JP2019180228A - ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ - Google Patents

ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ Download PDF

Info

Publication number
JP2019180228A
JP2019180228A JP2019029200A JP2019029200A JP2019180228A JP 2019180228 A JP2019180228 A JP 2019180228A JP 2019029200 A JP2019029200 A JP 2019029200A JP 2019029200 A JP2019029200 A JP 2019029200A JP 2019180228 A JP2019180228 A JP 2019180228A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
low
transistor
driver
gate
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2019029200A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6855522B2 (ja
Inventor
ヴィー チルガノビッチ、アナトリー
V Tsyrganovich Anatoliy
ヴィー チルガノビッチ、アナトリー
エー ネイマン、レオニッド
A Neyman Leonid
エー ネイマン、レオニッド
アブドゥス サタール、ムド
Abdus Sattar Md
アブドゥス サタール、ムド
ツカノフ、ウラジミール
Tsukanov Vladimir
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IXYS LLC
Original Assignee
IXYS LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by IXYS LLC filed Critical IXYS LLC
Publication of JP2019180228A publication Critical patent/JP2019180228A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6855522B2 publication Critical patent/JP6855522B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/166—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/012—Modifications of generator to improve response time or to decrease power consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0072—Low side switches, i.e. the lower potential [DC] or neutral wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

【課題】ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバを提供する。【解決手段】ＤＣ／ＡＣインバータ回路システム１において、ゲートドライバ集積回路３は、ボディダイオード１６、２０を流れる電流が上昇し閾値電流を超えた時を検出してトランジスタ１４、１８をターンオンさせる。スイッチレグの他方のトランジスタ１８、１４がターンオンされると、ゲートドライバ集積回路３は、トランジスタ１４、１８をターンオフさせ、ターンオフしているトランジスタ１４、１８のゲート・ソース間電圧が閾値電圧以下に下降すると、ゲートドライバ集積回路３は他方のトランジスタ１８、１４を制御しターンオンさせる。【選択図】図２

