JP3233485B2 - ディジタル信号検出回路 - Google Patents
ディジタル信号検出回路Info
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
- G11B7/004—Recording, reproducing or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B7/005—Reproducing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、波形干渉を受けた入
力信号をビタビ復号するディジタル信号検出回路に関す
るものである。
力信号をビタビ復号するディジタル信号検出回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、光ディスクに記録された二値デー
タを再生する光ディスク装置において、高密度記録され
たデータのデータ誤り率を小さくするために、再生信号
にビタビ復号法を適用したディジタル信号検出回路が知
られている。
タを再生する光ディスク装置において、高密度記録され
たデータのデータ誤り率を小さくするために、再生信号
にビタビ復号法を適用したディジタル信号検出回路が知
られている。
【０００３】図１１はこのようなディジタル信号検出回
路を示している。この回路では、光ディスク１０１に予
め８−１０変換して（データの周波数特性をＤＣフリー
にするために８ビットから１０ビットに変換する方式）
記録されたディジタルデータを、レーザ駆動回路１０３
で駆動される光ヘッド１０２で読み取り、そのアナログ
再生信号をＲＦ増幅器１０４に与え、ここで増幅した
後、ＲＦ増幅器１０４の出力のＤＣオフセット成分をカ
ットするＨＰＦ回路１０５を通す。ＨＰＦ回路１０５の
出力信号は、その振幅が一定になるようにＡＧＣ回路１
０６を通され、ＡＧＣ回路１０６の出力のアナログ信号
は、Ａ／Ｄ変換器１０７によりディジタル信号に変換さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１０７の出力信号は、ディジタル・
イコライザ１０８で波形整形され、その出力信号をもと
にビタビ復号回路１０９でビタビ復号して二値化データ
を検出し、その出力データを８−１０逆変換回路１１０
で逆変換して出力する。また、ＲＦ増幅器１０４により
増幅された信号は、ＰＬＬ回路１１１に入力され、位相
同期された後、ビット周期のサンプリングクロック信号
としてＡ／Ｄ変換器１０７に入力され、このタイミング
でアナログ信号からディジタル信号に変換される。
路を示している。この回路では、光ディスク１０１に予
め８−１０変換して（データの周波数特性をＤＣフリー
にするために８ビットから１０ビットに変換する方式）
記録されたディジタルデータを、レーザ駆動回路１０３
で駆動される光ヘッド１０２で読み取り、そのアナログ
再生信号をＲＦ増幅器１０４に与え、ここで増幅した
後、ＲＦ増幅器１０４の出力のＤＣオフセット成分をカ
ットするＨＰＦ回路１０５を通す。ＨＰＦ回路１０５の
出力信号は、その振幅が一定になるようにＡＧＣ回路１
０６を通され、ＡＧＣ回路１０６の出力のアナログ信号
は、Ａ／Ｄ変換器１０７によりディジタル信号に変換さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１０７の出力信号は、ディジタル・
イコライザ１０８で波形整形され、その出力信号をもと
にビタビ復号回路１０９でビタビ復号して二値化データ
を検出し、その出力データを８−１０逆変換回路１１０
で逆変換して出力する。また、ＲＦ増幅器１０４により
増幅された信号は、ＰＬＬ回路１１１に入力され、位相
同期された後、ビット周期のサンプリングクロック信号
としてＡ／Ｄ変換器１０７に入力され、このタイミング
でアナログ信号からディジタル信号に変換される。
【０００４】アナログ再生波形を光ディスク１０１上か
ら光ヘッド１０２によって読み出される理想的孤立再生
波形は、図７に示すように、ビット周期のサンプリング
ポイントでｔ0 、ｔ1 でａ1 ，ａ1 のレベル値を持ち、
これ以外のサンプルポイントではすべてレベル値ａ
0 （光学的オフセット成分）となることを想定してい
る。従って、波形干渉の及ぶ範囲は２サンプルポイント
であり、連続したデータを記録した場合は、この孤立再
生波形をサンプルポイント毎にずらした波形の足し合わ
せになる。この連続データの再生波形は、図８に示すよ
うに、サンプルポイント毎のレベル値は、ａ0 、ａ1 、
ａ2 （但しａ2 ＝２ａ1 −ａ0 ）の３値になる。これに
ＨＰＦ回路１０５を通してＤＣオフセット成分を除去
し、ＡＧＣ回路１０６を通して再生信号振幅が±１にな
るようにすると図９のようになる。この場合のサンプル
ポイント毎のレベル値は、−１、０、１の３値になり、
記録データと波形レベル値（仮定サンプル値）との関係
は、図１０のようなトレリス線図になる。
ら光ヘッド１０２によって読み出される理想的孤立再生
波形は、図７に示すように、ビット周期のサンプリング
ポイントでｔ0 、ｔ1 でａ1 ，ａ1 のレベル値を持ち、
これ以外のサンプルポイントではすべてレベル値ａ
0 （光学的オフセット成分）となることを想定してい
る。従って、波形干渉の及ぶ範囲は２サンプルポイント
であり、連続したデータを記録した場合は、この孤立再
生波形をサンプルポイント毎にずらした波形の足し合わ
せになる。この連続データの再生波形は、図８に示すよ
うに、サンプルポイント毎のレベル値は、ａ0 、ａ1 、
ａ2 （但しａ2 ＝２ａ1 −ａ0 ）の３値になる。これに
ＨＰＦ回路１０５を通してＤＣオフセット成分を除去
し、ＡＧＣ回路１０６を通して再生信号振幅が±１にな
るようにすると図９のようになる。この場合のサンプル
ポイント毎のレベル値は、−１、０、１の３値になり、
記録データと波形レベル値（仮定サンプル値）との関係
は、図１０のようなトレリス線図になる。
【０００５】ビタビ復号回路１０９では、３つの波形レ
ベル値−１、０、１を仮定サンプル値としてビタビ復号
動作を行なう。但し、記録データにＤＣ成分が含まれて
いるとＨＰＦ回路１０５でデータ情報がカットされてし
まうので、記録データには予めＤＣ成分が含まれないよ
うなデータ変調（８−１０変換）が施されている。
ベル値−１、０、１を仮定サンプル値としてビタビ復号
動作を行なう。但し、記録データにＤＣ成分が含まれて
いるとＨＰＦ回路１０５でデータ情報がカットされてし
まうので、記録データには予めＤＣ成分が含まれないよ
うなデータ変調（８−１０変換）が施されている。
