JP2734806B2 - カラーバースト信号位相誤差検出回路 - Google Patents
カラーバースト信号位相誤差検出回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/44—Colour synchronisation
- H04N9/455—Generation of colour burst signals; Insertion of colour burst signals in colour picture signals or separation of colour burst signals from colour picture signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はビデオテープレコーダ、
ビデオディスクプレーヤなどからの再生映像信号の時間
軸誤差を検出するカラーバースト信号位相誤差検出回路
に関する。
ビデオディスクプレーヤなどからの再生映像信号の時間
軸誤差を検出するカラーバースト信号位相誤差検出回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ビデオディスクプレーヤなどが著
しく普及するにつれ、再生映像信号として安定した出力
を得ることが要望されてきた。ビデオディスクなどディ
スク状の記録媒体から映像信号を再生する場合、ディス
クの偏心、あるいは回転速度むらなどによって再生映像
信号の時間軸に誤差が生じ、再生した画像に色むらなど
の悪影響をおよぼす場合がある。この時間軸誤差を補正
するために、再生カラーバースト信号の周波数に応じた
周波数の書き込みクロックパルスにより再生映像信号を
ディジタル信号に変換してメモリに書き込み、メモリか
ら一定周波数の読み出しクロックパルスで読み出してア
ナログ信号に変換している。
しく普及するにつれ、再生映像信号として安定した出力
を得ることが要望されてきた。ビデオディスクなどディ
スク状の記録媒体から映像信号を再生する場合、ディス
クの偏心、あるいは回転速度むらなどによって再生映像
信号の時間軸に誤差が生じ、再生した画像に色むらなど
の悪影響をおよぼす場合がある。この時間軸誤差を補正
するために、再生カラーバースト信号の周波数に応じた
周波数の書き込みクロックパルスにより再生映像信号を
ディジタル信号に変換してメモリに書き込み、メモリか
ら一定周波数の読み出しクロックパルスで読み出してア
ナログ信号に変換している。
【０００３】上記したような時間軸誤差補正方式では再
生カラーバースト信号の周波数に応じた書き込みクロッ
クパルスを得るため、再生カラーバースト信号と基準カ
ラーバースト信号との位相誤差を検出し、この位相誤差
に基づいて書き込みクロックパルスを変調することが行
われている。
生カラーバースト信号の周波数に応じた書き込みクロッ
クパルスを得るため、再生カラーバースト信号と基準カ
ラーバースト信号との位相誤差を検出し、この位相誤差
に基づいて書き込みクロックパルスを変調することが行
われている。
【０００４】図２に示す波形図はカラーバースト信号の
位相誤差の検出原理を示すものである。再生カラーバー
スト信号（ａ）を正弦波と考え、基準カラーバースト信
号（ｂ）の立ち上がりエッジとの位相誤差θを求めてい
る。
位相誤差の検出原理を示すものである。再生カラーバー
スト信号（ａ）を正弦波と考え、基準カラーバースト信
号（ｂ）の立ち上がりエッジとの位相誤差θを求めてい
る。
【０００５】再生カラーバースト信号（ａ）は基準カラ
ーバースト信号（ｂ）の４倍の周波数のクロックパルス
（ｃ）で標本化されている。したがってカラーバースト
信号の一波あたりの標本点はＳ0、Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3の４点
になる。ブランキングレベルをＢ、カラーバースト信号
の振幅を２Ａとすると各標本点は、 Ｓ0＝Ｂ＋Ａｓｉｎθ Ｓ1＝Ｂ＋Ａｃｏｓθ Ｓ2＝Ｂ−Ａｓｉｎθ Ｓ3＝Ｂ−Ａｃｏｓθ で表わすことができる。
ーバースト信号（ｂ）の４倍の周波数のクロックパルス
（ｃ）で標本化されている。したがってカラーバースト
信号の一波あたりの標本点はＳ0、Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3の４点
になる。ブランキングレベルをＢ、カラーバースト信号
