JP3053886B2 - アナログ‐ディジタル変換方法および装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、時間的に変化するアナ
ログ電気的入力信号をアナログ‐ディジタル変換するた
めの方法および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、たとえばいわゆる“デュアル‐ス
ロープ”法により動作し、また１６ビットまでの分解能
で時間的に変化するアナログ電気的入力信号のアナログ
‐ディジタル変換を許す、集積回路として構成されたア
ナログ‐ディジタル変換器が利用可能である。このよう
なアナログ‐ディジタル変換器が、たとえば心電図（Ｅ
ＫＧ）法または脳電図（ＥＥＧ）法の場合に必要なよう
に、アナログ‐ディジタル変換の最下位ビット（ＬＳ
Ｂ）に相応する測定すべき信号の最小検出可能な電圧差
が数マイクロボルトのオーダーにあるべきであれば、測
定すべき信号に対して非常に制限されたダイナミックレ
ンジしか得られず、その結果、アナログ‐ディジタル変
換器は非常にはやく測定すべき信号により過制御され
る。このことは、患者の心臓が比較的高い電圧および電
流強度のパルスを与えられる１つのデフィブリレーショ
ンのすぐ後にも心電図の記録が可能であるべき心電図法
の場合に、特に望ましくない。ここで考えられる対策は
より高い分解能（ビット数）を有するアナログ‐ディジ
タル変換器の使用である。しかし既に集積回路として構
成された上記の分解能のアナログ‐ディジタル変換器の
使用は相当な費用と結び付けられているが、このことは
ディスクリートに構成されたアナログ‐ディジタル変換
器の使用を必要とし、著しい技術的および資金的費用を
招くであろう。この費用は、いわゆるＤＡＣフィードバ
ック法が使用されるならば、少なくとも部分的に避けら
れ得る。その際に、使用されるアナログ‐ディジタル変
換器から電子式計算装置に供給れさるディジタル出力信
号により、電子式計算装置と接続されているディジタル
‐アナログ変換器が電子式計算装置により、差増幅器に
より測定すべき信号から差し引かれるアナログ出力信号
を発生するように駆動される。その際にディジタル‐ア
ナログ変換器は電子式計算装置により、測定すべき信号
の瞬時の振幅に関係してそれぞれ、アナログ‐ディジタ
ル変換器に供給されている差増幅器の出力信号がそのダ
イナミックレンジを超過しないように駆動される。差増
幅器の出力信号に相応するディジタルデータは続いて、
電子式計算装置がこれにディジタル‐アナログ変換器の
出力信号のそれぞれ相応する値を加算することによって
補正される。しかしこの方法によれば、正確な結果はデ
ィジタル‐アナログ変換器の分解能（ビット数）がアナ
ログ‐ディジタル変換器の目標とされる分解能に相応す
るときにのみ得られる。しかし、ディジタル‐アナログ
変換器では既にアナログ‐ディジタル変換器と関連して
説明した問題と類似の問題が生ずるので、一般にアナロ
グ‐ディジタル変換器の目標とされる分解能よりも小さ
い分解能を有するディジタル‐アナログ変換器が使用さ
れる。このことは不正確さに通ずる。すなわちアナログ
‐ディジタル変換の結果はたとえば、アナログ入力信号
のなかに存在しない跳躍を含んでいる。前記の方法の１
つの別の欠点は、追加的な費用の原因となる付加的のデ
ィジタル‐アナログ変換器を必要とすることにある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、時間
的に変化するアナログ電気的入力信号のアナログ‐ディ
ジタル変換のための方法および装置であって、技術的に
簡単であり、また経済的であり、大きいダイナミックレ
ンジを有し、また同時に非常に小さい電圧変化の測定を
可能とし、また心電図信号のアナログ‐ディジタル変換
のために特に適している方法および装置を提供すること
である。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明によればこの課題
は、ａ）入力信号を所定の増幅係数だけ増幅し、前処理
された信号を形成するため前記入力信号に第１の伝達関
数を適用し、ｂ）時間的に相前後する入力信号と前処理
された信号のサンプルをそれぞれアナログ−ディジタル
変換して、入力信号に対応する所定ビット数のディジタ
ルデータと前処理された信号に対応する所定ビット数の
ディジタルデータを形成し、ここで前記ビット数により
それぞれアナログ−ディジタル変換のダイナミックレン
ジが決定され、ｃ）入力信号に対応するディジタルデー
タを前記所定の増幅係数と等しい所定の係数で乗算し、
ｄ）前処理された信号に対応するデータに関して該信号
がダイナミックレンジを超過しているかを検査し、ｅ）
前処理した信号がダイナミックレンジ内にあるかぎり、
前処理した信号に対応するディジタルデータを使用して
アナログ−ディジタル変換の結果を求め、前処理した信
号に関してダイナミックレンジが超過しているならば、
前処理した信号に対応するディジタルデータを考慮せ
ず、所定の係数を乗算した入力信号に対応するディジタ
ルデータを使用してアナログ−ディジタル変換の結果を
求めることにより解決される。本発明によれば一方で
は、入力信号に対応するディジタルデータが利用され、
他方では、入力信号を含みさらに伝達関数を適用するこ
とで入力信号中には場合によっては現れていなかった信
号成分に対応するディジタルデータが利用される。この
場合、所定の係数を用いて増幅した結果、１つのＬＳＢ
についてのアナログ−ディジタル変換の結果の変化は、
１つのＬＳＢに相応する電圧差を所定の増幅係数により
除算して得られる信号の電圧変化に相応する。したがっ
て、入力信号に対応するディジタルデータを利用してア
ナログ−ディジタル変換の結果を求める場合、測定可能
な電圧差は増幅の結果、増幅されない入力信号に相応す
るディジタルデータに基づいてアナログ−ディジタル変
換の結果を求める場合よりも小さい。しかしながらその
ような信号に関して、所定の増幅係数に応じたダイナミ
ックレンジの減少が生ずる。その際、伝達関数を適用す
ることで前処理された信号から取り除かれてしまった入
力信号中に含まれる信号成分が副次的な関心の対象であ
るならば、最も簡単な場合には、アナログ−ディジタル
変換の結果として、前処理された信号に相応するディジ
タルデータが使用される。また、前処理された信号がア
ナログ−ディジタル変換によってダイナミックレンジを
超過してしまうとき、もしくは入力信号中に付加的に含
まれている信号成分が関心の対象であるときにのみ、入
力信号に相応するディジタルデータがその代わりを果た
すことになる。このように本発明による方法によれば、
技術的に簡単かつ経済的なやりかたで、結果として所定
のビット数のディジタルデータが得られるアナログ−デ
ィジタル変換において、高いダイナミックレンジを実現
するとともに、非常に小さい電圧変化を測定できるよう
になる。なお、入力信号に対応するディジタルデータと
前処理された信号に対応するディジタルデータは、入力
信号に相応するディジタルデータを所定の増幅係数に対
応する率で乗算すれば、場合によっては前処理された信
号にはない信号成分が入力信号中に含まれる点を別にす
れば、互いにそのまま比較できるほど類似したものであ
る。

【０００５】特に心電図法に対して有利な本発明の変形
例は請求項２にあげられている。すなわち、第１の伝達
関数として高域通過フィルタの伝達関数がかけられる過
程の結果として、前処理された信号はデフィブリレーシ
ョンの後にも、ダイナミックレンジの超過が生ずること
なしに、信号のダイナミックな成分を正しく再現する。
なぜならば、デフィブリレーションにより生ずる組織ポ
ラリゼーションに相応する入力信号の信号成分はフィル
タリングにより除去されるからである。

【０００６】本発明の１つの特に有利な変形例は請求項
６にあげられている。定められた係数を乗算され、入力
信号に相応するディジタルデータにディジタルフィルタ
（図書“ディジタル信号処理の理論と応用”、L.R.Rabi
nerおよびB.Gold著、プレンタイス‐ホール（ニュージ
ャーシ）出版、ＩＳＢＮ０‐１３‐９１４１０１‐４参
照）により第３の伝達関数として第１の伝達関数の複素
補数がかけられる過程の結果として、ディジタルフィル
タの後に存在するディジタルデータは入力信号および前
処理された信号の時間的経過の間の差に相応する。その
際にディジタルフィルタにより、１つのＬＳＢにより互
いに隔てられた、入力信号に相応するデータの間のいわ
ゆる“内挿”が行われる。すなわち、前処理された信号
に相応するディジタルデータに時間的に正しい対応付け
で、入力信号のディジタルフィルタリングにより得られ
たディジタルデータを加算すれば、和として、ディジタ
ルフィルタリングの際に行われた“内挿”の結果として
アナログ‐ディジタル変換のビット数よりも高いビット
数、詳細には目的にかなって、定められた増幅係数に相
応するビット数だけ高いビット数を有するディジタルデ
ータが得られる。たとえば、定められた増幅係数が３２
であれば、ビット数の上昇は５ビットであり、また定め
られた増幅係数が６４であれば、ビット数の上昇は６ビ
ットである。すなわち、前処理された信号のアナログ‐
ディジタル変換の際にダイナミックレンジの超過が生じ
ないかぎり、アナログ‐ディジタル変換の結果として、
アナログ‐ディジタル変換のビット数よりも高いビット
数を有するディジタルデータが得られる。その際に、前
記の仕方で得られるディジタルデータが、前処理された
信号の形成の際に第１の伝達関数をかけることにより除
去される信号成分をも含んでいることは重要である。前
処理された信号のアナログ‐ディジタル変換の際にダイ
ナミックレンジの超過が生ずるときにのみ、アナログ‐
ディジタル変換の結果として前記の仕方で、アナログ‐
ディジタル変換のビット数に制限されているビット数を
有するディジタルデータが利用されなければならない。

【０００７】またこの制限は、請求項９にあげられてい
る本発明の１つの別の特に有利な構成が使用されるなら
ば除かれる。この場合には、前処理された信号に相応す
るディジタルデータを考慮することなしに、入力信号の
アナログ‐ディジタル変換の結果として、アナログ‐デ
ィジタル変換のビット数よりも高いビット数を有するデ
ィジタルデータが得られる。その理由は再び、ディジタ
ルフィルタにより積分性の伝達関数をかける際に、１つ
のＬＳＢだけ互いに隔てられた、入力信号に相応する、
定められた係数を乗算されたディジタルデータの間で
“内挿”が行われることにある。好ましくは、積分の時
定数は、積分がそれぞれ定められた増幅係数に相応する
数のディジタルデータを含んでいるように選定される。
その場合、入力信号に相応するディジタルデータとして
使用されるディジタルデータはたとえば３２の増幅係数
の際にアナログ‐ディジタル変換のビット数よりも５ビ
ットだけ高いビット数を有する。アナログ電気的信号は
たとえば周期的信号、たとえばのこぎり波信号であって
もよいし、非周期的信号、たとえばノイズであってもよ
い。重要なことは、信号が統計的に均等な振幅分布を有
することのみである。

【０００８】課題の装置に関する部分は、請求項１１に
あげられている装置により解決される。その作用の仕方
および利点は本発明による方法の前記の説明から明らか
である。

【０００９】本発明による装置を較正するための請求項
２３にあげられている方法は、比較の結果として、定め
られた増幅係数および定められた係数を互いに正確に等
しくし、また場合によっては第３の伝達関数が実際に第
１の伝達関数の複素補数をなすように第１の伝達関数に
第３の伝達関数を適合させることを許すディジタルデー
タを供給する。

【００１０】本発明の他の利点は添付図面に示されてい
る実施例の説明により明らかにされる。

【００１１】

【実施例】図１には心電図信号の処理および記録のため
の装置の構成部分である本発明による装置が示されてい
る。その際に第１の９：１チャネルのアナログ‐マルチ
プレクサ１が設けられている。その入力端の各々に、一
般に９つ（３つの肢および６つの胸導出線）のＥＫＧ導
出線の１つが対応付けられている。第１のマルチプレク
サ１に対して並列に、同じく９：１チャネルのアナログ
‐マルチプレクサとして構成された第２のマルチプレク
サ２が接続されている。その目的は後で明らかにされ
る。両マルチプレクサ１および２の出力端は２：１チャ
ネルのアナログ‐マルチプレクサ３の入力端と接続され
ており、その出力信号は１４ビット変換器であるアナロ
グ‐ディジタル変換器４の入力端に供給されている。ア
ナログ‐ディジタル変換器４のディジタル出力データは
データバス５を経て電子式計算装置６に到達し、そのな
かで爾後の処理をされる。電子式計算装置６には記録装
置７が接続されている。これは、図１中に概要を示され
ているように、電子式計算装置６により駆動可能なＥＫ
Ｇ記録計である。

【００１２】個々のＥＫＧ導出線に相応する信号は直接
にはそれらにそれぞれ対応付けられている第１のマルチ
プレクサ１の入力端に到達しない。それらは、図１中に
１つのチャネルを例として示されているように、図示さ
れている実施例では１０の増幅係数を有する増幅器８を
通過する。増幅器８の出力信号はサンプル・アンド・ホ
ールド回路９に供給されており、その出力端は第１のマ
ルチプレクサ１の入力端と接続されている。増幅器８の
出力信号はさらにコンデンサＣおよび抵抗Ｒにより形成
された一次高域通過フィルタ１０に供給されている。こ
の高域通過フィルタ１０は、それに供給された信号に、
もちろん高域通過フィルタ１０自体の伝達関数である第
１の伝達関数Ｔ１をかける役割をする。高域通過フィル
タ１０の限界周波数は、入力信号の診断上重要な低い周
波数の成分の抑制を回避するため、十分に低く選定され
ている。高域通過フィルタ１０の出力信号は、これを１
つの定められた増幅係数Ｖ、図示されている実施例の場
合にはＶ＝３２、で増幅する第２の増幅器１１に到達す
る。第２の増幅器１１の出力信号は第２のサンプル・ア
ンド・ホールド回路１２に供給されており、その出力端
は第２のマルチプレクサ回路２の入力端の１つ、詳細に
はそのつどのチャネルに付属の第１のサンプル・アンド
・ホールド回路９と接続されている第１のマルチプレク
サ１の入力端に相応する入力端と接続されている。図示
されている実施例の場合には、サンプル・アンド・ホー
ルド回路９および１２はそれぞれマルチプレクサ１また
は２の（上から数えて）第２の入力端と接続されてい
る。サンプル・アンド・ホールド回路９および１２は、
装置の各チャネルに対するアナログ‐ディジタル変換の
列周波数が明らかに最高の関心のある信号周波数または
供給される信号の上限周波数の上側にある場合には、省
略されてもよい。