【０００６】ビタビ復号動作は、図１０のトレリス線図
に従い、サンプルポイントにおけるそれぞれのパスの仮
定サンプル値と実際のサンプル値とのユークリッド距離
を算出し、それに対応する１クロック前までの入力波形
に対するユークリッド距離の総和を加算してそれぞれの
パス毎の総和を求め、各状態への入力となる２つのパス
のうちユークリッド距離の総和が小さい方を生き残りパ
スとして残す。この時点では、２つの状態においてそれ
ぞれ１つのパスが存在している。この２つの生き残りパ
スでユークリッド距離の総和が小さいパスを最も確から
しいパスとし、その一連のパスを一定サンプル前（この
場合は１２サンプル前としている）まで遡ってパスを決
定し、そのパスから復号データを求める。ここで算出し
た生き残りパスのユークリッド距離の総和は、次のサン
プルポイントにおけるユークリッド距離の総和の算出に
使われる。この動作をサンプル毎に繰り返すことによっ
てデータ復号が行なわれる。従って、復号データＤＴは
一定サンプル遅れて出力される。
に従い、サンプルポイントにおけるそれぞれのパスの仮
定サンプル値と実際のサンプル値とのユークリッド距離
を算出し、それに対応する１クロック前までの入力波形
に対するユークリッド距離の総和を加算してそれぞれの
パス毎の総和を求め、各状態への入力となる２つのパス
のうちユークリッド距離の総和が小さい方を生き残りパ
スとして残す。この時点では、２つの状態においてそれ
ぞれ１つのパスが存在している。この２つの生き残りパ
スでユークリッド距離の総和が小さいパスを最も確から
しいパスとし、その一連のパスを一定サンプル前（この
場合は１２サンプル前としている）まで遡ってパスを決
定し、そのパスから復号データを求める。ここで算出し
た生き残りパスのユークリッド距離の総和は、次のサン
プルポイントにおけるユークリッド距離の総和の算出に
使われる。この動作をサンプル毎に繰り返すことによっ
てデータ復号が行なわれる。従って、復号データＤＴは
一定サンプル遅れて出力される。
【０００７】ビタビ復号器１０９に必要なしきい値Ｓ５
は、仮定サンプル値に対して実際のサンプル値とのユー
クリッド距離を計算するのに用いられる定数である。以
下、仮定のサンプル値に対して実際のサンプル値とのユ
ークリッド距離の計算について説明する。実際のサンプ
ル値をｙi 、仮定のサンプル値は−１、０、１の３値と
する。この仮定のサンプル値を−１とした場合の誤差の
二乗をｒ0iとすると、 ｒ0i ＝ （ｙi −（−１））2 ＝ ｙi 2 ＋２ｙi ＋１ ・・・（１） となり、仮定のサンプル値を０とした場合の誤差の二乗
をｒ1iとすると、 ｒ1i ＝ （ｙi −０）2 ＝ ｙi 2 ・・・（２） となり、仮定のサンプル値を１とした場合の誤差の二乗
をｒ2iとすると、 ｒ2i ＝ （ｙi −１）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ＋１ ・・・（３） となる。これらの（１）、（２）、（３）式の演算を簡
単にするために、ｙi 2を減算してその後全体を２で割
って正規化すると、（１）式は、 ｒ'0i ＝ ｙi ＋０．５ ・・・（４） となり、（２）式は、 ｒ'1i ＝ ０ ・・・（５） となり、（３）式は、 ｒ'2i ＝ −ｙi ＋０．５ ・・・（６） となる。この（４）、（５）、（６）式がユークリッド
距離を算出する計算式となる。従って、この（４）、
（５）、（６）式に必要な定数０．５がしきい値Ｓ５と
なる。
は、仮定サンプル値に対して実際のサンプル値とのユー
クリッド距離を計算するのに用いられる定数である。以
下、仮定のサンプル値に対して実際のサンプル値とのユ
ークリッド距離の計算について説明する。実際のサンプ
ル値をｙi 、仮定のサンプル値は−１、０、１の３値と
する。この仮定のサンプル値を−１とした場合の誤差の
二乗をｒ0iとすると、 ｒ0i ＝ （ｙi −（−１））2 ＝ ｙi 2 ＋２ｙi ＋１ ・・・（１） となり、仮定のサンプル値を０とした場合の誤差の二乗
をｒ1iとすると、 ｒ1i ＝ （ｙi −０）2 ＝ ｙi 2 ・・・（２） となり、仮定のサンプル値を１とした場合の誤差の二乗
をｒ2iとすると、 ｒ2i ＝ （ｙi −１）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ＋１ ・・・（３） となる。これらの（１）、（２）、（３）式の演算を簡
単にするために、ｙi 2を減算してその後全体を２で割
って正規化すると、（１）式は、 ｒ'0i ＝ ｙi ＋０．５ ・・・（４） となり、（２）式は、 ｒ'1i ＝ ０ ・・・（５） となり、（３）式は、 ｒ'2i ＝ −ｙi ＋０．５ ・・・（６） となる。この（４）、（５）、（６）式がユークリッド
距離を算出する計算式となる。従って、この（４）、
（５）、（６）式に必要な定数０．５がしきい値Ｓ５と
なる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のディジタル信号検出装置では、次のような問
題点があった。ＡＧＣ回路１０６でアナログ再生信号の
信号振幅を一定にするためには、アナログ再生信号のオ
フセット信号（光学的オフセット、電気的オフセット
他）でＡＧＣが行なわれないように、アナログ再生信号
のＤＣ成分を除去するＨＰＦ回路１０５が必要となる。
しかし予めディスクに記録してあるデータにＤＣ成分が
含まれていると、このＨＰＦ回路１０５でデータ情報が
除去されてしまい、正確に信号検出ができない。従って
上記従来例では、予めディスクに記録してあるデータに
ＤＣ成分が含まれないように、データに８−１０変換を
施して記録してあり、ディジタル信号検出回路には８−
１０逆変換回路１１０が必要になる。また、この８−１
０変換回路１１０は、８ビットデータを１０ビットデー
タに変換するため、元のデータに２ビット分の冗長度を
持たせており、ディスクの記録密度が低くなってしまう
という不具合がある。
うな従来のディジタル信号検出装置では、次のような問
題点があった。ＡＧＣ回路１０６でアナログ再生信号の
信号振幅を一定にするためには、アナログ再生信号のオ
フセット信号（光学的オフセット、電気的オフセット
他）でＡＧＣが行なわれないように、アナログ再生信号
のＤＣ成分を除去するＨＰＦ回路１０５が必要となる。
しかし予めディスクに記録してあるデータにＤＣ成分が
含まれていると、このＨＰＦ回路１０５でデータ情報が
除去されてしまい、正確に信号検出ができない。従って
上記従来例では、予めディスクに記録してあるデータに
ＤＣ成分が含まれないように、データに８−１０変換を