の振幅を２Ａとすると各標本点は、 Ｓ0＝Ｂ＋Ａｓｉｎθ Ｓ1＝Ｂ＋Ａｃｏｓθ Ｓ2＝Ｂ−Ａｓｉｎθ Ｓ3＝Ｂ−Ａｃｏｓθ で表わすことができる。
【０００６】（Ｓ0−Ｓ2）＝２Ａｓｉｎθ （Ｓ1−Ｓ3）＝２Ａｃｏｓθ となり、それぞれｓｉｎ成分、ｃｏｓ成分を表わすから （Ｓ0−Ｓ2）／（Ｓ1−Ｓ3）＝ｓｉｎθ／ｃｏｓθ ＝ｔａｎθ である。したがって、位相誤差θはＴａｎ-1｛（Ｓ0−
Ｓ2）／（Ｓ1−Ｓ3）｝を求めればよい。すなわち１標
本点おきに差分を求め、ｓｉｎ成分をｃｏｓ成分で割っ
て逆正接を求めることになる。
Ｓ2）／（Ｓ1−Ｓ3）｝を求めればよい。すなわち１標
本点おきに差分を求め、ｓｉｎ成分をｃｏｓ成分で割っ
て逆正接を求めることになる。
【０００７】図２の説明ではカラーバースト信号１サイ
クルで位相誤差を求めたが、通常はノイズなどによる精
度の低下を防ぐため、差分を求めたのち、数サイクルに
わたって積分する。
クルで位相誤差を求めたが、通常はノイズなどによる精
度の低下を防ぐため、差分を求めたのち、数サイクルに
わたって積分する。
【０００８】つぎに従来のカラーバースト信号位相誤差
検出回路について、図３および図４を参照しながら説明
する。
検出回路について、図３および図４を参照しながら説明
する。
【０００９】基準カラーバースト信号（ｂ）の４倍の書
き込みクロックパルス（ｃ）（周期Ｔ）で、Ａ／Ｄ変換
器１により入力映像信号（ａ）はディジタル化される。
そののち、差分回路２で２Ｔ前の信号との差を取り差分
信号を求める。
き込みクロックパルス（ｃ）（周期Ｔ）で、Ａ／Ｄ変換
器１により入力映像信号（ａ）はディジタル化される。
そののち、差分回路２で２Ｔ前の信号との差を取り差分
信号を求める。
【００１０】ｓｉｎ成分、ｃｏｓ成分を求めるため、ｓ
ｉｎ項積分パルス（ｄ）、ｃｏｓ項積分パルス（ｅ）で
それぞれ差分信号を積分する。積分は、各積分パルスを
クロックパルスとするフリップフロップの出力を帰還さ
せて加算することにより行う。
ｉｎ項積分パルス（ｄ）、ｃｏｓ項積分パルス（ｅ）で
それぞれ差分信号を積分する。積分は、各積分パルスを
クロックパルスとするフリップフロップの出力を帰還さ
せて加算することにより行う。
【００１１】ｓｉｎ項積分パルス（ｄ）は基準カラーバ
ースト信号（ｂ）に同期した周期２Ｔのパルスであり、
積分回路３において立ち上がりエッジで差分信号を積分
する。つまり、ｓｉｎ項積分パルスの立ち上がりエッジ
で差分信号をラッチして遅延させ、入力に正帰還させる
ことにより積分する。ｃｏｓ項積分パルスは、ｓｉｎ項
積分パルスとは１８０度位相が異なったパルスであり、
積分回路４において、同様に立ち上がりエッジで差分信
号を積分する。ノイズなどの影響による誤差検出精度の
低下を低減させるため、カラーバースト信号のｍサイク
ル（ｍは正数）にわたって積分したとすると、ｓｉｎ成
分は２ｍＡｓｉｎθ、ｃｏｓ成分は２ｍＡｃｏｓθとな
る。通常、カラーバースト信号は９サイクル程度付加さ
れているが、記録再生系、あるいは伝送系で帯域制限を
受けるため図５（ａ）に示すように前端と後端は振幅が
低下し、Ｓ／Ｎが劣化している。ｓｉｎ項積分パルスと
ｃｏｓ項積分パルスは、図５（ｂ）、（ｃ）のように、
カラーバースト信号の中心部のみの６〜７サイクルを積
分し、前端と後端を位相誤差検出に利用しないようにし
ている。
ースト信号（ｂ）に同期した周期２Ｔのパルスであり、
積分回路３において立ち上がりエッジで差分信号を積分
する。つまり、ｓｉｎ項積分パルスの立ち上がりエッジ
で差分信号をラッチして遅延させ、入力に正帰還させる
ことにより積分する。ｃｏｓ項積分パルスは、ｓｉｎ項
積分パルスとは１８０度位相が異なったパルスであり、
積分回路４において、同様に立ち上がりエッジで差分信
号を積分する。ノイズなどの影響による誤差検出精度の
低下を低減させるため、カラーバースト信号のｍサイク
ル（ｍは正数）にわたって積分したとすると、ｓｉｎ成
分は２ｍＡｓｉｎθ、ｃｏｓ成分は２ｍＡｃｏｓθとな
る。通常、カラーバースト信号は９サイクル程度付加さ
れているが、記録再生系、あるいは伝送系で帯域制限を
受けるため図５（ａ）に示すように前端と後端は振幅が
低下し、Ｓ／Ｎが劣化している。ｓｉｎ項積分パルスと
ｃｏｓ項積分パルスは、図５（ｂ）、（ｃ）のように、
カラーバースト信号の中心部のみの６〜７サイクルを積
分し、前端と後端を位相誤差検出に利用しないようにし
