JP2520272Y2 - 直流モータの回転速度制御装置 - Google Patents
直流モータの回転速度制御装置Info
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- JP2520272Y2 JP2520272Y2 JP1988121987U JP12198788U JP2520272Y2 JP 2520272 Y2 JP2520272 Y2 JP 2520272Y2 JP 1988121987 U JP1988121987 U JP 1988121987U JP 12198788 U JP12198788 U JP 12198788U JP 2520272 Y2 JP2520272 Y2 JP 2520272Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本考案は、テープレコーダなどに使用される直流モー
タの回転速度制御装置の改良に関する。
タの回転速度制御装置の改良に関する。
［従来の技術］ 近時、テープレコーダやビデオレコーダなどの普及に
ともない、使用される直流モータの回転数は、高安定が
要求されている。
ともない、使用される直流モータの回転数は、高安定が
要求されている。
通常、直流モータの等価回路は、内部抵抗Roと直流モ
ータの回転により誘起される逆起電力Eoとの直列接続で
示される。
ータの回転により誘起される逆起電力Eoとの直列接続で
示される。
今、直流モータの回転速度をＮとし、電機子に巻かれ
た線材の巻線数をＺ、直流モータに生ずる磁束をφ、比
例定数をK2、直流モータの逆起電力をEoとすると、次式
が成立する。
た線材の巻線数をＺ、直流モータに生ずる磁束をφ、比
例定数をK2、直流モータの逆起電力をEoとすると、次式
が成立する。
Eo＝Ｎ・K2・Ｚ・φ ……（１） よって、（１）式を変形すれば、 Ｎ＝Eo/（K2・Ｚ・φ） ……（１）′ また、直流モータの電機子電流をIa、直流モータの負
荷トルクをTd、K1を比例定数とすると、負荷トルクTdと
電機子電流Iaの間には、次の関係が成立する。
荷トルクをTd、K1を比例定数とすると、負荷トルクTdと
電機子電流Iaの間には、次の関係が成立する。
Td＝K1・Ｚ・φ・Ia ……（２） この（２）式も変形すれば、 Ia＝Td/（K1・Ｚ・φ） ……（２）′ 更に、直流モータの端子電圧をVmとすれば、逆起電力
Eo及び電機子電流Iaの間には次の関係がある。
Eo及び電機子電流Iaの間には次の関係がある。
Vm＝Eo＋Ro・Ia ……（３） Eo＝Vm−Ro・Ia ……（３）′ 例えば実開昭56−38599号公報には５つの端子を有す
る速度制御用ICが示されている。
る速度制御用ICが示されている。
第３図はこの回路を示すものである。
図において、Ａは５端子型速度制御用ICであり、外部
電源を接続した電源入力端子VINと、接地されたグラウ
ンド端子VGとを有しており、一端を外部電源に接続した
直流モータＭの他端子側を接続する第１の端子T1と、上
記外部電源に一端を接続した分流抵抗Rtと接続した第２
の端子T2と、これら第１の端子T1と第２の端子T2間に速
度設定用分圧抵抗RaおよびRbを直列接続して、その接続
点と接続する第３の端子T3とを備えた５端子構成とされ
ている。尚、上記公報では電源入力端子を省略して４端
子構成で述べているが、実際には、電源入力端子が不可
欠なので、以下に電源入力端子を加えて５端子として説
明する。
電源を接続した電源入力端子VINと、接地されたグラウ
ンド端子VGとを有しており、一端を外部電源に接続した
直流モータＭの他端子側を接続する第１の端子T1と、上
記外部電源に一端を接続した分流抵抗Rtと接続した第２
の端子T2と、これら第１の端子T1と第２の端子T2間に速
度設定用分圧抵抗RaおよびRbを直列接続して、その接続
点と接続する第３の端子T3とを備えた５端子構成とされ
ている。尚、上記公報では電源入力端子を省略して４端
子構成で述べているが、実際には、電源入力端子が不可
欠なので、以下に電源入力端子を加えて５端子として説
明する。
その内部構成は、１は温度特性を有しない基準電圧源
で、２は誤差検出回路である。尚、上記実開昭56−3859
9号公報の図面には、基準電圧源１及び誤差検出回路２
の入力端子Ｂとグラウンド端子VG間に、定電流源を挿入
するように示してあるが、動作説明上不要なので、第３
図では混乱を招かぬように省略した。
で、２は誤差検出回路である。尚、上記実開昭56−3859
9号公報の図面には、基準電圧源１及び誤差検出回路２
の入力端子Ｂとグラウンド端子VG間に、定電流源を挿入
するように示してあるが、動作説明上不要なので、第３
図では混乱を招かぬように省略した。
また、３は分流トランジスタQ21と複数の駆動トラン
ジスタ群Q11〜Q1nおよび各々のエミッタとグラウンド端
子VG間に接続されたエミッタ抵抗R21およびR11〜R1nで
構成され、共通に接続されたベースが誤差検出回路２の
出力に接続されて、その出力信号に応じて駆動トランジ
スタ群Q11〜Q1nに流れる電流IAと、分流トランジスタQ2
1のコレクタに流れる電流IBの比をほぼ一定に保って電
流を増減する定電流比電流制御回路である。
ジスタ群Q11〜Q1nおよび各々のエミッタとグラウンド端
子VG間に接続されたエミッタ抵抗R21およびR11〜R1nで
構成され、共通に接続されたベースが誤差検出回路２の
出力に接続されて、その出力信号に応じて駆動トランジ
スタ群Q11〜Q1nに流れる電流IAと、分流トランジスタQ2
1のコレクタに流れる電流IBの比をほぼ一定に保って電
流を増減する定電流比電流制御回路である。
