JP2821129B2

JP2821129B2 - テレビカメラ

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Publication number: JP2821129B2
Application number: JP63027497A
Authority: JP
Inventors: 敏郎衣笠; 勝野田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-02-10
Filing date: 1988-02-10
Publication date: 1998-11-05
Anticipated expiration: 2013-11-05
Also published as: JPH01204578A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はテレビカメラに係り、特に螢光灯照明下で発
生するフリッカを抑圧するに好適な自動制御に関する。

〔従来の技術〕

テレビカメラに代表される撮像装置は近年急速に普及
し始めている。これらの装置は、光情報を光電変換で信
号電荷に変え、NTSC方式などの信号方式に合致するよう
に信号電荷を順次読出す。したがって、光電変換の単位
エレメント（画素）に着目した信号読出から次の信号読
出までの時間間隔、すなわち信号電荷蓄積時間は衆知の
ように１フィールド期間（T_fとする）、あるいは１フレ
ーム期間（2T_f）となっていた。

一方、屋内で撮影する場合の一般的な照明は螢光灯で
あり、螢光灯照明は商用電源周波数（f_pとする）の２倍
周波数で点滅している。このような点滅光源である螢光
灯下で撮影すると、フリッカが発生することはよく知ら
れている。

例えば、NTSC方式におけるT_Vは1/60秒であり、関東地
域の螢光灯の点滅周期1/2f_pは1/100秒であるため、蓄積
信号量がフィールド毎に異なり、1/20秒周期すなわち20
Hzのフリッカが発生していた。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術で発生していた螢光灯フリッカは、画質
を大きく劣化させる原因となっていた。

本発明の目的は、上記螢光灯フリッカを自動的に抑圧
し、高画質のテレビカメラを提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、光電変換素子の信号蓄積時間を制御する
制御部と、照明光の点滅周波数を検出する検出回路を設
け、該検出回路からの検出信号に基づいて上記制御部で
光電変換素子の信号蓄積時間を上記点滅周期の整数倍と
することにより達成される。

上記点滅周期を検出する手段としては、上記光電変換
素子さら得られる信号か、上記光電変換素子とは別に設
けた光電変換素子から得られる信号のハイレベル、ロー
レベルの繰り返し周波数をカウントするカウンタを設け
る。

また、上記目的は、光電変換素子の信号蓄積時間を制
御する制御部と、光電変換素子に入射される光の直流成
分、交流成分及び変化周波数を検出する検出回路を設
け、交流成分に対する直流成分の割合が所定量以上の場
合のみに、該検出回路からの検出信号に基づいて上記制
御部で光電変換素子の信号蓄積時間を上記変化周期の整
数倍とすることにより達成される。

更に、検出回路で検出される周期の複数周期に渡っ
て、上記検出信号が変化しないかどうかの判別回路を付
加することもできる。

また、上記制御部は、設定可能な前記信号蓄積時間の
うち、前記検出回路で検出される周期の整数倍と等しく
なるものがない場合、該検出回路で検出される周期の整
数倍に最も近いものを選定する。

〔作用〕

照明光の点滅周期を1/2f_pとすると光強度Ｌ（ｔ）は
次式のように表わすことができる。

Ｌ（ｔ）＝１＋ｍ・sin（４πf_p・ｔ） …（１）ここでｍは光の変調度を表わす。

信号電荷蓄積時間をT_aとすると信号電荷量Ｑ（ｔ）は
次式で得られる。

ここでηは光電変換部の光電変換率を表わす。

したがって、信号電流ｉ（ｔ）は次式で表せる。

ここでである。

（３）式第２項が変動項であり、フリッカを表わす。
そして（４）式がそのフリッカの強度を表わす。（４）
式より、 2f_p・T_a＝Ｎ（N:自然数） …（５）の関係を満たせばフリッカが完全に抑圧できる。すなわ
ち、2f_pを検出し、（５）式を満足するようにT_aを設定
すればよい。この時、（５）式を厳密に満たすようにTa
を設定できなくても、例えば関東地域（2f_p＝100Hz）で
NTSC方式のビデオカメラを用いる場合、T_aが177.5T_H（1
/100秒）±0.5T_H（T_H:水平周期）内の値に選定されれば
従来のT_a＝1/60秒に対し30dB以上のフリッカ抑圧効果を
得ることができる。