ている。
【００１２】割算回路１２では、 ｔａｎθ＝２ｍＡｓｉｎθ／２ｍＡｃｏｓθ を求める。この出力に基づき、Ｔａｎ-1算出回路１３は
θの値を求める。通常はｔａｎθとθの関係を書き込ん
だＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）で構成
され、ｔａｎθを入力アドレスとしてＲＯＭに与え、θ
を求めている。
θの値を求める。通常はｔａｎθとθの関係を書き込ん
だＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）で構成
され、ｔａｎθを入力アドレスとしてＲＯＭに与え、θ
を求めている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】通常、コンポジット映
像信号は、シンクチップレベルから白色のレベルを、Ｉ
ＲＥスケールで−４０ＩＲＥ〜＋１００ＩＲＥの１４０
ＩＲＥで伝送されている。
像信号は、シンクチップレベルから白色のレベルを、Ｉ
ＲＥスケールで−４０ＩＲＥ〜＋１００ＩＲＥの１４０
ＩＲＥで伝送されている。
【００１４】コンポジット映像信号をＬビットでＡ／Ｄ
変換するときは、クロマ成分の余裕をみて、たとえば１
６０ＩＲＥを２ステップのディジタル信号に変換する。
変換するときは、クロマ成分の余裕をみて、たとえば１
６０ＩＲＥを２ステップのディジタル信号に変換する。
【００１５】８ビット（２５６ステップ）でＡ／Ｄ変換
する場合、カラーバースト信号の交流成分の振幅は４０
ＩＲＥに相当するから、Ａ／Ｄ変換後は６４ステップと
なる。差分出力は、直流成分はキャンセルされ交流成分
は２倍になって、１２８ステップとなる。これを６サイ
クル積分したとすると、７６８ステップとなり１０ビッ
ト（１０２４ステップ）で表現できることになる。
する場合、カラーバースト信号の交流成分の振幅は４０
ＩＲＥに相当するから、Ａ／Ｄ変換後は６４ステップと
なる。差分出力は、直流成分はキャンセルされ交流成分
は２倍になって、１２８ステップとなる。これを６サイ
クル積分したとすると、７６８ステップとなり１０ビッ
ト（１０２４ステップ）で表現できることになる。
【００１６】積分信号を１０ビットに決めれば、１０２
４／７６８≒１．３３となり、カラーバースト信号振幅
増大に対する余裕は３３％である。
４／７６８≒１．３３となり、カラーバースト信号振幅
増大に対する余裕は３３％である。
【００１７】しかしながら、ビデオディスクの原盤カッ
ティング時の条件、プレーヤの再生系での周波数特性な
どにより、実際には５０％以上振幅が増大することがあ
る。
ティング時の条件、プレーヤの再生系での周波数特性な
どにより、実際には５０％以上振幅が増大することがあ
る。
【００１８】積分回路がオーバーフローするとカラーバ
ースト信号の位相誤差は正しく検出できなくなる。その
結果、時間軸誤差は正しく補正されなくなり、正常な映
像信号は得られなくなる。また、積分回路に単純なリミ
ッタを挿入しただけでは正しく動作しないことは明らか
である。
ースト信号の位相誤差は正しく検出できなくなる。その
結果、時間軸誤差は正しく補正されなくなり、正常な映
像信号は得られなくなる。また、積分回路に単純なリミ
ッタを挿入しただけでは正しく動作しないことは明らか
である。
【００１９】これを避けるために、積分回路のビット数
を増やして、たとえば１１ビットにすれば振幅増大に対
する余裕は一挙に１６７％になる。しかしながら、割算
回路は１１ビットどうしの演算をすることになるから、
回路規模、演算時間ともに著しく増大するため安易にビ
ット数は増やせない。
を増やして、たとえば１１ビットにすれば振幅増大に対
する余裕は一挙に１６７％になる。しかしながら、割算
回路は１１ビットどうしの演算をすることになるから、
回路規模、演算時間ともに著しく増大するため安易にビ
ット数は増やせない。
【００２０】以上のように、従来のカラーバースト位相
誤差検出回路では、入力映像信号の振幅が増大したと
き、積分回路がオーバーフローして正しく位相誤差検出
ができなくなり、これに対応しようとして積分回路のビ
ット数を増やすと回路規模と演算時間の増大を招くとい
う問題点を有していた。
誤差検出回路では、入力映像信号の振幅が増大したと
き、積分回路がオーバーフローして正しく位相誤差検出
ができなくなり、これに対応しようとして積分回路のビ