施して記録してあり、ディジタル信号検出回路には８−
１０逆変換回路１１０が必要になる。また、この８−１
０変換回路１１０は、８ビットデータを１０ビットデー
タに変換するため、元のデータに２ビット分の冗長度を
持たせており、ディスクの記録密度が低くなってしまう
という不具合がある。
【０００９】本発明は、このような従来の問題点を解決
するもので、予め記録してあるデータにＤＣ成分を除去
する８−１０変換をしなくてもディジタル信号検出がで
きるようにしたディジタル信号検出回路を提供すること
を目的とするものである。
するもので、予め記録してあるデータにＤＣ成分を除去
する８−１０変換をしなくてもディジタル信号検出がで
きるようにしたディジタル信号検出回路を提供すること
を目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のディジタル信号検出回路は、記録データの
再生信号に対応した仮定サンプル値のしきい値を算出す
るしきい値算出回路と、このしきい値算出回路のしきい
値を定数として再生信号に対しビタビ復号動作を実行す
るビタビ復号回路とを備え、しきい値算出回路が、ビタ
ビ復号回路の復号出力とそれに対応する再生信号からし
きい値を可変制御するようにしたものである。
に、本発明のディジタル信号検出回路は、記録データの
再生信号に対応した仮定サンプル値のしきい値を算出す
るしきい値算出回路と、このしきい値算出回路のしきい
値を定数として再生信号に対しビタビ復号動作を実行す
るビタビ復号回路とを備え、しきい値算出回路が、ビタ
ビ復号回路の復号出力とそれに対応する再生信号からし
きい値を可変制御するようにしたものである。
【００１１】
【作用】本発明は、上記構成により、ビタビ復号回路で
は、しきい値を基に仮定のサンプル値と再生信号のサン
プル値との誤差の二乗を算出して、これをユークリッド
距離としてビタビ復号する。またしきい値算出回路で
は、ビタビ復号結果を基に、それに対応する再生信号の
サンプル値を仮定サンプル値毎に分けて積分して、その
積分された仮定サンプル値からしきい値を算出すること
によって、実際の再生信号に対して最適なしきい値を算
出することができる。このビタビ復号器出力としきい値
算出回路の組み合わせることにより、ＨＰＦ回路とＡＧ
Ｃ回路がなくても正確なディジタル信号検出を実現する
ことができる。
は、しきい値を基に仮定のサンプル値と再生信号のサン
プル値との誤差の二乗を算出して、これをユークリッド
距離としてビタビ復号する。またしきい値算出回路で
は、ビタビ復号結果を基に、それに対応する再生信号の
サンプル値を仮定サンプル値毎に分けて積分して、その
積分された仮定サンプル値からしきい値を算出すること
によって、実際の再生信号に対して最適なしきい値を算
出することができる。このビタビ復号器出力としきい値
算出回路の組み合わせることにより、ＨＰＦ回路とＡＧ
Ｃ回路がなくても正確なディジタル信号検出を実現する
ことができる。
【００１２】
（実施例１）以下、本発明の実施例について、図面を参
照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施例にお
けるディジタル信号検出回路のブロック図を示すもので
ある。図１において、１は予めデータが記録してある光
ディスク、２は光ディスク１にレーザ光を照射してその
反射光を読み取って光電変換する光ヘッド、３は光ヘッ
ド２を駆動するレーザ駆動回路、４は光ヘッド２で読み
取ったアナログ再生信号を増幅するＲＦ増幅器、５はＲ
Ｆ増幅器４の出力に位相同期させてビット周期のサンプ
リングクロック信号を発生するＰＬＬ回路、６はＰＬＬ
回路５の出力するサンプリングタイミングでＲＦ増幅器
４の出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器、７はＡ／Ｄ変換器６の出力を波形整形する
ディジタル・イコライザ、８はディジタル・イコライザ
７の出力信号を基にビタビ復号するビタビ復号回路、９
はビタビ復号回路８の復号動作に必要なしきい値Ｓ01、
Ｓ 12をビタビ復号回路８の入力再生波形と出力復号結果
から仮定サンプル値を可変制御して算出するしきい値算
出回路である。
照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施例にお
けるディジタル信号検出回路のブロック図を示すもので
ある。図１において、１は予めデータが記録してある光
ディスク、２は光ディスク１にレーザ光を照射してその
反射光を読み取って光電変換する光ヘッド、３は光ヘッ
ド２を駆動するレーザ駆動回路、４は光ヘッド２で読み
取ったアナログ再生信号を増幅するＲＦ増幅器、５はＲ
Ｆ増幅器４の出力に位相同期させてビット周期のサンプ
リングクロック信号を発生するＰＬＬ回路、６はＰＬＬ
回路５の出力するサンプリングタイミングでＲＦ増幅器
４の出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器、７はＡ／Ｄ変換器６の出力を波形整形する
ディジタル・イコライザ、８はディジタル・イコライザ
７の出力信号を基にビタビ復号するビタビ復号回路、９
はビタビ復号回路８の復号動作に必要なしきい値Ｓ01、
Ｓ 12をビタビ復号回路８の入力再生波形と出力復号結果
から仮定サンプル値を可変制御して算出するしきい値算
出回路である。
【００１３】上記実施例において、アナログ再生波形を
光ディスク１上から光ヘッド２によって読み出される理
想的孤立再生波形は図７に示す通りであり、ビット周期
のサンプリングポイントでｔ0 、ｔ1 でａ1 ，ａ1 のレ
ベル値を持ち、これ以外のサンプルポイントではすべて
レベル値ａ0 （光学的オフセット成分）となることを想
定している。従って、波形干渉の及ぶ範囲は２サンプル
ポイントであり、連続したデータを記録した場合は、こ
の孤立再生波形をサンプルポイント毎にずらした波形の
足し合わせになる。この連続データの再生波形は図８に
示す通りであり、サンプルポイント毎のレベル値は、ａ
0 、ａ1 、ａ2 （但しａ2 ＝２ａ1 −ａ 0 ）の３値にな
る。この場合の記録波形と波形レベル値（仮定サンプル
値）との関係は図６に示すようなトレリス線図になる。
ビタビ復号回路８では、３つの波形レベル値ａ0 、
ａ1 、ａ2 を仮定サンプル値としてビタビ復号動作を行
なう。
光ディスク１上から光ヘッド２によって読み出される理
想的孤立再生波形は図７に示す通りであり、ビット周期
のサンプリングポイントでｔ0 、ｔ1 でａ1 ，ａ1 のレ
ベル値を持ち、これ以外のサンプルポイントではすべて