Description

本開示による実施形態は、電力用電界効果トランジスタ（いわゆるＭＯＳＦＥＴ）のような電力トランジスタのゲートを駆動するためのゲートドライバに関する。
スイッチング電力コンバータにはいくつかのタイプの電力損失がある。これを説明するために、ここでは１つの特定のタイプのスイッチングコンバータについて簡単に説明する。これは一般に「インバータ」と呼ばれるＤＣ／ＡＣスイッチングコンバータである。インバータは、ＤＣ供給電圧を受け取り、そして正弦波のＡＣ電圧または電流を出力する。インバータには様々な回路トポロジーがあるが、図１Ａは、１つの例示的なインバータ回路の一部を例示する。インバータ回路には、ＱＨＳと呼ばれるいわゆる「ハイサイド」トランジスタと、ＱＬＳと呼ばれるいわゆる「ローサイド」トランジスタとが含まれる。これらのトランジスタの各々は、しばしばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）と俗に呼ばれるＮチャネル電界効果トランジスタである。これらの各トランジスタは、半導体ダイの一部として実現されている。そのダイの一部として固有のボディダイオードがある。ダイオードは、Ｎチャネルトランジスタとの記号で示すことができ、または全く示さないこともできるが、ここではトランジスタに添えて示されている。インバータ回路では、ノードＮ１に第１のＤＣ供給電圧が印加され、ノードＮ２にそれより高い第２のＤＣ供給電圧が印加されている。ノードＧＮＤは接地ノードである。符号Ｌはトランスの一次巻線（一次側巻線）を示す。トランスのコア及びトランスの二次巻線（二次側巻線）は図示されていない。インバータ回路の全体的な目的は、一次巻線Ｌを流れる交流電流を発生させることである。これにより、変圧器の二次巻線にも同様の交流電流が流れ、二次巻線のこの交流電流を負荷に流す。ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタを制御する制御回路及び駆動回路は示されていない。
巻線Ｌに流れる出力正弦波交流電流の最初の半サイクルでは、ハイサイドトランジスタがオフにされる。これは、図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃ、及び図１Ｄにおいて、ハイサイドトランジスタＱＨＳに文字「ＯＦＦ」で示されている。一方、ローサイドトランジスタＱＬＳは、正弦波のＡＣ電流が第１の巻線を流れるようにオン／オフされる。そして、正弦波交流電流の２番目の半サイクルで、ローサイドトランジスタＱＬＳがオフにされる。この２番目の半サイクルにおけるインバータ回路の動作は図示されていない。正弦波交流電流の２番目の半サイクルでは、正弦波交流電流を流すようにハイサイドトランジスタＱＨＳがオン／オフされる。
図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃ、及び図１Ｄは、正弦波交流電流の例示的な最初の半サイクル中の電流の流れを示す。図１Ａは第１の状況を示す。ローサイドトランジスタＱＬＳはオンにされる。電流は、矢印Ａで示すように流れる。電流は、ノードＮ１から巻線Ｌを通り、トランジスタＱＬＳを通って接地ノードＧＮＤに流れる。その後、ローサイドトランジスタＱＬＳはオフにされる。これにより、図１Ｂに示す状況が生じる。電流は第１の巻線Ｌのインダクタンスにより、即座に止めることはできず、またブロッキングローサイドトランジスタＱＬＳを通っても流れることもできないので、矢印Ｂに示すように流れる。ハイサイドトランジスタＱＨＳはオフであるが、電流ＢはボディダイオードＤＨＳを通ってノードＮ２まで流れる。その後、ローサイドトランジスタＱＬＳが再びオンになる。そして、図１Ｃの矢印Ｃに示すように電流が流れる。ローサイドトランジスタＱＬＳはオンとなり導通しているので、電流はノードＮ１から巻線Ｌを通り、ローサイドトランジスタＱＬＳを通って接地ノードＧＮＤに流れる。しかし、ローサイドトランジスタＱＬＳが最初にオンになったとき、ハイサイドトランジスタのボディダイオードＤＨＳの両端に逆電圧が印加される。これにより、ボディダイオードＤＨＳに短時間の逆回復電流が流れる。この逆回復電流のショートバーストが、図１Ｃに示す経路Ｃを流れる。この逆回復電流の流れが停止したあと、電流の流れは図１Ｄに示す通りとなる。
ボディダイオードＤＨＳを流れる電流は、スイッチングコンバータ内で電力損失を引き起こす可能性がある。図１Ｃに示す逆回復電流のサージは、比較的短い持続時間ではあるが大きな電流であり、ボディダイオードの両端に大きな逆電圧が存在する期間中に生じる。ボディダイオードＤＨＳを流れる瞬時電流の時間積分にボディダイオードＤＨＳの両端の瞬時電圧降下を乗じたものがエネルギー損失を表す。これは逆回復電流によるエネルギー損失である。加えて、ボディダイオードＤＨＳを流れる順方向電流によるエネルギー損失もある。図１Ｂに示す電流ＢがボディダイオードＤＨＳを流れると、ボディダイオードＤＨＳの両端に約１ボルトの電圧降下が生じる。ボディダイオードＤＨＳを流れる瞬時電流とボディダイオードＤＨＳ両端の瞬時電圧降下との積算がエネルギー損失を表す。
第１の新規な態様において、ゲートドライバ集積回路は、ハイサイドゲートドライバとローサイドゲートドライバとを有する。ゲートドライバ集積回路は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路のハイサイドＮチャネル電界効果トランジスタ及びローサイドＮチャネル電界効果トランジスタを制御する。ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタは、スイッチングレグ回路又は位相レグ回路の一部である。ハイサイドトランジスタのソースは、中央スイッチングノードＳＷでローサイドトランジスタのドレインに接続されている。大きなインダクタ又はトランスの巻線の一端も中央スイッチングノードＳＷに接続されている。
ゲートドライバ集積回路は、ハイサイドドライバデジタル制御信号を受信するＶＨＳＣ１入力端子を有する。このＶＨＳＣ１入力信号がハイデジタルロジックレベルになると、ハイサイドトランジスタがオンになる。ゲートドライバ集積回路はまた、ローサイドドライバデジタル制御信号を受信するＶＬＳＣ１入力端子を有する。このＶＬＳＣ１入力信号がハイのデジタル論理レベルになると、ローサイドトランジスタがオンになる。ＶＨＳＣ１入力信号及びＶＬＳＣ１入力信号は、通常、マイクロコントローラ集積回路によってゲートドライバ集積回路のＶＨＳＣ１及びＶＬＳＣ１入力端子にそれぞれ供給されるデジタル論理信号である。
トランジスタのうちの１つがマイクロコントローラによってオフとなり、非導電通態となるように制御されているときであって、しかしながら、誘導負荷によりトランジスタのボディダイオードを通って電流が流されているとき、このような電流状態が検出される。ボディダイオードを流れる電流が所定の電流閾値を超えていることが検出されると、ドライバ集積回路はトランジスタをオンにする。マイクロコントローラがトランジスタをオフにしようとしていることを、マイクロコントローラから受信した入力デジタル制御信号により示されていても、そのトランジスタはゲートドライバ集積回路によってオンにされる。このため、さもなければボディダイオードを通って流れていたはずの電流は、並列接続された導電性トランジスタを通って流れる。次にスイッチングレグの他方のトランジスタがマイクロコントローラによってオンになると、ゲートドライバ集積回路はこの状況を検出し、最初に導電性トランジスタをオフにするように動作する。ゲートドライバ集積回路は、ターンオフ状態のトランジスタのゲート・ソース間電圧を監視する。ゲートドライバ集積回路が、トランジスタのゲート・ソース間電圧が所定の閾値電圧を下回ったことを検出すると、ゲートドライバ集積回路は、スイッチングレッグの他方のトランジスタをオンにして導通状態にする。このようにして、さもなければ導電性ハイサイドトランジスタを通り、そして、導電性ローサイドトランジスタを通って流れたかもしれないような貫通電流が流れることを回避する。オフになっているトランジスタのゲート・ソース間電圧を監視することで、他のトランジスタをターンオンするタイミングを最適化することが可能になる。
トランジスタをターンオンさせなければ電流がボディダイオードを通って流れるはずの時間中に、トランジスタをターンオンさせることによって、ボディダイオードにおける電力損失が低減される。このようにしなかった場合に次のダイオードで生じるはずの逆回復電流の大きさを、減少させることになる。トランジスタをターンオンさせなければ大きな電圧降下のボディダイオードを通って流れたはずの順方向電流のいくらかは、導電トランジスタの並列接続の結果、電圧降下が小さい導電トランジスタを通って流れるので、ダイオードを通る順方向伝導損失も減少する。両方の効果（すなわち、小さな電圧降下で導電性トランジスタへ順方向電流を分路すること及びボディダイオードにおける逆回復電流の大きさの減少させること）により、ボディダイオードにおける損失が減少する。
ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタを制御する方法に起因して、ハイサイドトランジスタのボディダイオードが電流を流している場合、新規のゲートドライバ集積回路により、この期間、ハイサイドトランジスタはオンとなり導通するように制御される。ゲートドライバ集積回路は、ハイサイドトランジスタのボディダイオードにおける損失を減少させるように動作する。一方、ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタを制御する方法に起因して、ローサイドトランジスタのボディダイオードが電流を流している場合、新規ゲートドライバ集積回路により、この期間、ローサイドトランジスタはオンとなり導通するように制御される。ゲートドライバ集積回路は、ローサイドトランジスタのボディダイオードにおける損失を低減するように動作する。
他の新規な態様では、ゲートドライバ集積回路はただ１つのゲートドライバ回路を有する。ゲートドライバ回路は、他の半導体ダイの一部である電力用電界効果トランジスタを駆動するためのものである。電力用電界効果トランジスタのボディダイオードもこの他の半導体ダイの一部である。ゲートドライバ集積回路は、ドライバデジタル制御信号入力端子、ドライバ出力端子、ゲートドライバ回路、ボディダイオード電流監視手段、及び電力用電界効果トランジスタをオフにする手段を具備する。ゲートドライバ回路は、ドライバ出力端子にゲートドライバ出力信号を出力し、これにより、所定のデジタル論理値のデジタル信号がドライバデジタル制御信号入力端子に生じると、電力用電界効果トランジスタをオンにするように電力用電界効果トランジスタのゲートを駆動する。ボディダイオード電流監視手段は、ゲートドライバ回路が電力用電界効果トランジスタをオフにしている間にボディダイオードを流れる電流が所定の閾値電流を超えたときを判断し、この判断に応じて、所定のデジタル論理値のデジタル信号がドライバデジタル制御信号入力端子に生じていなくても、電力用電界効果トランジスタをオンにするためのものである。電力用電界効果トランジスタをオフにする手段は、第２のデジタル制御信号の変化に応答して電力用電界効果トランジスタをオフにするためのものである。第２のデジタル制御信号の変化は、電力用電界効果トランジスタがオンであるがドライバデジタル制御信号入力端子上のデジタル信号が所定のデジタル論理値ではないときに生じる。第２のデジタル制御信号は、例えば、他の外部の個別的な電力用電界効果トランジスタ装置を制御するためのデジタル制御信号とすることができる。第２のデジタル制御信号は、例えば、専用の入力端子によってゲートドライバ集積回路で受信することもできる。
さらなる詳細及び実施形態ならびに方法及び技術は、以下の詳細な説明に記載されている。これは本発明を定義することを意図するものではない。本発明は特許請求の範囲によって規定される。
添付の図面では、類似する参照符号により類似する構成要素が示されており、本発明の実施形態を示している。
（従来技術）ローサイドトランジスタがオンとなり導通しているときのＤＣ／ＡＣインバータ回路内の電流の流れを示す図である。
（従来技術）ローサイドトランジスタがターンオフしたときの図１ＡのＤＣ／ＡＣインバータ回路内の電流の流れを示す図である。
（従来技術）ローサイドトランジスタが再びオンになったときの図１Ａのインバータ回路内の電流の流れを示す図である。
（従来技術）ハイサイドトランジスタのボディダイオードに逆回復電流が流れた後の図１Ａのインバータ回路内の電流の流れを示す図である。
一新規態様による新規ドライバ集積回路を含むスイッチングＤＣ／ＡＣインバータ回路の図である。
図２のドライバ集積回路のローサイドドライバ論理回路のブロック図である。
図２のドライバ集積回路のハイサイドドライバ論理回路のブロック図である。
図２のＤＣ／ＡＣインバータ回路の動作を説明する波形図である。
図５の時間Ｔ２と時間Ｔ６との間の期間における概略波形図である。この波形図は単純化している。波形をより正確に理解するためには、回路を製造し、実際の回路内の実際の信号を試験装置で監視し、検査すべきである。
ハイサイドトランジスタＱＨＳをオンにして、ハイサイドトランジスタＱＨＳのボディダイオードＤ１の周りに電流をシャントし、ボディダイオードＤ１を流れる逆回復電流による損失を低減する方法１００のフローチャートである。
ローサイドトランジスタＱＬＳをオンにして、ローサイドトランジスタＱＬＳのボディダイオードＤ２の周りで電流をシャントし、ボディダイオードＤ２を流れる逆回復電流による損失を低減する方法２００のフローチャートである。
ドライバ集積回路３がマイクロコントローラからマルチビットデジタル制御値を受け取るシリアルデジタルインターフェースを示す図であり、マルチビットデジタル制御値は閾値電圧（例えば、閾値電圧６２）及び閾値電流（例えば、閾値電流６１）を定める。
ここで、本発明の実施形態について詳細に言及し、その例を添付の図面に示す。用語「デジタル論理レベル」及び「デジタル論理値」は、この特許明細書では互換的に使用されている。
図２は、１つの新規な態様によるＤＣ／ＡＣインバータ回路システム１の図である。ＤＣ／ＡＣインバータシステム１は、マイクロコントローラ集積回路２、ドライバ集積回路３、ローサイドトランジスタ装置４、ハイサイドトランジスタ装置５、第１の巻線６及び第２の巻線７を有する変圧器、第１の電圧源８、第２の電圧源９、ハイサイド電流検出抵抗１０、ハイサイドトランジスタ装置用の電流制限ゲート抵抗１１、ローサイド電流検出抵抗１２、及びローサイドトランジスタ装置用の抵抗１３を含む。
ローサイドトランジスタ装置４とハイサイドトランジスタ装置５とは同一の装置である。１つの例では、これらの装置は、カリフォルニア州、ミルピタス、バックアイ ドライブ １５９０のイクシス コーポレーションから入手可能なＭＭＩＸＴ１３２Ｎ５ＯＰ３装置である。ローサイドトランジスタ装置４は、ローサイドＮチャネル電界効果トランジスタＱＬＳ１４と、小電流検出Ｎチャネル電界効果トランジスタＱＬＳＳ１５とを有する。参照番号１６は、ローサイドトランジスタ１４のボディダイオードＤ２を示す。参照番号１７は、電流検知トランジスタ１５のボディダイオードＤ２Ｓを示す。トランジスタ１４及び１５のゲートは互いに接続されている。トランジスタ１４及び１５のドレインは互いに接続されている。電流検知トランジスタ１５は、メイントランジスタ１４よりもずっと小さい。電流検出トランジスタ１５は、メインローサイドトランジスタと同じ半導体ダイ上に設けられているので、電流検出トランジスタ１５を流れる電流は、メインローサイドトランジスタ１４を流れる電流に比例する。
ハイサイドトランジスタ装置５は、ハイサイドＮチャネル電界効果トランジスタ１８と、小電流検出Ｎチャネル電界効果トランジスタ１９とを有する。参照番号２０は、ハイサイドトランジスタ１８のボディダイオードＤ１を示す。参照番号２１は電流検出トランジスタ１９のボディダイオードＤ１Ｓを示す。トランジスタ１８及び１９のゲートは互いに接続されている。トランジスタ１８と１９のドレインは互いに接続されている。
第１の電圧源８はノード２２に＋２００ＶＤＣの電圧を供給する。この＋２００ボルトは、接地ノードＧＮＤ２３の接地電位を基準とするものである。第１の電圧源８は、例えば、電池のスタックまたは並列に接続された大きなコンデンサを有する他の電圧源とすることができる。第２の電圧源９はノード２４に＋２００ＶＤＣの電圧を供給する。この＋２００ボルトは、ノード２２の＋２００ボルト電位を基準とするものである。したがって、接地ノードＧＮＤ２３の接地電位を基準としてノード２４には＋４００ボルトのＤＣ電位がある。第２の電圧源９は、例えば、電池のスタックまたは並列に接続された大きなコンデンサを有する他の電圧源とすることができる。
ハイサイドトランジスタ１８のドレインはノード２４に接続されている。ハイサイドトランジスタ１８のソースは、ＳＷノード２５においてローサイドトランジスタ１４のドレインに接続されている。ローサイドトランジスタ１４のソースは、接地ノードＧＮＤ２３に接続されている。巻線６の第１の端部６Ａは、スイッチングノードＳＷ２５に接続されており、その一部となっている。巻線６の第２の端部６Ｂはノード２２に結合されており、ノード２２の一部となっている。
ドライバ集積回路３は、ローサイドゲートドライバ論理回路２６と、ハイサイドゲートドライバ論理回路２７と、ローサイドゲートドライバ回路２８と、ハイサイドゲートドライバ回路２９と、ハイサイド電流検出コンパレータ３２と、ハイサイド電圧検出コンパレータ３３と、ローサイド電流検出コンパレータ３０と、ローサイド電圧検出コンパレータ３１と、電圧基準回路３４〜３７と、レベルシフト回路３８〜４０と、ＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子４１と、ＶＨＳＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子４２と、グランド端子４３と、ローサイド電流検出入力端子４４と、ローサイドドライバ出力端子４５と、ローサイド電圧検出入力端子４６と、ローサイドドライバ電圧供給端子４７、ＳＷノード端子４８と、ハイサイド電流検出入力端子４９と、ハイサイドドライバ出力端子５０と、ハイサイド電圧検出入力端子５１と、ハイサイドドドライバ電圧供給端子５２とを有する。これらの端子は、ドライバ集積回路３の回路を含む半導体装置パッケージのパッケージ端子である。各パッケージ端子について、関連する集積回路ダイ端子（例えばボンドパッド）がある。図２の端子記号は、パッケージ端子とそれに関連する集積回路ダイ端子の両方を表す。
動作中、ドライバ回路集積回路３は、マイクロコントローラ２からデジタルローサイド制御信号ＶＬＳＣ１を受信する。このＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号がローデジタル論理レベルを有する場合、マイクロコントローラ２はローサイドゲートドライバ回路２８を制御し、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートを正電圧にしてローサイドトランジスタＱＬＳ１４をオンし、導通状態にする。同様に、ドライバ集積回路３は、マイクロコントローラ２からデジタルハイサイド制御信号ＶＨＳＣ１を受信する。このＶＨＳＣ１制御信号がハイデジタル論理レベルを有するとき、マイクロコントローラ２はハイサイドゲートドライバ回路２９を制御し、ローサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートを正電圧にしてハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオンし、導通状態にする。
マイクロコントローラ２から受信したときこのＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号がローデジタル論理レベルを有する場合、ドライバ集積回路３はローサイドゲートドライバ回路２８を制御し、常にローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートを低電圧にしてローサイドトランジスタＱＬＳ１４をオフにし非導通状態にすると考えるかもしれないが、本発明によれば常にそうなるわけではない。以下にさらに詳細に説明するように、ドライバ集積回路３は、ローサイドトランジスタ１４のボディダイオード１６を通って順方向電流が流れるかどうかを検出し、その状態でローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートを高電圧とし、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオンさせる。したがって、マイクロコントローラ２から受信したＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号がローデジタル論理レベルであっても、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４はターンオンする。ローサイドトランジスタＱＬＳ１４がターンオンすることで、ボディダイオード１６の周りに電流の流れがシャントされ、シャントされなければこの期間中にボディダイオード１６を横切って生じるはずの電圧降下が減少し、それによってボディダイオード１６における電力消費が減少する。ローサイドトランジスタＱＬＳ１４がオンであることは、ボディダイオード１６が迅速に転流されることになった場合に逆回復電流の大きさを減少させるのにも役立つ。しかし、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４は、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８がオンで導通状態になるように制御されている間は、オンとならず導通状態にもならないように制御される。
同様に、マイクロコントローラ２から受信したＶＬＨＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号がローデジタル論理レベルを有するとき、ドライバ集積回路３はハイサイドゲートドライバ回路２９を制御し、常にハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートを低電圧にしてハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオフにし非導通状態にすると考えるかもしれないが、本発明によれば常にそうなるわけではない。以下にさらに詳細に説明するように、ドライバ集積回路３は、ハイサイドトランジスタ１８のボディダイオード２０を通って順方向電流が流れるかどうかを検出し、その状態でハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートを高電圧とし、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をターンオンさせる。したがって、マイクロコントローラ２から受信したＶＨＳＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号がローデジタル論理レベルにあっても、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８はターンオンする。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８がターンオンすることで、ボディダイオード２０の周りに電流の流れがシャントされ、シャントされなければこの期間中にボディダイオード２０を横切って生じるはずの電圧降下が減少し、それによってボディダイオード２０における電力消費が減少する。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８がオンであることは、ボディダイオード２０が迅速に転流されることになった場合に逆回復電流の大きさを減少させるのにも役立つ。しかし、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８は、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４がオンで導通状態になるように制御されている間は、オンとならず導通状態にもならないように制御される。
図３は、ＬＳドライバロジック２６の回路構成の一例を示すブロック図である。ＬＳドライバロジック２６は、遅延回路８０と、２つの立ち下がりエッジ検出回路８１、８２と、立ち上がりエッジ検出回路８３と、２つのＯＲゲート８４、８５と、フリップフロップ８６とを有する。立ち上がりエッジ検出回路及び立ち下がりエッジ検出回路はワンショット回路である。
図４は、ＨＳドライバロジック２７の回路構成の一例を示すブロック図である。ＨＳドライバロジック２７は、遅延回路９０と、立ち下がりエッジ検出回路９１と、２つの立ち上がりエッジ検出回路９２、９３と、２つのＯＲゲート９４、９５と、フリップフロップ９６とを有する。立ち上がりエッジ検出回路及び立ち下がりエッジ検出回路はワンショット回路である。
図５は、図２のＤＣ／ＡＣインバータ回路の動作を説明する波形図である。一番上の波形５５は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路が巻線６を介して動作している望ましい正弦波のＡＣ電流を表す。この巻線電流はインダクタ電流とも呼ばれ、ＩＬと表される。２番目の波形ＶＬＳＣ１・５６は、端子ＶＬＳＣ１・４１でドライバ集積回路３によって受信されるようなＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号を表す。３番目の波形ＶＨＳＣ１・５７は、端子ＶＨＳＣ１・４２でドライバ集積回路３によって受信されるようなＶＨＳＣ１デジタル制御信号を表す。一番下の波形５８は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路が巻線６を介して動作している実際のＡＣ電流の流れを表す。実際のインダクタ電流ＩＬは完全な正弦波ではないが、ほぼ正弦波となる。インダクタ電流正弦波の最初の半サイクル５９の間、ＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号はマイクロコントローラ２によって制御されて上下に変化するが、ＶＨＳＣ１制御信号はデジタル論理ローレベルのままである。ＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号がデジタル論理ハイレベルのとき、この一番下の波形のインダクタ電流ＩＬの大きさが上昇する。ＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号がデジタル論理ローレベルになると、この一番下の波形のインダクタ電流ＩＬの大きさが減少する。ＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号のパルスのタイミング及びデューティサイクルにより、結果としてこの一番下の波形５８で流れるインダクタ電流を理想的な正弦波形に近似させる。
インダクタ電流正弦波の２番目の半サイクル６０の間、ＶＨＳＣ１制御信号はマイクロコントローラ２によって制御されて上下に変化するが、ＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号はデジタル論理ローレベルのままである。ＶＨＳＣ１制御信号がデジタル論理ハイレベルにあるとき、一番下の波形のインダクタ電流ＩＬの大きさが減少することに留意すべきである。ＶＨＳＣ１制御信号がデジタル論理ローレベルにあるとき、一番下の波形のインダクタ電流ＩＬの大きさが上昇することに留意すべきである。ＶＨＳＣ１制御信号のパルスのタイミング及びデューティサイクルは、結果として生じるインダクタ電流が望ましい正弦波形を有するようになっている。
図６は、時間Ｔ１と時間Ｔ６との間の期間をさらに詳細に示す。図６の上部の２つの波形は、ドライバ集積回路３がマイクロコントローラ２から受信したデジタル制御信号ＶＨＳＣ１及びＶＬＳＣ１を表す。Ｔ１とＴ６の間の期間は出力インダクタ電流ＩＬの最初のサイクル５９の間に発生するので、マイクロコントローラ２はハイサイド制御信号ＶＨＳＣ１をデジタル論理ローレベルに保持している。ＶＬＳＣ２で表示された第４の波形は、ローサイドドライバ論理回路２６によってローサイドゲートドライバ回路２８の入力リードに出力される電圧信号である。ローサイドドライバデジタル制御信号ＶＬＳＣ１が時間Ｔ２とＴ３との間でハイデジタル論理レベルにあるとき、ローサイドゲートドライバ回路２８は１２ボルトのＶＧｓ電圧をローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートに与えている。したがって、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４はオンで導通状態である。したがって、インダクタ電流ＩＬは、「インダクタ電流（ＩＬ）」と表示された第５の波形に示されるように、時間Ｔ２とＴ３との間で上昇している。しかしながら、時間Ｔ３において、マイクロコントローラ２はＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号をデジタル論理ローレベルに変化させる。この立ち下がりエッジは、ＬＳドライバロジック２６内の立ち下がりエッジ検出器８２によって検出される。立ち下がりエッジの検出は丸で囲まれた「１」で表示された矢印によって図６に示されている。第３の波形に示されるパルスは、この立ち下がりエッジ検出器８２によって出力される信号ＦＥＤ８２を示す。この検出の結果として、ローサイドドライバロジック２６は、デジタル論理ロー信号ＶＬＳＣ２をローサイドゲートドライバ回路２８に出力する。ローサイドゲートドライバ回路２８は、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲート電圧ＶＧｓをゼロボルトに下げる。これは図６において、丸で囲まれた「２」で表示された矢印によって示されている。ローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートの電圧がローにされると、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４はオフになる。これは図６において、丸で囲まれた「３」で表示された矢印によって示されている。６番目の波形によって表されるようにローサイドトランジスタＱＬＳを通って流れる電流ＩＱＬＳはゼロまで降下する。しかしながら、変圧器巻線６の大きなインダクタンスを通って流れていた電流ＩＬは、直ちに止まることはできないので、電流ＩＬは、ＳＷノード２５からハイサイドトランジスタ装置５へと上向きに方向転換する。このときハイサイドトランジスタＱＨＳ１８はオフであるため、ボディダイオードＤ１・２０を介してノード２４に電流が流れる。ＳＷノード２５からハイサイドトランジスタ装置５に向かって上向きに流れる電流ＩＱＨＳのこの急激な増加は、図６において、丸で囲まれた「４」で表示された矢印によって示されている。時間Ｔ３における電流の上昇は、ＩＱＨＳで表示された波形で示されている。この電流ＩＱＨＳが所定の閾値電流６１を超えると、コンパレータ３２はデジタル論理ハイ信号を出力する。この信号は、レベルシフト回路３８によってレベルシフトされた後、信号ＩＣＯＭＰＨＳとなる。信号ＩＣＯＭＰＨＳの立ち上がりエッジは、ハイサイドドライバロジック２７内の立ち上がりエッジ検出器９３によって検出される。これは、図６において、丸で囲まれた「５」で表示された矢印によって示されている。立ち上がりエッジ検出器９３は、信号ＩＣＯＭＰＨＳの立ち上がりを検出して、ハイパルスの信号ＲＥＤ９３を出力する。信号ＲＥＤ９３がフリップフロップ９６のセット入力リードに供給されるので、ハイサイドドライバロジック２７内のフリップフロップ９６がセットされ、ハイサイドドライバ論理回路２７はその出力信号ＶＨＳＣ２をハイにアサートする。これは、図６において、丸で囲まれた「６」で表示された矢印によって示されている。ハイサイドゲートドライバ回路２９は、１２ボルトのゲート電圧（ＶＧｓ）をハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートに与える。これは、図６において、丸で囲まれた「７」で表示された矢印によって示されている。ハイサイドトランジスタ１８のゲート上の１２ＶのＶＧｓ電圧（ＳＷノード上の電圧を基準にして）は、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオンにする。これは、図６において、丸で囲まれた「８」で表示された矢印によって示されている。ＩＱＨＳ（ＮＦＥＴ）波形によって示されるように、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８は電流を流す。この電流は、ＩＱＨＳ（ＤＩＯＤＥ）で表示された一番下の波形に示すように、ボディダイオードＤ１・２０を通って流れる電流の大きさを減少させる。電流ＩＱＨＳ（ＮＦＥＴ）が増加すると、それに応じて電流ＩＱＨＳ（ＤＩＯＤＥ）は減少することに留意されたい。端子４２上の入力デジタル制御信号ＶＨＳＣ１がデジタル論理ローレベルであっても、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８はオンとなり導通状態になるように制御される。
この状態は、時間Ｔ４でマイクロコントローラ２がローサイドドライバデジタル制御信号ＶＬＳＣ１をデジタル論理ハイレベルにアサートするまで続く。ドライバ集積回路３は、ローサイドドライバデジタル制御信号ＶＬＳＣ１の立ち上がりエッジを検出するが、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４を直ちにターンさせることはしない。むしろ、最初にハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオフにする。まず、ハイサイドドライバロジック２７内の立ち上がりエッジ検出器９２が、ＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号の立ち上がりエッジを検出する。これは、図６において、丸で囲まれた「９」で表示された矢印によって示されている。図６の７番目の波形ＲＥＤ９２に示すパルスは、この立ち上がりエッジ検出器９２によって出力されるパルスを表す。これに応答して、ハイサイドドライバロジック２７は、ＶＨＳＣ２制御信号をデジタル論理ローレベルにする。これは、図６において、丸で囲まれた「１０」で表示された矢印によって示されている。これにより、ハイサイドトランジスタ１８のゲートの電圧が減少する。これは、図６において、丸で囲まれた「１１」で表示された矢印によって示されている。ハイサイドトランジスタ１８のゲートの電圧信号ＶＧＨＳは、抵抗１１の抵抗値とハイサイドトランジスタ装置５のゲート・ソース間容量とによって決まる速度で減少する。抵抗器１１及びハイサイドトランジスタのゲート容量により、端子５０上の信号ＶＨＳＧＤＯＳの電圧はハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲート上の信号ＶＧＨＳの電圧と同じではない。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートの信号ＶＧＨＳの電圧が低下すると、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８を流れる電流が減少する。これは、図６において、丸で囲まれた「１２」で表示された矢印によって示されている。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートの電圧ＶＧＨＳが所定の閾値電圧６２より下に下降すると、コンパレータ３３は出力信号をハイデジタル論理レベルにアサートする。レベルシフト後、この信号はデジタル信号ＶＣＯＭＰＨＳとなる。デジタル信号ＶＣＯＭＰＨＳのこの信号のローからハイへの変化により、フリップフロップ８６はデジタルのハイの値にクロックインする。したがって、制御信号ＶＬＳＣ２は、高いデジタル論理値に変化する。これは、図６において、丸で囲まれた「１３」で表示された矢印によって示されている。これにより、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４がターンオンし、インダクタ電流ＩＬが向きを変えＳＷノード２５からローサイドトランジスタＱＬＳ１４を通って接地ノードＧＮＤ２３に向けて下方に流れる。これは、図６において、丸で囲まれた「１４」で表示された矢印によって示されている。時間Ｔ５から時間Ｔ６まで、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４を流れる電流は、図６においてＩＱＬＳで表示された波形によって示されるように増加する。
したがって、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４が最初の半サイクル５９の間、最初に、オフになるように制御されると、ハイサイドトランジスタのボディダイオードＤ１・２０を通る電流の急激な増加が検出される。この検出が、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオンにするためのトリガとして使用される。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８がオンにならなければボディダイオードＤ１・２０を通過したはずの電流は、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８を通って流れる。これにより、さもなければボディダイオードＤ１・２０において生じていたはずの電力損失が低減する。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８は、ドライバ集積回路３がマイクロコントローラ２からＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号の立ち上がりエッジを受信するまでオンとなり導通し続ける。マイクロコントローラ２から受信したＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号のこの立ち上がりエッジに応答して、ドライバ集積回路３は、最初にハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオフにする。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲート・ソース間電圧が閾値電圧を下回ると、ドライバ集積回路３はシュートスルーの問題を引き起こすことなくローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオンさせることができる。したがって、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８上のＶＧｓゲート電圧が閾値電圧を下回ったことの検出に応答して、ドライバ集積回路３はローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオンさせる。その後、マイクロコントローラ２から受信したＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号がデジタル論理ハイ値であり続ける限り、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４はオンのままであり導通状態のままとなる。
図７は、図６の波形図に示された方法１００のフローチャートである。この方法１００は、正弦波交流出力電流ＩＬの最初の半サイクル５９の間のドライバ集積回路３の動作に関する。まず、図６の時刻Ｔ３において、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４はオン状態である。ＶＨＳＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号はデジタル論理ローレベルにあり、図７の方法１００において一貫してこのレベルに留まる。次に、マイクロコントローラ２は、ローサイドドライバ制御信号ＶＬＳＣ１をデジタル論理ローレベルにディアサートする。これにより、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４がターンオフし、インダクタ電流ＩＬの方向が変わり、ＳＷノード２５からハイサイドトランジスタ装置５へと上方に流れる。したがって、電流ＩＱＨＳは増加する。コンパレータ３２によって電流ＩＱＨＳが閾値電流を超えたことが検出されると（ステップ１０１）、ドライバ集積回路３はハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をターンオンさせる（ステップ１０２）。図２の例では、この検出は検出ボディダイオードＤ１Ｓ２１を流れる電流がしきい値電流を超えるかどうかを検出することによって間接的に行われる。マイクロコントローラ２がＶＨＳＣ１信号をデジタル論理ローレベルに保っていても、ハイサイドトランジスタＱＨＳはドライバ集積回路３によってオンになる。マイクロコントローラ２がローサイドトランジスタＱＬＳ１４をオフ状態に維持し続けている限り、ドライバ集積回路３はハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオンにし、導通状態を維持する。これにより、ボディダイオードＤ１・２０の周囲に電流がシャントされる。このシャント電流は、ハイサイドトランジスタＱＨＳを流れる。次にマイクロコントローラ２がローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオンさせるためにＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号をデジタル論理ハイレベルにアサートすると（ステップ１０３）、ドライバ集積回路３はハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をまずターンオフさせる（ステップ１０４）。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートの電圧ＶＧｓが閾値電圧を下回ったことがコンパレータ３３によって検出されると（ステップ１０５）、ドライバ集積回路３は「ローサイドゲートドライバ出力信号」（ＶＬＳＧＤＯＳ）を端子４５にアサートする。これにより、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４がターンオンする（ステップ１０６）。マイクロコントローラ２がＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号をデジタル論理ハイレベルにアサートし続ける限り、ドライバ集積回路３はハイゲート・ソース間電圧信号ＶＧＬＳをローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートに送り続ける。マイクロコントローラ２が次にＶＬＳＣ１ローサイドドライバ制御信号をデジタル論理ローレベルにディアサートすると（ステップ１０７）、ドライバ集積回路３はローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオフさせ、（ステップ１０８）、そして、ステップ１０１からステップ１０８までを繰り返す。
図５の最初の半サイクル５９の間の電力損失を減少させることに加えて、ドライバ集積回路３も同様に動作して、図５の２番目の半サイクル６０の間の損失も低減させる。２番目の半サイクル６０の間、マイクロコントローラ２はＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号を固定デジタル論理ローレベルに保持する。しかし、マイクロコントローラ２は、インダクタ電流ＩＬが図５に示す正弦波形を有するようにＶＨＳＣ１デジタル制御信号をパルス化する。この第２の半サイクル６０の間に、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８はマイクロコントローラ２の制御によりターンオンして、電流ＩＬを巻線６に流す。そのような電流のパルスは、図２においてＩＬで示される矢印の方向とは反対方向であり、したがって、電流のパルスは負のＩＬ電流と考えられる。ＩＬ波形は、図５の２番目の半のサイクル６０に現れ、したがって、図５のインダクタンス電流ＩＬは負となる。このような負のＩＬ電流のパルスがハイサイドトランジスタＱＨＳ１８を流れた後、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８はターンオフする。これにより負電流の流れの向きが変わる。負電流は、接地ノードＧＮＤ２３からローサイドトランジスタＱＬＳ１４のボディダイオードＤ２・１６を通ってＳＷノード２５へ、そして次にトランスの巻線６を通ってノード２２へ流れるように流れの向きが変わる。１つの新規な態様では、ドライバ集積回路３はこの間にローサイドトランジスタＱＬＳ１４をオンにする。したがって、さもなければボディダイオードＤ２・１６を通って流れたはずの電流の一部は、導電性ローサイドトランジスタＱＬＳ１４を通って流れる。次に、マイクロコントローラ２がハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をターンオンさせるためにＶＨＳＣ１デジタル制御信号をアサートすると、ドライバ集積回路３が直ちにハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートに１２ボルトのＶＧｓ信号を送るのではなく、ローサイドドライバロジック２６が最初にローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオフさせる。ドライバ集積回路３は、ローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートのゲート電圧信号ＶＧＬＳ（ＶＧｓ）を監視する。ローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートのゲート電圧ＶＧｓが電圧閾値６２を下回ったことが検出されると、ハイサイドドライバロジック２７はハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をターンオンさせる。
図７のフローチャートは、マイクロコントローラ２がＶＨＳＣ１信号をデジタル論理のローに維持している状態に関するものである。マイクロコントローラ２がＶＨＳＣ１信号をデジタル論理ハイにアサートすると、ローからハイへの変化が、ハイサイドドライバロジック２７の遅延素子９０を通過し、ＯＲゲート９５を通過してフリップフロップ９６をクロックする。フリップフロップ９６のＤ入力にデジタル「１」が存在するため、フリップフロップ９６はデジタル論理ハイレベルでクロックインし、ＶＨＳＣ２信号はデジタル論理ハイレベルにアサートされる。信号は、ハイサイドドライバ２９を通過し、ドライバ集積回路３から出てハイサイドトランジスタＱＨＳをオンにする。ハイサイドトランジスタＱＨＳをオンにする際の遅延により、上述のように、ローサイドトランジスタＱＬＳがドライバ集積回路３によって（ＶＬＳＣ１がローであってもボディダイオードＤ２の周りに電流をシャントするために）オンになっている場合に、ローサイドトランジスタＱＬＳがオフになる時間がもたらされる。一実施形態では、ドライバ集積回路３は、ローサイドトランジスタＱＬＳ上のＶＧｓが閾値電圧を下回る場合にのみ、ハイサイドトランジスタＱＨＳをオンにすることを可能にする。
図８は、マイクロコントローラがハイサイドトランジスタをオン及びオフに切り替えているが、ＶＳＬＣ１をローに維持している状態におけるドライバ集積回路３の動作方法２００のフローチャートである。最初、マイクロコントローラ２は、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオンにして導通状態にしている。ＶＬＳＣ１ローサイドドライバデジタル制御信号はデジタル論理ローレベルにあり、図８の方法２００を通してこのレベルを維持する。次にマイクロコントローラ２はデジタル制御信号ＶＨＳＣ１をデジタル論理ローレベルにディアサートする。これに応じて、ドライバ集積回路３は、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をターンオフさせる。ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のターンオフにより、インダクタ電流ＩＬの流れの向きが変わる。インダクタ電流の流れは、接地ノードＧＮＤ２３からローサイドトランジスタＱＬＳ１４のボディダイオードＤ１・１６を通ってＳＷノード２５へ、そして次に巻線６を通ってノード２２へ流れる。この電流の流れはＩＱＬＳ電流の矢印と反対であるため、この電流の流れは負のＩＱＬＣ電流と見なされる。電流ＩＱＬＳが閾値電流を超えたことがコンパレータ３０によって検出されると（ステップ２０１）、ドライバ集積回路３はローサイドトランジスタＱＬＳ１４をオンにする（ステップ２０２）。図２の例では、この検出は、検出トランジスタのボディダイオードＤ２Ｓ１７を流れる電流が閾値に相当する電流を超えるかどうかを検出することによって間接的に行われる。マイクロコントローラ２がハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオフ状態に維持し続ける限り、ドライバ集積回路３はローサイドトランジスタＱＬＳ１４のオン状態を維持し導通状態を維持し続ける。これはボディダイオードＤ２・１６の周りに電流の流れをシャントする。マイクロコントローラ２がＶＨＳＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号をデジタル論理ハイレベルにアサートしてハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をオンにすると（ステップ２０３）、ドライバ集積回路３はまずローサイドトランジスタＱＬＳ１４をターンオフさせる（ステップ２０４）。ローサイドトランジスタＱＬＳ１４のゲートの電圧信号ＶＧＬＳ（ＶＧｓ）が閾値電圧を下回ったことがコンパレータ３１によって検出されると（ステップ２０５）、ドライバ集積回路３は「ハイサイドゲートドライバ出力信号」（ＶＨＳＧＤＯＳ）を端子５０にアサートする。これにより、ハイサイドトランジスタＱＨＳ１８がターンオンする（ステップ２０６）。マイクロコントローラ２がＶＨＳＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号をデジタル論理ハイレベルにアサートし続ける限り、ドライバ集積回路３は１２ボルトのゲート・ソース間電圧ＶＧｓをハイサイドトランジスタＱＨＳ１８のゲートに送り続ける。次に、マイクロコントローラ２がＶＨＳＣ１ハイサイドドライバデジタル制御信号をデジタル論理ローレベルにディアサートすると、ドライバ集積回路３はハイサイドトランジスタＱＨＳ１８をターンオフさせ（ステップ２０８）、そして、ステップ２０１から２０８までを繰り返す。
図８のフローチャートは、マイクロコントローラ２がＶＬＳＣ１信号をデジタル論理ローに維持する状態に関するものである。マイクロコントローラ２がＶＬＳＣ１信号をデジタル論理ハイにアサートすると、ローからハイへの変化が、ローサイドドライバロジック２６の遅延素子８０を通過し、ＯＲゲート８４を通過してフリップフロップ８６をクロックする。フリップフロップ８６のＤ入力にデジタル「１」が存在するため、フリップフロップ８６はデジタル論理ハイレベルでクロックインし、ＶＬＳＣ２信号はデジタル論理ハイレベルにアサートされる。この信号はローサイドドライバ２８を通過し、ドライバ集積回路３から出てローサイドトランジスタＱＬＳをターンオンさせる。ローサイドトランジスタＱＬＳをターンオンにすることにおいて遅延が生じることにより、前述のようにハイサイドトランジスタＱＨＳが（たとえＶＨＳＣ１がローであってもボディダイオードＤ１の周りに電流をシャントするために）ドライバ集積回路３によってオンになっていても、ハイサイドトランジスタＱＨＳをターンオフさせるための時間を提供する。一実施形態では、ドライバ集積回路３は、ハイサイドトランジスタＱＨＳ上のＶＧｓが閾値電圧より低い場合にのみローサイドトランジスタＱＬＳをターンオンさせることができる。
マイクロコントローラは、検知電流及び検知電圧を含む多くの異なるセンサ入力に基づいて、ハイサイドドライバとローサイドドライバを複雑に制御することができる。したがって、クロックドデジタルマイクロコントローラが新規なドライバ集積回路３の機能を実行することができると考えられるかもしれない。しかし、これは必ずしも正しくない。一実施形態では、ゲートドライバ集積回路３のハイサイドドライバ及びローサイドドライバを制御するマイクロコントローラは、比較的遅いクロックレートでクロックされる。マイクロコントローラ３のこの比較的遅いクロッキングは、いくつかの理由で望ましいことである。その結果、マイクロコントローラ３は、好ましい速度で、必要な電流及び／又は電圧の検出を行い、それらの検出に基づいて決定を下し、そして、ハイサイドドライバ及びローサイドドライバを制御することができなくなる。そのため、新規なゲートドライバ集積回路３は、コンパレータ３０〜３３及びそれらの関連回路を含むこととして、それによってドライバ集積回路３はアナログ領域で速く検出し、応答することができるようにした。図６の矢印「１」から「８」及び矢印「９」から「１４」で示す信号伝搬は、デジタルクロック信号のクロックエッジを待たなければならないために遅くなるということはなくなる。ゲートドライバ集積回路３は、命令を受け取り実行するいかなるクロックドデジタルプロセッサも含まない。
図９は、図２のドライバ集積回路３のデジタルインターフェースロジック６３及び関連する端子６４及び６５を示す。端子６４及び６５、及びデジタルインターフェースロジック６３は、図２の簡略化した図には示されていない。デジタルインターフェースロジック６３は、マイクロコントローラ２からシリアル情報を受信するためのＩ２Ｃインタフェース、４つのマルチビットデジタル制御レジスタ、及び４つの対応するデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を有する。電圧基準回路３４〜３７のそれぞれは、これらのマルチビット制御レジスタのうちの１つとそれに関連するＤＡＣである。レジスタに格納されたマルチビットデジタル制御値は、ＤＡＣが所望の基準電圧を出力するように、ＤＡＣに供給される。マイクロコントローラ２は、端子ＳＤＡ６４及び端子ＳＣＬ６５にシリアル方式でデジタル信号を供給し、それによってマルチビットデジタル電圧制御値を４つの制御レジスタのそれぞれに書き込み、それによって電圧基準回路３４〜３７によって出力される基準電圧のそれぞれを制御し設定する。導体６８はコンパレータ３３の反転入力リード線に結合されている。導体６９は、コンパレータ３２の非反転入力リード線に接続されている。導体７０は、コンパレータ３１の非反転入力リード線に接続されている。導体７１は、コンパレータ３０の非反転入力リード線に接続されている。垂直破線７２は、図２のドライバ集積回路３の左側境界を表す。したがって、電圧基準回路３４〜３７によって出力される基準電圧は、マイクロコントローラ２によってプログラム可能である。
特定の実施形態が説明目的で上記に記載されているが、この明細書の開示は一般的な応用可能性を示すものであり、上記の特定の実施形態に限定することを意味するものではない。この新規なゲートドライバは、マイクロコントローラとは別の集積回路上に配置されるのが最も好都合であるが、新規のゲートドライバを、マイクロコントローラと共に同じ集積回路上に配置してもよい。したがって、特許請求の範囲に記載の本発明の範囲から逸脱することなく、記載された実施形態の様々な特徴の種々の修正、改良、及び組み合わせを実施することができる。

Claims (24)

  1. ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタを含む方法であって、前記ハイサイドトランジスタのソースはノードで前記ローサイドトランジスタのドレインに接続され、ダイオードが前記ハイサイドトランジスタと並列に配置されていて、前記方法は、
    （ａ）ハイサイドドライバデジタル制御信号を受信するステップであって、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号は第１のデジタル論理値を有する、ステップと、
    （ｂ）ステップ（ａ）における前記第１のデジタル論理値の前記ハイサイドドライバデジタル制御信号を受信したことに応答して、前記ハイサイドトランジスタをオフにするために前記ハイサイドトランジスタのゲートにハイサイド（ＨＳ）ゲート信号を送るステップと、
    （ｃ）前記ダイオードを流れる電流が上昇して閾値電流を超えたと判断するステップであって、ステップ（ｃ）の判断は、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号が前記第１のデジタル論理値にあるときに行われる、ステップと、
    （ｄ）ステップ（ｃ）における判断に応答して、前記ハイサイドトランジスタがターンオンするように、前記ハイサイドトランジスタのゲートに前記ＨＳゲート信号を送るステップと、
    （ｅ）ローサイドドライバデジタル制御信号を受信するステップであって、前記ローサイドドライバデジタル制御信号は前記第１のデジタル論理値を有する、ステップと、
    （ｆ）前記ローサイドドライバデジタル制御信号が前記第１のデジタル論理値から第２のデジタル論理値に変化することを検出するステップであって、前記ステップ（ｃ）における判断の後に、ステップ（ｆ）において前記ローサイドドライバデジタル制御信号が前記第１のデジタル論理値から前記第２のデジタル論理値への変化する、ステップと、
    （ｇ）ステップ（ｆ）における検出に応答して、前記ハイサイドトランジスタがターンオフするように、前記ハイサイドトランジスタのゲートに前記ＨＳゲート信号を送るステップと、
    （ｈ）前記ハイサイドトランジスタのゲート・ソース間電圧が閾値電圧を下回ったと判断するステップであって、ステップ（ｇ）における前記ＨＳゲート信号を送るステップに応答して、ステップ（ｈ）における前記ハイサイドトランジスタの前記ゲート・ソース間電圧が前記閾値電圧を下回る、ステップと、
    （ｉ）ステップ（ｈ）における判断に応答して、前記ローサイドトランジスタがターンオンするように、前記ローサイドトランジスタのゲートにローサイド（ＬＳ）ゲート信号を送るステップと、
    （ｊ）前記ローサイドドライバデジタル制御信号が前記第２のデジタル論理値を維持する限りローサイドトランジスタがオンを維持するように、前記ローサイドトランジスタの前記ゲートに前記ＬＳゲート信号を送るステップであって、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号は第１のデジタル論理値を維持し、ステップ（ｃ）からステップ（ｊ）までのいずれの期間でも、デジタル値を第２のデジタル論理値に変化させない、ステップと、
    を具備することを特徴とする方法。
  2. 前記ハイサイドトランジスタは、Ｎチャネル電界効果トランジスタであり、前記ダイオードは前記Ｎチャネル電界効果トランジスタのボディダイオードであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 前記ハイサイドトランジスタは、電流検出トランジスタと共に半導体ダイ上に配置され、前記電流検出トランジスタはボディダイオードを有し、前記ハイサイドトランジスタの前記ゲートは、前記電流検出トランジスタのゲートに接続され、前記ハイサイドトランジスタのドレインは前記電流検出トランジスタのドレインに接続され、ステップ（ｃ）における判断には、前記電流検出トランジスタがオフとされている間、前記電流検出トランジスタの前記ボディダイオードを流れる電流を検出するステップが含まれることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
  4. ステップ（ｃ）における判断には、第２の電流が閾値電流を超えていると判断するステップを含む方法であって、前記第２の電流は、前記ダイオードを流れる電流を示すことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  5. ステップ（ａ）からステップ（ｊ）までのステップは、ゲートドライバ集積回路によって実行され、前記ゲートドライバ集積回路は、命令を受け取り実行するデジタルプロセッサを含まず、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号は、ステップ（ａ）において前記ゲートドライバ集積回路の第１のパッケージ端子にて受信され、前記ローサイドドライバデジタル制御信号は、ステップ（ｅ）において前記ゲートドライバ集積回路の第２のパッケージ端子にて受信されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  6. ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子と、
    ハイサイドドライバ出力端子と、
    ハイサイドゲートドライバ出力信号を前記ハイサイドドライバ出力端子に出力するハイサイドゲートドライバ回路と、
    ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子と、
    ローサイドドライバ出力端子と
    ローサイドゲートドライバ出力信号を前記ローサイドドライバ出力端子に出力するローサイドゲートドライバ回路と、
    ハイサイド電流検出入力端子と、
    ハイサイド電圧検出入力端子と、
    ローサイド電流検出入力端子と、
    ローサイド電圧検出入力端子と、
    前記ハイサイドゲートドライバ回路に制御信号を供給し、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子からハイサイドドライバデジタル制御信号を受信するハイサイドドライバ論理回路と、
    前記ローサイドゲートドライバ回路に制御信号を供給し、前記ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子からローサイドドライバデジタル制御信号を受信するローサイドドライバ論理回路と、
    前記ハイサイド電流検出入力端子から信号を受信し、前記ハイサイドドライバ論理回路に信号を供給するハイサイド電流検出回路と、
    前記ハイサイド電圧検出入力端子から信号を受信し、前記ローサイドドライバ論理回路に信号を供給するハイサイド電圧検出回路と、
    前記ローサイド電流検出入力端子から信号を受信し、前記ローサイドドライバ論理回路に信号を供給するローサイド電流検出回路と、
    前記ローサイド電圧検出入力端子から信号を受信し、前記ハイサイドドライバ論理回路に信号を供給するローサイド電圧検知回路と、
    を具備するゲートドライバ集積回路であって、
    前記ゲートドライバ集積回路は、命令を受け取り実行するデジタルプロセッサを含まないことを特徴とするゲートドライバ集積回路。
  7. 前記ハイサイド電流検出回路はハイサイド電流検出コンパレータであり、前記ハイサイド電圧検出回路はハイサイド電圧検出コンパレータであり、前記ローサイド電流検出回路はローサイド電流検出コンパレータであり、前記ローサイド電圧検出回路はローサイド電圧検出コンパレータであることを特徴とする請求項６に記載のゲートドライバ集積回路。
  8. スイッチングノード入力端子と、
    前記ハイサイド電圧検出コンパレータに第１の基準電圧を供給する第１の基準電圧回路であって、前記第１の基準電圧は前記スイッチングノード入力端子の電圧を基準にしたものである、第１の基準電圧回路と、
    接地ノード入力端子と、
    前記ローサイド電圧検出コンパレータに第２の基準電圧を供給する第２の基準電圧回路であって、前記第２の基準電圧は前記接地ノード入力端子の電圧を基準にしたものである、第２の基準電圧回路と、
    をさらに具備することを特徴とする請求項７に記載のゲートドライバ集積回路。
  9. ローサイドトランジスタのゲートにローサイドゲート信号を送り、ハイサイドトランジスタのゲートにハイサイドゲート信号を送るのに適したゲートドライバ集積回路であって、前記ハイサイドトランジスタはボディダイオードを有し、前記ゲートドライバ集積回路は、
    ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子と、
    ハイサイドドライバ出力端子と、
    ハイサイドゲートドライバ出力信号を前記ハイサイドドライバ出力端子に出力するハイサイドゲートドライバ回路と、
    ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子と
    ローサイドドライバ出力端子と、
    前記ローサイドゲートドライバ出力信号を前記ローサイドドライバ出力端子に出力するローサイドゲートドライバ回路と、
    前記ハイサイドゲートドライバ回路が前記ハイサイドトランジスタをオフにしている間に、前記ハイサイドトランジスタの前記ボディダイオードを流れる電流が所定の閾値電流を超えたときを判断し、前記判断に応答して前記ハイサイドトランジスタをターンオンさせるための、ボディダイオード電流監視手段と、
    前記ハイサイドトランジスタがターンオンしている間に、前記ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子上のローサイドドライバデジタル制御信号の変化を検出し、それに応答して前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせるための、ハイサイドドライバ論理手段と、
    前記ハイサイドトランジスタのゲート・ソース間電圧が所定の閾値電圧を下回った時を検出し、それに応答して前記ローサイドゲートドライバ回路に前記ローサイドトランジスタをターンオンさせるための、ＶＧｓ監視手段と、
    を具備することを特徴とする、
    ゲートドライバ集積回路。
  10. 前記ボディダイオード電流監視手段は第１のコンパレータを具備し、前記第１のコンパレータは前記ハイサイドドライバ論理手段に伝達される第１のコンパレータ出力信号を出力し、前記ＶＧｓ監視手段は第２のコンパレータを具備し、前記第２のコンパレータはローサイドドライバ論理回路に伝達される第２のコンパレータ出力信号を出力し、前記ハイサイドドライバロジック手段は前記ハイサイドドライバ制御信号入力端子からハイサイドドライバデジタル制御信号を受信し、前記ゲートドライバ集積回路は命令を受け取り実行するデジタルプロセッサを含まないことを特徴とする、請求項９に記載のゲートドライバ集積回路。
  11. 前記ボディダイオード電流監視手段は電流検出入力端子と基準電圧回路とをさらに具備し、前記第１のコンパレータの第１の差動入力リードは前記電流検出入力端子に接続され、前記第１のコンパレータの第２の差動入力リードは基準電圧回路に接続されていることを特徴とする、請求項１０に記載のゲートドライバ集積回路。
  12. 前記ＶＧｓ監視手段は電圧検出入力端子と基準電圧回路とをさらに具備し、前記第２のコンパレータの第１の差動入力リードは前記電圧検出入力端子に接続され、前記第２のコンパレータの第２の差動入力リードは前記基準電圧回路に接続されていることを特徴とする、請求項１０に記載のゲートドライバ集積回路。
  13. 前記ＶＧｓ監視手段は前記ハイサイドトランジスタのゲート・ソース間電圧が所定の閾値電圧より低下したときを検出するためのものであり、このゲート・ソース間電圧の低下は、前記ハイサイドドライバロジック手段が前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせたことに起因するものであり、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子上にデジタル論理ロー値が生じていた間の、このターンオフの直前には、前記ハイサイドトランジスタはオンであり導通していたことを特徴とする、請求項９に記載のゲートドライバ集積回路。
  14. 前記ゲートドライバ集積回路がマルチビットデジタル制御値を受信するためのシリアルデジタルインターフェース回路をさらに具備し、前記マルチビットデジタル制御値により前記所定の閾値電流が設定されることを特徴とする、請求項９に記載のゲートドライバ集積回路。
  15. 前記ゲートドライバ集積回路がマルチビットデジタル制御値を受信するためのシリアルデジタルインターフェース回路をさらに具備し、前記マルチビットデジタル制御値により前記所定の閾値電圧が設定されることを特徴とする、請求項９に記載のゲートドライバ集積回路。
  16. ローサイドトランジスタのゲートにローサイドゲート信号を送り、ハイサイドトランジスタのゲートにハイサイドゲート信号を送るのに適したゲートドライバ集積回路であって、前記ハイサイドトランジスタはボディダイオードを有し、前記ゲートドライバ集積回路は、
    ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子と、
    ハイサイドドライバ出力端子と、
    ハイサイドゲートドライバ出力信号を前記ハイサイドドライバ出力端子に出力するハイサイドゲートドライバ回路であって、前記ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子に所定のデジタル論理値のデジタル信号が存在する場合、前記ハイサイドゲートドライバ回路は、前記ハイサイドトランジスタの前記ゲートを駆動して前記ハイサイドトランジスタとターンオンさせる、ハイサイドゲートドライバ回路と、
    ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子と
    ローサイドドライバ出力端子と、
    前記ローサイドゲートドライバ出力信号を前記ローサイドドライバ出力端子に出力するローサイドゲートドライバ回路と、
    前記ハイサイドゲートドライバ回路が前記ハイサイドトランジスタをオフにしている間に、前記ハイサイドトランジスタの前記ボディダイオードを流れる電流が所定の閾値電流を超えたときを判断し、前記所定のデジタル論理値のデジタル信号が前記ハイサイドドライバデジタル制御信号入力端子に存在しなくても、前記ハイサイドトランジスタがオンになるように、前記判断に応答して前記ハイサイドトランジスタをターンオンさせる、ボディダイオード電流監視手段と、
    前記ハイサイドトランジスタと前記ローサイドトランジスタの両方が同時にオンにならず導通状態にならないように、前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせる手段であって、前記ゲートドライバ集積回路は、命令を受け取り実行するデジタルプロセッサを含まない、前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせる手段と、
    を具備することを特徴とする、
    ゲートドライバ集積回路。
  17. 前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせる手段は、前記ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子上のデジタル信号がデジタル論理値を変化させた時を検出し、それに応答して前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせ、前記ハイサイドトランジスタをターンオフさせる手段は、前記ハイサイドゲートドライバ回路に制御信号を供給することを特徴とする、請求項１６に記載のゲートドライバ集積回路。
  18. 前記ボディダイオード電流監視手段は、ハイサイド電流検出入力端子を具備することを特徴とする、請求項１７に記載のゲートドライバ集積回路。
  19. 前記所定のデジタル論理値はデジタル論理ハイ値であることを特徴とする、請求項１６に記載のゲートドライバ集積回路。
  20. 前記所定のデジタル論理値はデジタル論理ロー値であることを特徴とする、請求項１６に記載のゲートドライバ集積回路。
  21. 前記ローサイドゲートドライバ回路が前記ローサイドトランジスタをオフにしている間に、前記ローサイドトランジスタのボディダイオードを流れる電流が所定の閾値電流を超えたときを判断するするため、及び、前記判断に応答して前記ローサイドトランジスタをターンオンさせるために、ボディダイオード電流監視手段をさらに備える、請求項１６に記載のゲートドライバ集積回路。
  22. 前記ボディダイオード電流監視手段は、他の電流が他の所定の閾値電流を超えたときを間接的に判断することによって、前記ハイサイドトランジスタの前記ボディダイオードを流れる電流が所定の閾値電流を超えたときを判断する請求項１６に記載のゲートドライバ集積回路。
  23. 前記ローサイドゲートドライバ回路に制御信号を供給し、前記ローサイドドライバデジタル制御信号入力端子からローサイドデジタル入力制御信号を受信するローサイドドライバ論理回路をさらに具備することを特徴とする、請求項１６に記載のゲートドライバ集積回路。
  24. 電力用電界効果トランジスタを駆動するためのゲートドライバ集積回路であって、前記電力用電界効果トランジスタは、半導体ダイの一部であり、ボディダイオードも前記半導体ダイの一部であり、前記ゲートドライバ集積回路は、
    ドライバデジタル制御信号入力端子と、
    ドライバ出力端子と、
    ゲートドライバ出力信号を前記ドライバ出力端子に出力するゲートドライバ回路であって、前記ゲートドライバ回路は、前記ドライバデジタル制御信号入力端子に所定のデジタル論理値のデジタル信号が存在する場合、前記電力用電界効果トランジスタをターンオンさせるために、前記電力用電界効果トランジスタの前記ゲートを駆動する、ゲートドライバ回路と、
    前記ゲートドライバ回路が前記電力用電界効果トランジスタをオフにしている間に、前記ボディダイオードを流れる電流が所定の閾値電流を超えたときを判断し、前記所定のデジタル論理値のデジタル信号が前記ドライバデジタル制御信号入力端子に存在しなくても、前記電力用電界効果トランジスタがオンになるように、前記判断に応答して前記電力用電界効果トランジスタをターンオンさせるための、ボディダイオード電流監視手段と、
    第２のデジタル制御信号の変化に応答して前記電力用電界効果トランジスタをターンオフさせる手段であって、前記第２のデジタル制御信号の変化は、前記電力用電界効果トランジスタがオンで、前記ドライバデジタル制御信号入力端子上の前記デジタル信号が前記所定のデジタル論理値とならない間に生じ、前記ゲートドライバ集積回路は、命令を受け取り実行するデジタルプロセッサを含まない、前記電力用電界効果トランジスタをターンオフさせる手段と、
    を具備することを特徴とする、
    ゲートドライバ集積回路。
JP2019029200A 2018-02-21 2019-02-21 ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ Active JP6855522B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/901,829 2018-02-21
US15/901,829 US10090751B1 (en) 2018-02-21 2018-02-21 Gate driver for switching converter having body diode power loss minimization

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021043530A Division JP7039744B2 (ja) 2018-02-21 2021-03-17 ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2019180228A true JP2019180228A (ja) 2019-10-17
JP6855522B2 JP6855522B2 (ja) 2021-04-07

Family

ID=63638772

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019029200A Active JP6855522B2 (ja) 2018-02-21 2019-02-21 ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ
JP2021043530A Active JP7039744B2 (ja) 2018-02-21 2021-03-17 ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021043530A Active JP7039744B2 (ja) 2018-02-21 2021-03-17 ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ

Country Status (6)

Country Link
US (2) US10090751B1 (ja)
EP (2) EP3570440B1 (ja)
JP (2) JP6855522B2 (ja)
KR (2) KR102195552B1 (ja)
CN (2) CN110176871B (ja)
TW (2) TWI709293B (ja)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111769730A (zh) * 2016-07-13 2020-10-13 富士电机株式会社 功率模块
US10090751B1 (en) * 2018-02-21 2018-10-02 Ixys, Llc Gate driver for switching converter having body diode power loss minimization
DE102018220247A1 (de) * 2018-11-26 2020-05-28 Robert Bosch Gmbh Leistungsschalteranordnung
CN110138367B (zh) * 2019-05-16 2020-12-08 东南大学 降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路
CN110557106B (zh) * 2019-08-14 2023-09-05 成都芯源系统有限公司 一种开关单元关断保护电路及保护方法
EP3958466B1 (en) * 2020-08-18 2024-05-15 Aptiv Technologies AG Triggering circuit and electronic fuse device incorporating the same
US11264985B1 (en) * 2021-03-04 2022-03-01 Aes Global Holdings Pte Ltd. Bipolar pulsed-voltage gate driver
CN118092565A (zh) * 2021-06-07 2024-05-28 长江存储科技有限责任公司 低压降调节器中的功率泄漏阻断
KR102526974B1 (ko) * 2021-07-21 2023-04-27 비테스코 테크놀로지스 게엠베하 자동차용 pn 릴레이 제어 장치
US11552633B1 (en) * 2021-10-15 2023-01-10 Stmicroelectronics S.R.L. Driver circuit with enhanced control for current and voltage slew rates
CN114123737A (zh) * 2021-11-03 2022-03-01 哈尔滨工业大学（深圳） 一种降低mosfet功率损耗的系统与方法
TWI788245B (zh) 2022-01-19 2022-12-21 立錡科技股份有限公司 脈波寬度調變控制器及其控制方法
TWI796199B (zh) 2022-02-21 2023-03-11 立錡科技股份有限公司 功率轉換器及其控制方法
US20230396141A1 (en) * 2022-06-02 2023-12-07 Psemi Corporation Circuits and methods for generating a continuous current sense signal

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011015461A (ja) * 2009-06-30 2011-01-20 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 信号制御回路
JP2013143804A (ja) * 2012-01-10 2013-07-22 Denso Corp スイッチング素子の駆動装置
JP2015035946A (ja) * 2013-07-10 2015-02-19 株式会社デンソー 駆動制御装置
JP2015216818A (ja) * 2014-05-13 2015-12-03 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
JP2016163451A (ja) * 2015-03-03 2016-09-05 株式会社デンソー 同期整流回路
JP2017005974A (ja) * 2015-06-04 2017-01-05 株式会社デンソー 同期整流回路
JP2017022678A (ja) * 2015-07-15 2017-01-26 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置および電力制御装置
US20170288661A1 (en) * 2016-04-01 2017-10-05 Ixys Corporation Gate Driver That Drives With A Sequence Of Gate Resistances

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6759692B1 (en) * 2002-02-04 2004-07-06 Ixys Corporation Gate driver with level shift circuit
GB0227792D0 (en) * 2002-11-29 2003-01-08 Koninkl Philips Electronics Nv Driver for switching circuit and drive method
JP4046752B2 (ja) * 2006-05-09 2008-02-13 シャープ株式会社 電源回路装置及びこの電源回路装置を備えた電子機器
JP4735429B2 (ja) * 2006-06-09 2011-07-27 株式会社デンソー 負荷駆動装置
US9118259B2 (en) * 2007-12-03 2015-08-25 Texas Instruments Incorporated Phase-shifted dual-bridge DC/DC converter with wide-range ZVS and zero circulating current
US7986172B2 (en) * 2009-08-31 2011-07-26 Freescale Semiconductor, Inc. Switching circuit with gate driver having precharge period and method therefor
DE102010013353A1 (de) * 2010-03-30 2011-10-06 Texas Instruments Deutschland Gmbh Schaltwandler-Steuerschaltung
US8305053B2 (en) * 2010-08-18 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for controlling a power switch in a power supply system
US20120062190A1 (en) 2010-09-10 2012-03-15 Holger Haiplik Dc-dc converters
EP2815491A2 (en) * 2012-05-24 2014-12-24 Siemens Aktiengesellschaft Gate driver for a power converter
JP5812027B2 (ja) * 2013-03-05 2015-11-11 株式会社デンソー 駆動制御装置
US9696350B2 (en) * 2013-03-15 2017-07-04 Intel Corporation Non-linear control for voltage regulator
CN105379086B (zh) * 2013-07-10 2018-11-20 株式会社电装 驱动控制装置
JP6277691B2 (ja) * 2013-11-28 2018-02-14 株式会社オートネットワーク技術研究所 制御信号生成回路及び回路装置
US9543940B2 (en) * 2014-07-03 2017-01-10 Transphorm Inc. Switching circuits having ferrite beads
US9537338B2 (en) * 2014-09-16 2017-01-03 Navitas Semiconductor Inc. Level shift and inverter circuits for GaN devices
WO2016114911A1 (en) * 2015-01-12 2016-07-21 Hua Cao Switching regulator and control method thereof
JP6207669B2 (ja) 2016-05-17 2017-10-04 三菱電機株式会社 同期整流回路
US10090751B1 (en) * 2018-02-21 2018-10-02 Ixys, Llc Gate driver for switching converter having body diode power loss minimization

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011015461A (ja) * 2009-06-30 2011-01-20 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 信号制御回路
JP2013143804A (ja) * 2012-01-10 2013-07-22 Denso Corp スイッチング素子の駆動装置
JP2015035946A (ja) * 2013-07-10 2015-02-19 株式会社デンソー 駆動制御装置
JP2015216818A (ja) * 2014-05-13 2015-12-03 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
JP2016163451A (ja) * 2015-03-03 2016-09-05 株式会社デンソー 同期整流回路
JP2017005974A (ja) * 2015-06-04 2017-01-05 株式会社デンソー 同期整流回路
JP2017022678A (ja) * 2015-07-15 2017-01-26 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置および電力制御装置
US20170288661A1 (en) * 2016-04-01 2017-10-05 Ixys Corporation Gate Driver That Drives With A Sequence Of Gate Resistances

Also Published As

Publication number Publication date
EP3570440A1 (en) 2019-11-20
TW201937837A (zh) 2019-09-16
US20190260281A1 (en) 2019-08-22
EP4057509B1 (en) 2024-06-26
KR20200145797A (ko) 2020-12-30
CN110176871A (zh) 2019-08-27
EP4057509A1 (en) 2022-09-14
EP3570440B1 (en) 2022-06-08
CN110176871B (zh) 2021-06-11
JP6855522B2 (ja) 2021-04-07
CN113315403A (zh) 2021-08-27
KR102195552B1 (ko) 2020-12-28
JP7039744B2 (ja) 2022-03-22
TWI748662B (zh) 2021-12-01
US10439483B2 (en) 2019-10-08
CN113315403B (zh) 2024-05-17
TWI709293B (zh) 2020-11-01
JP2022001009A (ja) 2022-01-04
KR102467987B1 (ko) 2022-11-17
TW202118208A (zh) 2021-05-01
KR20190100861A (ko) 2019-08-29
US10090751B1 (en) 2018-10-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6855522B2 (ja) ボディダイオードの電力損失を最小にするスイッチングコンバータのゲートドライバ
CN111999623B (zh) 监控开关晶体管的系统和方法
US8638080B2 (en) Circuits and methods for controlling PWM input of driver circuit
JP6428939B2 (ja) 半導体装置
JP2006158067A (ja) 電源ドライバ回路
CN110022051B (zh) 用于驱动功率级的装置和方法
TW201937178A (zh) 量測在降壓切換模式電源供應器中之輸出電流
JP2016025388A (ja) 半導体装置
JP6468399B2 (ja) 半導体素子の駆動装置
WO2015064222A1 (ja) 半導体装置
TW201334418A (zh) 用於電壓驅動器的位準位移系統及方法
US8681514B2 (en) Controller for secondary side control of a switch, power converter, and related synchronous rectification control method
US10320297B2 (en) Body-diode conduction detector for adaptive controlling of the power stage of power converters
US8994437B2 (en) Semiconductor device and circuit for controlling potential of gate of insulated gate type switching device
JP2019204997A (ja) ブリッジ出力回路、モータドライバ装置及び半導体装置
JP4543021B2 (ja) 電源装置及びその制御回路並びに制御方法
CN110829801A (zh) 用于控制电源转换器的电路和方法
JP7338139B2 (ja) スイッチング制御回路、電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20190621

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20200526

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20200728

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20200908

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20201204

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20210205

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210216

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210317

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6855522

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250