ット数を増やすと回路規模と演算時間の増大を招くとい
う問題点を有していた。
【００２１】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、簡単な構成で信号振幅の増大に対応できるようなカ
ラーバースト信号位相誤差検出器を提供することを目的
とする。
で、簡単な構成で信号振幅の増大に対応できるようなカ
ラーバースト信号位相誤差検出器を提供することを目的
とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のカラーバースト信号位相誤差検出回路は、Ｌ
ビットのディジタル信号で表現された映像信号を基準カ
ラーバースト信号の１／２周期単位で差分して差分信号
を得る手段と、基準カラーバースト信号の周波数の２倍
の周波数の第１のサンプリングパルスで差分信号を積分
してＭビットの第１の積分信号を得る第１の積分手段
と、第１のサンプリングパルスとは１８０度位相が異な
る第２のサンプリングパルスで差分信号を積分してＭビ
ットの第２の積分信号を得る第２の積分手段と、第１、
第２の積分信号の少なくとも一方がＮビットで表現でき
なくなることを検出する比較手段と、第１の積分信号を
Ｎビットに縮小する第１のビット縮小手段と、第１の積
分信号を１／２ (M-N) 倍してＮビットにする第１のビッ
トシフト手段と、第２の積分信号をＮビットに縮小する
第２のビット縮小手段と、第２の積分信号を１／２
(M-N) 倍してＮビットにする第２のビットシフト手段
と、第１のビット縮小手段の出力と第１のビットシフト
手段の出力のどちらかを選択する第１の選択手段と、第
２のビット縮小手段の出力と第２のビットシフト手段の
出力のどちらかを選択する第２の選択手段と、第１の選
択手段の出力と第２の選択手段の比を求める割算手段
と、割算手段の出力の逆正接を得る手段とを備えたカラ
ーバースト信号位相誤差検出回路である。
に本発明のカラーバースト信号位相誤差検出回路は、Ｌ
ビットのディジタル信号で表現された映像信号を基準カ
ラーバースト信号の１／２周期単位で差分して差分信号
を得る手段と、基準カラーバースト信号の周波数の２倍
の周波数の第１のサンプリングパルスで差分信号を積分
してＭビットの第１の積分信号を得る第１の積分手段
と、第１のサンプリングパルスとは１８０度位相が異な
る第２のサンプリングパルスで差分信号を積分してＭビ
ットの第２の積分信号を得る第２の積分手段と、第１、
第２の積分信号の少なくとも一方がＮビットで表現でき
なくなることを検出する比較手段と、第１の積分信号を
Ｎビットに縮小する第１のビット縮小手段と、第１の積
分信号を１／２ (M-N) 倍してＮビットにする第１のビッ
トシフト手段と、第２の積分信号をＮビットに縮小する
第２のビット縮小手段と、第２の積分信号を１／２
(M-N) 倍してＮビットにする第２のビットシフト手段
と、第１のビット縮小手段の出力と第１のビットシフト
手段の出力のどちらかを選択する第１の選択手段と、第
２のビット縮小手段の出力と第２のビットシフト手段の
出力のどちらかを選択する第２の選択手段と、第１の選
択手段の出力と第２の選択手段の比を求める割算手段
と、割算手段の出力の逆正接を得る手段とを備えたカラ
ーバースト信号位相誤差検出回路である。
【００２３】
【作用】本発明は前記した構成により、Ｍビットで表わ
されたふたつの積分信号の少なくとも一方がＮビットで
表現できなくなったときはビットシフト手段の出力を選
択し、ふたつの積分信号がＮビット以下で表現できると
きはビット縮小手段の出力を選択するので、入力映像信
号の振幅が増大して、積分信号がＮビットで表現できな
くなっても、割算回路ではＮビットどうしの演算の実行
で、カラーバースト信号の位相誤差を正しく検出するこ
とができる。
されたふたつの積分信号の少なくとも一方がＮビットで
表現できなくなったときはビットシフト手段の出力を選
択し、ふたつの積分信号がＮビット以下で表現できると
きはビット縮小手段の出力を選択するので、入力映像信
号の振幅が増大して、積分信号がＮビットで表現できな
くなっても、割算回路ではＮビットどうしの演算の実行
で、カラーバースト信号の位相誤差を正しく検出するこ
とができる。
【００２４】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照しなが
ら説明する。
ら説明する。
【００２５】図１に示すように入力したアナログ映像信
号（ａ）はまずＡ／Ｄ変換器１でディジタル化されて差
分回路２で差分信号が求められる。差分信号は第１およ
び第２の積分回路３、４で積分され、積分回路の出力の
大きさを判定する比較回路５に入力するとともに、積分
回路の出力をビット縮小するビット縮小回路６、９に加
えられる。また、第１および第２の積分回路の出力はビ
ットシフト回路７、１０でビットシフトされ、前記ビッ
ト縮小回路６、９の出力とビットシフト回路７、１０の
出力は第１および第２の選択回路８、１１で選択され
る。第１の選択回路８の出力と第２の選択回路１１の出
力は割算回路１２で割算され、その出力の逆正接を求め
るためにＴａｎ-1算出回路１３に加えられる。また、基
準カラーバースト信号とサンプリングパルスをクロック
ジェネレータ１４で発生している。各部の信号波形は従
来例の説明で用いた図４と同じである。
号（ａ）はまずＡ／Ｄ変換器１でディジタル化されて差
分回路２で差分信号が求められる。差分信号は第１およ
び第２の積分回路３、４で積分され、積分回路の出力の
大きさを判定する比較回路５に入力するとともに、積分
回路の出力をビット縮小するビット縮小回路６、９に加
えられる。また、第１および第２の積分回路の出力はビ
ットシフト回路７、１０でビットシフトされ、前記ビッ
ト縮小回路６、９の出力とビットシフト回路７、１０の
出力は第１および第２の選択回路８、１１で選択され
る。第１の選択回路８の出力と第２の選択回路１１の出
力は割算回路１２で割算され、その出力の逆正接を求め
るためにＴａｎ-1算出回路１３に加えられる。また、基
準カラーバースト信号とサンプリングパルスをクロック
ジェネレータ１４で発生している。各部の信号波形は従
来例の説明で用いた図４と同じである。
【００２６】以上のように構成された本実施例のカラー
バースト信号位相誤差検出回路について、以下その動作
を説明する。
バースト信号位相誤差検出回路について、以下その動作
を説明する。
【００２７】入力映像信号（ａ）は、クロックジェネレ
ータ１４で生成される基準カラーバースト信号（ｂ）の
４倍の周波数をもった書き込みクロックパルス（ｃ）
（周期Ｔ）で、Ａ／Ｄ変換器１において８ビットのディ
ジタル信号に変換する。そののち、差分回路２で２Ｔ前
の信号との差を取り差分信号を得る。
ータ１４で生成される基準カラーバースト信号（ｂ）の
４倍の周波数をもった書き込みクロックパルス（ｃ）
（周期Ｔ）で、Ａ／Ｄ変換器１において８ビットのディ
ジタル信号に変換する。そののち、差分回路２で２Ｔ前
の信号との差を取り差分信号を得る。
【００２８】ｓｉｎ成分、ｃｏｓ成分を求めるため、第
１および第２の積分回路３、４でｓｉｎ項積分パルス
（ｄ）、およびｃｏｓ項積分パルス（ｅ）によりそれぞ
れ差分信号を積分する。たとえばｓｉｎ成分では、ｓｉ
ｎ項積分パルス（ｄ）の立ち上がりエッジでラッチして
遅延させ、正帰還させて積分している。第１および第２
の積分回路３，４は１１ビットで構成された帰還ループ
で、積分回路自体は入力カラーバースト信号の振幅が
２．６７倍になるまではオーバーフローしない。
１および第２の積分回路３、４でｓｉｎ項積分パルス
（ｄ）、およびｃｏｓ項積分パルス（ｅ）によりそれぞ
れ差分信号を積分する。たとえばｓｉｎ成分では、ｓｉ
ｎ項積分パルス（ｄ）の立ち上がりエッジでラッチして
遅延させ、正帰還させて積分している。第１および第２
の積分回路３，４は１１ビットで構成された帰還ループ
で、積分回路自体は入力カラーバースト信号の振幅が
２．６７倍になるまではオーバーフローしない。
【００２９】しかしながら、１１ビットのままでｓｉｎ
成分とｃｏｓ成分の割算を行なうと、割算回路１２の回
路規模と演算時間が増大してしまう。
成分とｃｏｓ成分の割算を行なうと、割算回路１２の回
路規模と演算時間が増大してしまう。
【００３０】第１および第２の積分回路３，４は１０ビ
ットでも振幅が１．３３倍までならオーバーフローしな
い。そこで積分信号が１０ビット以下で表現できると
き、すなわち−５１２〜＋５１１のときは１０ビットに
ビット縮小する。積分信号が２の補数、またはオフセッ
トバイナリで表現されていたとすると上位から２ビット
目を取り除いて１０ビットにする。
ットでも振幅が１．３３倍までならオーバーフローしな
い。そこで積分信号が１０ビット以下で表現できると
き、すなわち−５１２〜＋５１１のときは１０ビットに