レベル値ａ0 （光学的オフセット成分）となることを想
定している。従って、波形干渉の及ぶ範囲は２サンプル
ポイントであり、連続したデータを記録した場合は、こ
の孤立再生波形をサンプルポイント毎にずらした波形の
足し合わせになる。この連続データの再生波形は図８に
示す通りであり、サンプルポイント毎のレベル値は、ａ
0 、ａ1 、ａ2 （但しａ2 ＝２ａ1 −ａ 0 ）の３値にな
る。この場合の記録波形と波形レベル値（仮定サンプル
値）との関係は図６に示すようなトレリス線図になる。
ビタビ復号回路８では、３つの波形レベル値ａ0 、
ａ1 、ａ2 を仮定サンプル値としてビタビ復号動作を行
なう。
【００１４】ビタビ復号動作は、図６のトレリス線図に
従い、サンプルポイントにおけるそれぞれのパスの仮定
サンプル値と実際のサンプル値とのユークリッド距離を
算出し、それに対応する１クロック前までの入力波形に
対するユークリッド距離の総和を加算してそれぞれのパ
ス毎の総和を求め、各状態への入力となる２つのパスの
うちユークリッド距離の総和が小さい方を生き残りパス
として残す。この時点では、２つの状態においてそれぞ
れ１つのパスが存在している。この２つの生き残りパス
のうちユークリッド距離の総和が小さいパスを最も確か
らしいパスとし、その一連のパスを一定サンプル前（こ
の実施例の場合は１２サンプル前としている）まで遡っ
てパスを決定し、そのパスから復号データを求める。こ
こで算出した生き残りパスのユークリッド距離の総和
は、次のサンプルポイントにおけるユークリッド距離の
総和の算出に使われる。この動作をサンプル毎に繰り返
すことによってデータ復号が行なわれる。従って、復号
データＤＴは一定サンプル遅れて出力される。
従い、サンプルポイントにおけるそれぞれのパスの仮定
サンプル値と実際のサンプル値とのユークリッド距離を
算出し、それに対応する１クロック前までの入力波形に
対するユークリッド距離の総和を加算してそれぞれのパ
ス毎の総和を求め、各状態への入力となる２つのパスの
うちユークリッド距離の総和が小さい方を生き残りパス
として残す。この時点では、２つの状態においてそれぞ
れ１つのパスが存在している。この２つの生き残りパス
のうちユークリッド距離の総和が小さいパスを最も確か
らしいパスとし、その一連のパスを一定サンプル前（こ
の実施例の場合は１２サンプル前としている）まで遡っ
てパスを決定し、そのパスから復号データを求める。こ
こで算出した生き残りパスのユークリッド距離の総和
は、次のサンプルポイントにおけるユークリッド距離の
総和の算出に使われる。この動作をサンプル毎に繰り返
すことによってデータ復号が行なわれる。従って、復号
データＤＴは一定サンプル遅れて出力される。
【００１５】ビタビ復号回路８では、復号データＤＴと
その復号データＤＴに対する仮定サンプル値のセレクト
信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 を出力する。復号データの
仮定サンプル値に対するセレクト信号は次のようにな
る。
その復号データＤＴに対する仮定サンプル値のセレクト
信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 を出力する。復号データの
仮定サンプル値に対するセレクト信号は次のようにな
る。
【表１】
【００１６】次にユークリッド距離の算出について説明
する。実際のサンプル値ｙi 、仮定のサンプル値は
ａ0 、ａ1 、ａ2 （但しａ2 ＝２ａ1 −ａ0 ）の３値で
あるから、仮定のサンプル値をａ0 とした場合の誤差の
二乗をｒ0iとすると、 ｒ0i ＝ （ｙi −ａ0 ）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ・ ａ0 ＋ａ0 2 ・・・（７） となり、仮定のサンプル値をａ1 とした場合の誤差の二
乗をｒ1iとすると、 ｒ1i ＝ （ｙi −ａ1 ）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ・ ａ1 ＋ａ1 2 ・・・（８） となり、仮定のサンプル値をａ2 とした場合の誤差の二
乗をｒ2iとすると、 ｒ2i ＝ （ｙi −ａ2 ）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ・ ａ2 ＋ａ2 2 ・・・（９） となる。これらの（７）、（８）、（９）式の演算を簡
単にするために、（ｙi 2 −２ｙi ・ ａ1 ＋ａ1 2）を減
算して、その後全体を２・ （ａ1 −ａ0 ）で割って正規
化すると、（７）式は、 ｒ'0i ＝ ｙi −Ｓ01 ・・・（１０） 但し、 Ｓ01 ＝ （ａ1 ＋ａ0 ）／２ ・・・（１１） となり、（８）式は、 ｒ'1i ＝ ０ ・・・（１２） となり、（９）式は、 ｒ'2i ＝ −ｙi ＋Ｓ12 ・・・（１３） 但し、 Ｓ12 ＝ （ａ2 ＋ａ1 ）／２ ・・・（１４） となる。この（１０）、（１２）、（１３）式がユーク
リッド距離を算出する計算式となる。ユークリッド距離
算出に必要なしきい値Ｓ01、Ｓ12は、（１１）、（１
４）式になり、しきい値算出回路９で算出される。
する。実際のサンプル値ｙi 、仮定のサンプル値は
ａ0 、ａ1 、ａ2 （但しａ2 ＝２ａ1 −ａ0 ）の３値で
あるから、仮定のサンプル値をａ0 とした場合の誤差の
二乗をｒ0iとすると、 ｒ0i ＝ （ｙi −ａ0 ）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ・ ａ0 ＋ａ0 2 ・・・（７） となり、仮定のサンプル値をａ1 とした場合の誤差の二
乗をｒ1iとすると、 ｒ1i ＝ （ｙi −ａ1 ）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ・ ａ1 ＋ａ1 2 ・・・（８） となり、仮定のサンプル値をａ2 とした場合の誤差の二
乗をｒ2iとすると、 ｒ2i ＝ （ｙi −ａ2 ）2 ＝ ｙi 2 −２ｙi ・ ａ2 ＋ａ2 2 ・・・（９） となる。これらの（７）、（８）、（９）式の演算を簡
単にするために、（ｙi 2 −２ｙi ・ ａ1 ＋ａ1 2）を減
算して、その後全体を２・ （ａ1 −ａ0 ）で割って正規
化すると、（７）式は、 ｒ'0i ＝ ｙi −Ｓ01 ・・・（１０） 但し、 Ｓ01 ＝ （ａ1 ＋ａ0 ）／２ ・・・（１１） となり、（８）式は、 ｒ'1i ＝ ０ ・・・（１２） となり、（９）式は、 ｒ'2i ＝ −ｙi ＋Ｓ12 ・・・（１３） 但し、 Ｓ12 ＝ （ａ2 ＋ａ1 ）／２ ・・・（１４） となる。この（１０）、（１２）、（１３）式がユーク
