い標本値であるゼロクロス標本値を当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）から抽出するゼロクロス検出部等の抽出手段と、前記抽出されたゼロクロス標本値（Ｓ t ）を、前記ゼロクロス標本値（Ｓ t ）に対応する前記標本化クロック信号（Ｓ clk ）のクロックタイミングの直後のクロックタイミングに対応する前記標本化再生信号（Ｓ q ）の標本値から減算し、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を出力する減算回路等の減算手段と、前記抽出手段による前記ゼロクロス標本値の抽出動作と、前記減算手段による減算動作と、を、前記標本化再生信号における連続する標本値毎に繰り返して得られる前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を復号し、前記ディジタル記録情報を再生するビタビ復号回路、復調回路等の再生手段と、を備える。
【００３６】
上記の課題を解決するために、請求項２に記載の発明は、ＤＶＤ等の記録媒体に記録されているディジタル記録情報を当該記録媒体から読み出し、再生信号（Ｓ pp ）を生成するピックアップ等の生成手段と、前記再生信号（Ｓ pp ）を、予め設定された所定の標本化周波数を有する標本化クロック信号（Ｓ clk ）を用いて標本化し、標本化再生信号（Ｓ q ）を出力するＡ／Ｄ変換器等の標本化手段と、前記標本化再生信号（Ｓ q ）を補正して補正標本化再生信号（Ｓ r ）を生成する補正手段であって、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）に含まれる標本値であり且つ当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）におけるゼロレベルに最も近い標本値であるゼロクロス標本値（Ｓ t ）を当該ゼロレベルに一致させることを、前記標本化再生信号（Ｓ q ）における連続する標本値毎に繰り返して当該標本化再生信号（Ｓ q ）を補正し、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を出力するディジタルハイパスフィルタ等の補正手段と、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を復号し、前記ディジタル記録情報を再生するビタビ復号回路、復調回路等の再生手段と、を備える。
【００５９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に好適な実施の形態について、図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、記録媒体としてのＤＶＤの情報記録面にピットを用いて記録されているディジタル記録情報を再生する情報再生装置に対して本発明を適用した実施の形態である。
【００６０】
（Ｉ）第１実施形態
始めに、本発明の第１実施形態について、図１乃至図４を用いて説明する。
【００６１】
図１に示すように、第１実施形態に係る情報再生装置Ｓは、生成手段としてのピックアップ２と、アンプ３と、アナログハイパスフィルタ４と、標本化手段としてのＡ／Ｄ変換器５と、ディジタルイコライザ６と、補正手段としてのディジタルハイパスフィルタ７と、再生手段としてのビタビ復号回路８と、再生手段としての復調回路９と、誤り訂正回路１０と、インターフェース１１と、クロック発生回路１２と、スピンドルサーボ回路１３と、スピンドルモータ１４とにより構成されている。
【００６２】
また、ディジタルハイパスフィルタ７は、減算手段としての減算回路２０と、平均化手段としての平均化回路２１と、抽出手段としてのゼロクロス検出回路２２とにより構成されている。このとき、上記減算回路２０と平均化回路２１とゼロクロス検出回路２２とは、一の閉ループを構成している。
【００６３】
次に、全体動作を説明する。
【００６４】
再生すべきディジタル記録情報が記録されているＤＶＤ１は、図示しないＣＰＵにより制御されるスピンドルサーボ回路１３により駆動されるスピンドルモータ１４により回転駆動される。このとき、ＤＶＤ１を倍速再生する場合又は可変速再生する場合には、当該ＤＶＤ１は、夫々の再生態様に適合した回転数にて回転駆動される。
【００６５】
一方、ピックアップ２は、回転駆動されるＤＶＤ１の情報記録面に対してレーザ光である光ビームＢを照射し、当該光ビームＢの反射光に基づいてＤＶＤ１に記録されているディジタル記録情報に対応した波形の再生信号Ｓpp（具体的波形例は図７参照）を出力する。このとき、当該再生信号Ｓppの周波数帯域は、上述のように数百ヘルツから数メガヘルツの帯域に分布している。
【００６６】
なお、ピックアップ２から光ビームＢをＤＶＤ1に照射する際には、図示しないサーボ制御回路により、当該光ビームＢに対してトラッキングサーボ制御及びフォーカスサーボ制御が施され、光ビームＢがＤＶＤ１上のトラックを正確にトラッキングすると共に情報記録面上に正確に集光されている。
【００６７】
ピックアップ２から出力された再生信号Ｓppは、アンプ３により予め設定されている所定の増幅率で増幅され、アナログハイパスフィルタ４に出力され、当該アナログハイパスフィルタ４において、再生信号Ｓppに含まれる低周波数の雑音が低減されてアナログ再生信号Ｓp（具体的波形例は図７参照）として出力される。このとき、再生信号Ｓppに含まれているディジタル記録情報に対応する低周波成分をできるだけ低減させないように、当該アナログハイパスフィルタ４におけるカットオフ周波数は、例えば、１キロヘルツとされる。
【００６８】
次に、アナログ再生信号Ｓpは、Ａ／Ｄ変換器５において、後述する標本化周波数を有するクロック信号Ｓclkに基づいて標本化され、ディジタルイコライザ６において高周波成分を増幅するレベル補正が施されてディジタル再生信号Ｓqとしてディジタルハイパスフィルタ７に出力される。このとき、ディジタルイコライザ６においてレベル補正が行われるのは、再生信号Ｓpp自体が、もともと高周波成分が減衰する特性を備えているからである。
【００６９】
ディジタルハイパスフィルタ７に入力されたディジタル再生信号Ｓqは、当該ディジタルハイパスフィルタ７において、後述するクロック信号Ｓclkを用いて、上述した低周波成分（アナログハイパスフィルタ４により減衰された再生信号Ｓppの低周波成分）が復元されると共に、外乱等の雑音の低周波成分が除去され、補正ディジタル再生信号Ｓrとして出力される。このとき、雑音の低周波成分を十分除去できるように、当該ディジタルハイパスフィルタ７におけるカットオフ周波数は、例えば、１０キロヘルツとされる。ここで、アナログハイパスフィルタ４のカットオフ周波数よりも高く、且つディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数よりも低い周波数成分を有するディジタル記録情報については、後述するディジタルハイパスフィルタ７の動作により低減されることなく補正ディジタル再生信号Ｓrとして出力される。
【００７０】
そして、ディジタルハイパスフィルタ７から出力された補正ディジタル再生信号Ｓrは、ビタビ復号回路８においてビタビ復号方式を用いて復号されると共に、復調回路９において復調され、復調信号Ｓdcとして出力される。
【００７１】
その後、当該復調信号Ｓdcに対して誤り訂正回路１０において誤り訂正処理が施され、インターフェース１１を介して外部の図示しないホストコンピュータにディジタル記録情報に対応する出力信号Ｓoとして出力される。
【００７２】
一方、補正ディジタル再生信号Ｓrは、クロック発生回路１２にも出力される。そして、当該クロック発生回路１２において、補正ディジタル再生信号Ｓrから検出した再生信号の周波数及び位相に基づいてＡ／Ｄ変換器５及びディジタルハイパスフィルタ７に出力すべき上記クロック信号Ｓclkが生成される。このとき、ＤＶＤ１を倍速再生又は可変速再生するときには、夫々の再生速度に対応した標本化周波数のクロック信号Ｓclkが出力される。より具体的には、例えば、ＤＶＤ１を標準の再生速度で再生するときには２７メガヘルツのクロック信号Ｓclkが生成され、２倍速再生するときには５４メガヘルツのクロック信号Ｓclkが生成される。
【００７３】
なお、クロック発生回路１２の構成についてより具体的には、例えば、補正ディジタル再生信号Ｓrからアナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相誤差を検出し、この位相誤差をＤ／Ａ変換した後、ローパスフィルタによって平均化して得られた制御電圧でＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator；電圧制御発振器）の発振周波数を制御することでアナログ再生信号Ｓpに同期したクロック信号Ｓclkを生成することができる。
【００７４】
次に、本発明に係るディジタルハイパスフィルタ７の細部構成及び動作について、図２乃至図４を用いて説明する。
【００７５】
上述したように、ディジタルハイパスフィルタ７は、減算回路２０と、平均化回路２１と、ゼロクロス検出回路２２とにより構成されているが、このうち、減算回路２０は、図２に示すように単一の減算器により構成されている。
【００７６】
また、平均化回路２１は、Ｄ型フリップフロップ４０と、加算器４１と、乗算器４２とにより構成されている。
【００７７】
更に、ゼロクロス検出回路２２は、Ｄ型フリップフロップ３０及び３６と、絶対値検出回路３１及び３２と、極性反転検出回路３３と、比較回路３４と、選択回路３５とにより構成されている。
【００７８】
つぎに、図２を用いて細部構成を説明する。
【００７９】
アナログ再生信号Ｓpをクロック信号Ｓclkで標本化したものであるディジタル再生信号Ｓqがディジタルハイパスフィルタ７に入力されると、減算回路２０により当該ディジタル再生信号Ｓqにおける夫々の標本値から平均化回路２１の出力信号としての平均化信号Ｓtが減算され、上記補正ディジタル再生信号Ｓrが出力される。
【００８０】
そして、補正ディジタル再生信号Ｓrは、上記ビタビ復号回路８に出力されると共に、ゼロクロス検出回路２２に出力される。このゼロクロス検出回路２２は、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける隣接する二つの標本値の極性が変化したとき、当該二つの標本値のうち、絶対値が小さい方の標本値をゼロクロス標本値信号Ｓsとして出力する機能を有する。
【００８１】