ビット縮小する。積分信号が２の補数、またはオフセッ
トバイナリで表現されていたとすると上位から２ビット
目を取り除いて１０ビットにする。
【００３１】積分信号が１０ビット以下では表現できな
いとき、すなわち−５１３以下または＋５１２以上のと
きは積分信号を２で割る、すなわちＬＳＢを取り除き１
ビットシフトさせて１０ビットにする。
いとき、すなわち−５１３以下または＋５１２以上のと
きは積分信号を２で割る、すなわちＬＳＢを取り除き１
ビットシフトさせて１０ビットにする。
【００３２】ふたつの積分信号が両方とも１０ビット以
下で表現できるときは、両方の出力をビット縮小で１０
ビットにし、どちらか一方でも１０ビット以下で表現で
きなくなったときは、両方の出力を１ビットシフトして
１／２にして１０ビットにする。
下で表現できるときは、両方の出力をビット縮小で１０
ビットにし、どちらか一方でも１０ビット以下で表現で
きなくなったときは、両方の出力を１ビットシフトして
１／２にして１０ビットにする。
【００３３】ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分は割算回路１２で
はそれぞれ分子と分母になるから両者に同じ処理をして
おけば割算の結果は変わらない。
はそれぞれ分子と分母になるから両者に同じ処理をして
おけば割算の結果は変わらない。
【００３４】積分信号が１０ビット以下で表現できるか
どうかは、比較回路５で判定する。たとえば、ふたつの
積分信号が共に１０ビット以下で表現できるときは’
０’、少なくとも一方が１１ビット必要なときは’１’
を出力する。
どうかは、比較回路５で判定する。たとえば、ふたつの
積分信号が共に１０ビット以下で表現できるときは’
０’、少なくとも一方が１１ビット必要なときは’１’
を出力する。
【００３５】ふたつの積分信号はビット縮小回路６、
９、ビットシフト回路７、１０でそれぞれふたつの方法
で１０ビットにしておき、第１および第２の選択回路
８、１１は比較回路５の判定結果にもとづいていずれか
を選択する。すなわち、判定結果が’０’ならビット縮
小回路の出力を、’１’ならビットシフト回路の出力を
選択する。
９、ビットシフト回路７、１０でそれぞれふたつの方法
で１０ビットにしておき、第１および第２の選択回路
８、１１は比較回路５の判定結果にもとづいていずれか
を選択する。すなわち、判定結果が’０’ならビット縮
小回路の出力を、’１’ならビットシフト回路の出力を
選択する。
【００３６】割算回路１２では１０ビットのｓｉｎ成分
とｃｏｓ成分の割算を行い、ｔａｎθの値を得る。ＴＡ
Ｎ-1算出回路１３はｔａｎθの値に対してＲＯＭテーブ
ルを参照してθの値を求める。
とｃｏｓ成分の割算を行い、ｔａｎθの値を得る。ＴＡ
Ｎ-1算出回路１３はｔａｎθの値に対してＲＯＭテーブ
ルを参照してθの値を求める。
【００３７】なお、本実施例では具体的に、８ビットで
Ａ／Ｄ変換し、１１ビットの積分信号を１０ビットにし
て割算するように説明したが、一般的にＬビット（Ｌは
正数）でＡ／Ｄ変換し、Ｍビットの積分信号をＮビット
にして割算するように表現してもよい。
Ａ／Ｄ変換し、１１ビットの積分信号を１０ビットにし
て割算するように説明したが、一般的にＬビット（Ｌは
正数）でＡ／Ｄ変換し、Ｍビットの積分信号をＮビット
にして割算するように表現してもよい。
【００３８】ふたつの積分信号がどちらもＮビットで表
現できるときは、上位２ビット目から（Ｍ−Ｎ）ビット
を取り除いてＮビットに縮小する。
現できるときは、上位２ビット目から（Ｍ−Ｎ）ビット
を取り除いてＮビットに縮小する。
【００３９】少なくとも一方の出力がＮビットで表現で
きないときは、下位の（Ｍ−Ｎ）ビットを取り除きＮビ
ットにシフトする。
きないときは、下位の（Ｍ−Ｎ）ビットを取り除きＮビ
ットにシフトする。
【００４０】以上のように本実施例によれば、Ｍビット
で表わされたふたつの積分信号の少なくとも一方がＮビ
ットで表現できなくなったときはビットシフト手段の出
力を選択し、ふたつの積分信号がＮビット以下で表現で
きるときはビット縮小手段の出力を選択するので、入力
映像信号の振幅が増大して積分信号がＮビットで表現で
きなくなっても、割算回路ではＮビットどうしの演算を
実行して、カラーバースト信号の位相誤差を正しく検出
することができる。
で表わされたふたつの積分信号の少なくとも一方がＮビ