リッド距離を算出する計算式となる。ユークリッド距離
算出に必要なしきい値Ｓ01、Ｓ12は、（１１）、（１
４）式になり、しきい値算出回路９で算出される。
【００１７】図２は、しきい値算出回路９の内部ブロッ
ク図である。シフトレジスタ１１は、ビタビ復号回路８
の入力再生波形のサンプル値ｙi と、そのサンプル値に
対する仮定サンプル値のセレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、
Ｌａ2 とのタイミングを合わせるために、入力再生波形
のサンプル値ｙi を一定サンプル遅らせるためのシフト
レジスタである。１２〜１７は乗算器で、１８〜２２は
加算器であり、２３、２４、２５はそれぞれ仮定サンプ
ル値ａ0 、ａ1 、ａ2 を格納するレジスタである。乗算
器１２、１３と加算器１８とレジスタ２３とは、シフト
レジスタ１１の出力信号を入力として、レジスタ２３を
出力とする積分器として構成されている。この積分器
は、仮定サンプル値のセレクト信号Ｌａ0 がイネーブル
の時だけ動作するようになっているため、ビタビ復号回
路８で仮定サンプル値ａ0 と判定された再生波形の積分
器として動作し、レジスタ２３には入力波形に対応した
最適な仮定サンプル値ａ0 が格納されるようになってい
る。同様に乗算器１２、１４と加算器１９とレジスタ２
４は、ビタビ復号回路８で仮定サンプル値ａ1 と判断さ
れた再生波形の積分器として動作し、レジスタ２４に
は、入力波形に対応した最適な仮定サンプル値ａ1 が格
納される。また同様に乗算器１２、１５と加算器２０と
レジスタ２５は、ビタビ復号回路８で仮定サンプル値ａ
2 と判定された再生波形の積分器として動作し、レジス
タ２５には、入力波形に対応した最適な仮定サンプル値
ａ2 が格納されるようになっている。
ク図である。シフトレジスタ１１は、ビタビ復号回路８
の入力再生波形のサンプル値ｙi と、そのサンプル値に
対する仮定サンプル値のセレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、
Ｌａ2 とのタイミングを合わせるために、入力再生波形
のサンプル値ｙi を一定サンプル遅らせるためのシフト
レジスタである。１２〜１７は乗算器で、１８〜２２は
加算器であり、２３、２４、２５はそれぞれ仮定サンプ
ル値ａ0 、ａ1 、ａ2 を格納するレジスタである。乗算
器１２、１３と加算器１８とレジスタ２３とは、シフト
レジスタ１１の出力信号を入力として、レジスタ２３を
出力とする積分器として構成されている。この積分器
は、仮定サンプル値のセレクト信号Ｌａ0 がイネーブル
の時だけ動作するようになっているため、ビタビ復号回
路８で仮定サンプル値ａ0 と判定された再生波形の積分
器として動作し、レジスタ２３には入力波形に対応した
最適な仮定サンプル値ａ0 が格納されるようになってい
る。同様に乗算器１２、１４と加算器１９とレジスタ２
４は、ビタビ復号回路８で仮定サンプル値ａ1 と判断さ
れた再生波形の積分器として動作し、レジスタ２４に
は、入力波形に対応した最適な仮定サンプル値ａ1 が格
納される。また同様に乗算器１２、１５と加算器２０と
レジスタ２５は、ビタビ復号回路８で仮定サンプル値ａ
2 と判定された再生波形の積分器として動作し、レジス
タ２５には、入力波形に対応した最適な仮定サンプル値
ａ2 が格納されるようになっている。
【００１８】乗算器１２の計数をＧ、乗算器１３、１
４、１５の計数をＣとすると各積分器の伝達関数は、 Ｈ（Ｚ） ＝ Ｇ／（１＋ＣＺ-1） ・・・（１５） となり、この積分器のＤＣゲインを１にすると、 Ｇ ＝ １＋Ｃ （０＜Ｇ≦１） ・・・（１６） となる。（１６）式の関係を保ちながらＧを小さくする
と積分時定数が大きくなり、Ｇを大きくすると積分時定
数が小さくなり、これを基に積分器の最適な乗算計数を
設定すればよい。また、乗算係数Ｇを２-n（n ：正の整
数）、乗算係数Ｃを２-n−１に設定することにより、乗
算係数Ｇの乗算器はｎビットシフト器で、乗算係数Ｃの
乗算器はｎビットシフト器と減算器で構成でき、小規模
の回路構成で、しきい値算出回路を実現することができ
る。
４、１５の計数をＣとすると各積分器の伝達関数は、 Ｈ（Ｚ） ＝ Ｇ／（１＋ＣＺ-1） ・・・（１５） となり、この積分器のＤＣゲインを１にすると、 Ｇ ＝ １＋Ｃ （０＜Ｇ≦１） ・・・（１６） となる。（１６）式の関係を保ちながらＧを小さくする
と積分時定数が大きくなり、Ｇを大きくすると積分時定
数が小さくなり、これを基に積分器の最適な乗算計数を
設定すればよい。また、乗算係数Ｇを２-n（n ：正の整
数）、乗算係数Ｃを２-n−１に設定することにより、乗
算係数Ｇの乗算器はｎビットシフト器で、乗算係数Ｃの
乗算器はｎビットシフト器と減算器で構成でき、小規模
の回路構成で、しきい値算出回路を実現することができ
る。
【００１９】ユークリッド距離の算出に必要な定数Ｓ01
は、（１１）式に基づき、レジスタ２３、２４の出力を
加算器２１で加算し、乗算器１６で０．５を乗ずること
によって算出される。同様に定数Ｓ12は、（１４）式に
基づき、レジスタ２４、２５の出力を加算器２２で加算
し、乗算器１７で０．５を乗ずることによって算出され
る。
は、（１１）式に基づき、レジスタ２３、２４の出力を
加算器２１で加算し、乗算器１６で０．５を乗ずること
によって算出される。同様に定数Ｓ12は、（１４）式に
基づき、レジスタ２４、２５の出力を加算器２２で加算
し、乗算器１７で０．５を乗ずることによって算出され
る。
【００２０】レジスタ２３、２４、２５に格納された最
適な仮定サンプル値は、それぞれ積分されているため、
ディスクを読み取った再生波形に外乱が乗った場合、し
きい値Ｓ01、Ｓ12は、ランダムノイズに対しては影響を
除去することができ、ゆるやかなＤＣオフセット変動や
振幅変動対しては追従することができ、最適なビタビ復
号を行なうことができる。この作用は、従来例における
ＨＰＦ回路およびＡＧＣ回路の機能で再生波形信号側に
作用させるのではなく、ビタビ復号回路のユークリッド
距離算出に必要なしきい値側に作用させた形となってい
る。
適な仮定サンプル値は、それぞれ積分されているため、
ディスクを読み取った再生波形に外乱が乗った場合、し
きい値Ｓ01、Ｓ12は、ランダムノイズに対しては影響を
除去することができ、ゆるやかなＤＣオフセット変動や
振幅変動対しては追従することができ、最適なビタビ復
号を行なうことができる。この作用は、従来例における
ＨＰＦ回路およびＡＧＣ回路の機能で再生波形信号側に
作用させるのではなく、ビタビ復号回路のユークリッド