すなわち、ゼロクロス検出回路２２に入力された補正ディジタル再生信号Ｓrは、絶対値検出回路３１及び選択回路３５に供給されると共に、上記クロック信号Ｓclkがタイミング信号として入力されているＤ型フリップフロップ３０に供給され、クロック信号Ｓclkにおける１クロック分だけ遅延されて遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'として絶対値検出回路３２及び選択回路３５に出力される。
【００８２】
これにより、絶対値検出回路３１においては、遅延前の補正ディジタル再生信号Ｓrにおける一の標本値についてその絶対値を検出し、絶対値信号Ｓaを比較回路３４に出力する。
【００８３】
一方、絶対値検出回路３２においては、遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'における上記一の標本値の一つ前の標本値についてその絶対値を検出し、絶対値信号Ｓa'を比較回路３４に出力する。
【００８４】
これにより、比較回路３４においては、絶対値信号Ｓa及び絶対値信号Ｓa'として入力される、補正ディジタル再生信号Ｓrにおいて隣接する二つの標本値の絶対値を比較し、その小さい方の標本値を示す比較信号Ｓcを選択回路３５に出力する。そして、選択回路３５は、入力される比較信号Ｓcに基づいて、補正ディジタル再生信号Ｓr及び遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'として別に入力されている、補正ディジタル再生信号Ｓrにおいて隣接する二つの標本値を選択し、そのうちの絶対値が小さい方の標本値を最小標本値信号ＳeとしてＤ型フリップフロップ３６に出力する。
【００８５】
一方、極性反転検出回路３３としての排他的論理和回路には、補正ディジタル再生信号ＳrのＭＳＢを示すＭＳＢ信号Ｓmsbと遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'のＭＳＢを示すＭＳＢ信号Ｓmsb'が入力されている。ここで、補正ディジタル再生信号ＳrのＭＳＢ及び遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'のＭＳＢは、夫々の再生信号における極性を示しているので、結果として、極性反転検出回路３３の出力信号である排他的論理和信号Ｓexとしては、ＭＳＢ信号ＳmsbとＭＳＢ信号Ｓmsb'とが異なっているときのみ、すなわち、補正ディジタル再生信号Ｓrにおいて隣接する二つ標本値の極性が異なっているときのみ「ＨＩＧＨ」となる排他的論理和信号Ｓexが出力される。
【００８６】
そして、上記最小標本値信号Ｓeが入力され、更に上記排他的論理和信号Ｓexがイネーブル端子に入力されるＤ型フリップフロップ３６においては、タイミング信号として入力されているクロック信号Ｓclkに基づいて、排他的論理和信号Ｓexが「ＨＩＧＨ」となるタイミングで入力される最小標本値信号Ｓeをゼロクロス標本値信号Ｓsとして平均化回路２１に出力する。
【００８７】
次に、当該ゼロクロス標本値信号Ｓsが入力される平均化回路２１においては、加算器４１と、クロック信号Ｓclkがタイミング信号として入力されているＤ型フリップフロップ４０とが閉ループを構成しており、加算器４１の出力信号は、乗算器４２に出力されると共にＤ型フリップフロップ４０においてクロック信号Ｓclkにおける一クロック分だけ遅延され、一クロック後に加算器４１に入力されるゼロクロス標本値信号Ｓsと加算される。換言すると、加算器４１とＤ型フリップフロップ４０で構成される閉ループは、平均化回路２１に入力されるゼロクロス標本値信号Ｓsを一クロック毎に累積加算する機能を有している。
【００８８】
そして、累積加算された結果としての加算器４１の出力信号は、乗算器４２においてｋ≪１である定数ｋが乗算されることによりディジタル信号における平均化処理が施され、上記平均化信号Ｓtが生成されて減算回路２０に出力される。
【００８９】
以上説明した減算回路２０、平均化回路２１及びゼロクロス検出回路２２の動作は、クロック信号Ｓclkにおける一クロックを単位として繰り返される。
【００９０】
次に、上記ディジタルハイパスフィルタ７の時間軸に沿った全体動作を、図３を用いて説明する。なお、図３はアナログ再生信号Ｓｐの平均値である直流レベルが高めに（すなわち、正方向に）ずれている場合を例として示している。ここで、ディジタル再生信号Ｓqはアナログ再生信号Ｓpをクロック信号Ｓclkで標本化したものであるから、ディジタル再生信号Ｓqのレベルも高めにずれている。また、図３のディジタル再生信号Ｓqにおいて黒丸で示したゼロクロス標本値（再生信号Ｓppにおいてゼロクロス点であった点）も高めにずれている。更に、補正ディジタル再生信号Ｓrのレベルも当初は高めにずれている。図３は、この補正ディジタル再生信号Ｓrのレベルが時間の経過と共に補正される場合の動作波形を示している。
【００９１】
すなわち、時間ゼロにおいて、ディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ1で示した標本値がディジタルハイパスフィルタ７に入力されると、時間ゼロにおいては平均化信号Ｓtはゼロレベルであるので、符号ｑ1で示した標本値はそのまま補正ディジタル再生信号Ｓrにおける符号ｒ1で示す標本値として出力される。
【００９２】
そして、ゼロクロス検出回路２２においては、上述した動作により、符号ｒ1で示した標本値がゼロクロス標本値信号Ｓsにおける符号ｓ1で示した標本値として出力される。そして、符号ｓ1で示した標本値は、時間ゼロにおいてはＤ型フリップフロップ４０の出力レベルがゼロレベルであるので、平均化回路２１の加算器４１をそのまま通過し、乗算器４２において定数ｋが乗算され、平均化信号Ｓtにおける符号ｔ1で示した標本値となる。そして符号ｔ1で示した標本値は、減算器２０に出力されて次のクロックのタイミングでディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ2で示される標本値から減算される。
【００９３】
この後、符号ｓ1で示した標本値の次に、ゼロクロス標本値信号Ｓsにおける符号ｓ4で示される標本値として得られるのは、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける符号ｒ4で示される標本値である。この符号ｒ4で示される標本値は、ディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ4で示した標本値から平均化信号Ｓtにおける符号ｔ3で示される標本値を減算したものである。そこで、加算器４１においては、Ｄ型フリップフロップ４０に保持されている標本値と符号ｓ4で示される標本値とが加算され、更に乗算器４２において定数ｋが乗算され、平均化信号Ｓtにおける符号ｔ4で示される標本値として減算器２０に出力される。
【００９４】
次に、符号ｓ4で示した標本値の次に、ゼロクロス標本値信号Ｓsにおける符号ｓ7で示される標本値として得られるのは、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける符号ｒ7で示される標本値である。この符号ｒ7で示される標本値は、ディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ7で示した標本値から平均化信号Ｓtにおける符号ｔ6で示される標本値を減算したものである。そこで、加算器４１においては、Ｄ型フリップフロップ４０に保持されている標本値と符号ｓ7で示される標本値とが加算され、更に乗算器４２において定数ｋが乗算され、平均化信号Ｓtにおける符号ｔ7で示される標本値として減算器２０に出力される。
【００９５】
以上説明したような減算器２０、平均化回路２１及びゼロクロス検出回路２２の動作が繰り返されることにより、図３に示すように平均化信号Ｓtの標本値は徐々に増加した後一定化し、これに伴って、図３に示すように補正ディジタル再生信号Ｓrの標本値については、そのゼロクロス標本値がゼロレベルに一致するようになる。
【００９６】
これにより、図３に示すディジタル再生信号Ｓqにおいて正の方向にずれていたゼロクロス標本値がゼロレベルと一致するように補正され、図３に示す補正ディジタル再生信号Ｓrが得られることとなる。
【００９７】
なお、上述したディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数は、外乱等を効果的に除去すると共にドロップアウト等からの復帰を早くするために、なるべく高い周波数が選択され、具体的には、例えば、１０キロヘルツとされる。そして、このように高い周波数をカットオフ周波数として設定しても、アナログハイパスフィルタ４のカットオフ周波数（本実施形態の場合、１キロヘルツ）より高く、且つディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数（本実施形態の場合、１０キロヘルツ）より低い周波数成分を有するディジタル記録情報については、ディジタルハイパスフィルタ７の各構成部材の上述した動作（ディジタル再生信号Ｓqのゼロクロス標本値をゼロレベルに引き戻す動作）により、ディジタルハイパスフィルタ７においても減衰されることなく通過して補正ディジタル再生信号Ｓrとして復号される。
【００９８】
次に、再生速度に応じてクロック信号Ｓclkの周波数が変化した場合のディジタルハイパスフィルタ７の動作について説明する。
【００９９】
上述した平均化回路２１の伝達関数Ｇ（ｚ）は、
【数２】
Ｇ（ｚ）＝ｋ／（１−ｚ-1）
となる。よって、ディジタルハイパスフィルタ７全体の伝達関数Ｈ（ｚ）は
【数３】
、
となる。従って、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達関数Ｈ（ω）は、
【数４】
ｚ＝ｅｘｐ（ｊωＴ）
を上記式（１）に代入すれば求められる。なお、ωは角周波数であり、Ｔはクロック信号Ｓclkの周期である。
【０１００】
【数５】
一方、周波数をｆ、クロック信号Ｓclkの標本化周波数をｆsとすると、
【数６】
ω＝２πｆ、Ｔ＝１／ｆs
であるから、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達関数Ｈ（ｆ）は、
【数７】
上記式（２）から明らかなように、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達特性は（ｆ／ｆs）の関数であり、従って、クロック信号Ｓclkの周波数ｆsに従って、当該周波数伝達特性（換言すれば、ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数）は自動的に最適に設定される。
【０１０１】