ットで表現できなくなったときはビットシフト手段の出
力を選択し、ふたつの積分信号がＮビット以下で表現で
きるときはビット縮小手段の出力を選択するので、入力
映像信号の振幅が増大して積分信号がＮビットで表現で
きなくなっても、割算回路ではＮビットどうしの演算を
実行して、カラーバースト信号の位相誤差を正しく検出
することができる。
【００４１】
【発明の効果】以上のように、本発明は割算回路の回路
規模増大や演算時間の増加といった弊害を招くことな
く、簡単な構成で振幅の増大に対応できる実用上、非常
に優れたカラーバースト信号位相誤差検出回路を実現で
きるものである。
規模増大や演算時間の増加といった弊害を招くことな
く、簡単な構成で振幅の増大に対応できる実用上、非常
に優れたカラーバースト信号位相誤差検出回路を実現で
きるものである。
【図１】本発明の実施例のカラーバースト信号位相誤差
検出回路のブロック図
検出回路のブロック図
【図２】カラーバースト信号位相誤差検出の原理を示す
波形図
波形図
【図３】従来のカラーバースト信号位相誤差検出回路の
ブロック図
ブロック図
【図４】従来のカラーバースト信号位相誤差検出回路の
動作を示す波形図
動作を示す波形図
【図５】カラーバースト位相誤差検出回路の積分パルス
タイミングを示す波形図
タイミングを示す波形図
１ Ａ／Ｄ変換器 ２ 差分回路 ３ 第１の積分回路 ４ 第２の積分回路 ５ 比較回路 ６、９ ビット縮小回路 ７、１０ ビットシフト回路 ８ 第１の選択回路 １１ 第２の選択回路 １２ 割算回路 １３ Ｔａｎ-1算出回路 １４ クロックジェネレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松本 時和 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 古賀 文明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】Ｌビット（Ｌは正数）のディジタル信号で
表現された映像信号を基準カラーバースト信号の１／２
周期単位で差分して差分信号を得る手段と、基準カラー
バースト信号の周波数の２倍の周波数の第１のサンプリ
ングパルスで差分信号を積分してＭビット（Ｍは正数）
の第１の積分信号を得る第１の積分手段と、第１のサン
プリングパルスとは１８０度位相が異なる第２のサンプ
リングパルスで差分信号を積分してＭビットの第２の積
分信号を得る第２の積分手段と、第１、第２の積分信号
の少なくとも一方がＮビット（Ｎは正数、Ｎ＜Ｍ）で表
現できなくなることを検出する比較手段と、第１の積分
信号をＮビットに縮小する第１のビット縮小手段と、第
１の積分信号を１／２ (M-N) 倍してＮビットにする第１
のビットシフト手段と、第２の積分信号をＮビットに縮
小する第２のビット縮小手段と、第２の積分信号を１／
２ (M-N) 倍してＮビットにする第２のビットシフト手段
と、第１のビット縮小手段の出力と第１のビットシフト
手段の出力のどちらかを選択する第１の選択手段と、第
２のビット縮小手段の出力と第２のビットシフト手段の
出力のどちらかを選択する第２の選択手段と、第１の選
択手段の出力と第２の選択手段の出力の比を求める割算
手段と、割算手段の出力の逆正接を得る手段とを有し、
第１、第２の積分信号の少なくとも一方がＮビットで表
現できなくなったときは第１、第２の選択手段でビット
シフト手段の出力を選択し、第１、第２の積分信号がと
もにＮビット以下で表現できるときはビット縮小手段の
出力を選択するように構成したカラーバースト信号位相
誤差検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3132568A JP2734806B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | カラーバースト信号位相誤差検出回路 |
| US07/894,277 US5251014A (en) | 1991-06-04 | 1992-06-04 | Circuit for detecting phase error of color burst signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3132568A JP2734806B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | カラーバースト信号位相誤差検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04357795A JPH04357795A (ja) | 1992-12-10 |