距離算出に必要なしきい値側に作用させた形となってい
る。
【００２１】以上の第１の実施例の説明において、仮定
サンプル値を３値として説明したが、３値に限定される
ことなく、２値あるいは４値以上の場合でも本発明は適
応できる。また、しきい値算出回路９においては、各種
データパターンに対して積分器を使って入力波形に対応
した最適な仮定サンプル値を算出していたが、この実施
例に限定されることなく、各種データパターンに対して
他の方法（予測フィルター等）を使って入力波形に対応
した最適な仮定サンプル値を算出するようにしても実現
できる。
サンプル値を３値として説明したが、３値に限定される
ことなく、２値あるいは４値以上の場合でも本発明は適
応できる。また、しきい値算出回路９においては、各種
データパターンに対して積分器を使って入力波形に対応
した最適な仮定サンプル値を算出していたが、この実施
例に限定されることなく、各種データパターンに対して
他の方法（予測フィルター等）を使って入力波形に対応
した最適な仮定サンプル値を算出するようにしても実現
できる。
【００２２】（実施例２）次に、本発明の第２の実施例
について説明する。図３は本発明の第２の実施例におけ
るディジタル信号検出回路の構成を示すものであり、上
記第１の実施例と同様の構成については、同一番号を付
して説明を省略する。本実施例において上記第１の実施
例と異なるのは、データコントロール回路３０とセレク
タ３１が追加されていることであり、しきい値算出回路
３２の構成も若干異なる。本実施例においては、光ディ
スク１上の一部にモデルデータ領域を準備しておき、予
めモデルデータが記録してある。データコントロール回
路３０は、再生信号がモデルデータ領域である場合、制
御信号ＣＳをHighにし、なおかつそのモデルデータの再
生信号のサンプル値がどの仮定サンプル値かを選択する
セレクト信号Ｃａ0 、Ｃａ1 、Ｃａ2 を出力する。モデ
ルデータ領域でない場合は、制御信号ＣＳをLow にして
セレクト信号Ｃａ0 、Ｃａ1 、Ｃａ2 は不定とする。
について説明する。図３は本発明の第２の実施例におけ
るディジタル信号検出回路の構成を示すものであり、上
記第１の実施例と同様の構成については、同一番号を付
して説明を省略する。本実施例において上記第１の実施
例と異なるのは、データコントロール回路３０とセレク
タ３１が追加されていることであり、しきい値算出回路
３２の構成も若干異なる。本実施例においては、光ディ
スク１上の一部にモデルデータ領域を準備しておき、予
めモデルデータが記録してある。データコントロール回
路３０は、再生信号がモデルデータ領域である場合、制
御信号ＣＳをHighにし、なおかつそのモデルデータの再
生信号のサンプル値がどの仮定サンプル値かを選択する
セレクト信号Ｃａ0 、Ｃａ1 、Ｃａ2 を出力する。モデ
ルデータ領域でない場合は、制御信号ＣＳをLow にして
セレクト信号Ｃａ0 、Ｃａ1 、Ｃａ2 は不定とする。
【００２３】このモデルデータの仮定サンプル値とセレ
クト信号の関係は、次のようになっている。
クト信号の関係は、次のようになっている。
【表２】
【００２４】セレクタ３１は、制御信号ＣＳがHighの時
はデータコントロール回路３０から出力されたセレクト
信号（Ｃａ0 、Ｃａ1 、Ｃａ2 ）を選択し、制御信号Ｃ
ＳがLow の時はビタビ復号回路８から出力されたセレク
ト信号（Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 ）を選択して出力す
る。この関係を示すと次のようになる。
はデータコントロール回路３０から出力されたセレクト
信号（Ｃａ0 、Ｃａ1 、Ｃａ2 ）を選択し、制御信号Ｃ
ＳがLow の時はビタビ復号回路８から出力されたセレク
ト信号（Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 ）を選択して出力す
る。この関係を示すと次のようになる。
【表３】
【００２５】しきい値算出回路３１の内部構成は、図４
のようになっており、図２の構成と同様の構成に同一の
番号を付してある。セレクタ２６、２７、２８は、制御
信号ＣＳがHighのときは再生波形信号を選択し、制御信
号ＣＳがLow のときは格積分動作をさせる加算器１８、
１９、２０の出力信号を選択する。
のようになっており、図２の構成と同様の構成に同一の
番号を付してある。セレクタ２６、２７、２８は、制御
信号ＣＳがHighのときは再生波形信号を選択し、制御信
号ＣＳがLow のときは格積分動作をさせる加算器１８、
１９、２０の出力信号を選択する。
【００２６】本実施例においては、光ディスク１上の一
部にモデルデータ領域を準備しておき、そこに予めモデ
ルデータが記録してあり、最初、光ヘッド２がモデルデ
ータ領域を読み取り、その再生信号を仮定サンプル値と
してそれに対応するレジスタ２３、２４、２５に格納す
る。その後、通常のデータ領域においては第１の実施例
と同様に動作する。
部にモデルデータ領域を準備しておき、そこに予めモデ
ルデータが記録してあり、最初、光ヘッド２がモデルデ
ータ領域を読み取り、その再生信号を仮定サンプル値と
してそれに対応するレジスタ２３、２４、２５に格納す
る。その後、通常のデータ領域においては第１の実施例
と同様に動作する。
【００２７】本実施例においては、第１の実施例におけ
る仮定サンプル値を格納するレジスタに、初期値として
モデルデータのサンプル値を直接格納できるようにして
いるが、積分動作をさせてレジスタの初期値として設定
するようにしてもよく、モデルデータを使用しないで、
他の方法により初期値を算出し、その初期値を直接レジ
スタに設定するようにしてもよい。
る仮定サンプル値を格納するレジスタに、初期値として
モデルデータのサンプル値を直接格納できるようにして
いるが、積分動作をさせてレジスタの初期値として設定
するようにしてもよく、モデルデータを使用しないで、
他の方法により初期値を算出し、その初期値を直接レジ
スタに設定するようにしてもよい。
【００２８】（実施例３）次に、本発明の第３の実施例
について説明する。図５は本発明の第３の実施例におけ
るディジタル信号検出回路の構成を示すものであり、上
記第１の実施例と同様の構成については、同一番号を付
して説明を省略する。本実施例が上記第１の実施例と異
なるのは、ビタビ復号回路８とは別の第２の復号回路４
０を備えていることである。第２の復号回路４０は、入
力再生波形ｙi をビタビ復号より少ない遅れで復号結果
を算出できる第２の復号方法で復号を行ない、その復号
結果に対する仮定サンプル値のセレクト信号Ｌａ0 、Ｌ