この、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達特性（カットオフ周波数）が自動的に最適化される状態を具体的に図４を用いて説明する。なお、図４においては、向かって左側の右上がり曲線がクロック信号Ｓclkの周波数が５メガヘルツのときの周波数伝達特性を示し、向かって右側の右上がり曲線がクロック信号Ｓclkの周波数が５０メガヘルツのときの周波数伝達特性を示している。
【０１０２】
図４から明らかなように、クロック信号Ｓclkの周波数が１０倍になると、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達特性を示す曲線の形状は同じ状態を維持したままカットオフ周波数が１０倍となっている（図４中丸印で示す。）。すなわち、クロック信号Ｓclkの周波数がｎ倍（ｎは自然数）となれば、自動的にカットオフ周波数もｎ倍となり、更に周波数伝達特性も、単純に周波数軸の値をｎ倍としたものと同一の周波数伝達特性となる。
【０１０３】
以上説明したように、第１実施形態の情報再生装置Ｓの動作によれば、補正ディジタル再生信号Ｓrにおけるゼロクロス標本値をゼロレベルに一致させるようにしてディジタル再生信号Ｓｑを補正するので、再生信号Ｓppにおける低域成分が低減された場合でも、当該低減成分を復元することができる。
【０１０４】
更に、外乱等に起因する雑音について、当該雑音のうち、上記ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数未満の周波数成分を低減することができる。
【０１０５】
また、ディジタルハイパスフィルタ７中で閉ループを構成してディジタル再生信号Ｓqを補正するので、正確な補正ディジタル再生信号Ｓrを生成することができ、正確にディジタル記録情報を再生することができる。
【０１０６】
更にまた、ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数が、例えば１０キロヘルツと高く設定されているので、再生信号Ｓpp中にドロップアウト等の信号欠落部分が含まれていても、補正ディジタル再生信号Ｓrを当該信号欠落から早期に復帰させることができる。
【０１０７】
更に、ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数がクロック信号Ｓclkの周波数の変化に対応して変化するので、倍速再生又は可変速再生等により再生信号Ｓppの周波数が変化した場合でも、ディジタルハイパスフィルタ７における低周波数の雑音成分の低減を有効に行うことができる。
【０１０８】
更にまた、ビタビ復号方式を用いて補正ディジタル再生信号Ｓrを復号するので、当該補正ディジタル再生信号ＳrのＳ／Ｎ比が低い場合等であっても、正確に復号再生を実行することができる。
【０１０９】
なお、上述の実施形態では、平均化回路２１において乗算器４２を用いて定数ｋを乗算する構成としたが、一般には、ｋ≪１である。ここで、
【数８】
ｋ＝１／２n （但し、ｎは自然数）
と設定すれば、乗算器４２を用いることなく、加算器４１の出力信号を上記ｎの値に応じてビットシフトすることにより簡易な構成で平均化信号Ｓtを生成することができる。
【０１１０】
（II）第２実施形態
次に、本発明の他の実施形態である第２実施形態について、図５を用いて説明する。なお、図５に示す構成において、図１に示す構成部材と同様の構成部材については同様の部材番号を付して細部の説明は省略する。
【０１１１】
上述した第１実施形態の情報再生装置Ｓにおいては、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていることが前提であったが、実際のディジタル記録情報の再生においては、常に、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているとは限らない。そして、当該位相同期が取れていない場合には、アナログ再生信号Ｓpをその一周期毎に正確に標本化することができず、結果としてゼロクロス検出等が正確にできずにディジタルハイパスフィルタ７としての機能が十分に発揮されないこととなる。そこで、第２実施形態では、クロック発生回路において上記位相同期が取れているか否かを判定し、取れていないときはゼロクロス検出を行わずにディジタルハイパスフィルタ７を動作させる構成としている。
【０１１２】
すなわち、図５に示すように、第２実施形態の情報再生装置Ｓ’は、第１実施形態の情報再生装置Ｓの構成におけるクロック発生回路１２に代えて、当該クロック発生回路１２と同様に上記補正ディジタル再生信号Ｓrに基づいてクロック信号Ｓclkを生成すると共に、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているか否かを示すロック信号Ｓlockを生成するクロック発生回路１２’を備えると共に、ディジタルハイパスフィルタ７に代えて、上記ロック信号Ｓlockに基づいて、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていないとき、補正ディジタル再生信号Ｓrをそのまま平均化回路２１に出力すると共に、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているとき、ゼロクロス検出回路２２からのゼロクロス標本値としてのゼロクロス標本値信号Ｓsを平均化回路２１へ出力する選択手段としての選択回路２３を備えたディジタルハイパスフィルタ７’を備えている。その他の情報再生装置Ｓ’の構成は第１実施形態の情報再生装置Ｓの構成と同様であるので、細部の説明は省略する。
【０１１３】
第２実施形態の情報再生装置Ｓ’においては、上記選択回路２３の動作により、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていないとき、すなわち、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていないときには、補正ディジタル再生信号Ｓrに含まれる全ての標本値が平均化されて平均化信号Ｓtとして減算回路２０に出力される。そして、この動作により、補正ディジタル再生信号Ｓrの平均レベルがゼロレベルに一致することとなり、結局、補正ディジタル再生信号Ｓrのゼロクロス標本値がゼロレベルに概略的に一致する。
【０１１４】
一方、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているとき、すなわち、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているときには、上述した第１実施形態の情報再生装置Ｓと同様の動作が実行され、ディジタルハイパスフィルタ７’からは正確な補正ディジタル再生信号Ｓrが出力されることとなる。
【０１１５】
以上説明した第２実施形態の情報再生装置Ｓ’の動作によれば、第１実施形態の情報再生装置Ｓの効果に加えて、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとが同期していないとき、補正ディジタル再生信号Ｓrの各標本値を選択して平均化すると共に、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとが同期しているとき第１実施形態と同様の動作を実行するので、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとが同期していないときの誤動作を防止できると共に、同期回復後は直ちに正確なフィルタ処理を開始できる。
【０１１６】
（III）変形形態
上述した他に、本発明は種々の変形が可能である。
【０１１７】
すなわち、例えば、上述した第１又は第２実施形態における平均化回路２１では、ゼロクロス標本値信号Ｓs又は補正ディジタル再生信号Ｓr内の各標本値を累積加算する構成としたが、各標本値の極性を示す値のみ、すなわち、「＋１」又は「−１」のみを累積加算し、その値に定数ｋを乗算して平均化信号Ｓtとしてもよい。この場合には、結果的に補正ディジタル再生信号Ｓrが正又は負のいずれの方にずれているかのみを判定して補正することとなり、加算器４１及びＤ型フリップフロップ４０のビット数を削減して構成することができる。
【０１１８】
また、ゼロクロス検出回路２１において、所定時間以上補正ディジタル再生信号Ｓrにおける極性反転がないときは、当該ゼロクロス検出回路２１の出力であるゼロクロス標本値信号Ｓsをゼロクリアしても良い。これは、例えば、長いドロップアウトが発生して極性反転が長い期間なった場合に、ゼロクロス標本値信号Ｓsが前値を保持したままとなり、誤差が蓄積されることを防止するためである。
【０１１９】
更に、同様の理由で、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける極性反転があった場合のクロック信号Ｓclkにおける一周期期間のみゼロクロス標本値信号Ｓsを出力し、その他の期間ではゼロクロス標本値信号Ｓsをゼロクリアするように構成してもよい。
【０１２０】
更に、加算器４１の出力端にリミッタを設け、上述のような誤差が蓄積されることを防止しても良い。
【０１２１】
更にまた、図３における排他的論理和信号ＳexをＤ型フリップフロップ４０にも出力することで、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける極性反転があったときのみゼロクロス標本値信号Ｓsの累積加算を実行するように構成しても良い。
【０１２２】
更に、上記の各実施形態又は変形形態では、ディジタルハイパスフィルタ７又は７’内の閉ループを用いて補正ディジタル再生信号Ｓrをフィードバックすることによりディジタル再生信号Ｓqの直流レベルを補正する構成としたが、これ以外に、上記ディジタル再生信号Ｓqをゼロクロス検出回路２２に直接入力することにより、当該ディジタル再生信号Ｓqにおけるゼロクロス標本値を抽出し、その値を直接（平均化せずに）元のディジタル再生信号Ｓqの各標本値から減算するように構成することもできる。このように構成しても、ディジタル再生信号Ｓqにおいて消失している情報の低周波成分を復元して正確にＤＶＤ１上のディジタル記録情報を再生することができる。
【０１２３】
以上説明したように、各実施形態に係る情報再生装置の動作によれば、ディジタル再生信号Ｓ qにおける直流レベルをディジタル再生信号Ｓ qの各標本値から減算してディジタル再生信号Ｓ qを補正するので、再生信号Ｓ ppにおける低域成分が低減された場合でも、当該低減成分を復元することができる。
【０１２４】
従って、低周波数域の信号成分を保存してディジタル記録情報を正確且つ忠実に再生することができる。
【０１２５】
また、補正ディジタル再生信号Ｓ rにおけるゼロクロス標本値をゼロレベルに一致させるようにしてディジタル再生信号Ｓ qを補正するので、再生信号Ｓ ppにおける低域成分が低減された場合でも、当該低減成分を復元することができる。
【０１２７】
更に、閉ループを構成してディジタル再生信号Ｓ qを補正するので、正確な補正ディジタル再生信号Ｓ rを生成することができ、正確にディジタル記録情報を再生することができる。
【０１２８】
更にまた、選択された補正ディジタル再生信号Ｓ rにおける各標本値又は複数周期に渡るゼロクロス標本値のいずれか一方を平均化し、平均値を出力するので、ディジタルハイパスフィルタ７において不正確な補正処理が実行されることを未然に防止できる。
【０１２９】
また、クロック信号Ｓ clkと再生信号Ｓ ppとが同期していないとき補正ディジタル再生信号Ｓ rにおける各標本値を選択すると共に、クロック信号Ｓ clkと再生信号Ｓ ppとが同期しているとき、複数周期に渡るゼロクロス標本値を選択するので、クロック信号Ｓ clkと再生信号Ｓ ppとが同期していないときの誤動作を防止できると共に、同期回復後は直ちに正確な補正処理を開始できる。
【０１３０】
更に、ディジタルハイパスフィルタ７により、外乱等に起因する雑音信号のうち、ディジタルカットオフ周波数未満の周波数成分を低減することができる。
【０１３１】
更にまた、ディジタルカットオフ周波数が標本化周波数の変化に対応して変化するので、再生信号Ｓ ppの周波数が変化した場合でも、ディジタルハイパスフィルタ７における雑音の低周波成分の低減を有効に行うことができる。
【０１３２】
また、ビタビ復号方式を用いて再生するので、補正ディジタル再生信号Ｓ rのＳ／Ｎ比が低い場合等であっても、正確に復号再生を実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】 ディジタルハイパスフィルタの細部構成を示すブロック図である。
【図３】 ディジタルハイパスフィルタの動作を示すタイミングチャートである。
【図４】 ディジタルハイパスフィルタの周波数伝達特性の関係を示すチャート図である。
【図５】 第２実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図６】 従来の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図７】 アナログハイパスフィルタの動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１…ＤＶＤ
２、１０２…ピックアップ
３、１０３…アンプ
４、１０５…アナログハイパスフィルタ
５…Ａ／Ｄ変換器
６…ディジタルイコライザ
７、７’…ディジタルハイパスフィルタ
８…ビタビ復号回路
９、１０９…復調回路
１０、１１０…誤り訂正回路
１１、１１１…インターフェース
１２、１２’…クロック発生回路
１３、１０１…スピンドルサーボ回路
１４、１００…スピンドルモータ
２０…減算回路
２１…平均化回路
２２…ゼロクロス検出回路
２３…選択回路
３０、３６、４０…Ｄ型フリップフロップ
３１、３２…絶対値検出回路
３３…極性反転検出回路
３４…比較回路
３５…選択回路
４１…加算器
４２…乗算器
１０４…アナログイコライザ
１０６…コンパレータ
１０７…サンプラ
１０８…ＰＬＬ
１１２…コンデンサ
１１３…抵抗
Ｓ、Ｓ’、Ｊ…情報再生装置
Ｓpp…再生信号
Ｓp…アナログ再生信号
Ｓq…ディジタル再生信号
Ｓr…補正ディジタル再生信号
Ｓr'…遅延補正ディジタル再生信号
Ｓs…ゼロクロス標本値信号
Ｓt…平均化信号
Ｓdc…復調信号
Ｓo…出力信号
Ｓi…記録符号
Ｓmsb、Ｓmsb'…ＭＳＢ信号
Ｓa、Ｓa'…絶対値信号
Ｓc…比較信号
Ｓe…最小標本値信号
Ｓclk…クロック信号
Ｓex…排他的論理和信号
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤ（Compact Disk）又はＤＶＤ（ＣＤに対して約７倍程度の記録容量を有する光ディスク）等に記録されているディジタル記録情報を再生する情報再生装置の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、音声信号又は映像信号等をディジタル記録情報として光ディスクに記録したＣＤ又はＤＶＤが広く一般化している。また、当該ＣＤ又はＤＶＤをコンピュータの外部記憶装置として利用する、いわゆるＣＤ−ＲＯＭ（CD-Read Only Memory）又はＤＶＤ−ＲＯＭ（ＤＶＤ-Read Only Memory）も広く一般化している。
【０００３】
そして、これらの光ディスクの再生装置においては、光ディスクに照射した光ビームの反射光を受光して上記ディジタル記録情報に対応するアナログ再生信号を得、当該アナログ再生信号の高域減衰特性をイコライザ等により補正した後、アナログハイパスフィルタに入力してアナログ再生信号に含まれている直流成分を除去した後二値化して、上記ディジタル記録情報を再生していた。
【０００４】
ここで、図６を用いて上記ＤＶＤ−ＲＯＭの再生装置についてその概要を説明する。
【０００５】
図６に示すように、従来の情報再生装置Ｊは、スピンドルモータ１００と、スピンドルサーボ回路１０１と、ピックアップ１０２と、アンプ１０３と、アナログイコライザ１０４と、アナログハイパスフィルタ１０５と、コンパレータ１０６と、サンプラ１０７と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）１０８と、復調回路１０９と、誤り訂正回路１１０と、インターフェース１１１とにより構成されている。
【０００６】
また、アナログハイパスフィルタ１０５は、コンデンサ１１２と、抵抗１１３により構成されている。
【０００７】
次に、概要動作を説明する。
【０００８】
スピンドルモータ１００は、スピンドルサーボ回路１０１の制御の下、ＤＶＤ１を所定の回転数で回転させる。
【０００９】
そして、当該回転するＤＶＤ１に対して、ピックアップ１０２は光ビームＢを照射し、その反射光を電気信号に変換してＤＶＤ１に記録されているディジタル記録情報に対応する再生信号Ｓppを生成し、アンプ１０３に出力する。
【００１０】
次に、アンプ１０３は、入力された再生信号Ｓppを所定の増幅率で増幅し、アナログイコライザ１０４に出力する。
【００１１】
そして、アナログイコライザ１０４は、本来的に高域減衰特性を有する再生信号Ｓppの高域部分を強調し、周波数特性を補正する。
【００１２】
ここで、上記周波数特性が補正された再生信号Ｓppは、ＤＶＤ１の反射率変動や屈折率変動、光ビームＢのサーボ機構の追従誤差等に起因する低い周波数の雑音成分を含んでいる。そこで、当該周波数特性が補正された再生信号Ｓppは、アナログハイパスフィルタ１０５に入力され、当該アナログハイパスフィルタ１０５により直流成分を含む当該低周波雑音成分が除去され、アナログ再生信号Ｓpとして出力される。このアナログ再生信号Ｓpにおいては、その中心レベルが予め設定された基準電圧と一致していることとなる。
【００１３】
次に、コンパレータ１０６は、アナログ再生信号Ｓpの電圧と上記予め設定されている基準電圧（例えば、ゼロ電位レベル）とを比較し、“１”又は“０”のパルス信号（ＤＶＤ１に記録されている記録情報に対応したパルス信号）Ｓo'を出力する。
【００１４】
これにより、ＰＬＬ１０８は、当該パルス信号Ｓo'に位相同期したクロック信号を生成する。
【００１５】
そして、サンプラ１０７は、ＰＬＬ１０８からのクロック信号に基づいてコンパレータ１０６からのパルス信号Ｓo'をサンプリングし、ディジタル記録情報に対応するディジタルデータを出力する。
【００１６】
その後、当該ディジタルデータは、復調回路１０９において所定の復調方式（例えば、ＤＶＤ１の記録情報を再生するときには８／１６復調方式）により復調され、誤り訂正回路１１０において誤り訂正が施された後、インターフェース１１１を介して外部の例えばホストコンピュータ等に出力される。
【００１７】
なお、アナログハイパスフィルタ１０５のカットオフ周波数ｆcは、コンデンサ１１２の容量をＣ、抵抗１１３の抵抗値をＲとすると、
【数１】
ｆc＝１／２πＣＲ
となる。
【００１８】
なお、ＣＤ−ＲＯＭ又はＤＶＤ−ＲＯＭにおいては、通常の音楽再生のときの整数倍の回転速度で回転させつつ記録されているディジタル記録情報を読み出す倍速再生や、ＣＤ−ＲＯＭ又はＤＶＤ−ＲＯＭのディスク上の位置によって再生速度を異ならせる可変速再生が一般的に行われている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記ＤＶＤの場合を例に取ると、当該ＤＶＤに記録されているディジタル記録情報を再生した場合に、その周波数帯域（上記再生信号Ｓppの周波数帯域）は概ね数百ヘルツから数メガヘルツの帯域に分布している。これに対して、外乱等の再生に不要な雑音の周波数帯域は直流から概ね数十キロヘルツまでの帯域に分布している。
【００２０】
従って、数百ヘルツから数十キロヘルツまでの周波数帯域については、外乱による雑音と本来再生すべきディジタル記録情報とが共存している。よって、従来のアナログハイパスフィルタを用いた場合には、雑音を完全に除去できるようにカットオフ周波数を高く設定するとディジタル記録情報の低周波成分も除去してしまい、他方、ディジタル記録情報が完全に通過できるようにカットオフ周波数を低く設定すると雑音も通過させてしまい、結局、雑音の除去とディジタル記録情報の通過とを両立させることが困難であるという問題点があった。
【００２１】
更に、ＤＶＤに記録されているディジタル記録情報は、周知のように、複数種類の長さのピットの組み合わせにより記録されている。このとき、例えば図７に示すように、当該ディジタル記録情報としての記録符号Ｓiにおいて、長さＰlの長いハイレベルが連続した後、長さＰsの短いハイレベルが連続したとすると、記録符号Ｓiの波形は図７最上段に示すようになる。ここで、図７最上段中の点線は記録符号Ｓiの平均値を示しており、前半（長さＰlの長いハイレベルが連続する期間）は平均値は高めとなり、後半（長さＰsの短いハイレベルが連続する期間）は平均値が低めとなる。この平均値の変動がディジタル記録情報の低周波成分に相当している。なお、この場合、ＤＶＤの記録面上では長いピットが連続した後、短いピットが連続することとなる。
【００２２】
そして、当該ピットを検出してＤＶＤを再生することにより記録符号Ｓiに対応して得られる再生信号Ｓppは図７中２段目に示す波形となる。ここで、図７中２段目における点線は再生信号Ｓppにおける平均値を示しており、上記記録符号Ｓiに対応して前半は平均値が高めとなっており、後半は平均値が低めとなっている。更に、黒丸は再生信号Ｓppとゼロ電位レベルとの交点であるゼロクロス点を示している。
【００２３】
次に、再生信号Ｓppをアナログハイパスフィルタ１０５を通して得られるアナログ再生信号Ｓpは、図７中上から３段目に示す波形となる。ここで、点線は、再生信号Ｓpp等の場合と同様にアナログ再生信号Ｓpの平均値を示しており、黒丸は、アナログ再生信号Ｓpにおける再生信号Ｓppのゼロクロス点に対応する点を示している。
【００２４】
この波形から解るように、アナログハイパスフィルタ１０５が再生信号Ｓppの低周波成分を除去した結果、アナログ再生信号Ｓpの平均値については、前半も後半も同じ一定のゼロ電位レベルとなる。また、再生信号Ｓppにおけるゼロクロス点（黒丸）は、アナログ再生信号Ｓpにおいては前半はゼロ電位レベルより低い負レベルとなり、後半はゼロ電位レベルよりも高い正レベルとなる。すなわち、再生信号Ｓppの段階でゼロクロス点であったところが、アナログ再生信号Ｓpでは正側又は負側にずれることとなる。
【００２５】
従って、このアナログ再生信号Ｓpがゼロ電位レベルよりも高いか又は低いか、すなわち、正か又は負かのみをコンパレータ１０６で検出して再生すると、図７中最下段に示す波形を有するパルス信号Ｓo'となるが、このパルス信号Ｓo'におけるハイレベル期間の長さＰl'又はＰs'は、上記記録符号Ｓiにおけるハイレベル期間の長さＰl又はＰsとは異なった長さとなっている。
【００２６】
このことは、換言すれば、アナログハイパスフィルタがディジタル記録情報の低周波成分を除去した結果、再生すべきディジタル記録情報とは異なった情報を再生してしまうという問題点があることを示している。
【００２７】
更にまた、上述した倍速再生や可変速再生においては、再生されるアナログ再生信号の周波数帯域も変化するが、従来のアナログハイパスフィルタではカットオフ周波数が一定であるため、当該周波数帯域の変化に対応して有効に雑音成分を除去できないという問題点もあった。
【００２８】
そこで、本発明は、上記各問題点に鑑みてなされたもので、その課題は、雑音成分の有効な除去と記録情報のなるべく広い周波数帯域に渡る再生とを両立することが可能であると共に、記録情報に忠実で正確な再生ができ、且つ再生速度の変化にも対応して有効に雑音を除去して記録情報を再生し得る情報再生装置を提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ＤＶＤ等の記録媒体に記録されているディジタル記録情報を当該記録媒体から読み出し、再生信号（Ｓ pp ）を生成するピックアップ等の生成手段と、前記再生信号（Ｓ pp ）を、予め設定された所定の標本化周波数を有する標本化クロック信号（Ｓ clk ）を用いて標本化し、標本化再生信号（Ｓ q ）を出力するＡ／Ｄ変換器等の標本化手段と、補正標本化再生信号（Ｓ r ）に含まれる標本値であって、当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）におけるゼロレベルに最も近い標本値であるゼロクロス標本値を当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）から抽出するゼロクロス検出部等の抽出手段と、前記抽出されたゼロクロス標本値（Ｓ t ）を、前記ゼロクロス標本値（Ｓ t ）に対応する前記標本化クロック信号（Ｓ clk ）のクロックタイミングの直後のクロックタイミングに対応する前記標本化再生信号（Ｓ q ）の標本値から減算し、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を出力する減算回路等の減算手段と、前記抽出手段による前記ゼロクロス標本値の抽出動作と、前記減算手段による減算動作と、を、前記標本化再生信号における連続する標本値毎に繰り返して得られる前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を復号し、前記ディジタル記録情報を再生するビタビ復号回路、復調回路等の再生手段と、を備える。
【００３６】
上記の課題を解決するために、請求項２に記載の発明は、ＤＶＤ等の記録媒体に記録されているディジタル記録情報を当該記録媒体から読み出し、再生信号（Ｓ pp ）を生成するピックアップ等の生成手段と、前記再生信号（Ｓ pp ）を、予め設定された所定の標本化周波数を有する標本化クロック信号（Ｓ clk ）を用いて標本化し、標本化再生信号（Ｓ q ）を出力するＡ／Ｄ変換器等の標本化手段と、前記標本化再生信号（Ｓ q ）を補正して補正標本化再生信号（Ｓ r ）を生成する補正手段であって、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）に含まれる標本値であり且つ当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）におけるゼロレベルに最も近い標本値であるゼロクロス標本値（Ｓ t ）を当該ゼロレベルに一致させることを、前記標本化再生信号（Ｓ q ）における連続する標本値毎に繰り返して当該標本化再生信号（Ｓ q ）を補正し、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を出力するディジタルハイパスフィルタ等の補正手段と、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を復号し、前記ディジタル記録情報を再生するビタビ復号回路、復調回路等の再生手段と、を備える。
【００５９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に好適な実施の形態について、図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、記録媒体としてのＤＶＤの情報記録面にピットを用いて記録されているディジタル記録情報を再生する情報再生装置に対して本発明を適用した実施の形態である。
【００６０】
（Ｉ）第１実施形態
始めに、本発明の第１実施形態について、図１乃至図４を用いて説明する。
【００６１】
図１に示すように、第１実施形態に係る情報再生装置Ｓは、生成手段としてのピックアップ２と、アンプ３と、アナログハイパスフィルタ４と、標本化手段としてのＡ／Ｄ変換器５と、ディジタルイコライザ６と、補正手段としてのディジタルハイパスフィルタ７と、再生手段としてのビタビ復号回路８と、再生手段としての復調回路９と、誤り訂正回路１０と、インターフェース１１と、クロック発生回路１２と、スピンドルサーボ回路１３と、スピンドルモータ１４とにより構成されている。
【００６２】
また、ディジタルハイパスフィルタ７は、減算手段としての減算回路２０と、平均化手段としての平均化回路２１と、抽出手段としてのゼロクロス検出回路２２とにより構成されている。このとき、上記減算回路２０と平均化回路２１とゼロクロス検出回路２２とは、一の閉ループを構成している。
【００６３】
次に、全体動作を説明する。
【００６４】
再生すべきディジタル記録情報が記録されているＤＶＤ１は、図示しないＣＰＵにより制御されるスピンドルサーボ回路１３により駆動されるスピンドルモータ１４により回転駆動される。このとき、ＤＶＤ１を倍速再生する場合又は可変速再生する場合には、当該ＤＶＤ１は、夫々の再生態様に適合した回転数にて回転駆動される。
【００６５】
一方、ピックアップ２は、回転駆動されるＤＶＤ１の情報記録面に対してレーザ光である光ビームＢを照射し、当該光ビームＢの反射光に基づいてＤＶＤ１に記録されているディジタル記録情報に対応した波形の再生信号Ｓpp（具体的波形例は図７参照）を出力する。このとき、当該再生信号Ｓppの周波数帯域は、上述のように数百ヘルツから数メガヘルツの帯域に分布している。
【００６６】
なお、ピックアップ２から光ビームＢをＤＶＤ1に照射する際には、図示しないサーボ制御回路により、当該光ビームＢに対してトラッキングサーボ制御及びフォーカスサーボ制御が施され、光ビームＢがＤＶＤ１上のトラックを正確にトラッキングすると共に情報記録面上に正確に集光されている。
【００６７】
ピックアップ２から出力された再生信号Ｓppは、アンプ３により予め設定されている所定の増幅率で増幅され、アナログハイパスフィルタ４に出力され、当該アナログハイパスフィルタ４において、再生信号Ｓppに含まれる低周波数の雑音が低減されてアナログ再生信号Ｓp（具体的波形例は図７参照）として出力される。このとき、再生信号Ｓppに含まれているディジタル記録情報に対応する低周波成分をできるだけ低減させないように、当該アナログハイパスフィルタ４におけるカットオフ周波数は、例えば、１キロヘルツとされる。
【００６８】
次に、アナログ再生信号Ｓpは、Ａ／Ｄ変換器５において、後述する標本化周波数を有するクロック信号Ｓclkに基づいて標本化され、ディジタルイコライザ６において高周波成分を増幅するレベル補正が施されてディジタル再生信号Ｓqとしてディジタルハイパスフィルタ７に出力される。このとき、ディジタルイコライザ６においてレベル補正が行われるのは、再生信号Ｓpp自体が、もともと高周波成分が減衰する特性を備えているからである。
【００６９】
ディジタルハイパスフィルタ７に入力されたディジタル再生信号Ｓqは、当該ディジタルハイパスフィルタ７において、後述するクロック信号Ｓclkを用いて、上述した低周波成分（アナログハイパスフィルタ４により減衰された再生信号Ｓppの低周波成分）が復元されると共に、外乱等の雑音の低周波成分が除去され、補正ディジタル再生信号Ｓrとして出力される。このとき、雑音の低周波成分を十分除去できるように、当該ディジタルハイパスフィルタ７におけるカットオフ周波数は、例えば、１０キロヘルツとされる。ここで、アナログハイパスフィルタ４のカットオフ周波数よりも高く、且つディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数よりも低い周波数成分を有するディジタル記録情報については、後述するディジタルハイパスフィルタ７の動作により低減されることなく補正ディジタル再生信号Ｓrとして出力される。
【００７０】
そして、ディジタルハイパスフィルタ７から出力された補正ディジタル再生信号Ｓrは、ビタビ復号回路８においてビタビ復号方式を用いて復号されると共に、復調回路９において復調され、復調信号Ｓdcとして出力される。
【００７１】
その後、当該復調信号Ｓdcに対して誤り訂正回路１０において誤り訂正処理が施され、インターフェース１１を介して外部の図示しないホストコンピュータにディジタル記録情報に対応する出力信号Ｓoとして出力される。
【００７２】
一方、補正ディジタル再生信号Ｓrは、クロック発生回路１２にも出力される。そして、当該クロック発生回路１２において、補正ディジタル再生信号Ｓrから検出した再生信号の周波数及び位相に基づいてＡ／Ｄ変換器５及びディジタルハイパスフィルタ７に出力すべき上記クロック信号Ｓclkが生成される。このとき、ＤＶＤ１を倍速再生又は可変速再生するときには、夫々の再生速度に対応した標本化周波数のクロック信号Ｓclkが出力される。より具体的には、例えば、ＤＶＤ１を標準の再生速度で再生するときには２７メガヘルツのクロック信号Ｓclkが生成され、２倍速再生するときには５４メガヘルツのクロック信号Ｓclkが生成される。
【００７３】
なお、クロック発生回路１２の構成についてより具体的には、例えば、補正ディジタル再生信号Ｓrからアナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相誤差を検出し、この位相誤差をＤ／Ａ変換した後、ローパスフィルタによって平均化して得られた制御電圧でＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator；電圧制御発振器）の発振周波数を制御することでアナログ再生信号Ｓpに同期したクロック信号Ｓclkを生成することができる。
【００７４】
次に、本発明に係るディジタルハイパスフィルタ７の細部構成及び動作について、図２乃至図４を用いて説明する。
【００７５】
上述したように、ディジタルハイパスフィルタ７は、減算回路２０と、平均化回路２１と、ゼロクロス検出回路２２とにより構成されているが、このうち、減算回路２０は、図２に示すように単一の減算器により構成されている。
【００７６】
また、平均化回路２１は、Ｄ型フリップフロップ４０と、加算器４１と、乗算器４２とにより構成されている。
【００７７】
更に、ゼロクロス検出回路２２は、Ｄ型フリップフロップ３０及び３６と、絶対値検出回路３１及び３２と、極性反転検出回路３３と、比較回路３４と、選択回路３５とにより構成されている。
【００７８】
つぎに、図２を用いて細部構成を説明する。
【００７９】
アナログ再生信号Ｓpをクロック信号Ｓclkで標本化したものであるディジタル再生信号Ｓqがディジタルハイパスフィルタ７に入力されると、減算回路２０により当該ディジタル再生信号Ｓqにおける夫々の標本値から平均化回路２１の出力信号としての平均化信号Ｓtが減算され、上記補正ディジタル再生信号Ｓrが出力される。
【００８０】
そして、補正ディジタル再生信号Ｓrは、上記ビタビ復号回路８に出力されると共に、ゼロクロス検出回路２２に出力される。このゼロクロス検出回路２２は、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける隣接する二つの標本値の極性が変化したとき、当該二つの標本値のうち、絶対値が小さい方の標本値をゼロクロス標本値信号Ｓsとして出力する機能を有する。
【００８１】
すなわち、ゼロクロス検出回路２２に入力された補正ディジタル再生信号Ｓrは、絶対値検出回路３１及び選択回路３５に供給されると共に、上記クロック信号Ｓclkがタイミング信号として入力されているＤ型フリップフロップ３０に供給され、クロック信号Ｓclkにおける１クロック分だけ遅延されて遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'として絶対値検出回路３２及び選択回路３５に出力される。
【００８２】
これにより、絶対値検出回路３１においては、遅延前の補正ディジタル再生信号Ｓrにおける一の標本値についてその絶対値を検出し、絶対値信号Ｓaを比較回路３４に出力する。
【００８３】
一方、絶対値検出回路３２においては、遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'における上記一の標本値の一つ前の標本値についてその絶対値を検出し、絶対値信号Ｓa'を比較回路３４に出力する。
【００８４】
これにより、比較回路３４においては、絶対値信号Ｓa及び絶対値信号Ｓa'として入力される、補正ディジタル再生信号Ｓrにおいて隣接する二つの標本値の絶対値を比較し、その小さい方の標本値を示す比較信号Ｓcを選択回路３５に出力する。そして、選択回路３５は、入力される比較信号Ｓcに基づいて、補正ディジタル再生信号Ｓr及び遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'として別に入力されている、補正ディジタル再生信号Ｓrにおいて隣接する二つの標本値を選択し、そのうちの絶対値が小さい方の標本値を最小標本値信号ＳeとしてＤ型フリップフロップ３６に出力する。
【００８５】
一方、極性反転検出回路３３としての排他的論理和回路には、補正ディジタル再生信号ＳrのＭＳＢを示すＭＳＢ信号Ｓmsbと遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'のＭＳＢを示すＭＳＢ信号Ｓmsb'が入力されている。ここで、補正ディジタル再生信号ＳrのＭＳＢ及び遅延補正ディジタル再生信号Ｓr'のＭＳＢは、夫々の再生信号における極性を示しているので、結果として、極性反転検出回路３３の出力信号である排他的論理和信号Ｓexとしては、ＭＳＢ信号ＳmsbとＭＳＢ信号Ｓmsb'とが異なっているときのみ、すなわち、補正ディジタル再生信号Ｓrにおいて隣接する二つ標本値の極性が異なっているときのみ「ＨＩＧＨ」となる排他的論理和信号Ｓexが出力される。
【００８６】
そして、上記最小標本値信号Ｓeが入力され、更に上記排他的論理和信号Ｓexがイネーブル端子に入力されるＤ型フリップフロップ３６においては、タイミング信号として入力されているクロック信号Ｓclkに基づいて、排他的論理和信号Ｓexが「ＨＩＧＨ」となるタイミングで入力される最小標本値信号Ｓeをゼロクロス標本値信号Ｓsとして平均化回路２１に出力する。
【００８７】
次に、当該ゼロクロス標本値信号Ｓsが入力される平均化回路２１においては、加算器４１と、クロック信号Ｓclkがタイミング信号として入力されているＤ型フリップフロップ４０とが閉ループを構成しており、加算器４１の出力信号は、乗算器４２に出力されると共にＤ型フリップフロップ４０においてクロック信号Ｓclkにおける一クロック分だけ遅延され、一クロック後に加算器４１に入力されるゼロクロス標本値信号Ｓsと加算される。換言すると、加算器４１とＤ型フリップフロップ４０で構成される閉ループは、平均化回路２１に入力されるゼロクロス標本値信号Ｓsを一クロック毎に累積加算する機能を有している。
【００８８】
そして、累積加算された結果としての加算器４１の出力信号は、乗算器４２においてｋ≪１である定数ｋが乗算されることによりディジタル信号における平均化処理が施され、上記平均化信号Ｓtが生成されて減算回路２０に出力される。
【００８９】
以上説明した減算回路２０、平均化回路２１及びゼロクロス検出回路２２の動作は、クロック信号Ｓclkにおける一クロックを単位として繰り返される。
【００９０】
次に、上記ディジタルハイパスフィルタ７の時間軸に沿った全体動作を、図３を用いて説明する。なお、図３はアナログ再生信号Ｓｐの平均値である直流レベルが高めに（すなわち、正方向に）ずれている場合を例として示している。ここで、ディジタル再生信号Ｓqはアナログ再生信号Ｓpをクロック信号Ｓclkで標本化したものであるから、ディジタル再生信号Ｓqのレベルも高めにずれている。また、図３のディジタル再生信号Ｓqにおいて黒丸で示したゼロクロス標本値（再生信号Ｓppにおいてゼロクロス点であった点）も高めにずれている。更に、補正ディジタル再生信号Ｓrのレベルも当初は高めにずれている。図３は、この補正ディジタル再生信号Ｓrのレベルが時間の経過と共に補正される場合の動作波形を示している。
【００９１】
すなわち、時間ゼロにおいて、ディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ1で示した標本値がディジタルハイパスフィルタ７に入力されると、時間ゼロにおいては平均化信号Ｓtはゼロレベルであるので、符号ｑ1で示した標本値はそのまま補正ディジタル再生信号Ｓrにおける符号ｒ1で示す標本値として出力される。
【００９２】
そして、ゼロクロス検出回路２２においては、上述した動作により、符号ｒ1で示した標本値がゼロクロス標本値信号Ｓsにおける符号ｓ1で示した標本値として出力される。そして、符号ｓ1で示した標本値は、時間ゼロにおいてはＤ型フリップフロップ４０の出力レベルがゼロレベルであるので、平均化回路２１の加算器４１をそのまま通過し、乗算器４２において定数ｋが乗算され、平均化信号Ｓtにおける符号ｔ1で示した標本値となる。そして符号ｔ1で示した標本値は、減算器２０に出力されて次のクロックのタイミングでディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ2で示される標本値から減算される。
【００９３】
この後、符号ｓ1で示した標本値の次に、ゼロクロス標本値信号Ｓsにおける符号ｓ4で示される標本値として得られるのは、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける符号ｒ4で示される標本値である。この符号ｒ4で示される標本値は、ディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ4で示した標本値から平均化信号Ｓtにおける符号ｔ3で示される標本値を減算したものである。そこで、加算器４１においては、Ｄ型フリップフロップ４０に保持されている標本値と符号ｓ4で示される標本値とが加算され、更に乗算器４２において定数ｋが乗算され、平均化信号Ｓtにおける符号ｔ4で示される標本値として減算器２０に出力される。
【００９４】
次に、符号ｓ4で示した標本値の次に、ゼロクロス標本値信号Ｓsにおける符号ｓ7で示される標本値として得られるのは、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける符号ｒ7で示される標本値である。この符号ｒ7で示される標本値は、ディジタル再生信号Ｓqにおける符号ｑ7で示した標本値から平均化信号Ｓtにおける符号ｔ6で示される標本値を減算したものである。そこで、加算器４１においては、Ｄ型フリップフロップ４０に保持されている標本値と符号ｓ7で示される標本値とが加算され、更に乗算器４２において定数ｋが乗算され、平均化信号Ｓtにおける符号ｔ7で示される標本値として減算器２０に出力される。
【００９５】
以上説明したような減算器２０、平均化回路２１及びゼロクロス検出回路２２の動作が繰り返されることにより、図３に示すように平均化信号Ｓtの標本値は徐々に増加した後一定化し、これに伴って、図３に示すように補正ディジタル再生信号Ｓrの標本値については、そのゼロクロス標本値がゼロレベルに一致するようになる。
【００９６】
これにより、図３に示すディジタル再生信号Ｓqにおいて正の方向にずれていたゼロクロス標本値がゼロレベルと一致するように補正され、図３に示す補正ディジタル再生信号Ｓrが得られることとなる。
【００９７】
なお、上述したディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数は、外乱等を効果的に除去すると共にドロップアウト等からの復帰を早くするために、なるべく高い周波数が選択され、具体的には、例えば、１０キロヘルツとされる。そして、このように高い周波数をカットオフ周波数として設定しても、アナログハイパスフィルタ４のカットオフ周波数（本実施形態の場合、１キロヘルツ）より高く、且つディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数（本実施形態の場合、１０キロヘルツ）より低い周波数成分を有するディジタル記録情報については、ディジタルハイパスフィルタ７の各構成部材の上述した動作（ディジタル再生信号Ｓqのゼロクロス標本値をゼロレベルに引き戻す動作）により、ディジタルハイパスフィルタ７においても減衰されることなく通過して補正ディジタル再生信号Ｓrとして復号される。
【００９８】
次に、再生速度に応じてクロック信号Ｓclkの周波数が変化した場合のディジタルハイパスフィルタ７の動作について説明する。
【００９９】
上述した平均化回路２１の伝達関数Ｇ（ｚ）は、
【数２】
Ｇ（ｚ）＝ｋ／（１−ｚ-1）
となる。よって、ディジタルハイパスフィルタ７全体の伝達関数Ｈ（ｚ）は
【数３】
、
【数４】
ｚ＝ｅｘｐ（ｊωＴ）
を上記式（１）に代入すれば求められる。なお、ωは角周波数であり、Ｔはクロック信号Ｓclkの周期である。
【０１００】
【数５】
【数６】
ω＝２πｆ、Ｔ＝１／ｆs
であるから、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達関数Ｈ（ｆ）は、
【数７】
【０１０１】
この、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達特性（カットオフ周波数）が自動的に最適化される状態を具体的に図４を用いて説明する。なお、図４においては、向かって左側の右上がり曲線がクロック信号Ｓclkの周波数が５メガヘルツのときの周波数伝達特性を示し、向かって右側の右上がり曲線がクロック信号Ｓclkの周波数が５０メガヘルツのときの周波数伝達特性を示している。
【０１０２】
図４から明らかなように、クロック信号Ｓclkの周波数が１０倍になると、ディジタルハイパスフィルタ７の周波数伝達特性を示す曲線の形状は同じ状態を維持したままカットオフ周波数が１０倍となっている（図４中丸印で示す。）。すなわち、クロック信号Ｓclkの周波数がｎ倍（ｎは自然数）となれば、自動的にカットオフ周波数もｎ倍となり、更に周波数伝達特性も、単純に周波数軸の値をｎ倍としたものと同一の周波数伝達特性となる。
【０１０３】
以上説明したように、第１実施形態の情報再生装置Ｓの動作によれば、補正ディジタル再生信号Ｓrにおけるゼロクロス標本値をゼロレベルに一致させるようにしてディジタル再生信号Ｓｑを補正するので、再生信号Ｓppにおける低域成分が低減された場合でも、当該低減成分を復元することができる。
【０１０４】
更に、外乱等に起因する雑音について、当該雑音のうち、上記ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数未満の周波数成分を低減することができる。
【０１０５】
また、ディジタルハイパスフィルタ７中で閉ループを構成してディジタル再生信号Ｓqを補正するので、正確な補正ディジタル再生信号Ｓrを生成することができ、正確にディジタル記録情報を再生することができる。
【０１０６】
更にまた、ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数が、例えば１０キロヘルツと高く設定されているので、再生信号Ｓpp中にドロップアウト等の信号欠落部分が含まれていても、補正ディジタル再生信号Ｓrを当該信号欠落から早期に復帰させることができる。
【０１０７】
更に、ディジタルハイパスフィルタ７のカットオフ周波数がクロック信号Ｓclkの周波数の変化に対応して変化するので、倍速再生又は可変速再生等により再生信号Ｓppの周波数が変化した場合でも、ディジタルハイパスフィルタ７における低周波数の雑音成分の低減を有効に行うことができる。
【０１０８】
更にまた、ビタビ復号方式を用いて補正ディジタル再生信号Ｓrを復号するので、当該補正ディジタル再生信号ＳrのＳ／Ｎ比が低い場合等であっても、正確に復号再生を実行することができる。
【０１０９】
なお、上述の実施形態では、平均化回路２１において乗算器４２を用いて定数ｋを乗算する構成としたが、一般には、ｋ≪１である。ここで、
【数８】
ｋ＝１／２n （但し、ｎは自然数）
と設定すれば、乗算器４２を用いることなく、加算器４１の出力信号を上記ｎの値に応じてビットシフトすることにより簡易な構成で平均化信号Ｓtを生成することができる。
【０１１０】
（II）第２実施形態
次に、本発明の他の実施形態である第２実施形態について、図５を用いて説明する。なお、図５に示す構成において、図１に示す構成部材と同様の構成部材については同様の部材番号を付して細部の説明は省略する。
【０１１１】
上述した第１実施形態の情報再生装置Ｓにおいては、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていることが前提であったが、実際のディジタル記録情報の再生においては、常に、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているとは限らない。そして、当該位相同期が取れていない場合には、アナログ再生信号Ｓpをその一周期毎に正確に標本化することができず、結果としてゼロクロス検出等が正確にできずにディジタルハイパスフィルタ７としての機能が十分に発揮されないこととなる。そこで、第２実施形態では、クロック発生回路において上記位相同期が取れているか否かを判定し、取れていないときはゼロクロス検出を行わずにディジタルハイパスフィルタ７を動作させる構成としている。
【０１１２】
すなわち、図５に示すように、第２実施形態の情報再生装置Ｓ’は、第１実施形態の情報再生装置Ｓの構成におけるクロック発生回路１２に代えて、当該クロック発生回路１２と同様に上記補正ディジタル再生信号Ｓrに基づいてクロック信号Ｓclkを生成すると共に、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているか否かを示すロック信号Ｓlockを生成するクロック発生回路１２’を備えると共に、ディジタルハイパスフィルタ７に代えて、上記ロック信号Ｓlockに基づいて、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていないとき、補正ディジタル再生信号Ｓrをそのまま平均化回路２１に出力すると共に、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているとき、ゼロクロス検出回路２２からのゼロクロス標本値としてのゼロクロス標本値信号Ｓsを平均化回路２１へ出力する選択手段としての選択回路２３を備えたディジタルハイパスフィルタ７’を備えている。その他の情報再生装置Ｓ’の構成は第１実施形態の情報再生装置Ｓの構成と同様であるので、細部の説明は省略する。
【０１１３】
第２実施形態の情報再生装置Ｓ’においては、上記選択回路２３の動作により、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていないとき、すなわち、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れていないときには、補正ディジタル再生信号Ｓrに含まれる全ての標本値が平均化されて平均化信号Ｓtとして減算回路２０に出力される。そして、この動作により、補正ディジタル再生信号Ｓrの平均レベルがゼロレベルに一致することとなり、結局、補正ディジタル再生信号Ｓrのゼロクロス標本値がゼロレベルに概略的に一致する。
【０１１４】
一方、補正ディジタル再生信号Ｓrとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているとき、すなわち、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとの位相同期が取れているときには、上述した第１実施形態の情報再生装置Ｓと同様の動作が実行され、ディジタルハイパスフィルタ７’からは正確な補正ディジタル再生信号Ｓrが出力されることとなる。
【０１１５】
以上説明した第２実施形態の情報再生装置Ｓ’の動作によれば、第１実施形態の情報再生装置Ｓの効果に加えて、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとが同期していないとき、補正ディジタル再生信号Ｓrの各標本値を選択して平均化すると共に、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとが同期しているとき第１実施形態と同様の動作を実行するので、アナログ再生信号Ｓpとクロック信号Ｓclkとが同期していないときの誤動作を防止できると共に、同期回復後は直ちに正確なフィルタ処理を開始できる。
【０１１６】
（III）変形形態
上述した他に、本発明は種々の変形が可能である。
【０１１７】
すなわち、例えば、上述した第１又は第２実施形態における平均化回路２１では、ゼロクロス標本値信号Ｓs又は補正ディジタル再生信号Ｓr内の各標本値を累積加算する構成としたが、各標本値の極性を示す値のみ、すなわち、「＋１」又は「−１」のみを累積加算し、その値に定数ｋを乗算して平均化信号Ｓtとしてもよい。この場合には、結果的に補正ディジタル再生信号Ｓrが正又は負のいずれの方にずれているかのみを判定して補正することとなり、加算器４１及びＤ型フリップフロップ４０のビット数を削減して構成することができる。
【０１１８】
また、ゼロクロス検出回路２１において、所定時間以上補正ディジタル再生信号Ｓrにおける極性反転がないときは、当該ゼロクロス検出回路２１の出力であるゼロクロス標本値信号Ｓsをゼロクリアしても良い。これは、例えば、長いドロップアウトが発生して極性反転が長い期間なった場合に、ゼロクロス標本値信号Ｓsが前値を保持したままとなり、誤差が蓄積されることを防止するためである。
【０１１９】
更に、同様の理由で、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける極性反転があった場合のクロック信号Ｓclkにおける一周期期間のみゼロクロス標本値信号Ｓsを出力し、その他の期間ではゼロクロス標本値信号Ｓsをゼロクリアするように構成してもよい。
【０１２０】
更に、加算器４１の出力端にリミッタを設け、上述のような誤差が蓄積されることを防止しても良い。
【０１２１】
更にまた、図３における排他的論理和信号ＳexをＤ型フリップフロップ４０にも出力することで、補正ディジタル再生信号Ｓrにおける極性反転があったときのみゼロクロス標本値信号Ｓsの累積加算を実行するように構成しても良い。
【０１２２】
更に、上記の各実施形態又は変形形態では、ディジタルハイパスフィルタ７又は７’内の閉ループを用いて補正ディジタル再生信号Ｓrをフィードバックすることによりディジタル再生信号Ｓqの直流レベルを補正する構成としたが、これ以外に、上記ディジタル再生信号Ｓqをゼロクロス検出回路２２に直接入力することにより、当該ディジタル再生信号Ｓqにおけるゼロクロス標本値を抽出し、その値を直接（平均化せずに）元のディジタル再生信号Ｓqの各標本値から減算するように構成することもできる。このように構成しても、ディジタル再生信号Ｓqにおいて消失している情報の低周波成分を復元して正確にＤＶＤ１上のディジタル記録情報を再生することができる。
【０１２３】
以上説明したように、各実施形態に係る情報再生装置の動作によれば、ディジタル再生信号Ｓ qにおける直流レベルをディジタル再生信号Ｓ qの各標本値から減算してディジタル再生信号Ｓ qを補正するので、再生信号Ｓ ppにおける低域成分が低減された場合でも、当該低減成分を復元することができる。
【０１２４】
従って、低周波数域の信号成分を保存してディジタル記録情報を正確且つ忠実に再生することができる。
【０１２５】
また、補正ディジタル再生信号Ｓ rにおけるゼロクロス標本値をゼロレベルに一致させるようにしてディジタル再生信号Ｓ qを補正するので、再生信号Ｓ ppにおける低域成分が低減された場合でも、当該低減成分を復元することができる。
【０１２７】
更に、閉ループを構成してディジタル再生信号Ｓ qを補正するので、正確な補正ディジタル再生信号Ｓ rを生成することができ、正確にディジタル記録情報を再生することができる。
【０１２８】
更にまた、選択された補正ディジタル再生信号Ｓ rにおける各標本値又は複数周期に渡るゼロクロス標本値のいずれか一方を平均化し、平均値を出力するので、ディジタルハイパスフィルタ７において不正確な補正処理が実行されることを未然に防止できる。
【０１２９】
また、クロック信号Ｓ clkと再生信号Ｓ ppとが同期していないとき補正ディジタル再生信号Ｓ rにおける各標本値を選択すると共に、クロック信号Ｓ clkと再生信号Ｓ ppとが同期しているとき、複数周期に渡るゼロクロス標本値を選択するので、クロック信号Ｓ clkと再生信号Ｓ ppとが同期していないときの誤動作を防止できると共に、同期回復後は直ちに正確な補正処理を開始できる。
【０１３０】
更に、ディジタルハイパスフィルタ７により、外乱等に起因する雑音信号のうち、ディジタルカットオフ周波数未満の周波数成分を低減することができる。
【０１３１】
更にまた、ディジタルカットオフ周波数が標本化周波数の変化に対応して変化するので、再生信号Ｓ ppの周波数が変化した場合でも、ディジタルハイパスフィルタ７における雑音の低周波成分の低減を有効に行うことができる。
【０１３２】
また、ビタビ復号方式を用いて再生するので、補正ディジタル再生信号Ｓ rのＳ／Ｎ比が低い場合等であっても、正確に復号再生を実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】 ディジタルハイパスフィルタの細部構成を示すブロック図である。
【図３】 ディジタルハイパスフィルタの動作を示すタイミングチャートである。
【図４】 ディジタルハイパスフィルタの周波数伝達特性の関係を示すチャート図である。
【図５】 第２実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図６】 従来の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図７】 アナログハイパスフィルタの動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１…ＤＶＤ
２、１０２…ピックアップ
３、１０３…アンプ
４、１０５…アナログハイパスフィルタ
５…Ａ／Ｄ変換器
６…ディジタルイコライザ
７、７’…ディジタルハイパスフィルタ
８…ビタビ復号回路
９、１０９…復調回路
１０、１１０…誤り訂正回路
１１、１１１…インターフェース
１２、１２’…クロック発生回路
１３、１０１…スピンドルサーボ回路
１４、１００…スピンドルモータ
２０…減算回路
２１…平均化回路
２２…ゼロクロス検出回路
２３…選択回路
３０、３６、４０…Ｄ型フリップフロップ
３１、３２…絶対値検出回路
３３…極性反転検出回路
３４…比較回路
３５…選択回路
４１…加算器
４２…乗算器
１０４…アナログイコライザ
１０６…コンパレータ
１０７…サンプラ
１０８…ＰＬＬ
１１２…コンデンサ
１１３…抵抗
Ｓ、Ｓ’、Ｊ…情報再生装置
Ｓpp…再生信号
Ｓp…アナログ再生信号
Ｓq…ディジタル再生信号
Ｓr…補正ディジタル再生信号
Ｓr'…遅延補正ディジタル再生信号
Ｓs…ゼロクロス標本値信号
Ｓt…平均化信号
Ｓdc…復調信号
Ｓo…出力信号
Ｓi…記録符号
Ｓmsb、Ｓmsb'…ＭＳＢ信号
Ｓa、Ｓa'…絶対値信号
Ｓc…比較信号
Ｓe…最小標本値信号
Ｓclk…クロック信号
Ｓex…排他的論理和信号
Claims (7)
- 記録媒体に記録されているディジタル記録情報を当該記録媒体から読み出し、再生信号（Ｓ pp ）を生成する生成手段と、
前記再生信号（Ｓ pp ）を、予め設定された所定の標本化周波数を有する標本化クロック信号（Ｓ clk ）を用いて標本化し、標本化再生信号（Ｓ q ）を出力する標本化手段と、
補正標本化再生信号（Ｓ r ）に含まれる標本値であって、当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）におけるゼロレベルに最も近い標本値であるゼロクロス標本値を当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）から抽出する抽出手段と、
前記抽出されたゼロクロス標本値（Ｓ t ）を、前記ゼロクロス標本値（Ｓ t ）に対応する前記標本化クロック信号（Ｓ clk ）のクロックタイミングの直後のクロックタイミングに対応する前記標本化再生信号（Ｓ q ）の標本値から減算し、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を出力する減算手段と、
前記抽出手段による前記ゼロクロス標本値の抽出動作と、前記減算手段による減算動作と、を、前記標本化再生信号における連続する標本値毎に繰り返して得られる前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を復号し、前記ディジタル記録情報を再生する再生手段と、
を備えることを特徴とする情報再生装置。 - 記録媒体に記録されているディジタル記録情報を当該記録媒体から読み出し、再生信号（Ｓ pp ）を生成する生成手段と、
前記再生信号（Ｓ pp ）を、予め設定された所定の標本化周波数を有する標本化クロック信号（Ｓ clk ）を用いて標本化し、標本化再生信号（Ｓ q ）を出力する標本化手段と、
前記標本化再生信号（Ｓ q ）を補正して補正標本化再生信号（Ｓ r ）を生成する補正手段であって、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）に含まれる標本値であり且つ当該補正標本化再生信号（Ｓ r ）におけるゼロレベルに最も近い標本値であるゼロクロス標本値（Ｓ t ）を当該ゼロレベルに一致させることを、前記標本化再生信号（Ｓ q ）における連続する標本値毎に繰り返して当該標本化再生信号（Ｓ q ）を補正し、前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を出力する補正手段と、
前記補正標本化再生信号（Ｓ r ）を復号し、前記ディジタル記録情報を再生する再生手段と、
を備えることを特徴とする情報再生装置。 - 請求項２に記載の情報再生装置において、
前記補正手段は、
前記補正標本化再生信号に含まれる各標本値について、隣接する二つの当該標本値の極性が変化したとき、当該二つの標本値のうち、絶対値が小さい方の前記標本値を前記ゼロクロス標本値として抽出する抽出手段と、
前記抽出された夫々のゼロクロス標本値を、前記標本化再生信号における複数周期に渡って平均化し、平均値を出力する平均化手段と、
前記出力された平均値を前記標本化再生信号における夫々の前記標本値から減算することにより、前記補正標本化再生信号を出力する減算手段と、
を備え、
前記抽出手段による前記ゼロクロス標本値の抽出動作と、前記平均化手段による前記平均値の出力動作と、前記減算手段による減算動作と、を前記標本化再生信号における連続する標本値毎に繰り返して前記補正標本化再生信号を出力することを特徴とする情報再生装置。 - 請求項３に記載の情報再生装置において、
前記補正手段は、前記補正標本化再生信号における各標本値と前記複数周期に渡る前記ゼロクロス標本値のいずれか一方を選択する選択手段を更に備え、
前記平均化手段は、選択された前記補正標本化再生信号における各標本値又は前記複数周期に渡る前記ゼロクロス標本値のいずれか一方を平均化し、前記平均値を出力することを特徴とする情報再生装置。 - 請求項４に記載の情報再生装置において、
前記選択手段は、前記標本化クロック信号と前記再生信号とが同期していないとき、前記補正標本化再生信号における各標本値を選択して前記平均化手段に出力すると共に、前記標本化クロック信号と前記再生信号とが同期しているとき、前記複数周期に渡る前記ゼロクロス標本値を選択して前記平均化手段に出力することを特徴とする情報再生装置。 - 請求項１から５のいずれか一項に記載の情報再生装置において、
前記補正手段は、前記標本化再生信号における予め設定された所定のディジタルカットオフ周波数未満の低周波成分を低減するディジタルハイパスフィルタとしても動作すると共に、
前記ディジタルカットオフ周波数は前記標本化周波数に対応して変化することを特徴とする情報再生装置。 - 請求項１から６のいずれか一項に記載の情報再生装置において、
前記再生手段は、ビタビ復号方式を用いた再生手段であることを特徴とする情報再生装置。
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