上記の如き構成の直流モータ速度制御装置では、電流
IAと電流IBの比K3は直流モータＭの電流値Ia等により選
定される。
IAと電流IBの比K3は直流モータＭの電流値Ia等により選
定される。
IA＝K3・IB ……（４） また分流抵抗Rtは直流モータＭの内部抵抗Roとの比K4が
上記のK3と同じ値となるように予め設定されている。
上記のK3と同じ値となるように予め設定されている。
Rt/Ro＝K4（＝K3） ……（５） 更に、抵抗Rtを通じて抵抗Ra,Rbを流れる電流をISと
し、基準電圧源１の電圧をErefとすると、誤差増幅器２
の入力端子B,Cはイマジナリショート状態であるので、 IS＝Eref/Ra ……（６） が成立し、また抵抗Rtには電流IBと電流ISを加えた電流
が流れるので、電源Vccと第１の端子T1間の電圧VAは VA＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB）・Rt ……（７） が成立する。
し、基準電圧源１の電圧をErefとすると、誤差増幅器２
の入力端子B,Cはイマジナリショート状態であるので、 IS＝Eref/Ra ……（６） が成立し、また抵抗Rtには電流IBと電流ISを加えた電流
が流れるので、電源Vccと第１の端子T1間の電圧VAは VA＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB）・Rt ……（７） が成立する。
また、直流モータＭには電機子電流Iaが流れているの
で、直流モータの端子電圧Vmは Vm＝Eo＋Ro・Ia ＝Eo＋Ro・（IA−IS） ……（８） が成り立つ。上記VAとVmは等しいので、（７），（８）
式及び （４）式 IA＝K3・IB （５）式 Rt/Ro＝K4 （６）式 IS＝Eref/Raより Eo＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB）・Rt−Ro・（IA−IS） ＝IS・（Ra＋Rb）＋IS・（R0＋Rt）＋（IB・Rt−R0・
IA） ＝IB・R0・（K4−K3）＋IS・（Ra＋Rb）＋IS・R0・
（１＋K4） ……（９） 従って、（９）式及び （１）′式 Ｎ＝Eo/（K2・Ｚ・φ）より Ｎ＝（IB・Ro・（K4−K3））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・
（Ra＋Rb））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・Ro・（１＋K
4））／（K2・Ｚ・φ） ……（10） が成立する。
で、直流モータの端子電圧Vmは Vm＝Eo＋Ro・Ia ＝Eo＋Ro・（IA−IS） ……（８） が成り立つ。上記VAとVmは等しいので、（７），（８）
式及び （４）式 IA＝K3・IB （５）式 Rt/Ro＝K4 （６）式 IS＝Eref/Raより Eo＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB）・Rt−Ro・（IA−IS） ＝IS・（Ra＋Rb）＋IS・（R0＋Rt）＋（IB・Rt−R0・
IA） ＝IB・R0・（K4−K3）＋IS・（Ra＋Rb）＋IS・R0・
（１＋K4） ……（９） 従って、（９）式及び （１）′式 Ｎ＝Eo/（K2・Ｚ・φ）より Ｎ＝（IB・Ro・（K4−K3））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・
（Ra＋Rb））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・Ro・（１＋K
4））／（K2・Ｚ・φ） ……（10） が成立する。
ここで（６）式よりISは定数であり、（５）式のとおり
K3＝K4であれば第１項はなくなり他はすべて定数となっ
てＮは一定となる。
K3＝K4であれば第１項はなくなり他はすべて定数となっ
てＮは一定となる。
ところが、通常の回路設計においては、エミッタ抵抗
R21およびR11〜R1nは同一特性の抵抗とし、分流トラン
ジスタQ21と駆動トランジスタQ11〜Q1nの個々を同一特
性のトランジスタとし、その個数ｎをK4個とすることに
よって駆動電流IAと分流電流IBの比K3をK4に等しく設定
する。しかしながら駆動トランジスタQ11〜Q1nのコレク
タ電圧（端子T1の電圧）は分流トランジスタQ21のコレ
クタ電圧（端子T2の電圧）に比較して低いので、トラン
ジスタの動作条件の差及び非直線性により電源電圧Vcc
が上昇すると、上記定電流比電流制御回路３の駆動電流
IAと分流電流IBの比K3増加するので、上記（10）式の第
１項が電源電圧の上昇とともに減少することになり、電
源電圧が上昇するとともにこれに逆比例して回転速度Ｎ
が低下することになる。
R21およびR11〜R1nは同一特性の抵抗とし、分流トラン
ジスタQ21と駆動トランジスタQ11〜Q1nの個々を同一特
性のトランジスタとし、その個数ｎをK4個とすることに
よって駆動電流IAと分流電流IBの比K3をK4に等しく設定
する。しかしながら駆動トランジスタQ11〜Q1nのコレク
タ電圧（端子T1の電圧）は分流トランジスタQ21のコレ
クタ電圧（端子T2の電圧）に比較して低いので、トラン
ジスタの動作条件の差及び非直線性により電源電圧Vcc
が上昇すると、上記定電流比電流制御回路３の駆動電流
IAと分流電流IBの比K3増加するので、上記（10）式の第
１項が電源電圧の上昇とともに減少することになり、電
源電圧が上昇するとともにこれに逆比例して回転速度Ｎ
が低下することになる。
［考案が解決しようとする課題］ 上記問題点を解決するために提案される本考案は、電