【００１３】以下では、第１のサンプル・アンド・ホー
ルド回路９に供給される信号は、予め増幅器８により増
幅されることを顧慮せずに、入力信号ＥＳと呼ばれ、他
方において入力信号ＥＳから高域通過フィルタ１０によ
る直流電圧成分の除去および増幅器１１による定められ
た増幅係数Ｖだけの増幅により得られ、第２のサンプル
・アンド・ホールド回路１２に供給される信号は前処理
された信号ＡＳと呼ばれる。

【００１４】マルチプレクサ１、２および３もサンプル
・アンド・ホールド回路９および１２も制御線を介して
電子式計算装置６と接続されており、それからそれらの
制御信号を受ける。その際に両マルチプレクサ１および
２の駆動は共通の制御線を介して、それぞれ個々の入力
端が周期的に相続いて出力端と接続されるように行わ
れ、その際にこの過程はサイクリックに繰り返す。特定
のＥＫＧ導出線に付属のマルチプレクサ１および２の入
力端がそれらの出力端と接続されている時間間隔の間に
電子式計算装置６はそのつどのサンプル・アンド・ホー
ルド回路９または１２に共通の制御線を介して阻止信号
を供給し、それにより、マルチプレクサ１および２のそ
のつどの入力端に与えられている電圧が前記の時間間隔
の間に変化しないことが保証されている。電子式計算装
置６はマルチプレクサ３を、これが前記時間間隔の一方
の半部の間はマルチプレクサ１の出力端を、また他方の
半部の間はマルチプレクサ２の出力端をアナログ‐ディ
ジタル変換器４の入力端と接続するように制御する。そ
の際に前記の時間間隔は、アナログ‐ディジタル変換器
４にこの時間間隔の半部の間にそれぞれアナログ‐ディ
ジタル変換の実行を可能にするために、十分に長く選定
されている。アナログ‐ディジタル変換器４は導線を介
して電子式計算装置６と接続されており、この導線を介
して電子式計算装置６はアナログ‐ディジタル変換器４
にそれぞれ適当な時点で、アナログ‐ディジタル変換を
開始させるパルスを供給する。逆にアナログ‐ディジタ
ル変換器４は、アナログ‐ディジタル変換が終了したと
き、同じ導線を介して信号を電子式計算装置６に発す
る。その際に電子式計算装置６は、説明されている実施
例の場合に、アナログ‐ディジタル変換を開始するパル
スとして、アリアジング効果が回避されているような列
周波数を有するパルスを発する。すなわち、アナログ‐
ディジタル変換器４が電子式計算装置６に個々のチャネ
ルに相応するＥＫＧ導出線の入力信号ＥＳまたは前処理
された信号ＡＳの交互の準同時のアナログ‐ディジタル
変換の際に得られるディジタルデータのストリームを供
給することが明らかになる。その際にディジタルデータ
はそれぞれ１４ビットの等しいビット数を有する。

【００１５】図１によれば、さらに、統計的に均等な振
幅分布を有する周期的信号ＰＳ、たとえばのこぎり波信
号を発生する信号発生器１３が存在している。信号発生
器１３により発生された周期的信号ＰＳは、相応の制御
線を介して電子式計算装置６により駆動可能である２つ
の電子式スイッチ１４、１５を介して、、サンプル・ア
ンド・ホールド回路９とマルチプレクサ１との間または
増幅器８の入力端の前に位置している加算点１６または
１７に供給可能である。すなわち、信号発生器１３によ
り発生された周期的信号ＰＳを選択的に入力信号ＥＳの
サンプルまたは増幅器８に供給された信号に重畳させる
ことが可能にされている。周期的信号ＰＳの周波数は好
ましくは、その周期が入力信号ＥＳおよび出力信号ＡＳ
のそれぞれ一括付属のサンプルの、定められた増幅係数
Ｖに相応する数のアナログ‐ディジタル変換に対して必
要な時間に相応するように選定されている。必要な同期
を達成するため、信号発生器１３は制御線を介して電子
式計算装置６と接続されている。

【００１６】電子式計算装置６はそれ自体は公知の仕方
で中央ユニット（ＣＰＵ）１８、読出し専用メモリ（Ｒ
ＯＭ）１９および書込み‐読出しメモリ（ＲＡＭ）２０
から構成されており、それらはアドレスバス２１および
データバス２２を介して互いに接続されている。ＲＯＭ
１９およびＲＡＭ２０はオペレーティングシステム、本
来のプログラムならびに可変のデータを記憶する役割を
する。ＣＰＵ１８には、電子式計算装置６の作動のため
に必要なクロック信号の発生の役割をする水晶２３が接
続されており、それからマルチプレクサ１ないし３、ア
ナログ‐ディジタル変換器４、サンプル・アンド・ホー
ルド回路９および１２および信号発生器１３に対する制
御信号も導き出される。これらの信号はアドレスバス２
１にもデータバス２２にも接続されている入力／出力回
路（Ｉ／Ｏポート）２４を介して前記の構成要素に到達
する。また、アナログ‐ディジタル変換器４のディジタ
ル出力信号を電子式計算装置６に伝達するデータバス５
もＩ／Ｏポート２４に接続されている。さらにＩ／Ｏポ
ート２４にはキーボード２５、データディスプレイ装置
２６および前記の記録装置７も接続されている。

【００１７】電子式計算装置６により、入力信号ＥＳお
よび前処理された信号ＡＳに相応するディジタルデータ
は、次のような仕方で処理される。すなわち、一方では
入力信号ＥＳがアナログ‐ディジタル変換器４のダイナ
ミックレンジの完全な利用のもとに変換され得るような
仕方で、また他方では入力信号ＥＳの電圧変化がアナロ
グ‐ディジタル変換器４の入力端への入力信号ＥＳの直
接供給の際にまたアナログ‐ディジタル変換器４のディ
ジタル出力データの続いての処理なしに１ＬＳＢだけの
アナログ‐ディジタル変換の結果の変化が生ぜしめられ
た電圧変化よりも小さいような仕方で処理される。この
ことは以下に図１による装置の１つのチャネルにより説
明される。その際に、電子式計算装置６により実行され
るプログラムを、電子式計算装置６にアナログ‐ディジ
タル変換器４から供給されたデータの処理が問題である
かぎり、明らかにする役割をする図２ないし５に示され
ているアナログ回路に関して説明される。図２ないし５
は単に説明の性格を有し、またディジタル計算機として
構成された電子式計算装置６の代わりにアナログ計算機
も使用され得るという意味に決して誤解されてはならな
いことを指摘しておく。このことは既に、電子式計算装
置６にアナログ‐ディジタル変換器４から供給されるデ
ィジタルデータがアナログ計算機により処理され得ない
ために排除されている。

【００１８】電子式計算装置６は、サンプル・アンド・
ホールド回路９のそのつどの出力信号のアナログ‐ディ
ジタル変換により得られる、入力信号ＥＳに相応する、
アナログ‐ディジタル変換器４から供給されたディジタ
ルデータに、基本的にそれぞれ、前処理された信号ＡＳ
を得るために高域通過フィルタ１０の出力信号を増幅す
る定められた増幅係数Ｖに相応する定められた係数Ｆを
乗算する。その結果として、定められた係数Ｆは、説明
される実施例の場合には、Ｆ＝３２である。このことは
図２中に相応の増幅係数を有する増幅器２７により示さ
れている。サンプル・アンド・ホールド回路１２のその
つどの出力信号のアナログ‐ディジタル変換により得ら
れる、前処理された信号ＡＳに相応する、アナログ‐デ
ィジタル変換器４から供給されたディジタルデータを電
子式計算装置６がそれぞれ、アナログ‐ディジタル変換
器４のダイナミックレンジの超過が存在するか否かに関
して検査する。これは、前処理された信号ＡＳの１つの
サンプルに相応するディジタルデータのすべてのビット
が論理“１”の値を有するときに、ダイナミックレンジ
の超過から出発することにより簡単な仕方で行われ得
る。アナログ‐ディジタル変換器４がダイナミックレン
ジの超過を指示する信号（オーバーフロー）を発する場
合には、電子式計算装置６がこの信号を監視すれば十分
である。図２の場合には、説明される検査は、前処理さ
れた信号ＡＳが、ダイナミックレンジの超過が存在する
ときに出力信号を発する検出器回路２８に供給されてい
ることによりシンボル化されている。

【００１９】最も簡単な場合には電子式計算装置６は、
ダイナミックレンジの超過が存在しないかぎり、前処理
された信号ＡＳのアナログ‐ディジタル変換から得られ
たディジタルデータをアナログ‐ディジタル変換の結果
として考慮し、一方ダイナミックレンジの超過の場合に
は超過の継続中、入力信号ＥＳのアナログ‐ディジタル
変換から得られ、定められた係数Ｆを乗算されたディジ
タルデータをアナログ‐ディジタル変換の結果として考
慮する。このことは図２中に、検出器回路２８の出力信
号が、ダイナミックレンジの超過が存在しないときに出
力端Ａに前処理された信号ＡＳが供給されている図２中
に示されている位置を占める電子式スイッチ２９を駆動
することにより示されている。それに対してダイナミッ
クレンジの超過が存在すると、検出器回路２８の出力信
号が電子式スイッチ２９を超過の継続中その他方の位置
にもたらし、従って出力端Ａに増幅された入力信号ＥＳ
が供給されている。

【００２０】主として入力信号ＥＳのダイナミック成分
が関心の対象であり、またその直流電圧成分が関心の対
象でないときにとりわけ応用される第１の作動形式の場
合には、前処理された信号ＡＳに関してダイナミックレ
ンジの超過が存在しないかぎり、定められた増幅係数Ｖ
だけ、アナログ‐ディジタル変換器４の入力端への入力
信号ＥＳの直接供給の際に１ＬＳＢだけのアナログ‐デ
ィジタル変換の結果の変化を生じさせる電圧変化よりも
小さい、入力信号ＥＳのダイナミック成分の電圧変化を
測定することが可能にされている。前処理された信号Ａ
Ｓに関してダイナミックレンジの超過が生ずるとき、ま
たは入力信号ＥＳのなかに含まれている直流電圧成分が
関心の対象であるときには、入力信号ＥＳのアナログ‐
ディジタル変換から得られ、また定められた係数Ｆを乗
算されたデータが用いられる。その際に生ずる不連続性
は本質的に、入力信号ＥＳのなかに含まれている直流電
圧成分のみに相応する。なぜならば、入力信号ＥＳに相
応するディジタルデータは定められた係数Ｆを乗算され
るからである。

【００２１】入力信号ＥＳに相応するディジタルデータ
が直流電圧成分なしであるべきである場合には、電子式
計算装置６が入力信号ＥＳに相応するディジタルデータ
に定められた係数Ｆの乗算の前または後にディジタルフ
ィルタにより高域通過フィルタ、好ましくは前処理され
た信号ＡＳの形成の際に使用された高域通過フィルタ１
０の伝達関数である第２の伝達関数Ｔ２をかけるように
前記の作動形式を変形することが可能にされている。相
異なる分解能を度外視すると、その場合、アナログ‐デ
ィジタル変換の結果は、それが前処理された信号ＡＳに
相応するディジタルデータの利用のもとに求められた
か、前処理された信号ＡＳに相応するディジタルデータ
の考慮なしに入力信号ＥＳに相応するディジタルデータ
の利用のもとに求められたかに無関係であり、直接に互
いに比較可能である。変形された作動形式は、その他の
点では図２に相応する図３中に、増幅器２７の後にコン
デンサＣおよび抵抗Ｒから成りスイッチ３０により橋絡
可能な高域通過フィルタ３１が接続されていることによ
り示されている。伝達関数Ｔ１およびＴ２が必ずしも高
域通過フィルタの伝達関数でなくてもよいことは理解さ
れよう。たとえば高い周波数の信号成分が抑制されるべ
き場合には、伝達関数は低域通過フィルタの伝達関数で
あってよい。同じく伝達関数はノッチフィルタの伝達関
数であってよい。その場合には、特定の擾乱周波数をフ
ィルタにより除去することが可能である。

【００２２】本発明による装置の第２の作動形式では電
子式計算装置６は、入力信号ＥＳに相応する、定められ
た係数Ｆを乗算されたディジタルデータにディジタルフ
ィルタにより第３の伝達関数Ｔ３をかける。第３の伝達
関数Ｔ３は第１の伝達関数Ｔ１の複素補数であり、それ
により入力信号ＥＳが前処理された信号ＡＳの形成のた
めに直流電圧成分なしになる。電子式計算装置６は、デ
ィジタルフィルタにより得られたディジタルデータを時
間的に正しい関係で、前処理された信号ＡＳのアナログ
‐ディジタル変換により得られたディジタルデータに加
算する。電子式計算装置６はこの加算の結果を、前処理
された信号ＡＳに関してダイナミッレンジの超過が存在
しないかぎり、アナログ‐ディジタル変換の結果として
考慮し、一方電子式計算装置６は前処理された信号ＡＳ
がダイナミッレンジを超過する場合には再び先に説明し
た仕方で、入力信号ＥＳに相応する、定められた係数Ｆ
を乗算されたディジタルデータを、場合によってはディ
ジタルフィルタにより第２の伝達関数Ｔ２をかけた後
に、アナログ‐ディジタル変換の結果として考慮する。

【００２３】公知のように１つの数学的関数およびそれ
に付属の複素補数は、それにそれぞれ第３の数学的関数
を乗算するときに、こうして得られた積の和が第３の数
学的関数に相応するという特性を有する。いまの場合、
このことは、前処理された信号ＡＳに前記の加算によ
り、高域通過フィルタ１０の通過の際に失われる信号成
分が再び付加されることを意味する。その結果、第２の
作動形式では、アナログ‐ディジタル変換の結果が前処
理された信号ＡＳに相応するディジタルデータの利用の
もとに得られるときにも、入力信号ＥＳのなかに含まれ
ている直流電圧成分が考慮されている。ディジタル・フ
ィルタリングの際に“内挿”が１ＬＳＢだけ互いに隔て
られている入力信号ＥＳに相応するディジタルデータの
間でも行われるので、前記の加算により得られるディジ
タルデータが、ディジタル・フィルタリングに関連して
行われる計算過程の十分な精度の際に、アナログ‐ディ
ジタル変換器４のビット数よりも大きいビット数を有す
るという利点が達成される。定められた増幅係数Ｖおよ
び定められた係数Ｆがそれぞれ３２である場合には、電
子式計算装置６はディジタル・フィルタリングのために
必要な計算過程を、アナログ‐ディジタル変換のビット
数ｚ＝１４を５ビットだけ高めて全体で１９ビットにす
るような精度で行う。

【００２４】いまの実施例の場合、入力信号ＥＳは前処
理された信号ＡＳを形成するため一次の高域通過フィル
タ１０を通過する。その伝達関数Ｔ１に相応する複素補
数は高域通過フィルタ１０の限界周波数に等しい限界周
波数を有する一次の低域通過フィルタの伝達関数Ｔ３で
ある。指摘すべきこととして、このことは、一次の高域
通過フィルタ１０の代わりにより高次の高域通過フィル
タが使用されるときには、相応の仕方で成り立たない。
この場合、複素補数を得るため、相応の低域通過フィル
タの伝達関数に補正要素が付加されなければならない。

【００２５】その他の点では図２に相応する図４の場
合、第２の作動形式は、増幅器２７の出力端が高域通過
フィルタ１０の場合と等しい値の抵抗Ｒおよびコンデン
サＣから形成された一次の低域通過フィルタ３２と接続
されていることにより明らかにされており、その出力信
号は加算点３３で反作用なしに前処理された信号ＡＳに
加算される。すなわち、加算点３３の後に、前処理され
た信号ＡＳに再び予め高域通過フィルタ１０により除去
された信号成分が加算される過程の結果として３２倍に
増幅された入力信号ＥＳに相応する１つの信号が得られ
る。こうして、前処理された信号ＡＳに関してダイナミ
ックレンジの超過が存在しないかぎり、前処理された信
号ＡＳに相応するディジタルデータの利用のもとに得ら
れたアナログ‐ディジタル変換の結果が好ましくは定め
られた増幅係数Ｖに相応する高められた分解能を有し、
またそれにもかかわらず入力信号ＥＳのなかに含まれて
いる直流電圧成分を同じく含んでいることが明らかにな
る。

【００２６】前処理された信号ＡＳに関するダイナミッ
クレンジの超過の結果として、ディジタル‐アナログ変
換の結果として入力信号ＥＳに相応するディジタルデー
タに移行されなければならないときには、前処理された
信号ＡＳに増幅器１１により惹起されたオフセット電圧
が重畳されていることに起因するわずかな跳躍が生じ得
る。これらの跳躍は本発明による装置の第３の作動の仕
方で回避され得る。この作動の仕方では電子式計算装置
６は入力信号ＥＳおよび前処理された信号ＡＳの一括付
属のサンプルに対して正しい符号でそれぞれ前処理され
た信号ＡＳに相応するディジタルデータと入力信号ＥＳ
に相応する、定められた係数Ｆを乗算されたディジタル
データとの間の差を求める。さらに電子式計算装置６は
定められた数、たとえば２５６の相続くサンプルに対し
て求められた差からそれらの符号の考慮のもとに平均値
を形成する。これを電子式計算装置６が、平均値を求め
る際にそれぞれ最後に考慮された入力信号ＥＳのサンプ
ルに相応する、定められた係数Ｆを乗算されたディジタ
ルデータに加算する。すなわち、増幅器１１のオフセッ
ト電圧により惹起された上記の跳躍が回避されることが
明らかになる。上記の平均値形成は必ずしも必要ではな
く、従って省略されてもよい。本発明による装置が図２
または３に示されている作動形式で動作するか図４に示
されている作動形式で動作するかに関係して、入力信号
ＥＳに相応する、定められた係数を乗算されたディジタ
ルデータまたは第２の伝達関数をかけることによりディ
ジタルフィルタリングをされた入力信号ＥＳに相応す
る、定められた係数Ｆを乗算されたディジタルデータ
と、前処理された信号ＡＳに直接に相応するディジタル
データまたはフィルタリングをされた入力信号ＥＳに第
３の伝達関数をかけた後に上記の加算により得られた和
との間の差が形成される。基本的には、上記の説明と異
なって、平均値を、またはこれが形成されない場合には
差を、相応の仕方で、前処理された信号ＡＳに相応する
ディジタルデータから差し引くことも可能である。

【００２７】その他の点では図４に相応する図５では、
増幅器１１のオフセット電圧の前記の補正は、加算点３
４で増幅された入力信号ＥＳが加算器３３の出力信号か
ら反作用なしに差し引かれることにより示されている。
増幅器１１のオフセット電圧に相応する信号は加算点３
４から、抵抗Ｒ１と接地点に接続されているコンデンサ
Ｃ１とから成り積分作用をするＲＣ要素３６に到達し、
それにより平均値形成が行われる。コンデンサＣ１のな
かに記憶された平均値は加算点３５で増幅された入力信
号ＥＳに反作用なしに加算される。前処理された信号Ａ
Ｓに関するダイナミックレンジの超過の結果として電子
式切換スイッチ２９が検出器回路２８により、信号が加
算点３５から出力端Ａに到達するように駆動されると、
跳躍は生じない。両加算点３４および３５ならびにＲＣ
要素３６は類似の図示されていない仕方で、最後に説明
した作動の仕方を示す図２および３の場合にも存在して
いてよい。

【００２８】本発明による装置の別の作動形式では、前
記のようにのこぎり波信号ＰＳを発生する信号発生器１
３が使用される。この作動形式では電子式計算装置が相
応の信号によりスイッチ１４を閉じ、従ってのこぎり波
信号ＰＳが加算点１６で入力信号ＥＳに重畳される。こ
ぎり波信号ＰＳの最大振幅は少なくとも、１ＬＳＢだけ
のアナログ‐ディジタル変換器４の出力データの変化を
生じさせる電圧差に等しい。こぎり波信号ＰＳの周期
は、一方の極値から他方の極値へのその直線側縁Ｓに沿
うこぎり波信号ＰＳの経過の間にアナログ‐ディジタル
変換器４により定められた数のアナログ‐ディジタル変
換が行われるように選定されている。アナログ‐ディジ
タル変換の定められた数は好ましくは定められた増幅係
数Ｖに等しい。それはいまの実施例の場合には３２であ
る。

【００２９】加算点１６で入力信号ＥＳとのこぎり波信
号ＰＳとの重畳が行われる過程の結果として、サンプル
・アンド・ホールド回路９の出力端に台形状の信号が生
じ、この信号はマルチプレクサ１および３を介してアナ
ログ‐ディジタル変換器４に到達する。のこぎり波信号
ＰＳの最大振幅が１ＬＳＢだけのアナログ‐ディジタル
変換器４の出力データの変化を生じさせる電圧差に等し
く、さらに入力信号ＥＳとのこぎり波信号ＰＳとの重畳
により得られた信号の最小または最大振幅がアナログ‐
ディジタル変換器４により測定可能な電圧値に正確に相
応する特別な場合を度外視して、アナログ‐ディジタル
変換器４の出力データは直線側縁Ｓに沿うのこぎり波信
号ＰＳの経過の間に少なくとも１ＬＳＢだけ変化する。

【００３０】重畳されたのこぎり波信号ＰＳを有する入
力信号ＥＳのアナログ‐ディジタル変換の結果として生
ずるアナログ‐ディジタル変換器４の出力データに電子
式計算装置６が、定められた数のアナログ‐ディジタル
変換の際に最後に連続して生ずるアナログ‐ディジタル
変換器４の出力データに対するアナログ‐ディジタル変
換器４の出力データの積分を形成するように、積分作用
をする第４の伝達関数をかける。この積分の際に電子式
計算装置６は周辺条件としてのこぎり波信号ＰＳの最大
振幅および重畳後の入力信号ＥＳに対して相対的なのこ
ぎり波信号ＰＳの位相を考慮する。

【００３１】積分の結果として、従ってまた入力信号Ｅ
Ｓのアナログ‐ディジタル変換の結果として、電子式計
算装置６は、アナログ‐ディジタル変換器のビット数よ
りも大きいビット数を有するディジタルデータを供給す
る。その際にビット数は、のこぎり波信号ＰＳの振幅が
その直線側縁に沿ってアナログ‐ディジタル変換器４の
出力データの１ＬＳＢだけの変化に通ずる値だけ変化す
る時間の間に行われるアナログ‐ディジタル変換の数に
相応して高くなる。いまの実施例の場合のようにのこぎ
り波信号ＰＳの最大振幅が１ＬＳＢに等しく、またのこ
ぎり波信号ＰＳの１周期の間に３２のアナログ‐ディジ
タル変換が行われると、最後に説明した作動形式により
得られるアナログ‐ディジタル変換の結果のビット数は
１４から１９ビットに高くなる。

【００３２】本発明による装置の最後に説明した作動形
式は図６にダイアグラムにより示されている。一定の入
力信号ＥＳに鎖線で記入されたのこぎり波信号ＰＳが対
称に重畳されており、その振幅は1.５ＬＳＢである。の
こぎり波信号ＰＳの１周期の間に６つのアナログ‐ディ
ジタル変換が行われる。このことは、のこぎり波信号Ｐ
Ｓの振幅が１ＬＳＢだけ変化する時間の間に４つのアナ
ログ‐ディジタル変換が行われることを意味する。６つ
の典型的な積分領域により示されているように、積分は
それぞれ６つの相続くアナログ‐ディジタル変換の出力
データＤにわたり行われる。積分の際に電子式計算装置
６は、先ずそれぞれアナログ‐ディジタル変換器４の６
つの相続いて生ずる出力データの和Ｈを形成するように
進行する。和Ｈはそれぞれ図６中で左から右へ上昇する
ハッチングを施された面積に相応する。さらに電子式計
算装置はアナログ‐ディジタル変換器４のより上位の出
力データの数Ｋによりそれぞれ図６中で左から右へ下降
するハッチングを施された面積を求める。これはそのつ
どの所与の条件に合わされた当業者にとって容易に作成
可能なアルゴリズムにより行われる。各積分過程に対し
て電子式計算装置は値ＨおよびＫを加算し、またこれを
１周期中に行われるアナログ‐ディジタル変換の数によ
り除算する。除算の結果は最後に説明した作動形式によ
るアナログ‐ディジタル変換の結果に相応し、図６の場
合には１5.２５である。

【００３３】容易に理解されるように、前記の実施例の
場合に使用されたのこぎり波信号ＰＳの代わりに、統計
的に均等な振幅分布を有する任意の他の信号、たとえば
ノイズ信号も、アナログ‐ディジタル変換のビット数の
上昇を達成するために、入力信号ＥＳに重畳され得る。

【００３４】本発明による装置の較正または調整の役割
をする最後の作動形式では、電子式計算装置が電子式ス
イッチ１５を閉じることによって（電子式スイッチ１４
は開かれている）、のこぎり波信号ＰＳが加算点１７に
供給される。すなわち、のこぎり波信号ＰＳは入力信号
ＥＳにも前処理された信号ＡＳにも重畳される。入力信
号ＥＳに関してアナログ‐ディジタル変換は、図６に関
連して先に説明した仕方で、高められたビット数により
行われ、また同時に前処理された信号ＡＳに関して、図
４による第３の伝達関数をかけて、行われる。さらに電
子式計算装置６は増幅器１１のオフセット電圧に関し
て、図５に関連して説明した補正を行う。装置にいま任
意の、ただし前処理された信号ＡＳに関してダイナミッ
クレンジの超過に通じてはならない信号が供給される。
また、装置の入力端を短絡することも可能である。この
ことは、入力信号ＥＳが値零を有することを意味する。
その場合、電子式計算装置は、前処理された信号ＡＳに
相応するディジタルデータの利用のもとに求められたア
ナログ‐ディジタル変換の結果を、前処理された信号Ａ
Ｓに相応するディジタルデータの考慮なしに、入力信号
ＥＳに相応する、定められた係数Ｆを乗算されたディジ
タルデータの利用のもとに求められたアナログ‐ディジ
タル変換の結果と、それらの差を形成するように比較す
る。理想的な場合には、この差はのこぎり波信号ＰＳの
経過を再現する。なぜならば、これは、前処理された信
号ＡＳに相応するディジタルデータの利用のもとにアナ
ログ‐ディジタル変換の結果を求める場合には信号成分
として解釈されるが、入力信号ＥＳのアナログ‐ディジ
タル変換の場合には単に補助信号として使用されるから
である。電子式計算装置６により形成された差がのこぎ
り波信号ＰＳから大きく偏差する場合には、本発明によ
る装置の調整が行われ得る。これはたとえば、高域通過
フィルタ１０の構成部分の値における第３の伝達関数Ｔ
３のマッチングにより、定められた増幅係数Ｖが設定可
能であれば、この定められた増幅係数Ｖの補正により、
または定められた係数Ｆの補正により行われ得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】アナログ‐ディジタル変換のための本発明によ
る装置の概要を示すブロック図。

【図２】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図３】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図４】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図５】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図６】本発明による装置の別の作動形式を説明するた
めのダイアグラム。

【符号の説明】

１、２ ９：１チャネル‐アナログマルチプレクサ ３ ２：１チャネル‐アナログマルチプレクサ ４ アナログ‐ディジタル変換器 ５ データバス ６ 電子式計算装置 ７ 記録装置 ８ 増幅器 ９ サンプル・アンド・ホールド回路 １０ 高域通過フィルタ １１ 増幅器 １２ サンプル・アンド・ホールド回路 １３ 信号発生器 １４、１５ スイッチ １６、１７ 加算点 １８ 中央ユニット（ＣＰＵ） １９ 読出し専用メモリ（ＲＯＭ） ２０ 書込み‐読出しメモリ（ＲＡＭ） ２１ アドレスバス ２２ データバス ２３ 水晶 ２４ 入力／出力回路（Ｉ／Ｏポート） ２５ キーボード ２６ データディスプレイ装置 ２７ 増幅器 ２８ 検出器回路 ２９、３０ 切換スイッチ ３１ 高域通過フィルタ ３２ 低域通過フィルタ ３３〜３５ 加算点 ３６ ＲＣ要素 Ａ 出力端 ＡＳ 前処理された信号 Ｃ、Ｃ１ コンデンサ Ｄ 出力データ ＥＳ 入力信号 Ｆ 係数 Ｈ 和 Ｋ 数 ＰＳ のこぎり波信号 Ｒ、Ｒ１ 抵抗 Ｔ１〜Ｔ３ 伝達関数 Ｚ ビット数

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−27813（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−242117（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−10921（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−278821（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 1/18 A61B 5/0428 A61B 5/0476 H03M 1/12

Claims (26)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 時間的に変化するアナログ電気的入力信
   号（ＥＳ）のアナログ−ディジタル変換方法において、 ａ）入力信号（ＥＳ）を所定の増幅係数（Ｖ）だけ増幅
   し、前処理された信号（ＡＳ）を形成するため前記入力
   信号（ＥＳ）に第１の伝達関数（Ｔ１）を適用し、 ｂ）時間的に相前後する入力信号（ＥＳ）と前処理され
   た信号（ＡＳ）のサンプルをそれぞれアナログ−ディジ
   タル変換して、入力信号（ＥＳ）に対応する所定ビット
   数のディジタルデータと前処理された信号（ＡＳ）に対
   応する所定ビット数のディジタルデータを形成し、ここ
   で前記ビット数によりそれぞれアナログ−ディジタル変
   換のダイナミックレンジが決定され、 ｃ）入力信号（ＥＳ）に対応するディジタルデータを前
   記所定の増幅係数（Ｖ）と等しい所定の係数（Ｆ）で乗
   算し、 ｄ）前処理された信号（ＡＳ）に対応するデータに関し
   て該信号がダイナミックレンジを超過しているかを検査
   し、 ｅ）前処理した信号（ＡＳ）がダイナミックレンジ内に
   あるかぎり、前処理した信号（ＡＳ）に対応するディジ
   タルデータを使用してアナログ−ディジタル変換の結果
   を求め、前処理した信号（ＡＳ）に関してダイナミック
   レンジが超過しているならば、前処理した信号（ＡＳ）
   に対応するディジタルデータを考慮せず、所定の係数
   （Ｆ）を乗算した入力信号（ＥＳ）に対応するディジタ
   ルデータを使用してアナログ−ディジタル変換の結果を
   求めることを特徴とする、 アナログ−ディジタル変換方法。
2. 【請求項２】 第１の伝達関数（Ｔ１）として高域通過
   フィルタの伝達関数を用いる、請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】 入力信号（ＥＳ）に対応するディジタル
   データに対し、アナログ−ディジタル変換の結果を求め
   るために該入力信号を使用する前に、ディジタルフィル
   タにより第２の伝達関数（Ｔ２）を適用する、請求項１
   または２記載の方法。
4. 【請求項４】 第２の伝達関数（Ｔ２）として高域通過
   フィルタの伝達関数を用いる、請求項３記載の方法。
5. 【請求項５】 前処理された信号（ＡＳ）がダイナミッ
   クレンジのなかに位置しているとき、所定の係数（Ｆ）
   で乗算した入力信号（ＥＳ）に対応するディジタルデー
   タも付加的に使用してアナログ−ディジタル変換の結果
   を求め、前記データに対し事前にディジタルフィルタに
   より第３の伝達関数（Ｔ３）を適用する、請求項１から
   ４までのいずれか１項記載の方法。
6. 【請求項６】 第３の伝達関数（Ｔ３）が第１の伝達関
   数（Ｔ１）の複素補数であり、アナログ−ディジタル変
   換の結果を求めるため入力信号（ＥＳ）に対応するディ
   ジタルデータを利用し、入力信号（ＥＳ）のディジタル
   フィルタリングにより得られたディジタルデータと前処
   理された信号（ＡＳ）に対応するディジタルデータの和
   を形成する、請求項５記載の方法。
7. 【請求項７】 時間的に相前後するサンプルに対して、
   所定の係数（Ｆ）で乗算した入力信号（ＥＳ）に対応す
   るディジタルデータと、前処理された信号（ＡＳ）に対
   応するディジタルデータとの間の差を形成し、このよう
   にして得られた差をオフセット誤差の補正に使用する、
   請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
8. 【請求項８】 相前後する所定数のサンプルに対して求
   めた差から、それらの符号を考慮しながら平均値を形成
   し、該平均値をオフセット誤差の補正のに使用する、請
   求項７記載の方法。
9. 【請求項９】 アナログ−ディジタル変換の前に入力信
   号に対し、該入力信号（ＥＳ）のアナログ−ディジタル
   変換による最下位ビット（ＬＳＢ）に対応する電圧差に
   少なくとも等しい最大値を有し統計的に均等な振幅分布
   を有する時間的に変化するアナログ電気的信号（ＰＳ）
   を重畳し、アナログ−ディジタル変換後、入力信号（Ｅ
   Ｓ）およびアナログ信号（ＰＳ）の重畳の結果として生
   ずる信号に対応するディジタル信号に、ディジタルフィ
   ルタにより積分作用する第４の伝達関数を適用し、この
   ようにして得られたディジタルデータを入力信号（Ｅ
   Ｓ）に対応するディジタルデータとして使用する、請求
   項１から８までのいずれか１項記載の方法。
10. 【請求項１０】 第４の伝達関数（Ｔ２）として低域通
    過フィルタの伝達関数を用いる、請求項９記載の方法。
11. 【請求項１１】 アナログ信号（ＰＳ）は周期的信号で
    ある、請求項９または１０記載の方法。
12. 【請求項１２】 時間的に変化するアナログ電気的入力
    信号（ＥＳ）のアナログ−ディジタル変換装置におい
    て、入力信号（ＥＳ）を定められた増幅係数（Ｖ）だけ増幅
    し、前処理された信号（ＡＳ）を形成するため該入力信
    号（ＥＳ）に第１の伝達関数（Ｔ１）を適用しする手段
    （１０，１１）と、 時間的に相前後する入力信号（ＥＳ）および前処理され
    た信号（ＡＳ）のサンプルをそれぞれアナログ−ディジ
    タル変換するアナログ−ディジタル変換手段（４，９，
    １２）が設けられており、 該アナログ／ディジタル変換手段（４，９，１２）によ
    り、入力信号（ＥＳ）に対応する所定ビット数のディジ
    タルデータと、前処理された信号（ＡＳ）に対応する所
    定ビット数のディジタルデータが、アナログ−ディジタ
    ル変換手段の出力データとして得られ、ここで前記ビッ
    ト数によりそれぞれアナログ−ディジタル変換手段のダ
    イナミックレンジが決定され、 アナログ−ディジタル変換手段（４，９，１２）の出力
    データが供給され、アナログ−ディジタル変換手段
    （４，９，１２）と共働する電子式計算装置（６）が設
    けられており、該電子式計算装置（６）により、 ａ）入力信号（ＥＳ）に対応するディジタルデータに対
    し、所定の増幅係数（Ｖ）と等しい所定の係数（Ｆ）が
    乗算され、 ｂ）前処理された信号（ＡＳ）に対応するデータに関し
    て該信号がダイナミックレンジを超過しているかが検査
    され、 ｃ）前処理された信号（ＡＳ）がダイナミックレンジ内
    にあれば、前処理された信号（ＡＳ）に対応するディジ
    タルデータを使用してアナログ−ディジタル変換の結果
    が求められ、前処理された信号（ＡＳ）に関してダイナ
    ミックレンジが超過していれば、前処理された信号（Ａ
    Ｓ）に対応するディジタルデータを考慮せず、所定の係
    数（Ｆ）の乗算された入力信号（ＥＳ）に対応するディ
    ジタルデータを使用してアナログ−ディジタル変換の結
    果を利用する ことを特徴とする、 アナログ−ディジタル変換装置。
13. 【請求項１３】 前処理された信号（ＡＳ）を形成する
    ため前記手段（１０，１１）により、第１の伝達関数
    （Ｔ１）として高域通過フィルタの伝達関数が入力信号
    （ＥＳ）に適用される、請求項１２記載の装置。
14. 【請求項１４】 前記電子式計算装置（６）により、ア
    ナログ−ディジタル変換の結果を求めるため入力信号
    （ＥＳ）に対応するディジタルデータに対し、該データ
    の使用前にディジタルフィルタを用いて第２の伝達関数
    （Ｔ２）が適用される、請求項１２または１３記載の装
    置。
15. 【請求項１５】 前記電子式計算装置（６）により、入
    力信号（ＥＳ）に対応するディジタルデータに対し高域
    通過フィルタの伝達関数が適用される、請求項１４記載
    の装置。
16. 【請求項１６】 前処理された信号（ＡＳ）がダイナミ
    ックレンジのなかに位置するときに前記電子式計算装置
    （６）によって、所定の係数（Ｆ）の乗算された入力信
    号（ＡＳ）に対応するディジタルデータも付加的に使用
    してアナログ−ディジタル変換の結果を求め、前記デー
    タに対し事前にディジタルフィルタにより第３の伝達関
    数（Ｔ３）が適用される、請求項１２から１５までのい
    ずれか１項記載の装置。
17. 【請求項１７】 前記電子式計算装置（６）により、所
    定の係数（Ｆ）の乗算された入力信号（ＥＳ）に対応す
    るディジタルデータに対し第３の伝達関数（Ｔ３）とし
    て第１の伝達関数（Ｔ１）の複素補数が適用され、アナ
    ログ−ディジタル変換の結果を求めるために入力信号
    （ＥＳ）に対応するディジタルデータが使用されて、該
    入力信号（ＥＳ）のディジタルフィルタリングにより得
    られたディジタルデータと前処理された信号（ＡＳ）に
    対応するディジタルデータの和が形成される、請求項１
    ６記載の装置。
18. 【請求項１８】 前記電子式計算装置（６）により時間
    的に相前後するサンプルに対し、所定の係数（Ｆ）で乗
    算された入力信号（ＥＳ）に対応するディジタルデータ
    と、前処理された信号（ＡＳ）に対応するディジタルデ
    ータとの差が形成され、このようにして得られた差がオ
    フセット誤差の補正に使用される、請求項１２から１７
    までのいずれか１項記載の装置。
19. 【請求項１９】 前記電子式計算装置（６）により、所
    定数の相前後するサンプルに対して求められた差から、
    それらの符号を考慮して平均値が形成され、該平均値が
    オフセット誤差の補正に使用される、請求項１８記載の
    装置。
20. 【請求項２０】 前記入力信号（ＥＳ）のアナログ−デ
    ィジタル変換による最下位ビット（ＬＳＢ）に対応する
    電圧差に少なくとも等しい最大振幅値を有し統計的に均
    等に振幅分布を有するアナログ信号（ＰＳ）を発生させ
    る手段（１３）と、該アナログ信号（ＰＳ）を入力信号
    （ＥＳ）に重畳させる手段（１４，１５，１６，１７）
    が設けられており、前記電子式計算装置（６）により、
    入力信号（ＥＳ）およびアナログ信号（ＰＳ）の重畳の
    結果として生ずる信号に対応するアナログ−ディジタル
    変換手段（４，９，１２）の出力データに、ディジタル
    フィルタを用いて積分作用する第４の伝達関数が適用さ
    れ、このようにして得られたディジタルデータが、入力
    信号（ＥＳ）に対応するディジタルデータとして使用さ
    れる、請求項１２から１９までのいずれか１項記載の装
    置。
21. 【請求項２１】 前記電子式計算装置（６）により、重
    畳の結果生ずる信号に相応するディジタルデータに対し
    第４の伝達関数として低域通過フィルタの伝達関数が適
    用される、請求項２０記載の装置。
22. 【請求項２２】 アナログ信号（ＰＳ）を発生する前記
    手段（１３）が周期的信号を発生する、請求項２０また
    は２１記載の装置。
23. 【請求項２３】 請求項１２から２２までのいずれか１
    項による装置の較正方法において、 ａ）前処理された信号（ＡＳ）を形成する前に、入力信
    号（ＥＳ）に対しアナログ交流電圧信号（ＰＳ）を重畳
    し、 ｂ）前処理された信号（ＡＳ）がダイナミックレンジ内
    にあるときに個々のサンプルについて、前処理された信
    号（ＡＳ）に対応するディジタルデータを使用してに求
    められた結果と、前処理された信号（ＡＳ）に対応する
    ディジタルデータを考慮せず所定の係数（Ｆ）で乗算さ
    れた入力信号（ＥＳ）に対応するディジタルデータを使
    用して求められたアナログ−ディジタル変換の結果とを
    比較することを特徴とする、 アナログ−ディジタル変換装置の較正方法。
24. 【請求項２４】 比較の結果を誤差補正のために使用す
    る、請求項２３記載の方法。
25. 【請求項２５】 請求項２０から２２までのいずれか１
    項による装置を較正するため、アナログ信号（ＰＳ）を
    発生するための手段（１３）により発生された信号を入
    力信号（ＥＳ）に重畳する、請求項２３または２４記載
    の方法。
26. 【請求項２６】 較正過程の間、入力信号（ＥＳ）は値
    零を有する、請求項２３から２５までのいずれか１項記
    載の方法。