また、上記検出回路に関しては、上記カウンタによる
カウント動作を例えば1T_f期間を単位として行なえば、
単位期間あたりの信号のハイレベル、ローレベル繰り返
し数が判り、照明光の点滅周期を検出することができ
る。また、光電変換素子に入射される光の直流成分、交
流成分及び変化周波数を検出する検出回路であれば、交
流成分に対する直流成分の割合が所定量以上の場合にの
み、すなわち照明光の直流成分に交流成分が重畳し、か
つ直流成分に対して交流成分が小さくなく、フリッカが
目立つ場合にのみ上述したようなフリッカの抑圧が行わ
れる。さらに、検出回路からの検出信号が、2T_f以上の
期間に渡って変化しないかどうかを判別し、変化がない
時に初めてその検出信号が正しいものであるとして用い
れば、検出回路の安定度を高めることができる。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。同図において１は
光電変換素子、２は光電変換素子１の信号蓄積時間を制
御するための信号蓄積時間制御部、３は撮像部、４は照
明光の点滅周波数を検出する照明光周波数検出回路100
はモノマルチバイブレータ、101はスイッチ回路、102は
パルス切換回路、103は駆動回路である。

照明光周波数検出回路４によって照明光の点滅周波数
2f_pを検出し、（５）式を満足する（あるいは、ほぼ満
足する）ように光電変換素子１の信号蓄積時間T_aを制御
部２及びパルス切換回路102で制御する。ここでψ_ｓは
信号読出用スタートパルス、φ_s,φ_ｓ′，φ_ｓ″は信号
掃出用スタートパルスであり、ψ_ｓとφ_ｓの位相差によ
って信号蓄積時間T_aは決まる。なお、φ_ｓ′はψ_ｓを基
準にモノマルチバイブレータ100で作られ、ψ_ｓとφ_ｓ
の位相差によって決まる信号蓄積時間T_sは（５）式を満
足するように設定している。

照明光周波数検出回路４の具体例を第２図に示す。同
図において５はホトダイオードなどの受光素子、６は増
幅器、７は２値化回路、８はカウンタ104はタイマ回路
である。本具体例の動作を第３図を用いて説明する。照
明光を受光した受光素子５からはＡで示す様な交流波形
を得る。交流波形Ａの周期は照明光の点滅周期と等し
い。交流波形Ａを増幅器６で増幅し、Ｂの交流波形を得
る。交流波形Ｂを２値化回路７でパルス波形Ｃとし、タ
イマ回路104で規定される一定期間T_CTに渡ってパルス数
をカウンタ８でカウントする。上記一定期間T_CTを１秒
としたときを例にとると、関東地域の螢光灯照明下では
1/2f_p＝1/100秒であるので第３図に示すｎは100とな
り、関西地域の螢光灯照明下では1/2f_p＝1/120秒である
のでｎは120となる。

商用電源の周波数変動、あるいはカウンタの動作マー
ジンを考慮して、例えば95ｎ105であれば商用電源
周波数が50Hz、照明光の点滅周波数が100Hzとして検出
し、115ｎ125であれば商用電源周波数が60Hz、照明
光の点滅周波数が120Hzとして検出する。

以上のように、照明光の点滅周波数を検出することが
できる。

第４図に、照明光周波数検出回路４の別の具体例を示
す。同図において、９は受光素子、10は増幅器、11は２
値化回路、12はカウンタ、13はバンドパスフィルタ（BP
F）、14は整流器、15,16は平滑回路、17は比較器であ
り、９〜12の動作は第２図の具体例に準じる。

増幅器10からの出力信号Ｄは、第５図に示すように照
明光の直流成分（レベルをV_o）とする）に交流成分（振
幅をV_aとする）が重畳している場合が多い。例えば、太
陽光が入射する室内で、かつ螢光灯を点灯させた場合な
どである。この場合、V_aとV_oの比V_a/V_oが大きい程フリ
ッカが顕著に現われるので、V_a/V_oが或るレベル以上に
なるとカウンタ12はカウント動作を行ない、照明光の点
滅周波数を検出する。

さて、バンドパスフィルタ13で出力信号Ｄの交流成分
のみを抽出し、整流器14、平滑回路15によって、V_aに比
例した直流信号V_a′を得る。一方、平滑化回路16によっ
てV_oが得られるので、このV_a′とV_oを比較器17で比較す
る。V_a/V_oが或るレベル以上になるとカウンタ８はカウ
ント動作を行ない、或るレベル以下ではカウント動作を
停止する。

信号蓄積時間を通常の1/60秒から1/100秒にするとい
うことは感度が約4dB劣化するので、本実施例ではフリ
ッカが顕著に現われるまでは感度を優先させる。これに
より感度劣化を防止することができる。

第６図に照明光周波数検出回路４の更に別の具体例を
示す。同図において18は積分回路、19はサンプルホール
ド回路（以下S/H回路を略す）、20は２値化回路、21は
カウンタであり、φ_１は積分リセットパルス、φ_２はサ
ンプルホールド用パルス（以下S/Hパルスと略す）であ
る。

第７図を用いて動作を説明する。関東地域のように商
用電源周波数が50Hzであれば、螢光灯からの光の強度は
第７図に示すように1/100秒周期の正弦波状の変化をす
る。したがって、MOS形撮像素子のように、光電変換素
子からの信号読出しを時系列的に行なう場合、映像信号
も第７図に示すようにくり返し周期が1/100秒の波形と
なり、この映像信号を１フィールドに渡って積分回路18
で積分すれば、1/100秒と1/60秒の最小公倍数1/20秒
（３フィールド）を周期として各々のフィールドで信号
量の異なる積分信号を得る。積分リセットパルスφ_１で
積分信号をリセットする直前の位相（S/Hパルスφ_２）
でこの積分信号をサンプルホールドすれば、S/H信号は
第７図に示すようにV_a,V_b,V_cの３つの値を交互にくり返
す波形となる。このS/H信号を２値化回路20で、V_c＜V_T
＜V_bとなるしきい値電圧V_Tで２値化すると、第７図に示
す２値化信号を得る。この２値化信号のくり返し周波数
をカウンタ21でカウントすれば、螢光灯の点滅周波数と
フィールド周波数（光電変換素子の１画素に着目した信
号蓄積時間の逆数に等しい）の最大公約数に相当する周
波数が検出できる。この周波数がすなわちフリッカの周
波数である。NTSC方式においては、商用電源周波数が50
Hz地域の螢光灯下（点滅周波数は100Hz）においては上
記検出周波数が20Hz、商用電源周波数が60Hz地域の螢光
灯下（点滅周波数は120Hz）においては上記検出周波数
が0Hzとなるので、点滅周波数を検出することができ
る。

CCD形撮像素子のように、光電変換素子から信号転送
部への信号読出しを全画素同時に行なう場合には、映像
信号は第７図のS/H信号に近い波形となるが、第６図の
具体例で同様に検出できる。なお、第７図に示す映像信
号は、螢光灯下において白色被写体を撮影した場合を示
しており、通常では被写体に応じた波形が第７図に示す
映像信号に重畳しているが、１フィールドに渡って積分
するので、フィールド間の積分信号量の差としては、第
７図に示すようなS/H信号を得ることができる。

（フィールド間で全く被写体が異なることはない）本具体例によれば映像信号を利用できるので、光電変
換素子以外の受光部を必要としないので装置の小形化が
可能となる。

また、第６図の具体例において、映像信号の代わり
に、第２図の具体例のようにホトダイオード５の出力信
号を用いても良いことは明らかである。

以上説明した照明光周波数検出回路の誤動作を防止し
たり、検出信号の切換りをスムーズにするためには、複
数周期に渡って検出信号の変化を調べ、複数周期に渡っ
て同一の検出信号が続いたときに、初めてその検出信号
が正しい信号と判断すればよい。その具体例を第８図に
示す。同図において50はDFF（データタイプフリップフ
ロップ）、51はアンド回路、52はオア回路、53はDFFで
あり、Ｄはデータ入力、はクロック入力（立下りで動
作）、Ｑは非反転出力である。

DFF50の構成は衆知のシフトレジスタとなっている。
同具体例では、ｎ個のDFF50を用いてｎ周期に渡って検
出信号P_Dの変化を調べるものである。上記周期を１垂直
周期T_fとし、ｎ＝３の場合も例にとって第９図を用いて
動作を説明する。

クロックP_Vは第９図に示すように周期がT_fのパルスで
あり、検出信号DETは以下に示すものとする。

（１） DET:ハイレベル……照明光の周波数が100Hzで
あると検出した。

（２） DET:ローレベル……照明光の周波数が100Hz以
外であると検出した。

また、期間T₁においては照明光の周波数が100Hz、期
間T₂においては照明光の周波数が100Hz以外であるとす
る。この時、検出信号DETは期間T₁でハイレベル、期間T
₂でローレベルとなるべきであるが、検出回路への雑音
の混入等で第９図に示すようにDETが異常に変化したと
する。この検出信号DETをそのまま用いれば、１垂直周
期毎に光電変換素子の信号蓄積時間が変化するなどし
て、かえって画質劣化要因となってしまう。そこで、検
出信号DET、クロックP_Vを用いて、DFF50₁〜50₃で検出信
号P_Dの位相をT_fずつ遅らせた信号Q₁〜Q₃を作成する。こ
れらの信号Q₁〜Q₃の論理和をアンド回路51、オア回路52
でとればP_AND・P_ORで示す信号を得る。この信号P_AND・P
_ORは次の性質を有する。すなわち、信号P_ANDは検出信号
DETが3T_f期間に渡って連続してハイレベルであった時に
初めてハイレベルとなり、信号P_ORは検出信号DETが3T_f
期間に渡って連続してローレベルであった時に初めてロ
ーレベルとなる。この性質を利用して信号P_AND・P_ORを
それぞれDFF53のリセット入力（Ｒ）とクロック入力
（）に入れ、DFF53のデータ入力（Ｄ）を電源（ハイ
レベル）にすると、そのＱ出力はDET′に示すようにな
る。すなわち、検出信号DETが3T_f期間以上に渡って連続
してハイレベルかローレベルでないとDET′は変化しな
い。このDET′を新たに検出信号として用いれば、雑音
に強い検出回路を実現することができる。

言うまでもなく、DFF50の段数ｎを大きくすればする
程雑音に強くなり、また、第８図に示す具体例と同じ判
断（検出信号が複数周期に渡って変化していないかどう
か）はマイクロコンピュータによっても可能である。

以下に第１図の撮像部３の具体例を示す。

第10図はその一具体例であり、22は水平走査回路、23
は信号読出用垂直走査回路、24は信号掃出用垂直走査回
路、25はホトダイオード、26はMOSゲート、27は信号出
力端子、28は信号掃出端子、ψ_m,ψ′_ｍは信号読出用の
行選択パルス、φ_m,φ′_ｍは信号掃出用の行選択パルス
（添字のｍは第ｍ行選択の意）である。

第10図は可変電子シャッタ付TSL撮像素子と呼ばれ、
例えば、伊沢他「可変電子シャッタ付TSL撮像素子」テ
レビジョン学会技術報告，昭和62年２月号に説明されて
いるので、ここでは第11図を用いて信号蓄積時間の制御
原理について説明する。