源電圧の変動に対しても直流モータの回転速度を安定に
維持できる直流モータの回転速度制御装置を提供するこ
とを目的とする。
源電圧の変動に対しても直流モータの回転速度を安定に
維持できる直流モータの回転速度制御装置を提供するこ
とを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために提案される本考案は、 駆動トランジスタと分流トランジスタとで構成した定
電流比電流制御回路と、一端を外部電源に接続し他端を
前記駆動トランジスタに接続した直流モータと、一端を
外部電源に接続し他端を前記分流トランジスタに接続し
た分流抵抗と、前記直流モータと前記駆動トランジスタ
との接続点と前記分流抵抗と前記分流トランジスタとの
接続点の間に直列に挿入した一対の速度設定用分圧抵抗
と、前記分流抵抗と前記分流トランジスタとの接続点と
グラウンド端子間に接続した前記外部電源電圧変動によ
る電流比変動を補償する抵抗とを有し、前記直流モータ
の他端又は前記分流抵抗の他端と前記速度設定用分圧抵
抗の分圧点との電位差を一定とするよう前記定電流比電
流制御回路を制御して前記直流モータの回転速度を一定
にする直流モータの回転速度制御装置である。
電流比電流制御回路と、一端を外部電源に接続し他端を
前記駆動トランジスタに接続した直流モータと、一端を
外部電源に接続し他端を前記分流トランジスタに接続し
た分流抵抗と、前記直流モータと前記駆動トランジスタ
との接続点と前記分流抵抗と前記分流トランジスタとの
接続点の間に直列に挿入した一対の速度設定用分圧抵抗
と、前記分流抵抗と前記分流トランジスタとの接続点と
グラウンド端子間に接続した前記外部電源電圧変動によ
る電流比変動を補償する抵抗とを有し、前記直流モータ
の他端又は前記分流抵抗の他端と前記速度設定用分圧抵
抗の分圧点との電位差を一定とするよう前記定電流比電
流制御回路を制御して前記直流モータの回転速度を一定
にする直流モータの回転速度制御装置である。
［作用］ 定電流比電流制御回路を有した直流モータ回転速度制
御装置では、回転速度Ｎが駆動電流と分流電流の比であ
るK3と、分流抵抗Rtと直流モータの内部抵抗Roの比K4に
依存するが、上記K2は電源電圧の変動に対して一定であ
り、通常電源電圧が上昇した場合トランジスタの非直線
性により駆動電流と分流電流の比K3が増加するため、電
源電圧の上昇に伴って回転速度Ｎが低下する。
御装置では、回転速度Ｎが駆動電流と分流電流の比であ
るK3と、分流抵抗Rtと直流モータの内部抵抗Roの比K4に
依存するが、上記K2は電源電圧の変動に対して一定であ
り、通常電源電圧が上昇した場合トランジスタの非直線
性により駆動電流と分流電流の比K3が増加するため、電
源電圧の上昇に伴って回転速度Ｎが低下する。
ところが本考案では、分流抵抗と速度設定抵抗の接続
点およびグラウンド端子間に抵抗を接続することによ
り、回転速度Ｎが電源電圧の変動に略正比例する要素を
含ませて、電源電圧の変動による上記K1による変動を相
殺し、回転速度を一定に維持している。
点およびグラウンド端子間に抵抗を接続することによ
り、回転速度Ｎが電源電圧の変動に略正比例する要素を
含ませて、電源電圧の変動による上記K1による変動を相
殺し、回転速度を一定に維持している。
［実施例］ 以下に図面を参照して本考案の実施例を説明する。第
１図は本考案の第１の実施例であり、 図において、Ａは５端子型速度制御用ICであり、その
内部構成を説明すると、１は温度特性を有しない基準電
圧、２は誤差増幅器である。また、Q21は分流トランジ
スタ、R21はそのエミッタ抵抗、Q11〜Q1nは駆動トラン
ジスタ群、R11〜R1nはそれらのエミッタ抵抗であり、こ
れらのトランジスタのベースは上記誤差増幅器２の出力
端子にそれぞれ接続されており、分流トランジスタQ21
のコレクタ電流IBと駆動トランジスタQ11〜Q1nのコレク
タ電流の和IAの比K3をほぼ一定に保って電流を制御し、
その比K3は直流モータＭの電流値Ia等により選定される
を構成している。
１図は本考案の第１の実施例であり、 図において、Ａは５端子型速度制御用ICであり、その
内部構成を説明すると、１は温度特性を有しない基準電
圧、２は誤差増幅器である。また、Q21は分流トランジ
スタ、R21はそのエミッタ抵抗、Q11〜Q1nは駆動トラン
ジスタ群、R11〜R1nはそれらのエミッタ抵抗であり、こ
れらのトランジスタのベースは上記誤差増幅器２の出力
端子にそれぞれ接続されており、分流トランジスタQ21
のコレクタ電流IBと駆動トランジスタQ11〜Q1nのコレク
タ電流の和IAの比K3をほぼ一定に保って電流を制御し、
その比K3は直流モータＭの電流値Ia等により選定される
を構成している。
また、上記駆動トランジスタのコレクタはすべて共通
に接続されて第１の端子T1へ接続され、上記誤差増幅器
２の非反転入力端子Ｃは第３の端子T3へ接続され、また
分流トランジスタQ21のコレクタは第２の端子T2へ接続
されており、この第２の端子T2と誤差増幅器２の反転入
力端子Ｂとの間には上記基準電圧１が第２の端子T2側を
正として接続されている。
に接続されて第１の端子T1へ接続され、上記誤差増幅器
２の非反転入力端子Ｃは第３の端子T3へ接続され、また
分流トランジスタQ21のコレクタは第２の端子T2へ接続
されており、この第２の端子T2と誤差増幅器２の反転入
力端子Ｂとの間には上記基準電圧１が第２の端子T2側を
正として接続されている。
このICの外部回路は、電源入力端子VINが電源Vccに接
続され、電源Vccと第１の端子T1との間には直流モータ
Ｍが接続され、電源Vccと第２の端子T2との間には分流