| JP2734806B2 true JP2734806B2 (ja) | 1998-04-02 |
Family
ID=15084352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3132568A Expired - Fee Related JP2734806B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | カラーバースト信号位相誤差検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5251014A (ja) |
| JP (1) | JP2734806B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6219485B1 (en) * | 1997-03-17 | 2001-04-17 | Daewoo Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for automatically adjusting the amplitude of a color burst signal |
| US6690880B1 (en) * | 1999-05-21 | 2004-02-10 | Ati International, Srl | Method and apparatus for copy protection detection in a video signal |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56131272A (en) * | 1980-03-18 | 1981-10-14 | Sony Corp | Time-axis correcting device |
| JPS5715586A (en) * | 1980-07-02 | 1982-01-26 | Sony Corp | Code modulator for video signal |
| US4636836A (en) * | 1984-12-03 | 1987-01-13 | Rca Corporation | Phase locked loop system for providing a phase shifted output signal |
| US4675724A (en) * | 1985-09-27 | 1987-06-23 | Ampex Corporation | Video signal phase and frequency correction using a digital off-tape clock generator |
| US4719505A (en) * | 1986-09-19 | 1988-01-12 | M/A-Com Government Systems, Inc. | Color burst regeneration |
| US4797730A (en) * | 1987-04-10 | 1989-01-10 | Ampex Corporation | Method and apparatus for controlling the sampling phase of an analog color television signal |
-
1991
- 1991-06-04 JP JP3132568A patent/JP2734806B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-04 US US07/894,277 patent/US5251014A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5251014A (en) | 1993-10-05 |
| JPH04357795A (ja) | 1992-12-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |