KR20220151834A - Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법 - Google Patents

Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20220151834A
KR20220151834A KR1020210059079A KR20210059079A KR20220151834A KR 20220151834 A KR20220151834 A KR 20220151834A KR 1020210059079 A KR1020210059079 A KR 1020210059079A KR 20210059079 A KR20210059079 A KR 20210059079A KR 20220151834 A KR20220151834 A KR 20220151834A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
fourier transform
signal
frequency domain
discrete fourier
radar
Prior art date
Application number
KR1020210059079A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102523219B1 (ko
Inventor
홍성철
서준석
이정아
Original Assignee
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국과학기술원 filed Critical 한국과학기술원
Priority to KR1020210059079A priority Critical patent/KR102523219B1/ko
Publication of KR20220151834A publication Critical patent/KR20220151834A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102523219B1 publication Critical patent/KR102523219B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/356—Receivers involving particularities of FFT processing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/325—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of coded signals, e.g. P.S.K. signals
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G01S13/583—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
    • G01S13/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets adapted for simultaneous range and velocity measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

본 발명은 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 공개한다. 이 방법은 레이더 신호 다중화기가 주파수 영역에서 제1 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 부반송파 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정하고, OFDM 레이더 신호와 성분 곱하여 제1 다중화 송신신호를 획득하는 단계; 및 상기 레이더 신호 다중화기가 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 레이더 펄스 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정하고, 상기 제1 다중화 송신신호와 성분 곱하여 제2 다중화 송신신호를 획득하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 의할 경우, 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역의 다중 입력 다중 출력 다중화 방식에서 송신신호 별로 발생하는 주파수 오프셋 문제 및 유효한 OFDM 레이더 신호의 대역폭 감소 문제가 방지된다. 또한, 레이더의 응용 분야에 맞게 하이브리드화 비율을 유연하게 결정할 수 있게 된다.

Description

OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법{A multiplexing method using discrete Fourier transform codes in frequency domain and time domain of OFDM radar}
본 발명은 OFDM 레이더의 다중화 방법에 관한 것으로서, 특히 주파수 영역 및 시간 영역에서 이산 푸리에 변환 코딩 다중 입력 다중 출력 다중화 방식을 이용하여 OFDM 레이더에서 송신신호의 처리 이득 손실 및 대역폭 손실의 문제 없이 직교성을 확보하고, 레이더의 응용 분야에 맞게 주파수 영역 및 시간 영역의 다중화 비율을 유연하게 조절하여 레이더의 성능 요구 사항을 충족할 수 있는 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법에 관한 것이다.
최근에, 첨단 반도체 기술의 출현으로 하드웨어 비용이 급격히 감소했기 때문에 10 여년 동안 자동차 레이더 센서에 대한 관심이 빠르게 증가하고 있다.
레이더 센서의 범위 및 각도 해상도에서 더 나은 성능이 경쟁적으로 요구되며, 이는 물체를 감지하는 것뿐만 아니라, 광학 카메라 또는 라이다(LiDAR)에서처럼 물체를 인식하는 데 매우 중요한 기능이다.
다중 입력 다중 출력(Multiple-Input Multiple-Output, 이하 MIMO라 칭함) 레이더의 많은 안테나 및 트랜시버 체인은 높은 각도 해상도를 얻기 위해 필요하며, 이 중 밀리미터파 프론트 엔드는 적절한 국부 발진기(local oscillator, LO) 분배 방법과 함께 캐스케이드(cascade) 형태의 다중 칩 셋으로 종종 구현된다.
가상 수신기 배열(virtual receiver array, VRA) 방법은 높은 각도 해상도(Angular resolution)를 위해 효과적으로 큰 개구면 크기를 갖기 위해 널리 채택되고 있다.
자동차 레이더로는 하드웨어가 비교적 단순하기 때문에 널리 사용되고 있는 주파수 변조 연속파(frequency modulated continuous wave, FMCW) 레이더 방식과 최근 활발히 연구되고 있는 디지털 기반 차세대 레이더인 위상 변조 연속파(phase modulated continuous wave, PMCW) 레이더 방식 또는 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 레이더 방식이 있다.
이는 간섭에 강하고 MIMO 레이더를 보다 쉽게 구현할 수 있기 때문이다.
또한, 송신 신호의 직교성은 MIMO 레이더를 구현하는 데 매우 중요한데, 송신기(transmitter, 이하 TX라 칭함)의 수가 증가함에 따라 직교성을 유지하기가 더 어려워진다.
그리고, MIMO FMCW 레이더에서는 시간 분할 다중화(time division multiplexing, TDM), 주파수 분할 다중화(frequency division multiplexing, FDM) 및 코드 분할 다중화(code division multiplexing, CDM)가 개발되어 적용 중에 있다.
이러한 분할 다중화 방법에서는 장점과 단점이 명확하기 때문에 FMCW 레이더의 응용 분야에 따라 각기 다르게 적용해야 한다.
한편, 상기 분할 다중화 방식들은 각각 장단점이 있기 때문에, 하이브리드 다중화 방식을 통하여, 단점의 정도를 줄여 MIMO OFDM 레이더에서 많은 수의 송신기를 동작시킬 수 있다.
종래에 MIMO FMCW 레이더에서 개발된 하이브리드 다중화 기술이 있다.
하이브리드 다중화 비율이 2:2로 고정된 상태로 4개의 송신기를 동작시키기 위하여 TDM과 FDM의 조합으로 적용되었다.
하이브리드 다중화 기술을 통해, TDM과 FDM 각각의 단점을 반으로 줄일 수 있지만, 여전히 TX 처리 이득(processing gain) 감소와 대역폭 감소의 문제는 여전히 남아 있다.
또한, FMCW 레이더에서는 하드웨어의 구성상 적응적으로 하이브리드 다중화 비율을 조절하기 어렵다는 한계가 있다.
도 1은 일반적인 MIMO 레이더에서 가상 수신기 배열을 구하는 방법을 설명하기 위한 예시의 구성도이다.
도 2는 종래의 OFDM 레이더에서 적용된 부반송파 인터리브 MIMO 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 4개의 TX 동작에 대하여 주파수의 변화 대비 신호 진폭에 대한 그래프이다.
도 3은 도 2에 도시된 종래의 MIMO 다중화 방법에서 거리에 따른 각도 오류에 대한 그래프이다.
도 1 내지 도 3을 참조하여 종래의 OFDM 레이더에서 적용된 부반송파 인터리브 MIMO 다중화 방법의 동작을 개략적으로 설명하면 다음과 같다.
MIMO 레이더의 가상 수신기 배열은 도 1에서 보는 바와 같이, 송신기(TX)와 수신기(Receiver, 이하 RX라 칭함) 배열 각각의 위치를 합성곱(convolution)하여 얻을 수 있다.
즉, 3 개의 송신 안테나와 2 개의 수신 안테나를 합성곱 연산할 결과, 6 개의 가상 수신기 어레이 배열을 획득한다.
이때, 가상 수신기 어레이 배열에서 세번째 안테나가 '2'로 기재되어 있는 것은 동일한 위치에 동일한 안테나 소자가 배치되어 있는 것을 의미한다.
또한, 가상 수신기 어레이에서 첫번째 안테나와 마지막 안테나인 5번째 안테나 사이의 간격이 클수록, 가상으로 개구면의 크기가 확대되어 각도 해상도가 좋은 것을 나타낸다.
한편, 간단한 RF 프론트 엔드, 디지털 유연성, 가능한 공동 레이더 통신, 간섭 완화와 같은 많은 장점을 가진 MIMO OFDM 레이더에서도, MIMO FMCW 레이더에서와 마찬가지로 분할 다중화 기술에 따라 동일한 어려움이 있다.
MIMO OFDM 레이더와 함께 가상 수신기 어레이를 사용하기 위해 부반송파 인터리브(subcarrier interleaved) MIMO 다중화 방법이 사용된다.
TX 신호 간에 완벽한 직교성의 장점이 있으며, 모든 TX가 동시에 작동할 수 있다.
여기에서, 직교성(orthogonality)은 인수들 사이의 서로 독립적인 성질로서, 어떤 송신 안테나에서 신호를 받은 것인지 상호 간섭 등의 영향 없이 독립적으로 동작하는 성질을 의미한다.
도 2에서 보는 바와 같이, 하나의 OFDM 심볼을 주파수 도메인에서 보았을 때, 총 N개의 부반송파가 있으며, 패이로드 데이터(payload data)가 각각의 부반송파에 모두 할당되어 있다.
OFDM 주기의 역수인 부반송파 간격을 도 2에 도시된 SCS(subcarrier spacing)라고 하였을 때, OFDM 전체 대역폭은 N x SCS로 얻어진다.
이는 하나의 TX를 위한 기본적인 구조이다.
만일, 부반송파 인터리브 MIMO 방식을 사용하여 4개의 TX를 운용할 경우, 4개의 서로 다른 TX에는 서로 다른 부반송파들이 4개 만큼의 같은 간격으로 번갈아 가며 할당된다.
다음의 수학식 1과 같은 4x4 크기의 단위 행렬(identity matrix)의 행, 열을 각각 부반송파 인덱스, TX 인덱스로 생각한다면, 모든 부반송파들은 4로 나눈 나머지 값에 따라 인덱스와 매칭이 될 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
이에 따라, 모든 TX 각각의 부반송파들은 4x4 크기의 단위 행렬과 성분 곱 (element-wise)을 통하여 부반송파 MIMO 방식을 구현할 수 있다.
도 2의 그래프 상부에 기재된 수식에서, .x는 성분 곱을 의미하고, mod[x,y]는 x를 y로 나눈 나머지를 의미한다.
IDENT4는 p 개의 송신 신호를 생성하기 위한 p x p 사이즈의 단위 행렬을 뜻하며, 이에 따라 IDENT4[a,b]은 a번째 행, b번째 열에 해당하는 성분을 의미한다.
부반송파 인터리브 MIMO 방식에서 부반송파는 TX의 수에 의해 결정되는 주기에 따라 TX에 교대로 할당이 되기 때문에, 이는 부반송파 간격만큼 각 TX가 주파수 오프셋을 가지므로 구현된 가상 수신기 배열은 거리 의존적 어레이 응답 벡터(range dependent array response vector)를 갖게 된다.
또한, 도 2의 우측 하단에 도시된 TX 수에 의해 균등하게 분리된 넓은 부반송파 간격(subcarrier spacing)은 TX의 개수만큼 증가하는 가상의 효과로 인하여, 최대 모호성의 거리가 감소되는 문제점을 야기한다.
여기에서, 모호성의 거리(unambiguous range)는 레이더의 성능을 가늠할 수 있는 지표 중 하나로서, 예를 들어, 모호성의 거리가 300 m라고 가정하는 경우, 표적과의 실제 거리가 301 m, 305 m 일 때, 레이더가 인식하는 거리는 각각 1 m, 5 m가 되는 개념이다.
그런데, 종래의 OFDM 레이더에서 적용된 부반송파 인터리브 MIMO 다중화 방법은 부반송파 간격의 최대 모호성 거리가 감소됨에 따라, 도 3에서 볼 수 있듯이, 표적의 거리에 따른 각도 오류 현상이 발생하고, TX의 수가 증가할수록 약간의 거리 변화에도 거리-각도 맵(range-angle map)에서의 각도 위상 오차가 증가하는 문제점이 있었다.
이러한 문제점은 많은 TX가 필요한 MIMO OFDM 레이더에서는 치명적인 장애요소로 작용한다.
또한, TX에 따라 부반송파가 주기적으로 각각 할당되기 때문에, 유효한 OFDM 레이더 신호의 대역폭이 감소하는 단점이 생기게 되며, 이는 레이더의 거리 분해능 성능의 감소를 야기하는 문제점이 있었다.
도 4는 종래의 하이브리드 다중화 방법의 일 실시예에 따른 MIMO FMCW 레이더의 TX 신호의 그래프이다.
도 5는 종래의 하이브리드 다중화 방법 중 FDM과 TDM이 결합된 하이브리드 다중화 방법의 시간-주파수 그래프이다.
도 4에서, BFD는 FDM의 일종으로서, 약간의 주파수 차이를 이용하여 거리 정보를 다중화하는 비트 주파수 분할(beat frequency division) 방법이다.
하이브리드 다중화 비율이 2:2로 고정된 상태로 4개의 TX를 동작시키기 위하여 TDM과 FDM의 조합으로 적용되었고, 이는 TX 상태와 함께 얻을 수 있는 FMCW 신호 파형이 도시되어 있다.
도 4에서 보는 바와 같이, 직접 디지털 합성(direct digital synthesis, DDS) 동작으로 톱니 모양의 주파수 변조 신호에 약간의 주파수 차이를 더하여 FDM을 구현하였고, 스위치 동작을 통해 TX1과 TX2를 동작 시킬지, TX3과 TX4를 동작 시킬지 선택할 수 있다.
이와 같이 종래의 하이브리드 다중화 방법은 하이브리드 다중화 기술을 통하여 TDM과 FDM 각각의 단점을 반으로 줄일 수 있지만, 도 5에서 보는 바와 같이, 여전히 TX 처리 이득(processing gain)과 대역폭 감소의 문제는 여전히 남게 된다.
또한, FMCW 레이더에서는 하드웨어의 구성상 적응적으로 하이브리드 다중화 비율을 조절하기 어렵다는 단점이 있다.
이에, 본 발명자들은 이러한 문제점들을 해결하기 위하여 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역의 다중 입력 다중 출력 다중화 방식을 이용하여 다중 입력 다중 출력 OFDM 레이더에서 TX 신호의 직교성을 확보할 뿐 아니라, 주파수 영역과 시간 영역 각각에 적용된 이산 푸리에 변환 행렬의 크기를 조절함으로써, 레이더의 성능 요구 사항을 충족하며, 레이더의 응용 분야에 맞게 하이브리드 다중화 비율을 유연하게 결정할 수 있는 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 발명하기에 이르렀다.
US 10,637,530 B1
본 발명의 목적은 주파수 영역 및 시간 영역에서 이산 푸리에 변환 코딩 다중 입력 다중 출력 다중화 방식을 이용하여 OFDM 레이더에서 송신신호의 처리 이득 손실 및 대역폭 손실의 문제 없이 직교성을 확보하고, 이산 푸리에 변환 행렬의 크기를 조절하여 레이더의 성능 요구 사항을 충족할 수 있는 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허청구범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법은 레이더 신호 다중화기가 주파수 영역에서 제1 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 부반송파 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정하고, OFDM 레이더 신호와 성분 곱하여 제1 다중화 송신신호를 획득하는 단계; 및 상기 레이더 신호 다중화기가 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 레이더 펄스 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정하고, 상기 제1 다중화 송신신호와 성분 곱하여 제2 다중화 송신신호를 획득하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 한다.
기타 실시예의 구체적인 사항은 "발명을 실시하기 위한 구체적인 내용" 및 첨부 "도면"에 포함되어 있다.
본 발명의 이점 및/또는 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 각종 실시예를 참조하면 명확해질 것이다.
그러나, 본 발명은 이하에서 개시되는 각 실시예의 구성만으로 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로도 구현될 수도 있으며, 단지 본 명세서에서 개시한 각각의 실시예는 본 발명의 게시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구범위의 각 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐임을 알아야 한다.
본 발명에 의할 경우, 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역의 다중 입력 다중 출력 다중화 방식에서 모든 송신신호가 각자 곱해진 이산 푸리에 변환 코드가 다를 뿐, 모든 부반송파 성분을 가지고 있기 때문에, 종래의 부반송파 인터리브 다중화 방식과 달리, 송신신호 별로 발생하는 주파수 차이인 주파수 오프셋 문제가 생기지 않는다.
이에 따라, 본 발명에서 구현된 가상 수신기 배열은 거리 의존적 어레이 응답 벡터를 갖지 않게 되어, 종래 기술에서 문제가 되었던 거리에 따른 표적의 각도 오류 현상이 발생하지 않게 된다.