ａ1 、Ｌａ2 を出力する。しきい値Ｓ01、Ｓ12は第２の
復号動作に必要な定数として第２の復号回路４０に入力
される。
について説明する。図５は本発明の第３の実施例におけ
るディジタル信号検出回路の構成を示すものであり、上
記第１の実施例と同様の構成については、同一番号を付
して説明を省略する。本実施例が上記第１の実施例と異
なるのは、ビタビ復号回路８とは別の第２の復号回路４
０を備えていることである。第２の復号回路４０は、入
力再生波形ｙi をビタビ復号より少ない遅れで復号結果
を算出できる第２の復号方法で復号を行ない、その復号
結果に対する仮定サンプル値のセレクト信号Ｌａ0 、Ｌ
ａ1 、Ｌａ2 を出力する。しきい値Ｓ01、Ｓ12は第２の
復号動作に必要な定数として第２の復号回路４０に入力
される。
【００２９】上記第１の実施例のしきい値算出回路９で
は、セレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 としてビタビ
復号回路８の出力信号を基にしきい値Ｓ01、Ｓ12の算出
を行なっているが、この第３の実施例におけるしきい値
算出回路９では、第２の復号回路４０の出力結果を基に
しきい値Ｓ01、Ｓ12の算出を行なう。また、第１の実施
例では、セレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 が入力再
生波形に対して一定のサンプル遅れて出力されるので
（ビタビ復号結果が一定サンプリング遅延するため）、
しきい値算出回路９は入力波形に対して一定サンプリン
グ遅れて動作するようになっていた。これに対して第３
の実施例では、第２の復号回路４０で入力波形に対して
遅れの少ない時間でセレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ
2 を出力するようになっているため、しきい値算出回路
９は、第１の実施例より少ない遅れで動作するようにな
っている。こうすることによって、第３の実施例では、
入力再生波形のＤＣオフセット変動や振幅変動等の外乱
に対して、しきい値Ｓ01、Ｓ12の追従速度を速くするこ
とができる。
は、セレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 としてビタビ
復号回路８の出力信号を基にしきい値Ｓ01、Ｓ12の算出
を行なっているが、この第３の実施例におけるしきい値
算出回路９では、第２の復号回路４０の出力結果を基に
しきい値Ｓ01、Ｓ12の算出を行なう。また、第１の実施
例では、セレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ2 が入力再
生波形に対して一定のサンプル遅れて出力されるので
（ビタビ復号結果が一定サンプリング遅延するため）、
しきい値算出回路９は入力波形に対して一定サンプリン
グ遅れて動作するようになっていた。これに対して第３
の実施例では、第２の復号回路４０で入力波形に対して
遅れの少ない時間でセレクト信号Ｌａ0 、Ｌａ1 、Ｌａ
2 を出力するようになっているため、しきい値算出回路
９は、第１の実施例より少ない遅れで動作するようにな
っている。こうすることによって、第３の実施例では、
入力再生波形のＤＣオフセット変動や振幅変動等の外乱
に対して、しきい値Ｓ01、Ｓ12の追従速度を速くするこ
とができる。
【００３０】このようなビタビ復号回路とは別の第２の
復号回路を有するディジタル信号検出回路においても、
上記第２の実施例のように、しきい値算出回路が、記録
媒体上の一部に準備されたモデルデータ領域に記録され
たデータを再生ヘッドにより再生し、そのときの再生信
号を用いて各種データパターンに対応した基準信号レベ
ル値のしきい値を算出するように構成することができ
る。
復号回路を有するディジタル信号検出回路においても、
上記第２の実施例のように、しきい値算出回路が、記録
媒体上の一部に準備されたモデルデータ領域に記録され
たデータを再生ヘッドにより再生し、そのときの再生信
号を用いて各種データパターンに対応した基準信号レベ
ル値のしきい値を算出するように構成することができ
る。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、従来の
ディジタル信号検出回路のように、予め８−１０変換さ
れた再生信号にＨＰＦを通してＡＧＣを行なうことによ
り一定のしきい値でビタビ復号を行なうのではなく、各
種データパターンに対応した仮定サンプル値をビタビ復
号の結果をもとに可変制御するしきい値算出手段を設
け、その可変制御した仮定サンプル値から算出したしき
い値でビタビ復号を行なうようにしたので、データを予
め８−１０変換することなしに光ディスクの高密度記録
再生をすることができる優れたディジタル信号検出を実
現できるものである。
ディジタル信号検出回路のように、予め８−１０変換さ
れた再生信号にＨＰＦを通してＡＧＣを行なうことによ
り一定のしきい値でビタビ復号を行なうのではなく、各
種データパターンに対応した仮定サンプル値をビタビ復
号の結果をもとに可変制御するしきい値算出手段を設
け、その可変制御した仮定サンプル値から算出したしき
い値でビタビ復号を行なうようにしたので、データを予
め８−１０変換することなしに光ディスクの高密度記録
再生をすることができる優れたディジタル信号検出を実
現できるものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるディジタル信号
検出回路のブロック図
検出回路のブロック図
【図２】第１の実施例におけるしきい値算出回路のブロ
ック図
ック図
【図３】本発明の第２の実施例におけるディジタル信号
検出回路のブロック図
検出回路のブロック図
【図４】第２の実施例におけるしきい値算出回路のブロ
ック図
ック図
【図５】本発明の第３の実施例におけるディジタル信号
検出回路のブロック図
検出回路のブロック図
【図６】本発明の実施例におけるトレリス線図
【図７】光ヘッド出力信号における理想的孤立再生波形
図
図
【図８】サンプリング後の連続データの再生波形図
【図９】連続データの再生波形にＨＰＦ回路、ＡＧＣ回
路を通した再生波形図
路を通した再生波形図
【図１０】従来例におけるトレリス線図
【図１１】従来例におけるディジタル信号検出回路ブロ
ック図
ック図
１ 光ディスク ２ 光ヘッド ３ レーザ駆動回路 ４ ＲＦ増幅器 ５ ＰＬＬ回路 ６ Ａ／Ｄ変換器 ７ ディジタル・イコライザ ８ ビタビ復号回路 ９ しきい値算出回路 ３０ データコントロール回路 ３１ セレクタ ３２ しきい値算出回路 ４０ 第２の復号回路
