JP2020051802A - レーダ装置及び物標判定方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】レーダ装置において反射波の到来方向を効率良く推定すること。【解決手段】レーダ受信部２００は、距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、複数のセルのうち、第１のセルの周辺セルにおける反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、第１の受信電力と、第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する。【選択図】図８

Description

本開示は、レーダ装置及び物標判定方法に関する。
レーダ装置は、電波を送信し、物標（ターゲット）により反射された反射波を受信することで、反射波の到来遅延時間に基づいて物標までの距離を検出し、反射波のドップラ周波数成分に基づいて物標の相対速度を検出できる。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者又は落下物等の小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。
広角レーダ装置の構成として、以下の構成が挙げられる。
複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角（到来方向）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）法）、又は、高い分解能が得られる手法としてＣａｐｏｎ法、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる（例えば、非特許文献１を参照）。
特開２０１６−１１４４６８号公報
Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79 J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823
しかしながら、レーダ装置において反射波の到来方向を推定する方法について十分に検討されていない。
本開示の一態様は、反射波の到来方向を効率良く推定することができるレーダ装置及び物標判定方法を提供する。
本開示の一態様に係るレーダ装置は、送信アンテナを用いてレーダ信号を送信する送信回路と、受信アンテナを用いて、前記レーダ信号が物標において反射された反射波信号を受信し、前記反射波信号の到来方向を推定する受信回路と、を具備し、前記受信回路は、距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける前記反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、前記複数のセルのうち、前記第１のセルの周辺セルにおける前記反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、前記第１の受信電力と、前記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、前記第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する。
本開示の一態様に係る物標判定方法は、送信アンテナを用いてレーダ信号を送信し、受信アンテナを用いて、前記レーダ信号が物標において反射された反射波信号を受信し、前記反射波信号の到来方向を推定する方向推定方法であって、距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける前記反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、前記複数のセルのうち、前記第１のセルの周辺セルにおける前記反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、前記第１の受信電力と、前記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、前記第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する。
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一態様によれば、レーダ装置において反射波の到来方向を効率良く推定することができる。
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
一実施の形態に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 一実施の形態に係るレーダ送信信号の一例を示す図 一実施の形態に係る送信切替動作の一例を示す図 一実施の形態に係るレーダ送信信号生成部の他の構成例を示すブロック図 一実施の形態に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 一実施の形態に係るＣＦＡＲ部の内部構成例を示すブロック図 ２次元ＣＦＡＲ窓の一例を示す図 アレーアンテナ配置と方位方向との関係の一例を示す図 バリエーション１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 バリエーション２に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図 バリエーション３に係るＣＦＡＲ部の内部構成例を示すブロック図 バリエーション４に係るＣＦＡＲ部の内部構成例を示すブロック図 バリエーション５に係るＣＦＡＲ部の内部構成例を示すブロック図 バリエーション６に係るＣＦＡＲ部の内部構成例を示すブロック図 バリエーション６に係るＣＦＡＲ部の内部構成例を示すブロック図
レーダ装置として、例えば、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献２を参照）。
ＭＩＭＯレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナから送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナを用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、ＭＩＭＯレーダは、距離成分（レンジ成分）又はドップラ周波数成分毎に、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される複素伝搬路応答（振幅成分及び位相成分を含む受信信号）を取り出すことができ、これらの受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。
また、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想的にアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。
上述したように、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される仮想受信アレーを構成できるため、それらの位相成分を含めてコヒーレントに合成できれば、最大で送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示されるアレー利得を得ることができる。
しかし、ＭＩＭＯレーダにおいて仮想受信アレーの受信信号をコヒーレント合成するためには、レーダ反射波の到来方向に指向性ビームを向けるための指向性ウェイト係数を受信信号に乗算する必要がある。ＭＩＭＯレーダでは、好適な指向性ウェイト係数の探索のための到来方向推定処理を、全ての距離成分又はドップラ周波数成分毎に行うと処理量が多大となる。
そこで、例えば、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理のように、誤警報率が一定となるように適応的に閾値を可変にして、受信レベルが閾値よりも高い距離成分又はドップラ周波数成分を物標が存在する可能性があるものと判定し、受信レベルが閾値以下の距離成分又はドップラ周波数成分は物標が存在しないと判定する物標検出処理が用いられる。レーダ装置では、例えば、ＣＦＡＲ処理によって物標検出を行い、物標が存在する可能性があるものとして検出された距離成分又はドップラ周波数成分に限定して到来方向の推定処理を行うことにより、到来方向の推定処理量の削減が可能である。
しかし、到来方向の推定前にＣＦＡＲ処理を適用する場合、レーダ装置は、コヒーレント合成によりアレー利得が得られる場合のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）と比較して低いＳＮＲの状態においてＣＦＡＲ処理による物標検出を行うことになる。このため、到来方向の推定前にＣＦＡＲ処理による物標検出を適用する場合、遠方の物標又は反射断面積の小さい物標が存在する場合、これらの物標の検出率が劣化してしまう課題が生じる。
この課題に対して、例えば、特許文献１には、レーダ装置が、指向性ビーム方向の間隔を粗くした複数の指向性ビームを向ける指向性ウェイト係数をアレー受信信号に乗算し、各指向性ビーム方向においてＣＦＡＲ処理を行う方法が開示されている。レーダ装置は、指向性ビームを向ける方向に遠方の物標又は反射断面積の小さい物標が存在する場合、指向性ウェイトによりＳＮＲが改善した状態でＣＦＡＲ処理を行うため、これらの検出率を改善できる。
しかし、特許文献１に開示されたＣＦＡＲ処理は、距離成分の一次元の処理である。これに対して、非特許文献２に開示されているように距離成分及びドップラ周波数成分の２次元の成分に対しては、粗い間隔（例えば、１０方向程度）で指向性ウェイト係数を乗算し、適応的に閾値を可変する処理の処理量は多大である。よって、距離成分及びドップラ周波数成分の２次元の成分に対して、例えば、特許文献１のように指向性ビーム方向毎にＣＦＡＲ処理を行う場合には、より多くの処理量が必要となる。
そこで、本開示に係る一態様では、処理量の増加を抑えつつ、物標の検出率を向上できる物標判定方法（以下、ＣＦＡＲ処理と呼ぶこともある）について説明する。
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから時分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成について説明する。
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、基準信号生成部３００と、を有する。
レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０８−１〜１０８−Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。
レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。また、レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来方向の推定を行う。
なお、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信切替部１０６と、送信無線部１０７−１〜１０７−Ｎｔと、送信アンテナ１０８−１〜１０８−Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Nt個の送信アンテナ１０８を有し、各送信アンテナ１０８は、それぞれ個別の送信無線部１０７に接続されている。
レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、y(k, M)=I(k, M)+j Q(k, M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(k, M）及びQ(k, M)は、第M番目のレーダ送信周期における離散時刻kにおけるレーダ送信信号（k M）の同相成分（In-Phase成分）、及び、直交成分（Quadrature成分）をそれぞれ表す。
レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号an(M)（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号an(M)には、例えば、低レンジサイドローブ特性が得られる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Barker符号、Ｍ系列符号、又は、Gold符号などが挙げられる。
変調部１０３は、符号生成部１０２から受け取るパルス符号系列（例えば、符号an(M)）に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信切替部１０６へ出力する。
図２は、レーダ送信信号生成部１０１によって生成されるレーダ送信信号の一例を示す。図２に示すように、レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間に符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つの符号には、L個のサブパルスが含まれる。また、１つのサブパルスあたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。また、レーダ送信周期Trにおける無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。
切替制御部１０５は、レーダ送信部１００における送信切替部１０６、及び、レーダ受信部２００における出力切替部２１１を制御する。なお、切替制御部１０５における、レーダ受信部２００の出力切替部２１１に対する制御動作についてはレーダ受信部２００の動作の説明において後述する。以下では、切替制御部１０５における、レーダ送信部１００の送信切替部１０６に対する制御動作について説明する。
切替制御部１０５は、例えば、レーダ送信周期Tr毎に、送信アンテナ１０８（換言すると、送信無線部１０７）を切り替える制御信号（以下、「切替制御信号」と呼ぶ）を送信切替部１０６に出力する。
送信切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるレーダ送信信号を、切替制御部１０５から入力される切替制御信号によって指示される送信無線部１０７へ出力する切替動作を行う。例えば、送信切替部１０６は、切替制御信号に基づいて、複数の送信無線部１０７−１〜１０７−Ｎｔのうち一つを選択して切り替えて、選択した送信無線部１０７へレーダ送信信号を出力する。
第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信無線部１０７は、送信切替部１０６から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して第ｚ番目の送信アンテナ１０８へ出力する。
第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信アンテナ１０８は、第ｚ番目の送信無線部１０７から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。
図３は、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作の一例を示す。
図３では、切替制御部１０５は、レーダ送信周期Tr毎に、第１の送信アンテナ１０８（又は送信無線部１０７−１）から第Ntの送信アンテナ１０８（又は送信無線部１０７−Ｎｔ）までを順に切り替える指示を示す切替制御信号を、送信切替部１０６に出力する。よって、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号はNp（=Nt×Tr）周期の送信間隔で送信される。
切替制御部１０５は、アンテナ切替周期Npでの送信無線部１０７の切替動作をNc回繰り返す制御を行う。
なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図１）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号（ベースバンド信号）に変換する。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａと、信号補正部２１３と、ＣＦＡＲ部２１４と、方向推定部２１５と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、物標（ターゲット）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。
受信無線部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、直交検波により、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。
各アンテナ系統処理部２０１−ｚ（ただし、z＝1〜Naの何れか）の信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、ドップラ解析部２１２−１〜２１２−Ｎｔと、を有する。
ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、例えば、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
以下の説明では、I信号Iz(k, M)及びQ信号Qz(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号xz(k, M)＝Iz(k, M)+j Qz(k, M)と表す（ただし、z＝1〜Naの何れか）。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Trが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。
第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７における相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Iz(k, M)及びQz(k, M)を含む離散サンプル値xz(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号an(M)（ただし、z=1,…,Na、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値xz(k, M)と、パルス符号an(M)とのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値ACz(k, M)は、次式に基づき算出される。
Figure 2020051802
上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。
相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
なお、相関演算部２１０は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１０の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１０は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図５に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。
これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する出力切替部２１１、ドップラ解析部２１２、信号補正部２１３、ＣＦＡＲ部２１４及び方向推定部２１５の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
出力切替部２１１は、切替制御部１０５から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期Tr毎の相関演算部２１０の出力を、Nt個のドップラ解析部２１２のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。以下、一例として、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における切替制御信号をNtビットの情報［bit1(M), bit2(M), … ,bitNt(M)］で表す。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第NDビット（ただし、ND=1〜Ntの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第NDビットが‘０’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１１は、選択したドップラ解析部２１２に対して、相関演算部２１０から入力される相関演算値ACz(k, M)を出力する。
例えば、図３に示す送信無線部１０７（又は送信アンテナ１０８）の切替動作に対応するNtビットの切替制御信号を以下に示す
[bit1(1), bit2(1), … ,bitNt(1)] = [1, 0, …, 0]
[bit1(2), bit2(2), … ,bitNt(2)] = [0, 1, …, 0]
…
[bit1(Nt), bit2(Nt), … ,bitNt(Nt)] = [0, 0, …, 1]
上記のように、各ドップラ解析部２１２は、Np（=Nt×Tr）周期で順次選択される（換言すると、ＯＮとなる）。切替制御信号は、上記内容をNc回繰り返す。
第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７は、Nt個のドップラ解析部２１２を有する。
ドップラ解析部２１２は、出力切替部２１１からの出力（例えば、相関演算値ACz(k, M)）に対して、離散時間ｋ毎にドップラ解析を行う。
例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用できる。例えば、第ｚ番目の信号処理部２０７の第ND番目のドップラ解析部２１２における第ｗ番目の出力は、次式に示すように、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数応答を示す。
Figure 2020051802
式（２）において、ND=1〜Ntであり、k=1，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1〜Naである。また、NcはFFTサイズであり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs=-Nc/2+1, …, 0, …, Nc/2である。
なお、ＦＦＴ処理の際、ドップラ解析部２１２は、例えば、Ｈａｎ窓又はＨａｍｍｉｎｇ窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
なお、以下の説明では、Na個のアンテナ系統処理部２０１（信号処理部２０７）の各々において同様の処理を施して得られた、ドップラ解析部２１２からの第ｗ番目の出力FT_CIz (1)(k, fs, w), FT_CIz (2)(k, fs, w),…, FT_CIz (Nt)(k, fs, w)を、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、信号補正部２１３における信号補正処理、ＣＦＡＲ部２１４におけるピーク検出処理、及び、方向推定部２１５における方向推定処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Naであり、ND＝１, …, Ntである。
Figure 2020051802
以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
信号補正部２１３は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａから出力されるｗ番目のドップラ解析部２１２の仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対して、アレーアンテナ間（例えば、送信アレーアンテナ間又は受信アレーアンテナ間）の偏差補正、及び、時分割送信に起因する送信位相補正を行う。例えば、信号補正部２１３は、仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対して、次式に示すように、補正係数を乗算し、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）を算出する。
Figure 2020051802
式（４）において、"ο"はアダマール積（換言すると、ベクトル要素毎の積）を表す。また、CVAはアレーアンテナ間の偏差補正のためのアレー補正ベクトルを示し、CTXは送信位相補正のための送信位相補正ベクトルを示す。
例えば、アレー補正ベクトルCVAは次式のように、Na×Nt個の要素で表される。
Figure 2020051802
式（５）において、hcal[z][ND]は、ND番目の送信アンテナ１０８間及びｚ番目の受信アンテナ２０２間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値を示す。また、上付き添え字"T"はベクトル転置を表す。
また、例えば、送信位相補正ベクトルCTXは次式のように、Na×Nt個の要素で表される。
Figure 2020051802
なお、式（６）において、Txcal(1)(fs），…，Txcal(Nt)(fs）は、送信アンテナ１０８を時分割に切り替えることによるドップラ周波数インデックスfsに依存した位相回転を補正し、基準送信アンテナ（例えば、Nt個の送信アンテナ１０８の何れか一つ）の位相に一致させるための送信位相補正係数である。また、各Txcal(ND)(fs）（ND=1〜Ntの何れか）は、受信アンテナ２０２の数Na個分繰り返すベクトルを成す。また、上付き添え字"T"はベクトル転置を表す。また、複数の送信アンテナを用いた時分割による送信を行わない場合、送信位相補正係数は不要である。
例えば、図３に示す送信無線部１０７（又は送信アンテナ１０８）の切替動作に対応する、第１の送信アンテナ１０８（ND=1）を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、次式で表される。
Figure 2020051802
次に、ＣＦＡＲ部２１４の動作について説明する。
ＣＦＡＲ部２１４は、信号補正部２１３から入力される補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定による物標検出）を行い、ピーク信号を与える離散時間のインデックスkcfar及びドップラ周波数のインデックスfs_cfarを抽出する。
図６は、ＣＦＡＲ部２１４の内部構成の一例を示すブロック図である。
図６において、ＣＦＡＲ部２１４は、アンテナ電力加算部２４１と、ノイズ電力推定部２４２と、検出部２４３と、を含む。ＣＦＡＲ部２１４は、NB個の検出部２４３−ｎｂ（ビームインデックスnb＝1〜NB）を有する。NBは、ＣＦＡＲ部２１４において形成されるビーム方向の数を表す。
アンテナ電力加算部２４１は、信号補正部２１３から入力されるｗ番目の補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）を用いて、補正仮想受信アレー相関ベクトルの要素で表される、各仮想受信アンテナにおける受信電力を加算する。例えば、各仮想受信アンテナにおける受信電力を加算した仮想受信アレー電力PowerFT（k, fs, w）は、次式によって算出される。
Figure 2020051802
アンテナ電力加算部２４１は、算出した仮想受信アレー電力PowerFT（k, fs, w）をノイズ電力推定部２４２へ出力する。
ノイズ電力推定部２４２は、アンテナ電力加算部２４１から入力される仮想受信アレー電力PowerFT（k, fs, w）を用いて、ノイズ電力を推定する。例えば、ノイズ電力推定部２４２は、離散時間軸（距離に相当）とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のＣＦＡＲ窓、又は、１次元（例えば、離散時間軸及びドップラ周波数軸における十字型）のＣＦＡＲ窓を組み合わせてノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）を算出する。なお、２次元のＣＦＡＲ窓、又は、１次元のＣＦＡＲ窓を組み合わせたノイズ電力推定処理の詳細については、例えば、非特許文献３に開示されている。
以下、ノイズ電力推定部２４２におけるノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）の算出例について説明する。
以下では、一例として、２次元のＣＦＡＲ窓を用いたノイズ電力推定処理について説明する。図７に示すように、時間軸（距離成分）及びドップラ周波数軸（ドップラ周波数成分）で表される領域を、複数のセルに分割して表す。以下、時間インデックスｋ及びドップラ周波数インデックスfsで指示される２次元のセルのインデックスをCell (k, fs)として表記する。
ノイズ電力推定部２４２は、図７に示すように、ノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)を算出する対象となるセル（以下、「テストセル」又は「着目セル」と呼ぶ）Cell(k, fs)に対して、テストセルCell(k, fs)周辺のガードセルを除いたリファレンスセルCell(kref, fs_ref)の仮想受信アレー電力PowerFT（k, fs, w）を用いてノイズ電力推定を行う。
例えば、テストセルCell(k, fs)に対し、図７に示す２次元のCFAR窓を設定する場合、リファレンスセルCell(kref, fs_ref)に含まれる時間インデックスkref、及び、ドップラ周波数インデックスfs_refの集合「Ref_Cells」は、次式のように表せる。ここで、Ngardはガードセル数、Nrefはリファレンスセル数である。
Figure 2020051802
各リファレンスセルCell(kref, fs_ref)には、仮想受信アレー電力PowerFT(kref, fs_ref,w)が格納されている。ノイズ電力推定部２４２は、上記リファレンスセルCell(kref, fs_ref)における仮想受信アレー電力PowerFT(kref, fs_ref,w)の統計値を算出して、ノイズ電力（ノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)）とする。統計値には、例えば、平均値CA（Cell Averaging）、又は、仮想受信アレー電力を順番に並べた時のランク（rank）を用いるOS（Ordered Statitic）がある。例えば、OSにおいてランク＝0.5の場合、統計値は、リファレンスセルCell(kref, fs_ref)における仮想受信アレー電力PowerFT(kref, fs_ref,w)の中央値となる。
例えば、リファレンスセルCell(kref, fs_ref)の統計値に平均値を用いる場合、ノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)は次式で表される。ここで、Nref_cellsはリファレンスセルCell (kref, fs_ref)に含まれる要素数を表す。
Figure 2020051802
このように、ノイズ電力推定部２４２は、複数のセルのうち、テストセルの周辺セル（ここでは、リファレンスセル）における反射波信号を用いて、送信アンテナ１０８の数と受信アンテナ２０２の数との積と同数（Nt×Na）のアンテナ素子を含む仮想受信アレーアンテナの受信電力（換言すると、電力加算値）を基にノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)を算出する。
以上、ノイズ電力推定部２４２におけるノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)の算出例について説明した。なお、図７では、一例として、２次元のCFAR窓を用いたが、１次元のCFAR窓についても同様に適用できる。また、図７に示す２次元のCFAR窓は一例であり、ガードセル数Ngard及びリファレンスセル数Nrefは他の値でもよい。
図６において、各検出部２４３は、信号補正部２１３から入力される補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）、及び、ノイズ電力推定部２４２から入力されるノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）を用いて、NB個のビーム方向における物標が存在する可能性のあるピーク信号となるる離散時間インデックスkcfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを検出する。
例えば、第nb（nb＝1〜NBの何れか）番目のビーム方向に対応する検出部２４３−ｎｂは、第nb番目のビーム方向における物標が存在する可能性のあるピーク信号を与える離散時間のインデックスkcfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを検出する。
図６において各検出部２４３は、指向性ビーム形成部２４４及び判定部２４５を有する。
各検出部２４３における指向性ビーム形成部２４４は、例えば、特定のセル（例えば、図７に示すテストセル）において、ｗ番目の補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）に、ビーム方向の異なるNB個の指向性ウェイトベクトル（WBEAM(θBEAM(1))，WBEAM(θBEAM(2))，…，WBEAM(θBEAM(NB))）を乗算し、各ビーム方向（θBEAM(1)，θBEAM(2)，…，θBEAM(NB)）におけるビーム受信電力を算出する。ビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), k, fs, w)は、例えば、次式で算出される。ここで、ビームインデックスnb=1, …, NBである。
Figure 2020051802
指向性ビーム形成部２４４は、例えば、指向性ウェイトベクトルWBEAM（θBEAM（nb））に、フーリエビームを用いる。フーリエビームを用いる場合、指向性ウェイトベクトルWBEAM（θBEAM（nb））は、θBEAM（nb）方向からレーダ反射波が到来した場合のアレーアンテナの複素応答を要素として列ベクトルで表すことができる。例えば、仮想受信アレーアンテナの素子数がNt×Naであり、各素子間隔が図８に示すように直線上に等間隔ｄで配置されている場合、アンテナ間の位相偏差、振幅偏差が無い理想的なアレーアンテナの複素応答（換言すると、方向ベクトル）WBEAM（θBEAM（nb））は、次式のように表される。ここで、λは送信無線部１０７から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。
Figure 2020051802
なお、フーリエビームとして、空間FFTによるビームを用いてもよい。この場合、指向性ビーム形成部２４４は、指向性ウェイトベクトルWBEAM（θBEAM（nb））を乗算する代わりに、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（ｋ、fs, w）に対して、FFTサイズNBの空間FFTを施し、複素値の空間FFT結果の電力値を算出することにより、ビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), k, fs, w)を算出する。ここで、NBは２のべき乗とする。なお、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（ｋ、fs, w）の要素数（Nt×Na）が２のべき乗に満たない場合、ビーム形成部２４４は、２のべき乗に満たない要素をゼロとして、ゼロ埋めしてFFTサイズNBの空間FFTを施す。
また、仮想受信アレーアンテナの素子間隔が、水平及び垂直方向に面的（例えば、矩形状）に配置される場合、指向性ビーム形成部２４４は、垂直方向θBEAM（nb）及び水平方向ΦBEAM（nb）をメインビーム方向とする指向性ウェイトベクトルWBEAM（θBEAM（nb）、ΦBEAM（nb））を用いる。この場合、指向性ウェイトベクトルWBEAM（θBEAM（nb）、ΦBEAM（nb））として、例えば、２次元フーリエビームが適用される。
このように、指向性ビーム形成部２４４は、複数のセル毎の各々（換言すると、テストセル）における反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々におけるビーム受信電力を算出する。指向性ビーム形成部２４４は、算出したビーム受信電力PowerBeam（θBEAM(nb), k, fs, w）を判定部２４５に出力する。
判定部２４５は、次式に示すように、時間インデックスｋ及びドップラ周波数インデックスfs毎に（換言すると、セル毎に）、ノイズ電力推定部２４２から入力されるノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）に所定のスケールファクタ（SF）を乗算した値（SF×PowerCL（k, fs, w））と、指向性ビーム形成部２４４から入力されるビーム受信電力PowerBeam（θBEAM(nb), k, fs, w）とを比較する。ここで、nb=1,…,NBであり、SF>0である。
Figure 2020051802
例えば、判定部２４５は、図７に示す複数のセルにおいて、各セルをテストセルに設定し、テストセル毎に式（１３）に示す比較判定を行う。
例えば、判定部２４５は、式（１３）を満たす場合、OK判定し（換言すると、ピーク信号が有り、物標が存在する可能性があると判定し）、式（１３）を満たさない場合、NG判定する（換言すると、ピーク信号が無く、物標が存在しないと判定する）。
判定部２４５は、OK判定となったビーム方向θBEAM_cfar、時間インデックスkcfar、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfarを示す情報を方向推定部２１５へ出力する。換言すると、方向推定部２１５は、所定数のビーム方向の少なくとも１つにおけるビーム受信電力PowerBeam（θBEAM(nb), k, fs, w）が閾値（（SF×PowerCL（k, fs, w）））よりも大きいセル（例えば、Cell(k_cfar, fs_cfar)）に対して到来方向を推定する。
このように、ＣＦＡＲ部２１４は、距離成分及びドップラ周波数成分の２次元の成分（セル）のうち、物標検出対象のセル（換言すると、テストセル又は着目セル）に対して、指向性ビーム（例えば、指向性ウェイトベクトル）を乗算後のビーム受信電力を用いることにより、ＳＮＲを改善してターゲット（換言すると、ピーク信号）の検出判定を行うことができる。よって、ＣＦＡＲ部２１４は、例えば、遠方の物標、又は、反射断面積の小さい物標（弱反射物）の検出率を向上できる。
また、ＣＦＡＲ部２１４は、複数の指向性ビーム（図６ではNB個の指向性ビーム）毎の検出判定に用いるノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）を、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）を用いて算出する。換言すると、ＣＦＡＲ部２１４は、ノイズ電力推定値を、複数の指向性ビーム毎に個別に算出しない。これにより、ＣＦＡＲ部２１４におけるＣＦＡＲ処理の演算量を低減できる。
よって、ＣＦＡＲ部２１４は、ＣＦＡＲ処理の演算量を低減しつつ、物標の検出率を向上できる。
なお、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）を用いて算出されるノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）は、指向性ウェイトベクトルWBEAM（θBEAM（nb））が乗算されていない。このため、ノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）は、指向性ビーム毎に個別にノイズ電力推定を行う場合と比較して、WBEAM（θBEAM（nb））の大きさの２乗（ノルムの２乗）（WBEAM（θBEAM（nb））HWBEAM（θBEAM（nb）））の逆数倍小さい。
また、ノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）は、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）の電力加算を用いるため、ノイズ位相成分が相互に打ち消し合う影響が無い。このことから、ノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）では、指向性ビーム毎に個別にノイズ電力推定を行う場合と比較して、白色性を有するノイズ成分の電力は平均的に（Na×Nt）1/2倍程度高く推定される。
以上を考慮すると、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）を用いて算出されるノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）は、指向性ビーム毎に個別にノイズ電力推定を行う場合と比較して、テストセルCell(k, fs)に依存せず、平均的に次式で示されるΔPower倍程度の違いが発生する。従って、スケールファクタのレベルを調整することで、ノイズ電力推定値PowerCL（k, fs, w）を用いる場合と、指向性ビーム毎に個別にノイズ電力推定を行う場合の差分は吸収されることになり、物標の検出率に顕著な劣化は生じない。
Figure 2020051802
ＣＦＡＲ部２１４は、例えば、式（１３）におけるスケールファクタSFを、指向性ビーム毎に個別にノイズ電力推定を行う場合のスケールファクタSFCに対して、SFC×ΔPower程度に設定してもよい。これにより、ＣＦＡＲ部２１４では、指向性ビーム毎に個別にノイズ電力推定を行う場合との差分（ノイズ成分電力の増加。例えば、式（１４）を参照）を吸収することができるので、物標の検出率に顕著な劣化は生じない。
以上、ＣＦＡＲ部２１４の動作について説明した。
次に、図１に示す方向推定部２１５の動作について説明する。
方向推定部２１５は、ＣＦＡＲ部２１４から入力される情報（例えば、OK判定となったビーム方向θBEAM_cfar、時間インデックスkcfar、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfar）に基づいて、信号補正部２１３から入力される補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）から、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（kcfar, fs_cfar, w）を抽出する。方向推定部２１５は、抽出した補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（kcfar, fs_cfar, w）を用いて、以下のように方向推定処理を行う。
方向推定部２１５は、例えば、方向推定評価関数値PH（θBEAM_cfar, kcfar, fs_cfar, w）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値として出力する。
なお、方向推定評価関数値PH（θBEAM_cfar, kcfar, fs_cfar, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、Nt×Na個の仮想受信アレーが等間隔dHで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure 2020051802
Figure 2020051802
ここで、式（１５）の上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
なお、方向推定部２１５は、ＣＦＡＲ部２１４から入力されるビーム方向θBEAM_cfarに基づいて、角度方向の範囲を限定してもよい。例えば、方向推定部２１５は、ビーム方向θBEAM_cfarに対して所定の範囲ΔLの範囲（θBEAM_cfar-ΔL≦θu≦θBEAM_cfar+ΔL）において方向推定評価関数値PH（θBEAM_cfar, kcfar, fs_cfar, w）を算出し、ピーク方向を検出してもよい。
換言すると、方向推定部２１５は、時間インデックスkcfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarに対応するセルに対する到来方向推定処理において、ビーム方向θBEAM_cfar（換言すると、ビーム受信電力が閾値よりも大きいビーム方向）を基準に設定される範囲において、到来方向を推定する。これにより、ピーク方向の検出処理に関する演算量を低減できる。
また、仮想受信アレーが水平及び垂直方向に面的に（例えば、矩形状）に配置される場合、方向推定部２１５は、水平方向θに加え、垂直方向も含めた方向推定を行うことが可能である。このような場合、方向推定部２１５において、垂直方向及び水平方向の２次元の方向推定を行ってもよい。
また、上述した時刻情報kcfarは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報kcfarを距離情報R(kcfar)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
Figure 2020051802
また、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数インデックスfs_cfarを相対速度成分vd(fs_cfar)に変換するには、次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部１０７から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。また、Δfは、ドップラ解析部２１２におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δf=１／（NtNcTr）である。
Figure 2020051802
以上、方向推定部２１５の動作について説明した。
以上のように、ＣＦＡＲ部２１４において、指向性ビーム形成部２４４は、距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセル（例えば、テストセル）における反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力（例えば、ビーム受信電力）を算出する。ノイズ電力推定部２４２は、複数のセルのうち、上記第１のセルの周辺セル（例えば、リファレンスセル）における反射波信号を用いて、送信アンテナ１０８の数と受信アンテナ２０２の数との積と同数の素子を含む受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力（例えば、受信アレーアンテナの受信電力の平均値、又は、受信アレーアンテナの受信電力を順番に並べた時のランク）を算出する。判定部２４５は、上記第１の受信電力と、上記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、上記第１のセルに対して物標が存在するかの判定（物標検出判定）を行い、後続する到来方向推定部２１５において、到来方向を推定するか否かを判定する。
これにより、レーダ装置１０は、指向性ビーム乗算後のビーム受信電力を用いることができ、ＳＮＲを改善して物標の検出判定が可能となり、遠方の物標又は反射断面積の小さい物標（弱反射物）の検出率向上効果が得られる。また、ノイズ電力推定値は、指向性ビームが乗算されず、仮想受信アレー電力PowerFT(k, fs, w)に基づいて算出されるので、演算量を低減できる。従って、処理量の増加を抑えつつ、物標の検出率を向上できる。
よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０において反射波の到来方向を効率良く推定することができる。
（一実施の形態のバリエーション１）
本開示の一態様に係るレーダ装置の構成は、図１に示す構成に限定されない。例えば、図９に示すレーダ装置１０ａの構成を用いてもよい。なお、図９において、レーダ受信部２００の構成は、図１と同様であるので詳細な構成を省略している。
図１に示すレーダ装置１０では、レーダ送信部１００において、送信切替部１０６によって、レーダ送信信号生成部１０１からの出力を複数の送信無線部１０７の何れか一つに選択的に切り替える。これに対して、図９に示すレーダ装置１０ａでは、レーダ送信部１００ａにおいて、レーダ送信信号生成部１０１からの出力（レーダ送信信号）は、送信無線部１０７ａによって送信無線処理を施され、送信切替部１０６ａによって、送信無線部１０７ａの出力を複数の送信アンテナ１０８の何れか一つに選択的に切り替える。
図９に示すレーダ装置１０ａの構成でも、上記実施の形態と同様の効果が得られる。
（一実施の形態のバリエーション２）
上記実施の形態では、レーダ送信部１００において、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明したが、変調方式はこれに限定されない。例えば、本開示は、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。
図１０は、チャープパルス（例えば、fast chirp modulation）を用いたレーダ方式を適用した場合のレーダ装置１０ｂの構成図の一例を示す。なお、図１０において、図１と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
まず、レーダ送信部１００ｂにおける送信処理について説明する。
レーダ送信部１００ｂにおいて、レーダ送信信号生成部４０１は、変調信号発生部４０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）４０３を有する。
変調信号発生部４０２は、例えば、図１１に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をＴrとする。
ＶＣＯ４０３は、変調信号発生部４０２から出力されるレーダ送信信号に基づいて、周波数変調信号（換言すると、周波数チャープ信号）を送信無線部１０７へ出力する。周波数変調信号は、送信無線部１０７において増幅され、送信切替部１０６において切り替えられた送信アンテナ１０８から空間に放射される。例えば、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号はNp（=Nt×Tr）周期の送信間隔で送信される。
方向性結合部４０４は、周波数変調信号の一部の信号を取り出して、レーダ受信部２００ｂの各受信無線部５０１（ミキサ部５０２）に出力する。
次に、レーダ受信部２００ｂにおける受信処理について説明する。
レーダ受信部２００ｂの受信無線部５０１は、ミキサ部５０２において、受信した反射波信号に対して、送信信号である周波数変調信号（方向性結合部４０４から入力される信号）をミキシングし、ＬＰＦ５０３を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図１１に示すように、送信信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
ＬＰＦ５０３から出力された信号は、信号処理部２０７ｂにおいて、Ａ／Ｄ変換部２０８ｂによって離散サンプルデータに変換される。
Ｒ−ＦＦＴ部５０４は、送信周期Ｔr毎に、所定の時間範囲（レンジゲート）において得られたＮｄａｔａ個の離散サンプルデータをＦＦＴ処理する。これにより、信号処理部２０７ｂでは、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、ＦＦＴ処理の際、Ｒ−ＦＦＴ部５０４は、例えば、Ｈａｎ窓又はＨａｍｍｉｎｇ窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
ここで、第Ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる第ｚ番目の信号処理部２０７ｂにおけるＲ−ＦＦＴ部５０４から出力されるビート周波数スペクトラム応答をＡＣ_ＲＦＴｚ（fb、Ｍ）で表す。ここで、ｆｂはＦＦＴのインデックス番号（ビン番号）であり、ｆｂ＝０,…,Ｎｄａｔａ／２である。周波数インデックスｆｂが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
第ｚ番目の信号処理部２０７ｂにおける出力切替部２１１は、上記実施の形態と同様、切替制御部１０５から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期Tr毎のＲ−ＦＦＴ部５０４の出力を、Nt個のドップラ解析部２１２のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。
以下、一例として、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における切替制御信号をNtビットの情報［bit1(M), bit2(M), … ,bitNt(M)］で表す。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第ND番目のビットbitND(M)（ただし、ND=1〜Ntの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第ND番目のビットbitND(M)が‘０’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１１は、選択したドップラ解析部２１２に対して、Ｒ−ＦＦＴ部５０４から入力される信号を出力する。
上記のように、各ドップラ解析部２１２の選択は、Np（=Nt×Tr）周期で順次ＯＮとなる。切替制御信号は、上記内容をNc回繰り返す。
第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７ｂは、Nt個のドップラ解析部２１２を有する。
ドップラ解析部２１２は、出力切替部２１１からの出力に対して、ビート周波数インデックスｆｂ毎にドップラ解析を行う。
例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を適用できる。例えば、第ｚ番目の信号処理部２０７ｂの第ND番目のドップラ解析部２１２における第ｗ番目の出力は、次式に示すように、ビート周波数インデックスｆｂにおけるドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数応答を示す。
Figure 2020051802
式（１９）において、ND=1〜Nｔであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1〜Naである。また、NcはFFTサイズであり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs=-Nc/2+1, …, 0, …, Nc/2である。
信号処理部２０７ｂ以降の信号補正部２１３、ＣＦＡＲ部２１４及び方向推定部２１５の処理は、上記実施の形態で説明した離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆｂで置き換えた動作となるので、詳細な説明を省略する。
以上の構成及び動作により、本バリエーションでも、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、後述する一実施の形態のバリエーションにおいても、同様に、レーダ送信信号として周波数チャープ信号を適用でき、符号化パルス信号を用いた場合と同様の効果が得られる。
また、上述したビート周波数インデックスｆｂは、距離情報に変換して出力されてもよい。ビート周波数インデックスｆｂを距離情報R(fb)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Bwは周波数変調して生成される周波数チャープ信号の周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。
Figure 2020051802
（一実施の形態のバリエーション３）
バリエーション３では、上記実施の形態と比較してＣＦＡＲ処理が異なる。
図１２は、バリエーション３に係るＣＦＡＲ部２１４ａの構成例を示すブロック図である。図１２において、図６と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
具体的には、図１２に示すＣＦＡＲ部２１４ａでは、アンテナ電力加算部２４１、ノイズ電力推定部２４２、及び、指向性ビーム形成部２４４−１〜２４４−ＮＢの動作は、図６に示すＣＦＡＲ部２１４と同様である。一方、図１２に示すＣＦＡＲ部２１４ａでは、図６に示すＣＦＡＲ部２１４と比較して、ビーム電力加算部６０１を新たに備える点、及び、NB個のビームに対して１つの判定部２４５ａを備える点が異なる。
ビーム電力加算部６０１は、例えば、NB個のビーム方向のうち、各指向性ビーム形成部２４４において算出されたビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), k, fs, w)の大きい順に所定数N_sel_beam個のビーム方向を選択する。ビーム電力加算部６０１は、選択したN_sel_beam個のビーム方向のビーム受信電力を加算した電力PowerBeamSum(k, fs, w)を算出し、判定部２４５ａに出力する。
また、ビーム電力加算部６０１は、選択した所定数N_sel_beam個のビーム方向に対応するビームインデックスnbを含むビーム選択情報「BEAM＿SEL(k,fs,w)」を、判定部２４５ａに出力する。以下、ビーム選択情報BEAM＿SEL(k,fs,w)に含まれるビームインデックスを「nb_sel」と記載する。
なお、ビーム電力加算部６０１の動作は、ビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), k, fs, w)の大きい順に選択された所定数N_sel_beam個のビーム方向を選択する動作に限定されない。
ビーム電力加算部６０１の別の動作として、例えば、ビーム電力加算部６０１は、選択するビーム方向の数を適応的に可変してもよい。ビーム電力加算部６０１は、適応的に可変する個数のビーム方向を選択し、選択したビーム方向におけるビーム受信電力を用いて、PowerBeamSum(k, fs, w)を算出してもよい。
例えば、ビーム電力加算部６０１は、次式のように、NB個のビーム方向におけるビーム受信電力の平均ビーム受信電力PowerBeamAve(k, fs, w)を算出する。
Figure 2020051802
ビーム電力加算部６０１は、平均ビーム受信電力PowerBeamAve(k, fs, w)に、所定値（Threshold_BEAM_SEL）を乗算した値を判定閾値とする。なお、所定値Threshold_Beam_Selは１以上の正数である。
そして、ビーム電力加算部６０１は、NB個のビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), k, fs, w)のうち、判定閾値を超えるビーム受信電力を加算することにより、次式に示す電力PowerBeamSum(k, fs, w)を算出する。
Figure 2020051802
ただし、nb_selは、NB個のビーム受信電力のうち、次式を満たすビームインデックスを表す。
Figure 2020051802
なお、式（２３）を満たすビームインデックス数は、ゼロの場合もあり得る。
ビーム電力加算部６０１は、式（２３）を満たすビームインデックスをビーム選択情報BEAM_SEL(k, fs, w)に格納して、判定部２４５ａに出力する。ビーム選択情報BEAM_SEL(k,fs,w)に含まれるビームインデックスをnb_selと記載する。
判定部２４５ａは、時間インデックスｋ及びドップラ周波数インデックスfｓ毎に、ノイズ電力推定部２４２からの出力、及び、ビーム電力加算部６０１からの出力を用いて、以下のような比較判定を行う。
例えば、判定部２４５ａは、次式に示すように、ノイズ電力推定値PowerCL(k, fｓ, w)に所定のスケールファクタSFを乗算した値（SF×PowerCL (k, fs, w)）と、ビーム電力加算部６０１から出力される電力PowerBeamSum(k, fs, w)とを比較する。ここで、SF>0である。
Figure 2020051802
判定部２４５ａは、式（２４）を満たす場合、OK判定し、式（２４）を満たさない場合、NG判定する。判定部２４５ａは、OK判定となった時間インデックスｋ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを示す情報を方向推定部２１５に出力する。換言すると、方向推定部２１５は、所定数のビーム方向のうちの一部のビーム方向のビーム受信電力の加算値が、閾値よりも大きい場合、対応するセルに対して物標が存在する可能性があるものと判定し、到来方向を推定する。
また、判定部２４５ａは、OK判定となった電力PowerBeamSum(k, fs, w)に対応するビーム選択情報BEAM＿SEL(ｋ_cfar,fs_cfar,w)を方向推定部２１５に出力する。
以上、ＣＦＡＲ部２１４ａの動作について説明した。
方向推定部２１５（例えば、図１を参照）は、ＣＦＡＲ部２１４ａの判定部２４５ａにおいてOK判定となった時間インデックスｋ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、ビーム選択情報BEAM＿SEL(ｋ_cfar,fs_cfar,w)に基づいて、信号補正部２１３から入力される補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）から、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（ｋ_cfar,fs_cfar, w）を抽出する。そして、方向推定部２１５は、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（ｋ_cfar,fs_cfar, w）を用いて、例えば、上記実施の形態と同様の方向推定処理を行う。
なお、方向推定部２１５は、ＣＦＡＲ部２１４ａから入力されるビーム選択情報BEAM＿SEL(ｋ_cfar,fs_cfar,w)に含まれるビームインデックスnb_selを用いて、角度方向の範囲を限定してもよい。例えば、方向推定部２１５は、ビーム方向θBEAM(nb_sel)に対して、所定の範囲ΔLの範囲（θBEAM(nb_sel)-ΔL≦θu≦θBEAM(nb_sel)+ΔL）において方向推定評価関数値PH（θ, k_cfar, fs_cfar, w）を算出し、ピーク方向を検出してもよい。
以上のように、ＣＦＡＲ部２１４ａの構成によれば、上記実施の形態の効果に加え、更に以下のような効果が得られる。
バリエーション３に係るＣＦＡＲ部２１４ａは、各指向性ビーム形成部２４４のNB個のビーム受信電力の出力のうち、一部のビーム方向に対するビーム受信電力（例えば、ビーム受信電力が上位となる所定数のビーム受信電力、又は、適応的な閾値判定により選択されるビーム受信電力）を加算する。これにより、NB個のビーム方向の各々のビーム受信電力に含まれるノイズ成分電力を加算する確率を低減できる。
また、ＣＦＡＲ部２１４ａは、異なる方向に存在する信号成分電力を抽出した上でそれらの電力加算値を得ることができる。これにより、同一の時間インデックスｋ及びドップラ周波数インデックスfsにおいて複数の方向から物標の反射波が到来した場合、ビーム電力加算部６０１は、それぞれの方向から到来する反射波の信号電力を加算できる。このため、後続する判定部２４５ａの判定処理において、OK判定となる確率を高めることができる。
よって、例えば、ほぼ同一の距離であり、かつほぼ同一の相対速度を有する物標が複数の方向に存在する際のＣＦＡＲ部２１４ａにおける検出率を高めることができる。特に、物標が、弱反射物又は遠方距離に存在する場合における検出率の改善効果が高い。
また、図６に示すＣＦＡＲ部２１４の構成では、各指向性ビーム形成部２４４のNB個のビーム受信電力の出力に対して、判定部２４５が判定処理をそれぞれ行う構成であるのに対して、図１２に示すＣＦＡＲ部２１４ａの構成では、ビーム電力加算部６０１の出力に対して、判定部２４５ａが判定処理を行う。換言すると、判定部２４５ａは、複数のビーム方向に対する判定を纏めて行う。このため、ＣＦＡＲ部２１４ａでは、判定処理を簡易化できるので、例えば、指向性ビーム形成部２４４の出力を一次的に保存する記憶容量（メモリ容量）の低減効果も有する。
なお、図１２では、判定部２４５ａにおいて、複数のビーム方向における物標の検出判定を１つにまとめて行う場合について説明したが、これに限定されない。例えば、ＣＦＡＲ部２１４ａは、NB個のビームを、複数のグループに分け、物標の検出判定をグループ毎に行ってもよい。この場合でも、物標の検出判定をビーム毎に行う場合と比較して、演算量又は記憶容量の低減効果が得られる。
（一実施の形態のバリエーション４）
バリエーション４では、上記実施の形態と比較してＣＦＡＲ処理が異なる。
図１３は、バリエーション４に係るＣＦＡＲ部２１４ｂの構成例を示すブロック図である。図１３において、図６と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
具体的には、図１３に示すＣＦＡＲ部２１４ｂでは、アンテナ電力加算部２４１、及び、ノイズ電力推定部２４２の動作は、図６に示すＣＦＡＲ部２１４と同様である。一方、図１３に示すＣＦＡＲ部２１４ｂでは、図６に示すＣＦＡＲ部２１４と比較して、一次判定部７０１を新たに備える点、及び、判定部２４５の代わりに二次判定部７０２を備える点が異なる。
一次判定部７０１は、例えば、次式に示すように、各時間インデックスｋ及びドップラ周波数インデックスfs毎に、ノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)に所定の一次判定スケールファクタSF1を乗算した値（SF1×PowerCL (k, fs, w)）と、仮想受信アレー電力PowerFT(k, fs, w)とを比較判定する。ここで、SF1>0である。
Figure 2020051802
一次判定部７０１は、式（２５）を満たす場合、一次OK判定とし、式（２５）を満たさない場合、一次NG判定とする。一次判定部７０１は、一次OK判定となった時間インデックスｋ_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1stを示す情報を検出部２４３（指向性ビーム形成部２４４ｂ及び二次判定部７０２）に出力する。
指向性ビーム形成部２４４ｂは、一次OK判定となった時間インデックスｋ_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1stの補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（ｋ_cfar1st、fs_cfar1st, w）を用いて、ビーム方向の異なるNB個の指向性ウェイトベクトル（WBEAM（θBEAM（1））、WBEAM（θBEAM（2））、…、WBEAM（θBEAM（NB）））を乗算し、各ビーム方向（θBEAM（1）、θBEAM（2）、…、θBEAM（NB））におけるビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), ｋ_cfar1st、fs_cfar1st, w)を次式のように算出する。ここで、nbはビームインデックスを表し、nb=1,…,NBである。
Figure 2020051802
二次判定部７０２は、次式に示すように、一次OK判定となった時間インデックスk_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1st毎に、ノイズ電力推定値PowerCL(k_cfar1st, fs_cfar1st, w)に所定の二次判定スケールファクタSF2を乗算した値（SF2×PowerCL (k_cfar1st, fs_cfar1st, w)）と、指向性ビーム形成部２４４ｂの出力であるPowerBeam(θBEAM（nb）, k_cfar1st, fs_cfar1st, w)とを比較判定する。ここで、nb=1,…,NBであり、SF2>0である。
Figure 2020051802
例えば、二次判定部７０２は、式（２７）を満たす場合、二次OK判定とし、式（２７）を満たさない場合、二次NG判定とする。二次判定部７０２は、二次OK判定となったビーム方向θBEAM_cfar、時間インデックスk_cfar2nd、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfar2ndを示す情報を方向推定部２１５（例えば、図１を参照）に出力する。
方向推定部２１５（例えば、図１を参照）は、ＣＦＡＲ部２１４ｂの二次判定部７０２において二次OK判定となった、ビーム方向θBEAM_cfar2nd、時間インデックスk_cfar2nd、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfar2ndに基づいて、信号補正部２１３から入力される補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）から、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k_cfar2nd、fs_cfar2nd, w）を抽出する。方向推定部２１５は、抽出した補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k_cfar2nd、fs_cfar2nd, w）を用いて、方向推定処理を行う。なお、方向推定処理の動作は上記実施の形態と同様であるので説明は省略する。
以上のように、ＣＦＡＲ部２１４ｂの構成によれば、上記実施の形態の効果に加え、更に以下のような効果が得られる。
バリエーション４に係るＣＦＡＲ部２１４ｂでは、一次判定部７０１は、複数のセルのうち、各セルにおける反射波信号を用いて算出される、仮想受信アレーアンテナの受信電力（換言すると、電力加算値）PowerFT(k, fs, w)が、ノイズ電力推定値PowerCL(k, fs, w)にスケールファクタSF1を乗算した値である判定閾値よりも大きいセルをテストセルに設定する。そして、二次判定部７０２は、テストセルに設定されたセルにおけるビーム受信電力と、ノイズ電力推定値にスケールファクタSF2を乗算した値である判定閾値とを比較する。
これにより、ＣＦＡＲ部２１４ｂでは、指向性ビーム形成部２４４ｂにおいて指向性ウェイトベクトルを乗算する補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k_cfar2nd、fs_cfar2nd, w）は、一次判定部７０１において一次OK判定となった時間インデックスk及びドップラ周波数インデックスfsに制約される。よって、ＣＦＡＲ部２１４ｂでは、ＣＦＡＲ部２１４（図６を参照）と比較して、指向性ウェイトベクトルを乗算する回数を低減でき、演算量を削減できる。
以下、一次判定部７０１で用いる一次判定スケールファクタSF1について説明する。
SF1が大きくなるほど、式（２５）を満たすケース（換言すると、一次OK判定となるケース）が少なくなる。よって、仮に一次判定部７０１が無い場合（又は、SF1=0とした場合)に二次判定部７０２において検出できるターゲットの反射波は、SF1が大きくなりすぎると、一次NG判定となり、二次判定部７０２において検出できなくなる可能性が生じる。
そのため、仮に一次判定部７０１が無い場合(又は、SF1=0とした場合)に二次判定部７０２において検出できるターゲットの反射波が、一次判定部７０１を導入した場合でも一次OK判定となるようにSF1が設定されればよい。この場合、一次判定部７０１の導入による検出率の劣化はなくなる。
そこで、SF1は、例えば、以下のように、二次判定部７０２において用いる二次判定スケールファクタSF2に基づいて設定されてもよい。
ここで、ビーム方向の異なるNB個の指向性ウェイトベクトルの大きさは、次式を満たすように設定できる。ここで、nbはビームインデックスを表し、nb=1,…,NBである。
Figure 2020051802
式（２８）を満たす場合、指向性ビーム形成部２４４ｂの出力であるPowerBeam(θBEAM（nb）, k_cfar1st, fs_cfar1st, w)は次式を満たす。
Figure 2020051802
式（２９）は、ビーム受信電力PowerBeam(θBEAM（nb）, k_cfar1st, fs_cfar1st, w)がビーム方向によって増減するものの、その上限がconst×PowerFT(k, fs, w)であることを示している。
従って、一次判定部７０１では、二次判定部７０２において用いる二次判定スケールファクタSF2に対して、上限値が一次判定OKとなるようにSF1を設定する。すなわち、SF1の上限値をSF2／constとする。例えば、const=1の場合、SF1はSF2以下の値である。
例えば、SF1 ≦ SF2／constとすることで、一次判定部７０１が無い場合(又は、SF1=0とした場合)に二次判定部７０２において検出できるターゲットの反射波は、一次判定部７０１を導入した場合でも一次OK判定となる。
また、SF1 ＜ SF2／constと設定すると、一次OK判定となるものの、二次NG判定となるケースが余計に発生し、指向性ウェイトベクトルの乗算回数が増加する可能性がある。従って、SF1 ＝ SF2／constとすることにより、性能的にも演算量的にも好適である。
一方、SF1 ＞ SF2／constとすると、一次判定部７０１が無い場合(又はSF1=0とした場合)に二次判定部７０２において検出できるターゲットの反射波が、一次判定部７０１を導入した場合に検出できなくなる可能性が生じる。ただし、演算回路の制約又は処理時間の制約から、指向性ウェイトベクトルの乗算回数に上限がある場合は、SF1 ＞ SF2／constのような設定を用いてもよい。
また、SF1 ≦ SF2／constとした場合に、演算回路の制約又は処理時間の制約から、指向性ウェイトベクトルの乗算回数に上限がある場合、一次OK判定となる時間インデックスk及びドップラ周波数インデックスfsの数（換言すると、セル数）に上限を設けてもよい。
ＣＦＡＲ部２１４ｂは、一次OK判定となるセル数が上限値を超える場合、一次OK判定となるセルのうち、予め設定された領域に含まれるセルを、他のセルよりも優先して二次判定の対象となるセル（例えば、テストセル）に設定する。例えば、車両等にレーダ装置１０を搭載する場合に、衝突安全性を考慮して以下のような制御を加えてもよい。例えば、一次判定部７０１は、近距離範囲、又は、正又は負の方向にドップラ周波数成分が高い範囲から優先して、一次OK判定となる時間インデックスk及びドップラ周波数インデックスfsの数（換言すると、セル数）をカウントする。そして、一次判定部７０１は、一次OK判定となる時間インデックスk及びドップラ周波数インデックスfsのカウント数が上限数を超えた場合、以降の距離範囲又はドップラ周波数範囲については一次OK判定であっても一次NG判定とする。
（一実施の形態のバリエーション５）
バリエーション３で説明したＣＦＡＲ部２１４ａの構成と、バリエーション４で説明したＣＦＡＲ部２１４ｂの構成とを組み合わせてもよい。図１４は、バリエーション５に係るＣＦＡＲ部２１４ｃの構成例を示すブロック図を示す。ＣＦＡＲ部２１４ｃは、バリエーション３と同様のビーム受信電力の加算処理、及び、バリエーション４と同様の一次判定処理及び二次判定処理を行うことにより、指向性ウェイトベクトルの乗算回数を低減する効果が得られる。
以下、バリエーション３又は４と異なる部分の動作について説明する。
二次判定部７０２は、次式に示すように、一次OK判定となった時間インデックスk_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1st毎に、ノイズ電力推定値PowerCL(k_cfar1st, fs_cfar1st, w)に所定の二次判定スケールファクタSF2を乗算した値（SF2×PowerCL (k_cfar1st, fs_cfar1st, w)）と、ビーム電力加算部６０１の出力である電力PowerBeamSum(k_cfar1st, fs_cfar1st, w)とを比較判定する。ここで、SF2>0である。
Figure 2020051802
二次判定部７０２は、式（３０）を満たす場合、二次OK判定とし、式（３０）を満たさない場合、二次NG判定とする。二次判定部７０２は、二次OK判定となった時間インデックスk_cfar2nd、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfar2ndを示す情報を方向推定部２１５（例えば、図１を参照）に出力する。また、二次判定部７０２は、二次OK判定となったビーム受信電力（加算電力）に対応するビーム選択情報BEAM＿SEL(k_cfar2nd, fs_cfar2nd,w)を方向推定部２１５に出力する。
方向推定部２１５は、ＣＦＡＲ部２１４ｃの二次判定部７０２において二次OK判定となった、時間インデックスk_cfar2nd及びドップラ周波数インデックスfs_cfar2nd、及び、ビーム選択情報BEAM＿SEL(k_cfar2nd, fs_cfar2nd,w)に基づいて、信号補正部２１３から入力される補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k, fs, w）から、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k_cfar2nd, fs_cfar2nd, w）を抽出する。方向推定部２１５は、抽出した補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k_cfar2nd, fs_cfar2nd, w）を用いて、例えば、上記実施の形態と同様の方向推定処理を行う。
なお、方向推定部２１５は、ＣＦＡＲ部２１４ｃから入力されるビーム選択情報BEAM＿SEL(ｋ_cfar2nd,fs_cfar2nd,w)に含まれるビームインデックスnb_selを用いて、角度方向の範囲を限定してもよい。例えば、方向推定部２１５は、ビーム方向θBEAM(nb_sel)に対して、所定の範囲ΔLの範囲（θBEAM(nb_sel)-ΔL≦θu≦θBEAM(nb_sel)+ΔL）において方向推定評価関数値PH（θ, k_cfar2nd, fs_cfar2nd, w）を算出し、ピーク方向を検出してもよい。
（一実施の形態のバリエーション６）
上記実施の形態又はバリエーション１〜５（例えば、図６、図１２、図１３又は図１４を参照）では、アンテナ電力加算部２４１は、信号補正部２１３の出力を用いて、仮想受信アレー電力PowerFT(k, fs, w)を算出する場合について説明した。しかし、アンテナ電力加算部２４１は、位相補正を施していないドップラ解析部２１２の出力を用いて仮想受信アレー電力を算出しても等価な電力値を算出できる。
一例として、図１５は、バリエーション４（図１３を参照）に対して、本バリエーションを適用した場合のＣＦＡＲ部２１４ｄの構成例を示すブロック図である。また、図１６は、バリエーション５（図１４を参照）に対して、本バリエーションを適用した場合のＣＦＡＲ部２１４ｅの構成例を示すブロック図である。
なお、本バリエーションでは、レーダ装置１０（例えば、図１を参照）において、信号補正部２１３は備えず（図示せず）、信号処理部２０７のドップラ解析部２１２の出力は、ＣＦＡＲ部２１４ｄ又はＣＦＡＲ部２１４ｅに入力される。また、図１５及び図１６では、図１３及び図１４と比較して、信号補正部８０１を新たに備える。
信号補正部８０１は、例えば、一次判定部７０１において一次OK判定となった時間インデックスk_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1st毎に、ドップラ解析部２１２の出力に対して、信号補正部２１３と同様の信号補正を行う。
このように、本バリエーションでは、一次判定部７０１において一次OK判定となった時間インデックスk及びドップラ周波数インデックスfsに対して信号補正が行われる。換言すると、一次判定部７０１において一次NG判定となった時間インデックスk及びドップラ周波数インデックスfsに対して信号補正は行われない。これにより、信号補正のための乗算回数を低減でき、演算量を削減できる。
以下、上記実施の形態、バリエーション４又はバリエーション５におけるＣＦＡＲ処理と異なる動作について説明する。
アンテナ電力加算部２４１d又は２４１ｅは、例えば、次式のように、ドップラ解析部２１２から入力されるｗ番目の仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて、仮想受信アレー相関ベクトルの要素で表される、各仮想受信アンテナにおける受信電力を加算する。例えば、各仮想受信アンテナにおける受信電力を加算した仮想受信アレー電力PowerFT(k, fs, w)は、次式によって算出される。
Figure 2020051802
信号補正部８０１は、一次判定部７０１において一次OK判定となった時間インデックスk_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1stの仮想受信アレー相関ベクトルh（k_cfar1st、fs_cfar1st, w）に対して、アレーアンテナ間の偏差補正、及び、時分割送信に起因する送信位相補正を行う。例えば、信号補正部８０１は、仮想受信アレー相関ベクトルh（k_cfar1st、fs_cfar1st, w）に対して、次式に示すように、補正係数を乗算し、補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（k_cfar1st、fs_cfar1st, w）を算出する。
Figure 2020051802
指向性ビーム形成部２４４ｂは、信号補正部８０１から出力される、一次OK判定となった時間インデックスｋ_cfar1st及びドップラ周波数インデックスfs_cfar1stの補正仮想受信アレー相関ベクトルhaftercal（ｋ_cfar1st、fs_cfar1st, w）を用いて、ビーム方向の異なるNB個の指向性ウェイトベクトル（WBEAM（θBEAM（1））、WBEAM（θBEAM（2））、…、WBEAM（θBEAM（NB）））を乗算し、各ビーム方向（θBEAM（1）、θBEAM（2）、…、θBEAM（NB））のビーム受信電力PowerBeam(θBEAM(nb), k_cfar1st, fs_cfar1st, w)を算出する。
以上、本開示に係る一実施の形態について説明した。
［他の実施の形態］
（１）本開示は、送信信号の多重方式に依らないため、複数の送信アンテナ１０８からの送信信号を、時分割多重の代わりに、符号分割多重又は周波数分割多重を用いて送信しても上記実施の形態と同様な効果が得られる。
（２）上記実施の形態では、一例として、複数の送信アンテナ１０８及び複数の受信アンテナ２０２を備えるＭＩＭＯ構成について説明した。しかし、本開示は、ＭＩＭＯ構成に限らない。例えば、送信アンテナ１０８が１アンテナであり、受信アンテナ２０２が複数の構成（Nt=1、Na>1の場合）の場合（換言すると、ＳＩＭＯ構成）でも、上記実施の形態と同様な効果が得られる。また、送信アンテナ１０８が複数であり、受信アンテナ２０２が１アンテナの構成（Nt＞1、Na＝1の場合）の場合（換言すると、ＭＩＳＯ構成）でも、上記実施の形態と同様な効果が得られる。
（３）上記実施の形態では、一例として、距離成分（離散時間ｋ）と相対速度成分（ドップラ周波数インデックスfss）との２次元の成分に対する処理について説明したが、本開示は、距離成分及び相対速度成分の何れか一方の一次元の処理にも適用できる。
（４）図１に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、図１に示すレーダ受信部２００において、方向推定部２１５と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
（５）レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、送信アンテナを用いてレーダ信号を送信する送信回路と、受信アンテナを用いて、前記レーダ信号が物標において反射された反射波信号を受信し、前記反射波信号の到来方向を推定する受信回路と、を具備し、前記受信回路は、距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける前記反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、前記複数のセルのうち、前記第１のセルの周辺セルにおける前記反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、前記第１の受信電力と、前記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、前記第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する。
本開示のレーダ装置において、前記受信回路は、前記所定数のビーム方向の少なくとも１つにおける前記第１の受信電力が前記第１の閾値よりも大きい前記第１のセルに対して物標が存在すると判定する。
本開示のレーダ装置において、前記受信回路は、前記所定数のビーム方向のうちの一部のビーム方向の前記第１の受信電力の加算値が、前記第１の閾値よりも大きい場合、前記第１のセルに対して物標が存在すると判定する。
本開示のレーダ装置において、前記受信回路は、前記物標が存在すると判定された前記第１のセルに対して、前記到来方向を推定する。
本開示のレーダ装置において、前記受信回路は、前記複数のセルのうち、各セルにおける前記反射波信号を用いて算出される前記受信アレーアンテナの受信電力である第３の受信電力が、前記第２の受信電力に第２の係数を乗算した値である第２の閾値よりも大きいセルを前記第１のセルに設定し、当該第１のセルにおける前記第１の受信電力と前記第１の閾値とを比較する。
本開示のレーダ装置において、前記第２の係数は、前記第１の係数に基づいて設定される。
本開示のレーダ装置において、前記受信回路は、前記第３の受信電力が前記第２の閾値よりも大きいセルの数が上限値を超える場合、前記第３の受信電力が前記第２の閾値よりも大きいセルのうち、予め設定された領域に含まれるセルを、他のセルよりも優先して前記第１のセルに設定する。
本開示のレーダ装置において、前記受信回路は、前記第１のセルに対する前記到来方向の推定処理において、前記所定数のビーム方向のうち、前記第１の受信電力が前記第１の閾値よりも大きいビーム方向を基準に設定される範囲において、前記到来方向を推定する。
本開示のレーダ装置において、前記受信アレーアンテナは、複数の前記送信アンテナと前記受信アンテナとで構成される仮想的な素子を含む。
本開示の物標判定方法は、送信アンテナを用いてレーダ信号を送信し、受信アンテナを用いて、前記レーダ信号が物標において反射された反射波信号を受信し、前記反射波信号の到来方向を推定する方向推定方法であって、距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける前記反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、前記複数のセルのうち、前記第１のセルの周辺セルにおける前記反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、前記第１の受信電力と、前記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、前記第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０，１０ａ，１０ｂ レーダ装置
１００，１００ａ，１００ｂ レーダ送信部
１０１，１０１ａ，４０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４，５０３ ＬＰＦ
１０５ 切替制御部
１０６，１０６ａ 送信切替部
１０７，１０７ａ 送信無線部
１０８ 送信アンテナ
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
２００，２００ｂ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３，５０１ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７，２０７ｂ 信号処理部
２０８，２０８ｂ，２０９ ＡＤ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 出力切替部
２１２ ドップラ解析部
２１３，８０１ 信号補正部
２１４，２１４ａ，２１４ｂ，２１４ｃ，２１４ｄ，２１４ｅ ＣＦＡＲ部
２１５ 方向推定部
２４１，２４１ｄ，２４１ｅ アンテナ電力加算部
２４２ ノイズ電力推定部
２４３ 検出部
２４４，２４４ｂ 指向性ビーム形成部
２４５，２４５ａ 判定部
３００ 基準信号生成部
４０２ 変調信号発生部
４０３ ＶＣＯ
４０４ 方向性結合部
５０２ ミキサ部
５０４ Ｒ−ＦＦＴ部
６０１ ビーム電力加算部
７０１ 一次判定部
７０２ 二次判定部

Claims (10)

  1. 送信アンテナを用いてレーダ信号を送信する送信回路と、
    受信アンテナを用いて、前記レーダ信号が物標において反射された反射波信号を受信し、前記反射波信号の到来方向を推定する受信回路と、
    を具備し、
    前記受信回路は、
    距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける前記反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、
    前記複数のセルのうち、前記第１のセルの周辺セルにおける前記反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、
    前記第１の受信電力と、前記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、前記第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する、
    レーダ装置。
  2. 前記受信回路は、前記所定数のビーム方向の少なくとも１つにおける前記第１の受信電力が前記第１の閾値よりも大きい前記第１のセルに対して物標が存在すると判定する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 前記受信回路は、前記所定数のビーム方向のうちの一部のビーム方向の前記第１の受信電力の加算値が、前記第１の閾値よりも大きい場合、前記第１のセルに対して物標が存在すると判定する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  4. 前記受信回路は、前記物標が存在すると判定された前記第１のセルに対して、前記到来方向を推定する、
    請求項１から３の何れか一項に記載のレーダ装置。
  5. 前記受信回路は、
    前記複数のセルのうち、各セルにおける前記反射波信号を用いて算出される前記受信アレーアンテナの受信電力である第３の受信電力が、前記第２の受信電力に第２の係数を乗算した値である第２の閾値よりも大きいセルを前記第１のセルに設定し、
    当該第１のセルにおける前記第１の受信電力と前記第１の閾値とを比較する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  6. 前記第２の係数は、前記第１の係数に基づいて設定される、
    請求項４に記載のレーダ装置。
  7. 前記受信回路は、
    前記第３の受信電力が前記第２の閾値よりも大きいセルの数が上限値を超える場合、
    前記第３の受信電力が前記第２の閾値よりも大きいセルのうち、予め設定された領域に含まれるセルを、他のセルよりも優先して前記第１のセルに設定する、
    請求項４に記載のレーダ装置。
  8. 前記受信回路は、前記第１のセルに対する前記到来方向の推定処理において、前記所定数のビーム方向のうち、前記第１の受信電力が前記第１の閾値よりも大きいビーム方向を基準に設定される範囲において、前記到来方向を推定する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  9. 前記受信アレーアンテナは、複数の前記送信アンテナと前記受信アンテナとで構成される仮想的な素子を含む、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  10. 送信アンテナを用いてレーダ信号を送信し、
    受信アンテナを用いて、前記レーダ信号が物標において反射された反射波信号を受信し、前記反射波信号の到来方向を推定する方向推定方法であって、
    距離成分及びドップラ周波数成分の少なくとも１つで表される領域を分割した複数のセルのうち、第１のセルにおける前記反射波信号を用いて、所定数のビーム方向の各々における第１の受信電力を算出し、
    前記複数のセルのうち、前記第１のセルの周辺セルにおける前記反射波信号を用いて、受信アレーアンテナの受信電力を基に第２の受信電力を算出し、
    前記第１の受信電力と、前記第２の受信電力に第１の係数を乗算した値である第１の閾値との比較結果に基づいて、前記第１のセルに対して物標が存在するか否かを判定する、
    物標判定方法。
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