まず、スタートパルスφ_ｓが入力されると、信号掃出
用垂直走査回路から、信号掃出用の行選択パルス列（φ
₁,φ′_１）……、（φ_m,φ′_ｍ）、……が順次出力さ
れ、第ｍ行のホトダイオードに蓄積した信号はφ_m,φ′
_ｍがハイレベル時に信号掃出端子28から掃出される。次
に、スタートパルスψ_ｓが入力されると、信号読出用垂
直走査回路から、信号読出用の行選択パルス列（ψ₁,
ψ′_１），……（ψ_m,ψ′_ｍ），……が順次出力され
て、第ｍ行のホトダイオードに蓄積した信号はψ_m,ψ′
_ｍがハイレベル時に信号読出端子27から読出される。第
ｍ行のホトダイオードに蓄積した信号は、ψ_m,ψ′_ｍに
よって読出されるよりT_aだけ先だった時刻に、φ_m,φ′
_ｍによって掃出されているので、信号蓄積時間はT_aとな
る。このT_aはψ_ｓに対するψ_ｓの位相を変えることによ
り任意に制御できる。すなわち、1/100秒の信号蓄積時
間にするには、φ_ｓからψ_ｓまでの位相差を1/100秒と
すればよい。第10図における信号掃出用垂直走査回路2
4、信号掃出端子28、及びMOSゲート26が第１図における
信号蓄積時間制御部に相当する。

次に、別の具体例を第12図に示す。同図において29は
垂直CCD、30は水平CCD、31はホトダイオード、32,33はM
OSゲートであり、一般にIL−CCD（インターライン形CC
D）撮像素子と呼ばれ、特にMOSゲート32はオーバーフロ
ーゲートと呼ばれている。

ホトダイオード31に蓄積した信号は、信号読出用スタ
ートパルスψ_ｓがハイレベル時に一勢に垂直CCD29に移
り、その後行単位で水平CCD30に移り、順次読出され
る。第13図に示す時刻t_readがホトダイオード31から垂
直CCD29に信号が移る時刻である。この時刻t_readよりT_a
だけ先だった時刻t_resetで信号掃出用スタートパルスφ
_ｓをハイレベルにすると、ホトダイオード31にそれまで
蓄積していた信号はオーバーフローゲート32を通じて信
号掃出端子28に掃出される。したがって、T_aが信号蓄積
時間となり、ψ_ｓに対するφ_ｓの位相を制御することで
信号蓄積時間T_aを任意に制御できる。第12図におけるオ
ーバーフローゲート32、信号掃出端子28が第１図におけ
る信号蓄積時間制御部に相当する。

更に別の具体例を第14図に示す。同図において34は水
平CCD、35,36は垂直CCD、37はMOSゲート、38はホトダイ
オード105はオア回路である。垂直CCD35は垂直CCD36か
ら転送される信号を一旦保持するメモリである。本具体
例はFIT−CCD（フレームインターライン形CCD）撮像素
子と呼ばれ、例えば堀居他「502（Ｖ）×600（Ｈ）FIT
−CCD撮像素子」テレビジョン学会技術報告，昭和62年
２月号に述べられているので、ここでは信号蓄積時間制
御の原理について第15図を用いて説明する。ホトダイオ
ード38に蓄積した信号は読出パルスψ_ｓがハイレベル時
に一勢に垂直CCD36に移る。垂直CCD36に移った信号はT_A
期間内に第14図Ａで示す方向に送られ、垂直CCD35に移
る。その後、T_sc期間内に行単位で水平CCD34に信号を転
送して出力する。T_sc期間内においては、垂直CCD36に移
った信号はすでに垂直CCD35に全て転送されているの
で、掃出パルスψ_ｓをハイレベルにしてホトダイオード
に蓄積した信号を垂直CCD36に移しても、その前に移し
た信号と混ざりあうことはない。したがって、期間T_sc
内に第14図Ｂに示す方向に信号を転送して信号掃出端子
28から掃出すことができる。すなわち、T_aが信号蓄積時
間であり、読出パルスψ_ｓの第2l番目のハイレベルの位
相と掃出パルスφ_ｓの第（2l−１）番目のハイレベルの
位相（ｌは整数）を制御することにより信号蓄積時間を
任意に制御することができる。第14図における垂直CCD3
6、信号掃出端子28が第１図における信号蓄積時間制御
部２に相当する。

さて、商用電源の周波数は現在50Hzと60Hzの２通りで
あり、螢光灯の点滅周期を考えた場合、照明光の点滅周
期が100Hzか120Hzかを検出し、光電変換素子の信号蓄積
時間をそれぞれ1/100秒,1/120秒にすればよい。以下、
左記の条件を例にとり、第１図におけるパルス切換回路
102の具体例を説明する。なお、撮像部として第10図に
示した具体例を用いることとして説明を進める。

第16図は信号蓄積時間を1/100秒か1/120秒にするため
の具体例である。同図において102はパルス切換回路で
あり、信号蓄積時間制御部２に含有される。また、４は
照明光周波数検出回路、41,42はパルス遅延回路、43,44
はアンド回路、45はオア回路、46,47はそれぞれ照明光
の点滅周波数が120Hzであることを検出する検出回路、
照明光の点滅周波数が100Hzであることを検出する検出
回路である。検出回路46,47については上述した具体例
で実現できる。第16図の動作につき、第17図を用いて説
明する。

パルス遅延回路41は、信号読出用垂直走査回路23のス
タートパルスψ_ｓを（1/60−1/120）秒だけ遅延させて
信号掃出用垂直走査回路24のスタートパルスφ_s120（添
字の120は、信号蓄積時間が1/20秒になる意）を生成
し、パルス遅延回路42はスタートパルスψ_ｓを（1/60−
1/100）秒だけ遅延させてスタートパルスφ_s100を生成
する。すなわち、２種類の信号蓄積時間をあらかじめ設
定しておく。

検出信号DET₁₂₀（あるいはDET′₁₂₀:第８図、第９図
参照、添字の120は照明光の点滅周期が120Hzであること
を検出する意）、DET₁₀₀（あるいはDET′₁₀₀,添字の100
は照明光の点滅周波数が100Hzであることを検出する
意）はそれぞれ、照明光の点滅周波数が120Hz100Hzの時
にハイレベルとなる（第９図参照）ので、第17図に示す
波形となる。ただし、期間T₁₂₀,T₁₀₀はそれぞれ、照明
光の点滅周波数が120Hz,100Hzの期間を示す。これらの
φ_s120,φ_s120,DET₁₂₀,DET₁₀₀を用い、アンド回路43,4
4、オア回路45で第16図に示す演算を行なえば第17図に
示す位相のスタートパルスφ_ｓを得る。すなわち、照明
光の点滅周波数を検出し、その検出信号に基づいてあら
かじめ設定していた複数種類の信号蓄積時間のうちのど
れか１つに制御する。

上の具体例は信号蓄積時間を1/100秒か1/120秒にする
場合に限定したが、３種類以上の信号蓄積時間について
も同様に制御できる。更に、以上述べた自動制御と、手
動制御を組み合わせることも可能であり、その具体例を
第18図に示す。同図において60はパルス遅延回路、61は
スイッチ、62はオア回路、63はアンド回路、64はオア回
路である。また、39は第16図に示す検出回路102と同一
の回路である。パルス遅延回路60₁〜60_nでｎ種類の信号
蓄積時間制御用パルスP₁〜P_nを作成し、スイッチ61によ
っていずれか１つのパルスを選択する（手動による選
択）。今、P₃（信号蓄積時間が1/250秒）が選択された
として第18図の動作を第19図を用いて説明する。

期間T₁₂₀,T₀,T₁₀₀はそれぞれ照明光の点滅周波数が12
0Hz,0Hz,100Hzの期間であり、P_Aは0Hz期間、すなわちフ
リッカが発生しない時のみハイレベルとなる。したがっ
て、パルスP₃はT₀期間のみ抜取られてパルスP_Bとなり、
新たに生成したスタートパルスφ′_ｓは第19図に示す波
形となる。すなわち、ｎ種類のうちの１つの信号蓄積時
間を手動で選定しておき、フリッカが生じない時にはそ
の手動選定の信号蓄積時間となり、フリッカが生じる場
合には自動的に1/100秒（あるいは1/120秒）の信号蓄積
時間となる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、フリッカが生じる照明下で撮影を行
なった場合に、フリッカが生じない信号蓄積時間に自動
的に切換れるので、画質の良いテレビカメラを提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図、
第３図は第１図の検出回路の具体例を示すブロック図お
よび波形図、第４図、第５図は第１図の検出回路の別の
具体例を示すブロック図および波形図、第６図、第７図
は第１図の検出回路の更に別の具体例を示すブロック図
および波形図、第８図、第９図は第１図の検出回路の一
部の具体例を示すブロック図および波形図、第10図、第
11図は第１図の撮像部の具体例を示すブロック図および
波形図、第12図、第13図は第１図の撮像部の別の具体例
を示すブロック図および波形図、第14図、第15図は第１
図の撮像部の更に別の具体例を示すブロック図および波
形図、第16図、第18図は自動制御部の具体例を示すブロ
ック図、第17図、第19図は自動制御部の主要部の波形図
である。１……光電変換素子２……信号蓄積時間制御部３……撮像部４……照明光周波数検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭63−308484（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−34070（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−73981（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−81580（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−37777（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】光電変換素子と、前記光電変換素子の信号蓄積時間を制御する信号蓄積時
間制御部と、前記光電変換素子に入力される光の直流成分、交流成分
及び変化周波数を検出する検出回路を備え、前記信号蓄積時間制御部は、前記直流成分に対する前記
交流成分の割合が所定値以上になると前記変化周波数に
基づいて前記光電変換素子の信号蓄積時間が変化周期の
整数倍になるように制御することを特徴とするテレビカ
メラ。
【請求項２】光電変換素子と、前記光電変換素子の信号蓄積時間を制御する信号蓄積時
間制御部と、前記光電変換素子から読み出される映像信号を積分する
積分回路と該積分回路からの出力信号をサンプルホール
ドするサンプルホールド回路と該サンプルホールド回路
からの出力信号を所定のしきい値で２値化してパルス波
形とする２値化回路と該２値化回路から出力されたパル
ス波形のハイレベル、ローレベルの繰り返し周波数をカ
ウントするカウンタを有し、前記光電変換素子に入射さ
れる光の点滅周波数を検出する検出回路を備え、前記信号蓄積時間制御部は前記点滅周波数に基づいて前
記光電変換素子の信号蓄積時間が点滅周期の整数倍にな
るように制御することを特徴とするテレビカメラ。
【請求項３】前記検出回路から出力される検出信号の位
相を該検出回路で検出される周期ずつ複数周期に渡って
ずらして複数周期分の検出信号を保持する保持回路と、前記保持回路から出力される複数周期分の検出信号を比
較して新たな検出信号を生成する比較回路をさらに備
え、前記検出信号が複数周期に渡って同一である時には該検
出信号と同一の信号を新たな検出信号として出力するこ
とを特徴とする請求項１または２に記載のテレビカメ
ラ。
【請求項４】前記信号蓄積時間制御部は、設定可能な前
記信号蓄積時間のうち、前記検出回路で検出される周期
の整数倍と等しくなるものがない場合、該検出回路で検
出される周期の整数倍に最も近いものを選定することを
特徴とする請求項１または２に記載のテレビカメラ。
【請求項５】撮像装置から得られる映像信号に含まれる
フリッカを抑圧するフリッカ抑圧手段を備えたテレビカ
メラにおいて、入力光を電気信号に変換して出力する光
電変換素子と、該光電変換素子から出力された電気信号
の直流成分及び交流成分を検出する検出手段と、該直流
成分に対する該交流成分の割合が所定値以上になると前
記フリッカ抑圧手段を起動させる手段とを設けたことを
特徴とするテレビカメラ。