抵抗Rtが接続され、更に第２の端子T2と第３の端子T3と
の間には抵抗Raが、第３の端子T3と第１の端子T1との間
には抵抗Rbが接続されいる。以上の構成は、第３図の従
来装置と同様である。
続され、電源Vccと第１の端子T1との間には直流モータ
Ｍが接続され、電源Vccと第２の端子T2との間には分流
抵抗Rtが接続され、更に第２の端子T2と第３の端子T3と
の間には抵抗Raが、第３の端子T3と第１の端子T1との間
には抵抗Rbが接続されいる。以上の構成は、第３図の従
来装置と同様である。
以上の構成に加えて、本考案では第２の端子T2とグラ
ウンド端子VG（接地間）との間にに可変抵抗RVを追加接
続した構成となされている。
ウンド端子VG（接地間）との間にに可変抵抗RVを追加接
続した構成となされている。
上記の如き構成の直流モータ速度制御装置では、定電
流比電流制御回路３の分流用トランジスタQ21のコレク
タ電流IBと駆動トランジスタ群Q11〜Q1nコレクタ電流の
和IAとの比K3は IA＝K3・IB ……（11） に設定される。
流比電流制御回路３の分流用トランジスタQ21のコレク
タ電流IBと駆動トランジスタ群Q11〜Q1nコレクタ電流の
和IAとの比K3は IA＝K3・IB ……（11） に設定される。
また抵抗Rtと直流モータの内部抵抗Roは Rt/Ro＝K4（＝K3） ……（12） となるようにRtが設定されている。
更に、基準電圧１の電圧をEREFとし、抵抗Rtを通じて
抵抗Ra,Rbを流れる電流をISとすると、誤差増幅器２の
入力端子はイマジナリショート状態であるので、 IS＝Eref/Rb ……（13） また、抵抗RtにはIB,IS,および可変抵抗RVを流れる電
流IVを加えた電流が流れるので、電源Vccと第１の端子T
1間の電圧VAは VA＝IS・（Ra＋Rb）＋（IB＋IS＋IV）・Rt ……（14） が成立する。
抵抗Ra,Rbを流れる電流をISとすると、誤差増幅器２の
入力端子はイマジナリショート状態であるので、 IS＝Eref/Rb ……（13） また、抵抗RtにはIB,IS,および可変抵抗RVを流れる電
流IVを加えた電流が流れるので、電源Vccと第１の端子T
1間の電圧VAは VA＝IS・（Ra＋Rb）＋（IB＋IS＋IV）・Rt ……（14） が成立する。
また、直流モータＭには電機子電流Iaが流れているの
で、直流モータの端子電圧Vmは Vm＝Eo＋Ro・Ia ＝Eo＋Ro・（IA−IS） ……（15） が成り立つ。上記VAとVmは等しいので、（14）及び（1
5）式より Eo＝IS・（Ra＋Rb）＋（IB＋IS＋IV）・Rt−Ro・（IA−
IS） ＝IS・（Ra＋Rb）＋IS・（Rt＋R0）＋（IB・Rt−R0・
IA）＋Rt・IV ＝IB・R0・（K4−K3）＋IS・（Ra＋Rb）＋IS・R0・
（１＋K4）＋R0・K4・IV ……（16） 従って、（16）式及び（１）式より Ｎ＝（IB・R0・（K4−K3））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・
（Ra＋Rb））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・R0・（１＋K
4））／（K2・Ｚ・φ）＋（R0・K4・IV）／（K2・Ｚ・
φ） ……（17） この場合、通常の回路設計においては、エミッタ抵抗
R21およびR11〜R1nのを同一特性の抵抗とし、分流トラ
ンジスタQ21と駆動トランジスタQ11〜Q1nの個々のトラ
ンジスタを同一特性のトランジスタに設定しているが、
分流トランジスタQ21のコレクタ電圧に比較して駆動ト
ランジスタQ11〜Q1nのコレクタ電圧が低いので、トラン
ジスタの動作条件の差及び非直線性により電源電圧Vcc
が上昇するとともに上記定電流比電流制御回路３の駆動
電流IAと分流電流IBの比K3は、増加するので、上記（1
3）式の第１項が減少することになり、電源電圧が上昇
すると回転速度Ｎが低下することになるが、第４項の可
変抵抗を流れる電流IVは電源電圧の上昇に伴って増加す
るので、この可変抵抗値を調整することにより、（17）
式の第１項の変動を相殺して回転速度の電源電圧依存性
を改善している。
で、直流モータの端子電圧Vmは Vm＝Eo＋Ro・Ia ＝Eo＋Ro・（IA−IS） ……（15） が成り立つ。上記VAとVmは等しいので、（14）及び（1
5）式より Eo＝IS・（Ra＋Rb）＋（IB＋IS＋IV）・Rt−Ro・（IA−
IS） ＝IS・（Ra＋Rb）＋IS・（Rt＋R0）＋（IB・Rt−R0・
IA）＋Rt・IV ＝IB・R0・（K4−K3）＋IS・（Ra＋Rb）＋IS・R0・
（１＋K4）＋R0・K4・IV ……（16） 従って、（16）式及び（１）式より Ｎ＝（IB・R0・（K4−K3））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・
（Ra＋Rb））／（K2・Ｚ・φ）＋（IS・R0・（１＋K
4））／（K2・Ｚ・φ）＋（R0・K4・IV）／（K2・Ｚ・
φ） ……（17） この場合、通常の回路設計においては、エミッタ抵抗
R21およびR11〜R1nのを同一特性の抵抗とし、分流トラ
ンジスタQ21と駆動トランジスタQ11〜Q1nの個々のトラ
ンジスタを同一特性のトランジスタに設定しているが、
分流トランジスタQ21のコレクタ電圧に比較して駆動ト
ランジスタQ11〜Q1nのコレクタ電圧が低いので、トラン
ジスタの動作条件の差及び非直線性により電源電圧Vcc
が上昇するとともに上記定電流比電流制御回路３の駆動
電流IAと分流電流IBの比K3は、増加するので、上記（1
3）式の第１項が減少することになり、電源電圧が上昇
すると回転速度Ｎが低下することになるが、第４項の可
変抵抗を流れる電流IVは電源電圧の上昇に伴って増加す
るので、この可変抵抗値を調整することにより、（17）
式の第１項の変動を相殺して回転速度の電源電圧依存性
を改善している。
次に、第２図は第２の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
Ａは本考案の速度制御用ICであり、電源入力端子VIN,
グラウンド端子VG,第1,第2,第３の端子T1,T2,T3を有し
ている。
グラウンド端子VG,第1,第2,第３の端子T1,T2,T3を有し
ている。
第１の端子T1には、外部電源Vccに一端を接続した直流
モータＭの他端が接続され、第２の端子には、外部電源
Vccに一端を接続した分流抵抗Rtの他端が接続され、第
３の端子T3には、第1,第２の端子T1,T2間に接続した２
つの速度設定用分圧抵抗Ra,Rbの接続点が接続され、更
に電源入力端子VINには、外部電源Vccが接続された構成
となっている。
モータＭの他端が接続され、第２の端子には、外部電源
Vccに一端を接続した分流抵抗Rtの他端が接続され、第
３の端子T3には、第1,第２の端子T1,T2間に接続した２
つの速度設定用分圧抵抗Ra,Rbの接続点が接続され、更
に電源入力端子VINには、外部電源Vccが接続された構成
となっている。
そして、IC回路の内部は、次のような回路を備えてい
る。
る。
すなわち、上記電源入力端子VIN側には、 定電流回路Crと、一端をグラウンド端子に接続した基準
電圧回路１を直列に接続し、該基準電圧回路１の出力端
に第１のトランジスタQ1のベースを接続し、更に第１の
トランジスタQ1のエミッタを第１の抵抗R1を介してグラ
ウンド端子VGに接続してある。
電圧回路１を直列に接続し、該基準電圧回路１の出力端
に第１のトランジスタQ1のベースを接続し、更に第１の
トランジスタQ1のエミッタを第１の抵抗R1を介してグラ
ウンド端子VGに接続してある。
また、上記第１の端子T1側には、複数の温度特性の揃
ったトランジスタQ11〜Q1nを組み合わせた第１の駆動ト
ランジスタ群を設け、それぞれのトランジスタのコレク
タ，ベースを共通に接続するとともに、各々のエミッタ
は抵抗R11〜R1nを介してグラウンド端子VGに接続してい
る。この駆動トランジスタQ11〜Q1nのベースは、後述す
る分流トランジスタQ21と同様にして、誤差増幅器２の
出力端子に接続されている。
ったトランジスタQ11〜Q1nを組み合わせた第１の駆動ト
ランジスタ群を設け、それぞれのトランジスタのコレク
タ，ベースを共通に接続するとともに、各々のエミッタ
は抵抗R11〜R1nを介してグラウンド端子VGに接続してい
る。この駆動トランジスタQ11〜Q1nのベースは、後述す
る分流トランジスタQ21と同様にして、誤差増幅器２の
出力端子に接続されている。
分流トランジスタQ21は、駆動トランジスタQ11〜Q1n
と同一特性のトランジスタを用いており、そのトランジ
スタQ21のコレクタを第２の端子T2に接続し、エミッタ
は抵抗R21を介してグラウンド端子VGに接続している。
と同一特性のトランジスタを用いており、そのトランジ
スタQ21のコレクタを第２の端子T2に接続し、エミッタ
は抵抗R21を介してグラウンド端子VGに接続している。
本実施例では、この駆動トランジスタ群Q11〜Q1nと分流
トランジスタQ21を組み合わせて定電流比電流制御回路
３が構成されている。
トランジスタQ21を組み合わせて定電流比電流制御回路
３が構成されている。
一方、２は定電流比制御回路３を制御する誤差増幅器
であり、その非反転入力端子は上記第１の端子T1に第２
の抵抗R2を介して接続されており、反転入力端子は第３
の端子T3にベースを接続した第２のトランジスタQ2のエ
ミッタ（このトランジスタQ2のコレクタは上記した電源
入力端子VINに接続されている）及び後述する第２のカ
レントミラー回路42を構成するトランジスタQ5のコレク
タに接続されている。
であり、その非反転入力端子は上記第１の端子T1に第２
の抵抗R2を介して接続されており、反転入力端子は第３
の端子T3にベースを接続した第２のトランジスタQ2のエ
ミッタ（このトランジスタQ2のコレクタは上記した電源
入力端子VINに接続されている）及び後述する第２のカ
レントミラー回路42を構成するトランジスタQ5のコレク
タに接続されている。
第1,第２のカレントミラー回路41,42の各々は、いず
れも特性が揃った２つのトランジスタQ3とQ4,Q5とQ6の
ベースを共通に接続するとともに、そのベースとトラン
ジスタQ4,Q6のコレクタを接続した公知の回路となって
おり、第１のカレントミラー回路41は、図に示したよう
に、２つのトランジスタQ3,Q4のエミッタを電源入力端
子VINに接続し、一方のトランジスタQ3のコレクタを上
記した誤差増幅器２の非反転入力端子に接続した第２の
抵抗R2の一端に接続している。
れも特性が揃った２つのトランジスタQ3とQ4,Q5とQ6の
ベースを共通に接続するとともに、そのベースとトラン
ジスタQ4,Q6のコレクタを接続した公知の回路となって
おり、第１のカレントミラー回路41は、図に示したよう
に、２つのトランジスタQ3,Q4のエミッタを電源入力端
子VINに接続し、一方のトランジスタQ3のコレクタを上
記した誤差増幅器２の非反転入力端子に接続した第２の
抵抗R2の一端に接続している。
これに対して、第２のカレントミラー回路42は、一方
のトランジスタQ6のコレクタを第３の抵抗R3を介して上
記第１のトランジスタQ1のベース（基準電圧出力端）に
接続し、他方のトランジスタQ5のコレクタを上記第２の