또한, 모든 송신신호가 모든 부반송파 성분을 가지고 있기 때문에, 유효한 OFDM 레이더 신호의 대역폭이 감소하는 문제도 발생하지 않게 된다.
또한, 모든 송신신호가 동시에 같은 대역폭으로 동작을 하고 있기 때문에, 송신신호 처리 이득 손실과 대역폭 손실의 문제 없이 직교성을 가진 송신신호들을 얻을 수 있다.
또한, 주파수 영역과 시간 영역 각각에 적용된 이산 푸리에 변환 행렬의 크기를 조절함으로써, 주어진 레이더의 성능 요구 사항을 충족하며, 레이더의 응용 분야에 맞게 하이브리드화 비율을 유연하게 결정할 수 있다
도 1은 일반적인 MIMO 레이더에서 가상 수신기 배열을 구하는 방법을 설명하기 위한 예시의 구성도이다.
도 2는 종래의 OFDM 레이더에서 적용된 부반송파 인터리브 MIMO 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 4개의 TX 동작에 대하여 주파수의 변화 대비 신호 진폭에 대한 그래프이다.
도 3은 도 2에 도시된 종래의 MIMO 다중화 방법에서 거리에 따른 각도 오류에 대한 그래프이다.
도 4는 종래의 하이브리드 다중화 방법의 일 실시예에 따른 MIMO FMCW 레이더의 TX 신호의 그래프이다.
도 5는 종래의 하이브리드 다중화 방법 중 FDM과 TDM이 결합된 하이브리드 다중화 방법의 시간-주파수 그래프이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 4개의 TX 동작에 대하여 주파수의 변화 대비 신호 진폭에 대한 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 8개의 TX 동작에 대하여 시간의 변화 대비 TX 주파수 영역 코딩 그룹의 데이터열에 대한 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 8개의 TX 동작에 대하여 시간의 변화 대비 TX 주파수 영역 코딩 그룹의 데이터열 및 신호 진폭에 대한 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 구현하는 송신기의 블록도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 구현하는 수신기의 블록도이다.
도 11은 본 발명의 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법의 개략적인 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 12는 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법의 동작 중 송신 단계 개략적인 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 13은 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법의 동작 중 단계(S240)의 세부 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 14는 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현하는 수신기의 전반부 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 15는 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현하는 수신기의 후반부 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 16은 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 시뮬레이션하기 위해 배치된 OFDM 레이더의 예시적인 안테나 배치 구성도이다.
도 17은 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 시뮬레이션하기 위해 설정된 타겟들의 정보에 대한 표이다.
도 18은 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 시뮬레이션한 결과, 가상 수신기 배열의 안테나 배열 패턴 그래프이다.
도 19는 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 제1 하이브리드 다중화 비율로 시뮬레이션한 결과, 본 발명의 다중화 방식의 3D 뷰의 거리-속도 맵(a), 3D 뷰의 거리-각도 맵(b), 2D 뷰의 거리-속도 맵(c), 2D 뷰의 거리-각도 맵(d)의 그래프이다.
도 20은 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 제2 하이브리드 다중화 비율로 시뮬레이션한 결과, 본 발명의 다중화 3D 뷰의 거리-속도 맵(a), 3D 뷰의 거리-각도 맵(b), 2D 뷰의 거리-속도 맵(c), 2D 뷰의 거리-각도 맵(d)의 그래프이다.
도 21은 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 제3 하이브리드 다중화 비율로 시뮬레이션한 결과, 본 발명의 다중화 방식의 3D 뷰의 거리-속도 맵(a), 3D 뷰의 거리-각도 맵(b), 2D 뷰의 거리-속도 맵(c), 2D 뷰의 거리-각도 맵(d)의 그래프이다.
이하, 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명을 상세하게 설명하기 전에, 본 명세서에서 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 무조건 한정하여 해석되어서는 아니되며, 본 발명의 발명자가 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해서 각종 용어의 개념을 적절하게 정의하여 사용할 수 있다.
더 나아가 이들 용어나 단어는 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 함을 알아야 한다.
즉, 본 명세서에서 사용된 용어는 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기 위해서 사용되는 것일 뿐이고, 본 발명의 내용을 구체적으로 한정하려는 의도로 사용된 것이 아니다.
이들 용어는 본 발명의 여러 가지 가능성을 고려하여 정의된 용어임을 알아야 한다.
또한, 본 명세서에 있어서, 단수의 표현은 문맥상 명확하게 다른 의미로 지시하지 않는 이상, 복수의 표현을 포함할 수 있다.
또한, 유사하게 복수로 표현되어 있다고 하더라도 단수의 의미를 포함할 수 있음을 알아야 한다.
본 명세서의 전체에 걸쳐서 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소를 "포함"한다고 기재하는 경우에는, 특별히 반대되는 의미의 기재가 없는 한 임의의 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 임의의 다른 구성 요소를 더 포함할 수도 있다는 것을 의미할 수 있다.
더 나아가서, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소의 "내부에 존재하거나, 연결되어 설치된다"고 기재한 경우에는, 이 구성 요소가 다른 구성 요소와 직접적으로 연결되어 있거나 접촉하여 설치되어 있을 수 있다.
또한, 일정한 거리를 두고 이격되어 설치되어 있을 수도 있으며, 일정한 거리를 두고 이격되어 설치되어 있는 경우에 대해서는 해당 구성 요소를 다른 구성 요소에 고정 내지 연결시키기 위한 제 3의 구성 요소 또는 수단이 존재할 수 있다.
한편, 상기 제 3의 구성 요소 또는 수단에 대한 설명은 생략될 수도 있음을 알아야 한다.
반면에, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "직접 연결"되어 있다거나, 또는 "직접 접속"되어 있다고 기재되는 경우에는, 제 3의 구성 요소 또는 수단이 존재하지 않는 것으로 이해하여야 한다.
마찬가지로, 각 구성 요소 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 " ~ 사이에"와 "바로 ~ 사이에", 또는 " ~ 에 이웃하는"과 " ~ 에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지의 취지를 가지고 있는 것으로 해석되어야 한다.
또한, 본 명세서에 있어서 "일면", "타면", "일측", "타측", "제 1", "제 2" 등의 용어는, 하나의 구성 요소에 대해서 이 하나의 구성 요소가 다른 구성 요소로부터 명확하게 구별될 수 있도록 하기 위해서 사용된다.
하지만, 이와 같은 용어에 의해서 해당 구성 요소의 의미가 제한적으로 사용되는 것은 아님을 알아야 한다.
또한, 본 명세서에서 "상", "하", "좌", "우" 등의 위치와 관련된 용어는, 사용된다면, 해당 구성 요소에 대해서 해당 도면에서의 상대적인 위치를 나타내고 있는 것으로 이해하여야 한다.
또한, 이들의 위치에 대해서 절대적인 위치를 특정하지 않는 이상은, 이들 위치 관련 용어가 절대적인 위치를 언급하고 있는 것으로 이해하여서는 아니 된다.
더욱이, 본 발명의 명세서에서는, "…부", "…기", "모듈", "장치" 등의 용어는, 사용된다면, 하나 이상의 기능이나 동작을 처리할 수 있는 단위를 의미한다.
이는 하드웨어 또는 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있음을 알아야 한다.
본 명세서에 첨부된 도면에서 본 발명을 구성하는 각 구성 요소의 크기, 위치, 결합 관계 등은 본 발명의 사상을 충분히 명확하게 전달할 수 있도록 하기 위해서 또는 설명의 편의를 위해서 일부 과장 또는 축소되거나 생략되어 기술되어 있을 수 있고, 따라서 그 비례나 축척은 엄밀하지 않을 수 있다.
또한, 이하에서, 본 발명을 설명함에 있어서, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 구성, 예를 들어, 종래 기술을 포함하는 공지 기술에 대한 상세한 설명은 생략될 수도 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 4개의 TX 동작에 대하여 주파수의 변화 대비 신호 진폭에 대한 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 8개의 TX 동작에 대하여 시간의 변화 대비 TX 주파수 영역 코딩 그룹의 데이터열에 대한 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 설명하기 위한 예시로서, 8개의 TX 동작에 대하여 시간의 변화 대비 TX 주파수 영역 코딩 그룹의 데이터열 및 신호 진폭에 대한 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 구현하는 송신기의 블록도로서, 주파수 영역 송신신호 생성부(100), 부반송파 맵핑부(200) 및 복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부(300)를 포함한다.
복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부(300) 각각은 고속 푸리에 역변환부(310-n), 전치부호 삽입부(320-n), 시간 영역 송신신호 생성부(330-n) 및 DAC부(340-n)를 포함하고, DAC부(340-n)는 복수개의 DAC를 포함한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 구현하는 수신기의 블록도로서, 복수개의 수신부(400) 및 각도 고속 푸리에 변환부(500)를 포함한다.
복수개의 수신부(400) 각각은 ADC(410-n), 시간 영역 디멀티플렉서(420-n) 및 복수개의 시간 영역 코딩 그룹부(430-n)를 포함하고, 복수개의 시간 영역 코딩 그룹부(430-n) 각각은 전치부호 제거부(431-n) 및 고속 푸리에 변환부(432-n), 주파수 영역 디멀티플렉서(433-n), 성분 제산기(434-n) 및 복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn)를 포함한다.
또한, 복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn)는 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn) 및 속도 고속 푸리에 변환부(437-nn)를 포함한다.
도 11은 본 발명의 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법의 개략적인 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 12는 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법의 동작 중 송신 단계의 개략적인 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 13은 도 12에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법의 동작 중 단계(S240)의 세부 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 14는 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현하는 수신기의 전반부 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 15는 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현하는 수신기의 후반부 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 6 내지 도 15를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 다중화 방법의 동작을 개략적으로 설명하면 다음과 같다.
도 11에서 보는 바와 같이, 레이더 신호 다중화기(미도시)가 주파수 영역에서 제1 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 부반송파 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정한다(S100).
레이더 신호 다중화기가 지정된 제1 이산 푸리에 변환 행렬을 OFDM 레이더 신호와 성분 곱 연산하여 제1 다중화 송신신호를 획득한다(S200).
레이더 신호 다중화기가 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 레이더 펄스 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정 한다(S300).
레이더 신호 다중화기가 지정된 제2 이산 푸리에 변환 행렬을 제1 다중화 송신신호와 성분 곱 연산하여 제2 다중화 송신신호를 획득한다(S400).
여기에서, 레이더 신호 다중화기는 도 9및 도 10에 도시된 송신기(100 내지 300) 및 수신기(400 및 500)를 모두 포함하는 구성요소이다.
도 12에서 보는 바와 같이, 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법의 동작 중 송신 단계의 개략적인 동작은 다음과 같다.
주파수 영역 송신신호 생성부(100)가 패이로드 데이터열을 인가받아(S210), 제1 이산 푸리에 변환을 이용한 주파수 영역 다중화 방법을 통하여 복수개의 송신신호를 생성한다(S220).
부반송파 맵핑부(200)가 송신신호 생성부(100)에서 생성된 복수개의 송신신호를 인가받아 주파수 영역에 각각 할당한다(S230).
복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부(300)가 부반송파 맵핑부(200)에서 할당된 복수개의 송신신호를 인가받아, 고속 푸리에 역변환하고 주기적 전치부호를 삽입한 후에, 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환하여 출력한다(S240).
도 13에서 보는 바와 같이, 단계(S240)의 세부 동작은 다음과 같다.
고속 푸리에 역변환부(310-n)가 부반송파 맵핑부(200)에서 할당된 복수개의 송신신호 중 하나의 송신신호를 인가받아, 고속 푸리에 역변환을 통해 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 출력한다(S241).
전치부호 삽입부(320-n)가 고속 푸리에 역변환부(310-n)에서 시간 영역 신호로 변환된 송신신호를 인가받아, 주기적 전치부호를 삽입하여, 시간 영역 신호의 뒷부분을 앞에 덧붙여서 레이더의 최대 탐지 거리를 확보한다(S242).
시간 영역 송신신호 생성부(330-n)가 전치부호 삽입부(320-n)에서 주기적 전치부호가 삽입된 송신신호를 인가받아, 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환하여 이차적으로 다중화한다(S243).
복수개의 DAC(330-N)가 시간 영역 송신신호 생성부(330-n)에서 이차적으로 다중화된 송신신호를 인가받아, 디지털-아날로그 변환하여 송신신호를 RF 전치단으로 전송한다(S244).
도 14에서 보는 바와 같이, 본 발명의 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현하는 수신기의 전반부 동작은 다음과 같다.
복수개의 수신부 내 ADC(410-n)가 RF 전치단을 통해 송신기에서 전송된 송신신호를 수신하여, 아날로그-디지털 변환하여 수신신호를 출력한다(S510).
시간 영역 디멀티플렉서(420-n)가 ADC(410-n)에서 디지털 변환된 수신신호를 인가받아, 제2 이산 푸리에 역변환 행렬로 제1 단일화하여 복수개로 분리하여 출력한다(S520).
전치부호 제거부(431-n)가 시간 영역 디멀티플렉서(420-n)에서 제1 단일화된 수신신호를 인가받아, 송신기 내 전치부호 삽입부(320-n)에서 삽입된 주기적 전치부호를 제거한다(S530).
고속 푸리에 변환부(432-n)가 전치부호 제거부(431-n)에서 주기적 전치부호가 제거된 수신신호를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하여 출력한다(S540).
주파수 영역 디멀티플렉서(433-n)가 고속 푸리에 변환부(432-n)에서 주파수 영역 신호로 변환된 수신신호를 인가받아, 제1 이산 푸리에 역변환 행렬로 제2 단일화하여, 송신기에서 전송된 송신신호를 복수개로 분리하여 출력한다(S550).
복수개의 성분 제산기(434-n)가 주파수 영역 디멀티플렉서(433-n)에서 복수개로 분리된 수신신호를 인가받고, 송신기에서 인가받는 패이로드 데이터열을 동시에 인가받아, 성분 나눗셈을 수행하여(S560), 표적의 거리 정보, 속도 정보 및 각도 정보를 추출한다(S570).
복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn)가 성분 제산기(434-n)에서 추출된 거리 정보 및 속도 정보를 인가받아, 가상 수신기 어레이의 각 요소에 대한 거리-속도 맵을 생성한다(S580).
도 15에서 보는 바와 같이, 본 발명의 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현하는 수신기의 후반부 동작은 다음과 같다.
복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn) 내 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn)가 성분 제산기(434-n)에서 추출된 거리 정보를 인가받아, 고속 푸리에 역변환을 통해 거리 신호처리, 즉 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 출력한다(S610).
복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn) 내 속도 고속 푸리에 변환부(437-nn)가 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn)에서 변환된 거리 정보를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 도플러 효과에 대한 속도 신호처리 즉, 시간 영역 신호에서 다시 주파수 영역 신호로 변환하여 출력한다(S620).
각도 고속 푸리에 변환부(500)가 복수개의 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn)에서 출력된 복수개의 거리 정보 신호를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 각도 신호처리 즉, 다시 주파수 영역 신호로 변환하여(S630) 가상 수신기 어레이의 각 요소에 대한 거리-각도 맵을 생성한다(S640).
도 6 내지 도 15를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 레이더의 주파수-공간 영역 다중화 방법의 유기적인 동작을 상세하게 설명하면 다음과 같다.
본 발명의 OFDM 레이더의 주파수-공간 영역 다중화 방법과 종래의 OFDM 레이더에 적용된 부반송파 인터리브 MIMO 다중화 방법의 가장 큰 차이점은 도 2에 도시된 4x4 크기의 단위 행렬 대신, 4x4 크기의 이산 푸리에 변환 행렬(DFT matrix)을 이용한다는 점이다.
즉, 부반송파 인터리브 MIMO 방식을 사용하여 4개의 TX를 운용할 경우, 4개의 서로 다른 TX에 서로 다른 부반송파들이 4개 만큼의 같은 간격으로 번갈아 가며 할당되는 점과, 도 6의 그래프 상부에 기재된 수식에서, .x는 성분 곱을 의미하고, mod[x,y]는 x를 y로 나눈 나머지를 의미하는 점은 종래의 MIMO 다중화 방법과 동일하다.
하지만, 레이더 신호 다중화기가 다음의 수학식 2와 같은 4x4 크기의 이산 푸리에 변환 행렬(Discrete Fourier Transform Matrix)의 행, 열을 각각 부반송파 인덱스, TX 인덱스로 지정한다면, 모든 부반송파들은 4로 나눈 나머지 값에 따라 인덱스와 매칭이 될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00002
이에 따라, 모든 TX 각각의 부반송파들은 4x4 크기의 이산 푸리에 변환 행렬과 OFDM 레이더 신호와 성분 곱(element-wise multiplication)하여 본 발명의 OFDM 레이더의 다중화 방법을 구현할 수 있다.
한편, MIMO OFDM 레이더에서 적용할 수 있는 본 발명의 하이브리드 다중화 방식을 통해 많은 수의 TX를 운용할 수 있다.
즉, 본 발명의 하이브리드 다중화 방식은 통상적인 다중화 기술의 단점으로 인한 한계를 극복하면서 더 많은 수의 TX를 사용할 수 있도록 한다.
도 6에 도시된 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO 다중화 방식을 기반으로, 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO 다중화 방식까지 추가하여 하이브리드 다중화 방식을 시간과 주파수 영역에서 구현한다.
도 6과 같이 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO 다중화 방식으로 생성된 각각의 TX 신호들을 TX 주파수 영역 이산 푸리에 변환 코딩(frequency-space DFT-coding, 이하 FSDC라 칭함) 그룹이라고 하면, 도 7에서 보는 바와 같이 4개의 그룹을 형성할 수 있다.
도 7에서, FSDC 그룹 4개는 각각 시간-공간 도메인으로 다음의 수학식 3과 같이 표현된 이산 푸리에 변환 행렬을 적용하여 8개의 TX 신호를 형성할 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00003
OFDM 레이더 신호를 시간 축으로 보면, m번째 레이더 펄스(radar pulse)의 주기를 'mth Tradar pulse'로 표현할 수 있고, 레이더 펄스는 주기적 전치부호(Cyclic prefix) 길이(TCP)와 OFDM 심볼 주기(TOFDM symbol)로 구성된다.
TX FSDC 그룹 신호들은 주파수 도메인에서 적용된 이산 푸리에 변환 행렬의 특성으로 인하여, 같은 하나의 OFDM 심볼이라 할지라도 각각 시간 도메인에서 순환적 이동(circular shift)의 특성을 나타낸다.
m-1번째 레이더 펄스 속의 OFDM 심볼 내에서 S_1[1] 내지 S_1[4]로 나타낸 것은, 각각 색깔의 구분과 함께 하나의 OFDM 심볼을 시간 축에서 4개의 등분으로 나눈 샘플들이며, TX FSDC 그룹의 순서가 증가함에 따라 샘플들이 한 개의 등분 만큼씩 더 순환적 이동을 한다.
따라서, 주기적 전치부호(Cyclic prefix)의 값도 그룹마다 다르게 생성된다.
이어지는 m번째 레이더 펄스에서도 마찬가지로 동작하며, OFDM 심볼이 4개의 등분으로 나눠진 샘플들은 S_2[1] 내지 S_2[4]로 표시될 수 있다.
도 7에서는 하이브리드 다중화를 위하여, 시간-공간 도메인으로 확장되어 총 8개의 TX를 운용하는 예시로서, 2x2 크기의 이산 푸리에 변환 행렬을 사용하였고, 이 행렬에서 행과 열을 각각 레이더 펄스 인덱스와 TX 인덱스로 생각한다면, 모든 레이더 펄스들은 2로 나눈 나머지 값에 따라 인덱스와 매칭이 될 수 있다.
이에 따라, 모든 TX FSDC 그룹 각각의 레이더 펄스들은 2x2 크기의 이산 푸리에 변환 행렬과 성분 곱을 통하여, 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO 방식을 추가적으로 적용할 수 있다.
즉, 본 발명의 하이브리드 다중화 방식은 OFDM 신호를 일차적으로 주파수 영역에서 제1 이산 푸리에 변환 행렬을 통해 다중화한 후에, 이차적으로 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환 행렬을 통해 다중화하는 방식이다.
따라서, 주파수-공간 도메인에서 적용된 4x4 크기의 이산 푸리에 변환 행렬(수학식 2)과, 시간-공간 도메인에서 적용된 2x2 크기의 이산 푸리에 변환 행렬(수학식 3)을 통하여, 시간-주파수의 하이브리드 형태로 다중화가 된 직교의 8개 TX 신호를 생성할 수 있게 된다.
또한, 도 8과 같이, 4x4 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO와 2x2 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO를 다중화할 때, 각 TX 주파수 영역 코딩(FSDC) 그룹 신호 내의 주기적 전치부호(CP)와 OFDM 심볼을 포함한 펄스들에 대하여 모든 시간 샘플들이 위상이 곱해진 형태로 하이브리드 다중화 구현이 가능하다.
이와 같이 본 발명의 하이브리드 다중화 방식을 이용하면, 모든 송신신호가 동시에 같은 대역폭으로 동작을 하고 있기 때문에, 송신신호 처리 이득(processing gain) 손실과 대역폭 손실의 문제 없이 직교성을 가진 송신신호들을 얻을 수 있다.
또한, 주파수 영역과 시간 영역 각각에 적용된 이산 푸리에 변환 행렬의 크기를 조절함으로써, 주어진 레이더의 성능 요구 사항을 충족하며, 레이더의 응용 분야에 맞게 하이브리드화 비율(hybridizing ratio)을 유연하게 결정할 수 있다는 장점이 있다.
예를 들어, 빠르게 움직이는 짧은 거리의 표적을 감지하기 위한 경우, 필요한 최대 모호성의 속도는 주파수 영역의 다중화 비율을 증가시켜 최대화할 수 있다.
반대로, 느리게 움직이는 장거리 표적을 감지하기 위한 경우, 필요한 최대 모호성의 거리는 시간 영역 다중화 비율을 증가시켜 최대화할 수 있다.
송신기의 경우, 도 9에서 보는 바와 같이, 주파수 영역 송신신호 생성부(100)는 무작위의 패이로드 데이터열(통신 파형 혹은 레이더 파형도 가능)을 인가받아, 도 6에서 설명한 제1 이산 푸리에 변환을 이용한 주파수-공간 영역 다중화 방법을 통하여 NTXfs 개의 송신신호를 생성한다.
부반송파 맵핑부(200)는 주파수 영역 송신신호 생성부(100)로부터 생성된 NTX 개의 송신신호를 인가받아, 도 6에 도시된 그래프의 가로축인 주파수 영역에 각각 할당한다.
복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부(300)는 부반송파 맵핑부(200)로부터 맵핑된 NTXfs x NTXfs 개의 송신신호를 인가받아 고속 푸리에 역변환하고, 주기적 전치부호를 삽입하여 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO로 일차적으로 다중화한다.
즉, 복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부(300) 각각은 고속 푸리에 역변환부(310-n)가 맵핑된 NTXfs 개 중 하나의 송신신호를 인가받아, 고속 푸리에 역변환을 통해 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 출력한다.
또한, 전치부호 삽입부(320-n)가 시간 영역 신호로 변환된 송신신호를 인가받아 주기적 전치부호를 삽입하여, 시간 영역 신호의 뒷부분을 앞에 덧붙여서 레이더의 최대 탐지 거리를 확보한다.
여기에서, 주기적 전치부호(cyclic prefix)는 송신 채널 간 간섭을 방지하기 위하여, 다음 신호를 보내기 전에 대기하는 시간인 가드 인터벌(Guard Interval) 구간에 심볼 구간 뒷부분의 신호 일부를 복사하여 삽입하는 신호를 의미한다.
그 다음, 시간 영역 송신신호 생성부(330-n)는 주기적 전치부호가 삽입된 송신신호를 인가받아, NTXts x NTXts 제2 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO로 이차적으로 다중화한 후에 DA 변환하여 출력한다.
복수개의 DAC(330-N)는 시간 영역 송신신호 생성부(330-n)로부터 각각 주기적 전치부호가 삽입된 송신신호를 인가받아, 디지털-아날로그 변환하여 총 NTXfs x NTXts 개의 직교성을 가진 송신 신호를 RF 전치단(RF front-end)으로 전송한다.
이와 같이 송신기에서 생성된 총 NTXfs x NTXts 개의 신호들은 각각 레이더 신호 처리 시에 사용된다.
수신기의 경우, 도 10에서 보는 바와 같이, 복수개의 수신부(400) 각각의 동작은 다음과 같다.
ADC(410-n)는 RF 전치단을 통해 송신기에서 전송된 NTXfs x NTXts 개의 송신신호를 수신하여, 아날로그-디지털 변환하여 출력한다.
시간 영역 디멀티플렉서(420-n)는 ADC(410-n)로부터 아날로그-디지털 변환된 수신신호를 인가받아, NTXts x NTXts 제2 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO의 제1 단일화(de-multiplexing)를 수행하여 NTXts 개의 신호들로 일차적으로 분리하여 출력한다.
이 때, 송신기에서 사용한 제2 이산 푸리에 변환 행렬의 에르미트 형태인 제2 이산 푸리에 역변환 행렬을 이용한다.
복수개의 수신부(400) 내 복수개의 시간 영역 코딩 그룹부(430-n) 각각의 동작은 다음과 같다.
전치부호 제거부(431-n)는 시간 영역 디멀티플렉서(420-n)로부터 제1 단일화된 NTXts 개의 신호들 중 하나의 수신신호를 인가받아, 송신기에서 삽입된 주기적 전치부호를 제거한다.
고속 푸리에 변환부(432-n)는 전치부호 제거부(431-n)로부터 주기적 전치부호가 제거된 수신신호를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하여 출력한다.
주파수 영역 디멀티플렉서(433-n)는 고속 푸리에 변환부(432-n)로부터 주파수 영역 신호로 변환된 수신신호를 인가받아, 이차적으로 NTXfs x NTXfs 제1 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO의 제2 단일화(de-multiplexing)를 수행하여 NTXfs 개로 분리하여 출력한다.
이 때, 송신기에서 사용한 제1 이산 푸리에 변환 행렬의 에르미트 형태인 제1 이산 푸리에 역변환 행렬을 이용한다.
복수개의 성분 제산기(434-n)는 주파수 영역 디멀티플렉서(433-n)로부터 NTXfs 개로 분리된 수신신호를 인가받고, 송신기에서 사용한 패이로드 데이터열을 인가받아, 성분 나눗셈(element-wise division)을 수행하여 표적의 거리 정보, 속도 정보 및 각도 정보를 추출한다.
복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn)는 성분 제산기(434-n)로부터 추출된 거리 정보 및 속도 정보를 인가받아, 가상 수신기 어레이의 각 요소에 대한 NTXfs x NTXts 개의 거리-속도 맵을 생성한다.
즉, 복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn) 내 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn)는 성분 제산기(434-n)에서 추출된 거리 정보를 인가받아, 거리 신호처리 즉, 고속 푸리에 역변환을 통해 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 출력한다.
복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn) 내 속도 고속 푸리에 변환부(437-nn)는 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn)에서 변환된 시간 영역 신호를 인가받아 도플러 효과에 대한 속도 신호처리 즉, 고속 푸리에 변환을 통해 시간 영역 신호에서 다시 주파수 영역 신호로 변환하여 출력한다.
한편, 각도 고속 푸리에 변환부(500)는 복수개의 거리-속도 맵핑부(435-nn) 내 거리 고속 푸리에 역변환부(436-nn)에서 출력된 NTXfs x NTXts 개의 거리 정보 신호를 인가받아 각도 신호처리 즉, 고속 푸리에 변환을 통해 다시 주파수 영역 신호로 변환하여 가상 수신기 어레이의 각 요소에 대한 거리-각도 맵을 생성한다.
도 16은 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 시뮬레이션하기 위해 배치된 OFDM 레이더의 예시적인 안테나 배치 구성도이다.
도 17은 도 11에 도시된 OFDM 레이더의 다중화 방법을 시뮬레이션하기 위해 설정된 타겟들의 정보에 대한 표이다.
도 18은 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 시뮬레이션한 결과, 가상 수신기 배열의 안테나 배열 패턴 그래프이다.
도 19는 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 제1 하이브리드 다중화 비율로 시뮬레이션한 결과, 본 발명의 다중화 방식의 3D 뷰의 거리-속도 맵(a), 3D 뷰의 거리-각도 맵(b), 2D 뷰의 거리-속도 맵(c), 2D 뷰의 거리-각도 맵(d)의 그래프이다.
도 20은 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 제2 하이브리드 다중화 비율로 시뮬레이션한 결과, 본 발명의 다중화 3D 뷰의 거리-속도 맵(a), 3D 뷰의 거리-각도 맵(b), 2D 뷰의 거리-속도 맵(c), 2D 뷰의 거리-각도 맵(d)의 그래프이다.
도 21은 도 16에 도시된 OFDM 레이더의 안테나 배치 구성에 대하여 제3 하이브리드 다중화 비율로 시뮬레이션한 결과, 본 발명의 다중화 방식의 3D 뷰의 거리-속도 맵(a), 3D 뷰의 거리-각도 맵(b), 2D 뷰의 거리-속도 맵(c), 2D 뷰의 거리-각도 맵(d)의 그래프이다.
도 6 내지 도 21을 참조하여 본 발명의 OFDM 레이더의 다중화 방법의 시뮬레이션 결과를 상세하게 설명하면 다음과 같다.
본 발명의 OFDM 레이더의 주파수-공간 영역 다중화 방법을 검증하기 위하여, OFDM 레이더의 예시적인 안테나 배치 구성은 도 16에서 보는 바와 같이, MIMO 레이더의 TX(NTX)와 RX(NRX)의 수는 각각 16 개와 8 개로 설정된다.
RX 안테나 요소의 간격이 λ/2이고, TX 안테나 요소의 간격은 4λ가 되게 함으로써, 개구 크기가 64λ 인 128개의 가상 수신기 배열이 형성되었다.
본 발명의 하이브리드 다중화 방법의 경우 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO TX(이하, NTX_fs라 칭함)의 수와 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO TX(이하, NTX_ts라 칭함)의 수는 모두 '4'로 설정되었고, NTX_fs와 NTX_ts의 곱은 항상 NTX의 값으로 일정하다.
본 시뮬레이션에서는 2.048 GHz의 대역폭과 79 GHz의 반송파 주파수(fc)를 가정하고, 도 17에서 보는 바와 같이, 임의의 레이더 단면(Radar Cross Section, RCS), 거리, 반경 속도 및 각도 정보가 있는 세 개의 표적을 가정하였다.
또한, 자유 공간 경로 손실(free space path loss)과 거리에 따른 부가 백색 가우스 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)도 고려되었다.
본 발명의 OFDM 레이더의 다중화 방법을 시뮬레이션해 본 결과, 약 0.8 도의 레이더 각도 해상도를 얻을 수 있었다.
한편, NTX_fs와 NTX_ts의 곱이 NTX와 같다면 각 영역의 이산 푸리에 변환 행렬 크기는 레이더의 성능 요구 사항에 따라 유연하게 조정할 수 있다.
즉, 최대 모호성의 거리와 최대 모호성의 속도 성능을 조절하기 위해 하이브리드 다중화 비율을 결정할 수 있으며, 이에 따라 레이더의 특정 성능은 시간에 따라 변화하는 요구에 적응적으로 향상될 수 있다.
이를 검증하기 위해 본 발명은 제1 내지 제 3 하이브리드 다중화 비율로 세 가지 시뮬레이션을 수행하였다.
도 19는 주파수 영역과 시간 영역 MIMO의 하이브리드 다중화 비율이 2 : 8인 제1 하이브리드 다중화 비율, 즉 2x2 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO와 8x8 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO를 다중화한 시뮬레이션한 결과이다.
도 19(c) 및 도 19(d)에서 보는 바와 같이, 첫 번째 표적은 최대 모호성의 속도에 속해 있지 않고, 세 번째 표적은 최대 모호성의 거리에 속해 있음을 확인할 수 있다.
도 20은 주파수 영역과 시간 영역 MIMO의 하이브리드 다중화 비율이 8 : 2인 제2 하이브리드 다중화 비율, 즉 8x8 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO와 2x2 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO를 다중화한 시뮬레이션한 결과이다.
도 20(c) 및 도 20(d)에서 보는 바와 같이, 첫 번째 표적은 최대 모호성의 속도에 속해 있고, 두 번째 및 세 번째 표적은 최대 모호성의 거리에 속해 있지 않음을 확인할 수 있다.
도 21은 주파수 영역과 시간 영역 MIMO의 하이브리드 다중화 비율이 4 : 4인 제3 하이브리드 다중화 비율, 즉 4x4 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역 MIMO와 4x4 이산 푸리에 변환 코딩 시간 영역 MIMO를 다중화한 시뮬레이션한 결과이다.
도 21(c) 및 도 21(d)에서 보는 바와 같이, 모든 표적이 최대 모호성의 거리와 최대 모호성의 속도에 속해 있음을 확인할 수 있다.
또한, 도 19 내지 도 21의 거리-각도 맵에서 확인할 수 있듯이, 모든 표적들의 각도 정보에는 거리 정보와 무관하게 동일하게 유지되어 정확한 값을 나타내며, 이는 거리 의존적 어레이 응답 벡터의 문제도 해결되었음을 의미한다.
이는 거리 의존적 어레이 응답 벡터에 각도 오류가 생기지 않는 것이며, 이에 따라 각도 오류를 해결하기 위한 추가적인 별도의 각도 추정 신호처리가 불필요하게 된다.
이와 같이, 본 발명은 주파수 영역 및 시간 영역에서 이산 푸리에 변환 코딩 다중 입력 다중 출력 다중화 방식을 이용하여 OFDM 레이더에서 송신신호의 처리 이득 손실 및 대역폭 손실의 문제 없이 직교성을 확보하고, 이산 푸리에 변환 행렬의 크기를 조절하여 레이더의 성능 요구 사항을 충족할 수 있는 OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법을 제공한다.
이를 통하여, 본 발명은 이산 푸리에 변환 코딩 주파수 영역의 다중 입력 다중 출력 다중화 방식에서 모든 송신신호가 각자 곱해진 이산 푸리에 변환 코드가 다를 뿐, 모든 부반송파 성분을 가지고 있기 때문에, 종래의 부반송파 인터리브 다중화 방식과 달리, 송신신호 별로 발생하는 주파수 차이인 주파수 오프셋 문제가 생기지 않는다.
이에 따라, 본 발명에서 구현된 가상 수신기 배열은 거리 의존적 어레이 응답 벡터를 갖지 않게 되어, 종래 기술에서 문제가 되었던 거리에 따른 표적의 각도 오류 현상이 발생하지 않게 된다.
또한, 모든 송신신호가 모든 부반송파 성분을 가지고 있기 때문에, 유효한 OFDM 레이더 신호의 대역폭이 감소하는 문제도 발생하지 않게 된다.
또한, 모든 송신신호가 동시에 같은 대역폭으로 동작을 하고 있기 때문에, 송신신호 처리 이득 손실과 대역폭 손실의 문제 없이 직교성을 가진 송신신호들을 얻을 수 있다.
또한, 주파수 영역과 시간 영역 각각에 적용된 이산 푸리에 변환 행렬의 크기를 조절함으로써, 주어진 레이더의 성능 요구 사항을 충족하며, 레이더의 응용 분야에 맞게 하이브리드화 비율을 유연하게 결정할 수 있다
이상, 일부 예를 들어서 본 발명의 바람직한 여러 가지 실시예에 대해서 설명하였지만, 본 "발명을 실시하기 위한 구체적인 내용" 항목에 기재된 여러 가지 다양한 실시예에 관한 설명은 예시적인 것에 불과한 것이며, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이상의 설명으로부터 본 발명을 다양하게 변형하여 실시하거나 본 발명과 균등한 실시를 행할 수 있다는 점을 잘 이해하고 있을 것이다.
또한, 본 발명은 다른 다양한 형태로 구현될 수 있기 때문에 본 발명은 상술한 설명에 의해서 한정되는 것이 아니며, 이상의 설명은 본 발명의 개시 내용이 완전해지도록 하기 위한 것으로 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것일 뿐이며, 본 발명은 청구범위의 각 청구항에 의해서 정의될 뿐임을 알아야 한다.
100: 주파수 영역 송신신호 생성부
200: 부반송파 맵핑부
300: 복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부
400: 복수개의 수신부
500: 각도 고속 푸리에 변환부

Claims (13)

  1. 레이더 신호 다중화기가 주파수 영역에서 제1 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 부반송파 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정하고, OFDM 레이더 신호와 성분 곱하여 제1 다중화 송신신호를 획득하는 단계; 및
    상기 레이더 신호 다중화기가 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환 행렬의 행 및 열을 각각 레이더 펄스 인덱스 및 송신기 인덱스로 지정하고, 상기 제1 다중화 송신신호와 성분 곱하여 제2 다중화 송신신호를 획득하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 다중화 송신신호를 획득하는 단계는
    (a) 주파수 영역 송신신호 생성부가 패이로드 데이터열을 인가받아, 제1 이산 푸리에 변환을 이용한 주파수-공간 영역 다중화 방법을 통하여 복수개의 송신신호를 생성하는 단계;
    (b) 부반송파 맵핑부가 상기 생성된 복수개의 송신신호를 인가받아 주파수 영역에 각각 할당하는 단계; 및
    (c) 복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부가 상기 할당된 복수개의 송신신호를 인가받아, 고속 푸리에 역변환하고, 주기적 전치부호를 삽입하여 출력하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 (c) 단계는,
    고속 푸리에 역변환부가 상기 할당된 복수개의 송신신호 중 하나의 송신신호를 인가받아, 고속 푸리에 역변환을 통해 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 출력하는 단계; 및
    전치부호 삽입부가 상기 시간 영역 신호로 변환된 송신신호를 인가받아, 상기 주기적 전치부호를 삽입하여, 시간 영역 신호의 뒷부분을 앞에 덧붙여서 레이더의 최대 탐지 거리를 확보하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제2 다중화 송신신호를 획득하는 단계는
    (d) 시간 영역 송신신호 생성부가 상기 주기적 전치부호가 삽입된 송신신호를 인가받아, 시간 영역에서 제2 이산 푸리에 변환하여 이차적으로 다중화하는 단계; 및
    (e) 복수개의 DAC가 상기 이차적으로 다중화된 송신신호를 인가받아, 디지털-아날로그 변환하여 송신신호를 RF 전치단으로 전송하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 (e) 단계 이후에,
    복수개의 수신부 내 ADC 각각이 상기 RF 전치단을 통해 상기 전송된 송신신호를 수신하여, 아날로그-디지털 변환하여 수신신호를 출력하는 단계; 및
    시간 영역 디멀티플렉서가 상기 디지털 변환된 수신신호를 인가받아, 제2 이산 푸리에 역변환 행렬로 제1 단일화하여 복수개로 분리하여 출력하는 단계;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.

  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제1 단일화 단계 이후에,
    전치부호 제거부가 상기 제1 단일화된 수신신호를 인가받아, 상기 삽입된 주기적 전치부호를 제거하는 단계;
    고속 푸리에 변환부가 상기 주기적 전치부호가 제거된 수신신호를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하여 출력하는 단계;
    주파수 영역 디멀티플렉서가 상기 주파수 영역 신호로 변환된 수신신호를 인가받아, 제1 이산 푸리에 역변환 행렬로 제2 단일화하여 복수개로 분리하여 출력하는 단계;
    복수개의 성분 제산기가 상기 제2 단일화된 수신신호를 인가받고, 상기 패이로드 데이터열을 인가받아, 성분 나눗셈을 수행하여 표적의 거리 정보, 속도 정보 및 각도 정보를 추출하는 단계; 및
    복수개의 거리-속도 맵핑부가 추출된 상기 거리 정보 및 상기 속도 정보를 인가받아, 가상 수신기 어레이의 각 요소에 대한 거리-속도 맵을 생성하는 단계;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 거리-속도 맵을 생성하는 단계는,
    상기 복수개의 거리-속도 맵핑부 내 거리 고속 푸리에 역변환부가 상기 추출된 거리 정보를 인가받아, 고속 푸리에 역변환을 통해 거리 신호처리하여 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 출력하는 단계;
    상기 복수개의 거리-속도 맵핑부 내 속도 고속 푸리에 변환부가 상기 거리 고속 푸리에 역변환부에서 변환된 거리 정보를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 속도 신호처리하여 시간 영역 신호에서 다시 주파수 영역 신호로 변환하여 출력하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    각도 고속 푸리에 변환부가 상기 거리 고속 푸리에 역변환부에서 출력된 복수개의 거리 정보 신호를 인가받아, 고속 푸리에 변환을 통해 각도 신호처리하여 다시 주파수 영역 신호로 변환해서, 가상 수신기 어레이의 각 요소에 대한 거리-각도 맵을 생성하는 단계;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 가상 수신기 어레이는,
    송신기 배열과 수신기 배열 각각의 위치를 합성곱하여 획득되는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  10. 제 2 항에 있어서,
    상기 (c) 단계는,
    상기 복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부에서 처리되는 신호가 주파수 영역에서 적용된 상기 제1 이산 푸리에 변환 행렬로 인하여, OFDM 심볼이 시간 영역에서 순환적 이동되는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 (c) 단계는,
    상기 복수개의 주파수 영역 코딩 그룹부에서 처리되는 신호가 상기 주기적 전치부호와 상기 OFDM 심볼을 포함한 펄스들에 대하여 시간 샘플들이 위상이 곱해진 형태로 다중화되는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 거리-각도 맵은,
    상기 거리 정보가 변화되어도 상기 각도 정보가 동일하게 유지되는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 (c) 단계는,
    상기 제1 이산 푸리에 변환 행렬의 크기와 상기 제2 이산 푸리에 변환 행렬의 크기 비율에 따라, 최대 모호성의 거리와 최대 모호성의 속도가 조절되어 주파수 영역 및 시간 영역이 다중화 되는 것을 특징으로 하는,
    OFDM 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법.

KR1020210059079A 2021-05-07 2021-05-07 Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법 KR102523219B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210059079A KR102523219B1 (ko) 2021-05-07 2021-05-07 Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210059079A KR102523219B1 (ko) 2021-05-07 2021-05-07 Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20220151834A true KR20220151834A (ko) 2022-11-15
KR102523219B1 KR102523219B1 (ko) 2023-04-21

Family

ID=84041631

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020210059079A KR102523219B1 (ko) 2021-05-07 2021-05-07 Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102523219B1 (ko)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6475505B2 (ja) * 2015-02-13 2019-02-27 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ送信方法
JP2020051802A (ja) * 2018-09-25 2020-04-02 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置及び物標判定方法
US10637530B1 (en) 2019-06-13 2020-04-28 Qualcomm Incorporated Space time frequency multiplexing (STFM) for radar systems using complementary pair waveforms
WO2020150283A1 (en) * 2019-01-14 2020-07-23 Aura Intelligent Systems, Inc. Sub-band and multi-band coded ofdm for high-resolution radar
KR20210018008A (ko) * 2019-08-05 2021-02-17 한국전자통신연구원 레이다 응용을 위한 ofdm 신호를 송수신하는 방법 및 이를 수행하는 장치들

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6475505B2 (ja) * 2015-02-13 2019-02-27 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ送信方法
JP2020051802A (ja) * 2018-09-25 2020-04-02 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置及び物標判定方法
WO2020150283A1 (en) * 2019-01-14 2020-07-23 Aura Intelligent Systems, Inc. Sub-band and multi-band coded ofdm for high-resolution radar
US10637530B1 (en) 2019-06-13 2020-04-28 Qualcomm Incorporated Space time frequency multiplexing (STFM) for radar systems using complementary pair waveforms
KR20210018008A (ko) * 2019-08-05 2021-02-17 한국전자통신연구원 레이다 응용을 위한 ofdm 신호를 송수신하는 방법 및 이를 수행하는 장치들

Also Published As

Publication number Publication date
KR102523219B1 (ko) 2023-04-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11428796B2 (en) Frequency modulated continuous wave radar system
CN108594233B (zh) 一种基于mimo汽车雷达的速度解模糊方法
US8797208B2 (en) Active radar system and method
CN101854323B (zh) 天线校准方法和系统
CN109804269B (zh) 用于在mimo雷达中获取角度多普勒签名的方法和系统
CN106291559B (zh) 用于运行具有至少两个发射天线和至少一个接收天线的雷达设备的方法
Sit et al. Direction of arrival estimation using the MUSIC algorithm for a MIMO OFDM radar
CN113567928A (zh) Mimo雷达装置和mimo雷达方法
CN109917340A (zh) 一种mimo雷达波形调制解调方法
EP3324201B1 (en) A vehicle radar system waveform
CN104977568A (zh) 用于求取用于mimo雷达的时分复用序列的方法
KR100939738B1 (ko) 다중안테나 무선통신 시스템에서 순환 지연 다이버시티장치 및 방법
Yuan et al. Orthogonal time frequency space modulation—Part III: ISAC and potential applications
IL209480A (en) A method for estimating the location and speed of a target with radar emitting a waveform ofdm
EP1955508A2 (en) Hopping pilot pattern for telecommunications
Gonzalez et al. Doppler ambiguity resolution for binary-phase-modulated MIMO FMCW radars
CN105137410A (zh) 基于ofdm的高分辨率雷达通信一体化的波形优化方法
Knill et al. Coded OFDM waveforms for MIMO radars
Schweizer et al. Expanding the unambiguous velocity limitation of the stepped-carrier OFDM radar scheme
Suh et al. Time-and-frequency hybrid multiplexing for flexible ambiguity controls of DFT-coded MIMO OFDM radar
Tigrek et al. Multi-carrier radar waveform schemes for range and Doppler processing
KR102523219B1 (ko) Ofdm 레이더의 주파수 영역 및 시간 영역 이산 푸리에 변환 코드를 이용한 다중화 방법
Häfner et al. Compensation of motion-induced phase errors and enhancement of Doppler unambiguity in TDM–MIMO systems by model-based estimation
AlShaya et al. Ultrahigh resolution wide swath MIMO-SAR
Wu et al. Accurate channel estimation for frequency-hopping dual-function radar communications

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right