フロントページの続き (72)発明者 荒 木 光 弘 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 高 橋 良 典 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−335260（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G11B 20/18,20/10
Claims (4)
- 【請求項１】 記録媒体上に記録されたデータを再生ヘ
ッドにより再生して得られる再生信号の各種データパタ
ーンに対応した仮定サンプル値のしきい値を算出するし
きい値算出回路と、前記しきい値算出回路のしきい値を
定数として前記再生信号に対しビタビ復号動作を実行す
るビタビ復号回路とを備え、前記しきい値算出回路が、
前記ビタビ復号回路の復号出力とそれに対応する再生信
号からしきい値を可変制御することを特徴とするディジ
タル信号検出回路。 - 【請求項２】 しきい値算出回路が、記録媒体上の一部
に準備されたモデルデータ領域に記録されたデータを再
生ヘッドにより再生し、そのときの再生信号を用いて各
種データパターンに対応した基準信号レベル値のしきい
値を算出することを特徴とする請求項１記載のディジタ
ル信号検出回路。 - 【請求項３】 記録媒体上に記録されたデータを再生ヘ
ッドにより再生して得られる再生信号の各種データパタ
ーンに対応した仮定サンプル値のしきい値を算出するし
きい値算出回路と、前記しきい値算出回路のしきい値を
定数として前記再生信号に対しビタビ復号動作を実行す
るビタビ復号器とを備え、前記しきい値算出回路が、前
記ビタビ復号器以外の第２の復号器の復号出力とそれに
対応する再生信号からしきい値を可変制御することを特
徴とするディジタル信号検出回路。 - 【請求項４】 しきい値算出回路が、記録媒体上の一部
に準備されたモデルデータ領域に記録されたデータを再
生ヘッドにより再生し、そのときの再生信号を用いて各
種データパターンに対応した基準信号レベル値のしきい
値を算出することを特徴とする請求項３記載のディジタ
ル信号検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07974893A JP3233485B2 (ja) | 1993-04-06 | 1993-04-06 | ディジタル信号検出回路 |
| US08/689,130 US5661709A (en) | 1993-04-06 | 1996-07-30 | Digital signal detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07974893A JP3233485B2 (ja) | 1993-04-06 | 1993-04-06 | ディジタル信号検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06295540A JPH06295540A (ja) | 1994-10-21 |
| JP3233485B2 true JP3233485B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=13698851
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07974893A Expired - Fee Related JP3233485B2 (ja) | 1993-04-06 | 1993-04-06 | ディジタル信号検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5661709A (ja) |
| JP (1) | JP3233485B2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19605567A1 (de) * | 1996-02-15 | 1997-08-21 | Sel Alcatel Ag | Optisches frequenzkodiertes CDMA-Übertragungssystem und optischer Empfänger dafür |
| KR100268054B1 (ko) * | 1996-07-31 | 2000-10-16 | 윤종용 | 비터비검출기 임계치를 최적화하는 방법 |
| JPH10172251A (ja) * | 1996-12-06 | 1998-06-26 | Sony Corp | 光学式情報再生方法及び再生装置 |
| JP3439979B2 (ja) * | 1998-03-13 | 2003-08-25 | 富士通株式会社 | データ読み取り方法、データ読み取り装置、及び、記録媒体 |
| GB0018841D0 (en) | 2000-08-02 | 2000-09-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | Data decoding |
| GB0018842D0 (en) | 2000-08-02 | 2000-09-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | Data decoder |
| GB0018843D0 (en) | 2000-08-02 | 2000-09-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | Data decoding |
| US7065356B2 (en) * | 2001-12-14 | 2006-06-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Systems and methods for preventing unauthorized use of roaming numbers in a wireless telecommunications system |
| JP4100899B2 (ja) * | 2001-12-17 | 2008-06-11 | 富士通株式会社 | 期待値生成ユニット及びデータ再生装置 |
| JP3529767B2 (ja) * | 2002-03-08 | 2004-05-24 | 株式会社東芝 | 情報再生装置及び情報再生方法 |
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