トランジスタQ2のエミッタを接続した誤差増幅器２の反
転入力端子に接続し、更に２つのトランジスタQ5,Q6の
エミッタをグラウンド端子VGに接続している。
のトランジスタQ6のコレクタを第３の抵抗R3を介して上
記第１のトランジスタQ1のベース（基準電圧出力端）に
接続し、他方のトランジスタQ5のコレクタを上記第２の
トランジスタQ2のエミッタを接続した誤差増幅器２の反
転入力端子に接続し、更に２つのトランジスタQ5,Q6の
エミッタをグラウンド端子VGに接続している。
なお、実施例の回路では、 第1,第２のトランジスタQ1,Q2及び第1,第２のカレン
トミラー回路41,42を構成するトランジスタQ3〜Q6は温
度特性をすべて、同一に設定しており、また、抵抗R1〜
R3の値をすべて同一としている。
トミラー回路41,42を構成するトランジスタQ3〜Q6は温
度特性をすべて、同一に設定しており、また、抵抗R1〜
R3の値をすべて同一としている。
以下にこの回路が、特性の補償されたものであること
を説明する。
を説明する。
温度特性を持たない基準電圧回路１からの基準電圧出
力Erefは第１のトランジスタQ1のベースに加わり、トラ
ンジスタQ1のコレクタ・エミッタ間には第１のカレント
ミラー回路41のトランジスタQ4を通じてI1の電流が流
れ、抵抗R1の両端にV1の電圧を生じさせる。
力Erefは第１のトランジスタQ1のベースに加わり、トラ
ンジスタQ1のコレクタ・エミッタ間には第１のカレント
ミラー回路41のトランジスタQ4を通じてI1の電流が流
れ、抵抗R1の両端にV1の電圧を生じさせる。
また、トランジスタQ3,Q4は第１のカレントミラー回
路41を構成しているので、トランジスタQ3を通じて第２
の抵抗R2に流れるコレクタ電流I2はI1と等しくなるので 結局、V2の電圧は V2＝I2・R2＝I1・R1＝V1 ……（18） となって、抵抗R1の両端の電圧V1が抵抗R2の両端の電
圧V2と等価となり、このV2の電圧が誤差増幅器２の非反
転入力端子に加えられることになる。
路41を構成しているので、トランジスタQ3を通じて第２
の抵抗R2に流れるコレクタ電流I2はI1と等しくなるので 結局、V2の電圧は V2＝I2・R2＝I1・R1＝V1 ……（18） となって、抵抗R1の両端の電圧V1が抵抗R2の両端の電
圧V2と等価となり、このV2の電圧が誤差増幅器２の非反
転入力端子に加えられることになる。
一方、基準電圧Erefは抵抗R3を通じてトランジスタQ
5,Q6で形成された第２のカレントミラー回路42のトラン
ジスタQ6のコレクタおよびベースに加えられる。そし
て、第３の抵抗R3と抵抗R1,R2はすべて等しくされてい
るので、抵抗R3に流れる電流I3は I3＝（Eref−VBEQ6）/R3 となり、 また、第１の抵抗R1に流れる電流I1は、 I1＝（Eref−VBEQ1）/R1 ……（19） となり、更にI3とトランジスタQ5のコレクタ電流I4は等
しいので、 結局、 I1＝I2＝I3＝I4 ……（20） が成立する。
5,Q6で形成された第２のカレントミラー回路42のトラン
ジスタQ6のコレクタおよびベースに加えられる。そし
て、第３の抵抗R3と抵抗R1,R2はすべて等しくされてい
るので、抵抗R3に流れる電流I3は I3＝（Eref−VBEQ6）/R3 となり、 また、第１の抵抗R1に流れる電流I1は、 I1＝（Eref−VBEQ1）/R1 ……（19） となり、更にI3とトランジスタQ5のコレクタ電流I4は等
しいので、 結局、 I1＝I2＝I3＝I4 ……（20） が成立する。
また、第２のトランジスタQ2のコレクタは入力電源端
子VINに、ベースは第３の端子T3に、エミッタは第２の
カレントミラー回路を構成するトランジスタQ5のコレク
タ及び誤差増幅器２の反転入力端子に接続されているの
で、直流モータＭの回転速度Ｎが上昇して逆起電力Eoが
増大すると、第１の端子T1の電位が低下するが、抵抗R2
両端の電位は常にV1と等価なため、誤差増幅器２の非反
転入力端子の電位が低下して第１の駆動トランジスタ群
のトランジスタQ11〜Q1nの電流が抑制され、回転速度Ｎ
が一定値に維持される。
子VINに、ベースは第３の端子T3に、エミッタは第２の
カレントミラー回路を構成するトランジスタQ5のコレク
タ及び誤差増幅器２の反転入力端子に接続されているの
で、直流モータＭの回転速度Ｎが上昇して逆起電力Eoが
増大すると、第１の端子T1の電位が低下するが、抵抗R2
両端の電位は常にV1と等価なため、誤差増幅器２の非反
転入力端子の電位が低下して第１の駆動トランジスタ群
のトランジスタQ11〜Q1nの電流が抑制され、回転速度Ｎ
が一定値に維持される。
ここで抵抗R1〜R3は通常のICでは拡散抵抗が使われる
ので約3000PPMの正の温度特性を有し、更に、トランジ
スタQ1〜Q6のベース・エミッタ電圧VBEは負の温度特性
を有するので、抵抗R1両端の電圧V1は正の温度特性を有
する。従って、抵抗R2の両端の電圧V2も同様な温度特性
を示す。この場合抵抗R1,R2およびR3は抵抗値が等し
く、同一ペレット上に形成されており、その温度特性が
揃っているので、温度特性により抵抗値が変化した場合
は、電流が変化して抵抗の変化分を補償し、抵抗R1の両
端電圧V1はトランジスタQ1のVBEQ1が負の温度特性を持
っているので、逆に増加して正の温度特性を持つことに
なる。
ので約3000PPMの正の温度特性を有し、更に、トランジ
スタQ1〜Q6のベース・エミッタ電圧VBEは負の温度特性
を有するので、抵抗R1両端の電圧V1は正の温度特性を有
する。従って、抵抗R2の両端の電圧V2も同様な温度特性
を示す。この場合抵抗R1,R2およびR3は抵抗値が等し
く、同一ペレット上に形成されており、その温度特性が
揃っているので、温度特性により抵抗値が変化した場合
は、電流が変化して抵抗の変化分を補償し、抵抗R1の両
端電圧V1はトランジスタQ1のVBEQ1が負の温度特性を持
っているので、逆に増加して正の温度特性を持つことに
なる。
一方トランジスタQ3のコレクタ電流I2は（20）式より
I1〜I4がすべて等しいので、トランジスタQ1のコレクタ
電流I1と等しくなり、VBEQ2の温度特性により、第１の
端子T1と第３の端子T3との間の電圧V13は V13＝VBEQ2＋V2＝VBEQ1＋V1＝Eref ……（21） となり、温度特性を有しない安定な電圧が得られること
になる。
I1〜I4がすべて等しいので、トランジスタQ1のコレクタ
電流I1と等しくなり、VBEQ2の温度特性により、第１の
端子T1と第３の端子T3との間の電圧V13は V13＝VBEQ2＋V2＝VBEQ1＋V1＝Eref ……（21） となり、温度特性を有しない安定な電圧が得られること
になる。
次に、以上のような構成の本考案の速度制御回路に於
ける制御動作を説明する。
ける制御動作を説明する。
この回路では、駆動トランジスタQ11〜Q1nと分流トラ
ンジスタQ21を組み合わせてカレントミラー回路を応用
した定電流化電流制御回路３を構成しており、 今、駆動トランジスタQ11〜Q1nと分流トランジスタQ21
のそれぞれに流れるコレクタ電流を、IA,IBとし、その
比をK3とする時、 IA＝K3・IB ……（22） となるように定電流比電流制御回路３を設定している。
ンジスタQ21を組み合わせてカレントミラー回路を応用
した定電流化電流制御回路３を構成しており、 今、駆動トランジスタQ11〜Q1nと分流トランジスタQ21
のそれぞれに流れるコレクタ電流を、IA,IBとし、その
比をK3とする時、 IA＝K3・IB ……（22） となるように定電流比電流制御回路３を設定している。
更に、分流抵抗Rtは直流モータＭの内部抵抗Roとの比
K4が Rt/Ro＝K4（＝K3） ……（23） となるようにRtが設定されている。
K4が Rt/Ro＝K4（＝K3） ……（23） となるようにRtが設定されている。
また、定常時の制御状態においては、誤差増幅器２の
入力端子はイマジナリショート状態であるので、第１の
端子T1と第３の端子T3間の電圧V13は V13＝VBEQ2＋V2 となるが、（21）式より Eref＝VBEQ1＋V1であるの
で、抵抗Ra,Rbを流れる電流をIsとし、トランジスタQ2
のベース電流は小さいので無視すると Is＝Eref/Rb ……（24） が成立する。
入力端子はイマジナリショート状態であるので、第１の
端子T1と第３の端子T3間の電圧V13は V13＝VBEQ2＋V2 となるが、（21）式より Eref＝VBEQ1＋V1であるの
で、抵抗Ra,Rbを流れる電流をIsとし、トランジスタQ2
のベース電流は小さいので無視すると Is＝Eref/Rb ……（24） が成立する。
また、抵抗RtにはIB,ISおよびIVを加えた電流が流れ
るので、電源端子VINと第１の端子T3間の電圧 VAは VA＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB＋IV）・Rt ……（25） が成立する。
るので、電源端子VINと第１の端子T3間の電圧 VAは VA＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB＋IV）・Rt ……（25） が成立する。
また、直流モータＭに電機子電流Iaが流れているの
で、直流モータの端子電圧Vmは Vm＝Eo＋Ro・Ia ＝Eo＋Ro・（IA−Is） ……（26） が成り立つ。上記VAとVmは等しいので、（25），（26）
式より Eo＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB＋IV）・Rt−Ro・（IA−
IS） ＝IS・（Ra＋Rb）＋R0・K4・（IS＋IB＋IV）＋R0・IS
−R0・IA ＝R0・IB・（K4−K3）＋IS・（Ra＋Rb）＋R0・IS・
（１＋K4）＋R0・K4・IV ……（27） 従って、（27）式及び（１）式より Ｎ＝（R0・IB・（K4−K3））／（K2・Ｚ・φ） ＋（IS・（Ra＋Rb））／（K2・Ｚ・φ） ＋（R0・IS・（１＋K4））／（K2・Ｚ・φ） ＋（R0・K4・IV）／（K2・Ｚ・φ） ……（28） この場合も、上記実施例と同様に、電源電圧Vccが上
昇するとともに上記定電流比電流制御回路３の駆動電流
IAと分流電流IBの比K3は、増加するので、上記（28）式
の第１項より、電源電圧が上昇すると回転速度Ｎが低下
することになるが、第４項の抵抗値を調整することによ
り、この変動を相殺して回転速度の温度特性を改善して
いる。
で、直流モータの端子電圧Vmは Vm＝Eo＋Ro・Ia ＝Eo＋Ro・（IA−Is） ……（26） が成り立つ。上記VAとVmは等しいので、（25），（26）
式より Eo＝IS・（Ra＋Rb）＋（IS＋IB＋IV）・Rt−Ro・（IA−
IS） ＝IS・（Ra＋Rb）＋R0・K4・（IS＋IB＋IV）＋R0・IS
−R0・IA ＝R0・IB・（K4−K3）＋IS・（Ra＋Rb）＋R0・IS・
（１＋K4）＋R0・K4・IV ……（27） 従って、（27）式及び（１）式より Ｎ＝（R0・IB・（K4−K3））／（K2・Ｚ・φ） ＋（IS・（Ra＋Rb））／（K2・Ｚ・φ） ＋（R0・IS・（１＋K4））／（K2・Ｚ・φ） ＋（R0・K4・IV）／（K2・Ｚ・φ） ……（28） この場合も、上記実施例と同様に、電源電圧Vccが上
昇するとともに上記定電流比電流制御回路３の駆動電流
IAと分流電流IBの比K3は、増加するので、上記（28）式
の第１項より、電源電圧が上昇すると回転速度Ｎが低下
することになるが、第４項の抵抗値を調整することによ
り、この変動を相殺して回転速度の温度特性を改善して
いる。
上記のように、第１の実施例のように分流抵抗Rtの他
端と分圧点との間を一定電圧にコントロールするもので
あっても、第２の実施例のようにモータの他端と分圧点
との間を一定電圧にコントロールするものであっても同
様に実施できる。
端と分圧点との間を一定電圧にコントロールするもので
あっても、第２の実施例のようにモータの他端と分圧点
との間を一定電圧にコントロールするものであっても同
様に実施できる。
［考案の効果］ 本考案により、従来の直流モータの回転速度制御装置
に、外部電源電圧変動による電流変動を補償する抵抗を
形成する事によって電源電圧の変動による回転速度の変
化を打ち消すことが可能となり、より安定した回転速度
制御装置が提供可能となる。
に、外部電源電圧変動による電流変動を補償する抵抗を
形成する事によって電源電圧の変動による回転速度の変
化を打ち消すことが可能となり、より安定した回転速度
制御装置が提供可能となる。
第１図は本考案の第１の実施例の構成を示す直流モータ
の回転速度制御装置の回路図、第２図は第２の実施例の
構成を示す回路図、また第３図は従来の直流モータの回
転速度制御装置の回路図を示す。 ［符号の説明］ Ａ…５端子IC回路、VIN…電源入力端子、VG…グラウン
ド端子、T1…第１の端子、T2…第２の端子、T3…第３の
端子、Vcc…外部電源、Ｍ…直流モータ、Ra,Rb…速度設
定用分圧抵抗、Rt…分流抵抗、RV…（可変）抵抗。３…
定電流比電流制御回路、Q21…分流トランジスタ、Q11〜
Q1n…駆動トランジスタ
の回転速度制御装置の回路図、第２図は第２の実施例の
構成を示す回路図、また第３図は従来の直流モータの回
転速度制御装置の回路図を示す。 ［符号の説明］ Ａ…５端子IC回路、VIN…電源入力端子、VG…グラウン
ド端子、T1…第１の端子、T2…第２の端子、T3…第３の
端子、Vcc…外部電源、Ｍ…直流モータ、Ra,Rb…速度設
定用分圧抵抗、Rt…分流抵抗、RV…（可変）抵抗。３…
定電流比電流制御回路、Q21…分流トランジスタ、Q11〜
Q1n…駆動トランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】駆動トランジスタと分流トランジスタとで
構成した定電流比電流制御回路と、一端を外部電源に接
続し他端を前記駆動トランジスタに接続した直流モータ
と、一端を外部電源に接続し他端を前記分流トランジス
タに接続した分流抵抗と、前記直流モータと前記駆動ト
ランジスタとの接続点と前記分流抵抗と前記分流トラン
ジスタとの接続点の間に直列に挿入した一対の速度設定
用分圧抵抗と、前記分流抵抗と前記分流トランジスタと
の接続点とグラウンド端子間に接続した前記外部電源電
圧変動による電流比変動を補償する抵抗とを有し、前記
直流モータの他端又は前記分流抵抗の他端と前記速度設
定用分圧抵抗の分圧点との電位差を一定とするよう前記
定電流比電流制御回路を制御して前記直流モータの回転
速度を一定にする直流モータの回転速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988121987U JP2520272Y2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | 直流モータの回転速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988121987U JP2520272Y2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | 直流モータの回転速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0244897U JPH0244897U (ja) | 1990-03-28 |
| JP2520272Y2 true JP2520272Y2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=31369501
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1988121987U Expired - Fee Related JP2520272Y2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | 直流モータの回転速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2520272Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6141437Y2 (ja) * | 1979-08-31 | 1986-11-25 | ||
| JPS61231886A (ja) * | 1985-04-05 | 1986-10-16 | Rohm Co Ltd | 電子ガバナ |
-
1988
- 1988-09-16 JP JP1988121987U patent/JP2520272Y2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0244897U (ja) | 1990-03-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |