TW201937178A - 量測在降壓切換模式電源供應器中之輸出電流 - Google Patents
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Abstract
一取樣與保持電路在脈衝寬度調變(PWM)週期之低側部分之實質上中間(在低側開關接通期間之50%點)處獲取流動穿過一降壓切換模式電源供應器(SMPS)之一電感器之電流之一樣本。在該低側接通期間50%點穿過該SMPS電感器之該電流之此樣本可視為該SMPS之「平均」或「DC輸出」電流，且每次恰好在相同之低側接通50%處獲取。一恆定電流源及槽用以將一時序電容器充電及放電，該時序電容器之電壓電荷由一高速電壓比較器監測以提供精確取樣時序。
Description
本發明係關於一種切換模式電源供應器(SMPS)，且特定而言，係關於對一降壓SMPS中之輸出電流之準確量測。
切換模式電源供應器(SMPS)遞送大量電力而極少浪費，此乃因SMPS之電路元件係極其高效的且耗散極少電力。在SMPS (特定而言，負載點(POL)轉換器)中，以一高準確度(在全負載下之1%至3%)提供對輸出電流之一即時量測以用於最大操作效率係必不可少的。不僅此電流量測必須係準確的，而且其必須不影響SMPS POL轉換器之效率或動態效能。感測且量測電流達到此一高準確度(1%至3%)係在SMPS設計中已存在了多年之一問題。現今，並不存在已知解決方案以滿足不會不利地影響POL轉換器之效率之此要求。
因此，需要在不使SMPS之效率及/或動態效能降級之情況下對SMPS輸出電流進行較準確量測。
根據一實施例，一種用於在一切換模式電源供應器(SMPS) (具有串聯耦合於一供應電壓與共同點之間的高側開關及低側開關以及耦合於該高側開關和該低側開關之一接合點與一負載之間的一功率電感器)中執行電流量測之方法可包括以下步驟：當該高側開關可接通時，以一第一恆定電流將一時序電容器充電；當一脈衝寬度調變(PWM)週期達到50%且該高側開關可接通時，以該第一恆定電流將該時序電容器放電；當該PWM週期達到50%且該高側開關可關斷時，以一第二恆定電流將該時序電容器放電，其中該第二恆定電流可係該第一恆定電流的兩倍；及當該時序電容器上之一電壓達到一預定參考電壓時，對該功率電感器電流進行取樣。
根據該方法之又一實施例，當該高側開關可關斷且該PWM週期可小於50%時，可不將該時序電容器充電或放電。根據又一實施例，當可對該功率電感器電流進行取樣時，將該電容器預充電至該參考電壓。根據又一實施例，將該功率電感器電流樣本轉換為其一數位表示之步驟可藉助一類比轉數位轉換器(ADC)來完成。
根據該方法之又一實施例，可包括以下步驟：將複數個該等功率電感器電流樣本求平均；及藉助一類比轉數位轉換器(ADC)將該複數個該等功率電感器電流樣本之平均值轉換為其一數位表示。
根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括以下步驟：在該低側開關與該供應共同點之間提供一電流量測電阻器；及當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該電流量測電阻器形成之一電壓進行取樣。
根據該方法之又一實施例，該高側開關及該低側開關可係功率電晶體。根據該方法之又一實施例，該等功率電晶體可係金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時對跨越該低側MOSFET形成之一電壓進行取樣之該步驟。
根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括以下步驟：提供與該低側MOSFET相關聯之一前導場效電晶體(FET)，其中該前導FET可具有流動穿過其之該功率電感器電流之一小部分；及當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該前導FET及該低側MOSFET形成之一電壓進行取樣。根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括以下步驟：提供與該功率電感器串聯之一電流量測電阻器；及當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該電流量測電阻器形成之一電壓進行取樣。根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時對跨越該功率電感器之一電壓進行取樣之該步驟。
根據該方法之又一實施例，預定臨限值電壓可係大約零(0)伏特。根據該方法之又一實施例，可包括當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時產生一取樣信號之步驟。根據該方法之又一實施例，可包括該時序電容器上之該電壓每第n次達到該預定參考電壓時藉助一類比轉數位轉換器(ADC)將該功率電感器電流樣本轉換為其一數位表示之步驟。
根據另一實施例，一種用於判定一降壓切換模式電源供應器(SMPS)中之一功率電感器電流取樣點之設備可包括：一恆定電流源，其具有第一節點及第二節點，其中其該第一節點可耦合至一電壓源；一恆定電流槽，其具有第一節點及第二節點，其中該恆定電流槽可係該恆定電流源之電流值的兩倍；一電流源開關，其耦合於該恆定電流源之該第二節點與該恆定電流槽之該第一節點之間；一電流槽開關，其耦合於該恆定電流槽之該第二節點與一電壓源共同點之間；一時序電容器，其耦合於該恆定電流槽之該第一節點與該電壓源共同點之間；一電壓比較器，其具有耦合至一預定參考電壓之一第一輸入、耦合至該時序電容器之一第二輸入及一輸出，其中其該輸出可在該時序電容器上之該電壓可大於該預定參考電壓時處於一第一邏輯位準且在該時序電容器上之該電壓可等於或小於該預定參考電壓時處於一第二邏輯位準；其中當來自該SMPS之一高側開關信號變為一第一邏輯位準時，該電流源開關接通且將該恆定電流源耦合至該時序電容器，藉此該時序電容器上之一電壓增加；當來自該SMPS之該高側開關信號變為一第二邏輯位準時，該電流源開關關斷且將該恆定電流源自該時序電容器解耦，藉此該時序電容器上之該電壓保持不變；且當可接收來自該SMPS之一50%脈衝寬度調變(PWM)週期信號時，該電流槽開關接通且將該恆定電流槽耦合至該時序電容器，藉此當該高側開關信號可處於該第二邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以係其增加時兩倍快之速率降低，且當該高側開關信號可處於該第一邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以與其增加時相同之速率降低。
根據又一實施例，當該電壓比較器之該輸出可處於該第二邏輯位準時，可產生一取樣信號。根據又一實施例，一電壓等化開關可耦合於該時序電容器與該預定參考電壓之間，其中當可產生該取樣信號時，該電壓等化開關可接通且可迫使該時序電容器上之該電壓變得與該預定參考電壓實質上相同。根據又一實施例，當可產生該取樣信號時，可獲取該功率電感器電流之一樣本。
根據又一實施例，一種用於判定一降壓切換模式電源供應器(SMPS)中之一功率電感器電流取樣點之微控制器可包括：一恆定電流源，其具有第一節點及第二節點，其中其該第一節點可耦合至一電壓源；一恆定電流槽，其具有第一節點及第二節點，其中該恆定電流槽可係該恆定電流源之電流值的兩倍；一電流源開關，其耦合於該恆定電流源之該第二節點與該恆定電流槽之該第一節點之間；一電流槽開關，其耦合於該恆定電流槽之該第二節點與一電壓源共同點之間；一時序電容器，其耦合於該恆定電流槽之該第一節點與該電壓源共同點之間；一電壓比較器，其具有耦合至一預定參考電壓之一第一輸入、耦合至該時序電容器之一第二輸入及一輸出，其中其該輸出可在該時序電容器上之該電壓可大於該預定參考電壓時處於一第一邏輯位準且在該時序電容器上之該電壓可等於或小於該預定參考電壓時處於一第二邏輯位準；其中當來自該SMPS之一高側開關信號變為一第一邏輯位準時，該電流源開關接通且將該恆定電流源耦合至該時序電容器，藉此該時序電容器上之一電壓增加；當來自該SMPS之該高側開關信號變為一第二邏輯位準時，該電流源開關關斷且將該恆定電流源自該時序電容器解耦，藉此該時序電容器上之該電壓保持不變；且當可接收來自該SMPS之一50%脈衝寬度調變(PWM)週期信號時，該電流槽開關接通且將該恆定電流槽耦合至該時序電容器，藉此當該高側開關信號可處於該第二邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以係其增加時兩倍快之速率降低，且當該高側開關信號可處於該第一邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以與其增加時相同之速率降低。
根據一實施例，一種用於在一切換模式電源供應器(SMPS) (具有串聯耦合於一供應電壓與共同點之間的高側開關及低側開關以及耦合於該高側開關和該低側開關之一接合點與一負載之間的一功率電感器)中執行電流量測之方法可包括以下步驟：當該高側開關可接通時，以一第一恆定電流將一時序電容器充電；當一脈衝寬度調變(PWM)週期達到50%且該高側開關可接通時，以該第一恆定電流將該時序電容器放電；當該PWM週期達到50%且該高側開關可關斷時，以一第二恆定電流將該時序電容器放電，其中該第二恆定電流可係該第一恆定電流的兩倍；及當該時序電容器上之一電壓達到一預定參考電壓時，對該功率電感器電流進行取樣。
根據該方法之又一實施例，當該高側開關可關斷且該PWM週期可小於50%時，可不將該時序電容器充電或放電。根據又一實施例，當可對該功率電感器電流進行取樣時，將該電容器預充電至該參考電壓。根據又一實施例，將該功率電感器電流樣本轉換為其一數位表示之步驟可藉助一類比轉數位轉換器(ADC)來完成。
根據該方法之又一實施例，可包括以下步驟：將複數個該等功率電感器電流樣本求平均；及藉助一類比轉數位轉換器(ADC)將該複數個該等功率電感器電流樣本之平均值轉換為其一數位表示。
根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括以下步驟：在該低側開關與該供應共同點之間提供一電流量測電阻器；及當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該電流量測電阻器形成之一電壓進行取樣。
根據該方法之又一實施例，該高側開關及該低側開關可係功率電晶體。根據該方法之又一實施例，該等功率電晶體可係金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時對跨越該低側MOSFET形成之一電壓進行取樣之該步驟。
根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括以下步驟：提供與該低側MOSFET相關聯之一前導場效電晶體(FET)，其中該前導FET可具有流動穿過其之該功率電感器電流之一小部分；及當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該前導FET及該低側MOSFET形成之一電壓進行取樣。根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括以下步驟：提供與該功率電感器串聯之一電流量測電阻器；及當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該電流量測電阻器形成之一電壓進行取樣。根據該方法之又一實施例，對該功率電感器電流進行取樣之該步驟可包括當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時對跨越該功率電感器之一電壓進行取樣之該步驟。
根據該方法之又一實施例，預定臨限值電壓可係大約零(0)伏特。根據該方法之又一實施例，可包括當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時產生一取樣信號之步驟。根據該方法之又一實施例，可包括該時序電容器上之該電壓每第n次達到該預定參考電壓時藉助一類比轉數位轉換器(ADC)將該功率電感器電流樣本轉換為其一數位表示之步驟。
根據另一實施例，一種用於判定一降壓切換模式電源供應器(SMPS)中之一功率電感器電流取樣點之設備可包括：一恆定電流源，其具有第一節點及第二節點，其中其該第一節點可耦合至一電壓源；一恆定電流槽，其具有第一節點及第二節點，其中該恆定電流槽可係該恆定電流源之電流值的兩倍；一電流源開關，其耦合於該恆定電流源之該第二節點與該恆定電流槽之該第一節點之間；一電流槽開關，其耦合於該恆定電流槽之該第二節點與一電壓源共同點之間；一時序電容器，其耦合於該恆定電流槽之該第一節點與該電壓源共同點之間；一電壓比較器，其具有耦合至一預定參考電壓之一第一輸入、耦合至該時序電容器之一第二輸入及一輸出，其中其該輸出可在該時序電容器上之該電壓可大於該預定參考電壓時處於一第一邏輯位準且在該時序電容器上之該電壓可等於或小於該預定參考電壓時處於一第二邏輯位準；其中當來自該SMPS之一高側開關信號變為一第一邏輯位準時，該電流源開關接通且將該恆定電流源耦合至該時序電容器，藉此該時序電容器上之一電壓增加；當來自該SMPS之該高側開關信號變為一第二邏輯位準時，該電流源開關關斷且將該恆定電流源自該時序電容器解耦，藉此該時序電容器上之該電壓保持不變；且當可接收來自該SMPS之一50%脈衝寬度調變(PWM)週期信號時，該電流槽開關接通且將該恆定電流槽耦合至該時序電容器，藉此當該高側開關信號可處於該第二邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以係其增加時兩倍快之速率降低，且當該高側開關信號可處於該第一邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以與其增加時相同之速率降低。
根據又一實施例，當該電壓比較器之該輸出可處於該第二邏輯位準時，可產生一取樣信號。根據又一實施例，一電壓等化開關可耦合於該時序電容器與該預定參考電壓之間，其中當可產生該取樣信號時，該電壓等化開關可接通且可迫使該時序電容器上之該電壓變得與該預定參考電壓實質上相同。根據又一實施例，當可產生該取樣信號時，可獲取該功率電感器電流之一樣本。
根據又一實施例，一種用於判定一降壓切換模式電源供應器(SMPS)中之一功率電感器電流取樣點之微控制器可包括：一恆定電流源，其具有第一節點及第二節點，其中其該第一節點可耦合至一電壓源；一恆定電流槽，其具有第一節點及第二節點，其中該恆定電流槽可係該恆定電流源之電流值的兩倍；一電流源開關，其耦合於該恆定電流源之該第二節點與該恆定電流槽之該第一節點之間；一電流槽開關，其耦合於該恆定電流槽之該第二節點與一電壓源共同點之間；一時序電容器，其耦合於該恆定電流槽之該第一節點與該電壓源共同點之間；一電壓比較器，其具有耦合至一預定參考電壓之一第一輸入、耦合至該時序電容器之一第二輸入及一輸出，其中其該輸出可在該時序電容器上之該電壓可大於該預定參考電壓時處於一第一邏輯位準且在該時序電容器上之該電壓可等於或小於該預定參考電壓時處於一第二邏輯位準；其中當來自該SMPS之一高側開關信號變為一第一邏輯位準時，該電流源開關接通且將該恆定電流源耦合至該時序電容器，藉此該時序電容器上之一電壓增加；當來自該SMPS之該高側開關信號變為一第二邏輯位準時，該電流源開關關斷且將該恆定電流源自該時序電容器解耦，藉此該時序電容器上之該電壓保持不變；且當可接收來自該SMPS之一50%脈衝寬度調變(PWM)週期信號時，該電流槽開關接通且將該恆定電流槽耦合至該時序電容器，藉此當該高側開關信號可處於該第二邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以係其增加時兩倍快之速率降低，且當該高側開關信號可處於該第一邏輯位準時，該時序電容器上之該電壓以與其增加時相同之速率降低。
相關專利申請案
本申請案主張於2014年10月17日提出申請之共同擁有之第62/065,152號美國臨時專利申請案之優先權，該美國臨時專利申請案出於所有目的以引用方式併入本文中。
根據本發明之各種實施例，一取樣與保持電路在脈衝寬度調變(PWM)週期之低側部分之實質上中間(在低側開關接通期間之50%點)處獲取流動穿過一降壓切換模式電源供應器(SMPS)之一電感器之電流之一樣本。在低側接通期間50%點穿過SMPS電感器之電流之此樣本可視為SMPS之「平均」或「DC輸出」電流。且較佳地，應每當對SMPS電感器電流進行取樣時恰好在相同之低側接通50%點處獲取該樣本。
SMPS可使用一仿真電流模式控制架構。替代自穿過一感測元件之電流產生之一電流斜波，將平均輸出電流與一斜率補償斜波一起求和。然後，將比較經求和電流波形之輸出與一誤差放大器輸出。因此，在每個PWM週期之低側接通之50%點處獲取之平均負載電流可用於控制SMPS。在一高位準處，判定或量測平均負載電流之問題歸結為時序。何時應對所感測之電流進行取樣以提供平均負載電流？此取樣必須每個循環(PWM週期)在實質上相同時間處發生且在低側開關(例如 ，金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET))接通時間之中點處發生。任何逐循環或中點時序移位將引起所量測之平均輸出電流中之誤差。
需要平均系統負載電流不僅用於PWM產生控制系統，而且亦作為可由一類比轉數位轉換器(ADC)量測以用於轉換為表示類比電流樣本之一數位值之一值。然而，ADC轉換可花費比一PWM週期長之時間，因此每第n次出現50%點時轉換電感器電流之一樣本可係必需的。亦預期且在本發明之範疇內，不僅在第n次獲取PWM週期之低側接通50%點之複數個樣本且將此等樣本求平均以用於稍後由ADC進行之轉換。與目前技術電感器電流取樣方法相比，用於在低側接通期間50%點對電感器電流進行取樣之此技術(方法)在一整合解決方案中提供平均電感器電流之高度準確及可重複樣本。
期望使此ADC量測儘可能地準確，且因此在功率切換電晶體(例如 ，功率MOSFET)、驅動器二者皆不切換時發生。開始ADC轉換之一良好時間將係給出一取樣信號時，此乃因此在低驅動時間之中點處發生。
為了提供所要求之高取樣時序準確度，可利用對與一高速類比電壓比較器組合之一時序電容器之恆定電流充電及放電。PWM週期之一50%點係由以PWM週期之頻率(週期=1/頻率)的兩倍運行之一時脈容易地提供，例如 ，PWM週期時間藉由將產生50%點之時脈除以二而導出。
現在參考圖式，示意性地圖解說明實例性實施例之細節。在圖式中，將由相似編號表示相似元件，且將由帶有一不同小寫字母後綴之相似編號表示類似元件。
參考圖1，繪示根據本發明之具體實例性實施例之一降壓切換模式電源供應器(SMPS)之一示意圖。通常由數字100表示之一降壓SMPS可包括一脈衝寬度調變(PWM)產生器102、一高側開關(例如 ，功率MOSFET) 104、一低側開關(例如 ，功率MOSFET) 106、一功率電感器108及一輸出濾波器電容器110。輸出電壓可跨越輸出濾波器電容器110經感測(+VSEN ，‑VSEN )。輸出電流可藉由量測穿過電感器108之電流(例如 ，使用跨越電阻器112之電壓降) (+ISEN ，‑ISEN )或電感器108電阻本身或者藉由量測穿過低側開關106之電流(例如 ，使用跨越電阻器114之電壓降) (ISN ，ISP )而判定。根據本發明之具體實例性實施例，對確切何時進行一電流量測之判定由一電流取樣時序與觸發器邏輯200判定。預期且在本發明之範疇內，PWM產生器102及電流取樣時序與觸發器邏輯200可係一微控制器之一部分或與一微控制器協作地起作用。關於PWM產生之更多細節及資訊(例如 ，應用註解AN1050、AN564及諸如此類)可在受讓人之網站www.microchip.com處獲得，且出於所有目的以引用方式併入本文中。
參考圖2，繪示根據本發明之一具體實例性實施例之一電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意圖。通常由數字200表示之一電流取樣時序與觸發器邏輯可包括一恆定電流源220、一充電開關(FET) 222、一恆定電流槽226、一放電開關(FET) 228、時序電容器238、放電開關(FET) 240、類比輸入電壓比較器242、預定標器(n除法器) 254、NAND閘246及248、AND閘230以及反相器224、232、234、244、250及252。預期且在本發明之範疇內，可存在可執行與圖2中所展示之電路相同之功能且可由熟習電子電路設計及本發明之權益之技術者設計之其他及不同電路組態。
當充電開關222接通時，恆定電流源220將開始以一恆定電流I將時序電容器238充電，其中時序電容器238上之一電荷將隨時間線性地增加以產生一充電電壓。當放電開關228接通時，恆定電流槽226將開始將時序電容器238上之電荷放電。當充電開關222及放電開關228二者皆分別接通時，對時序電容器238之充電/放電將係恆定電流源220與恆定電流槽226之間的電流差。由於恆定電流槽226具有一恆定電流值2I且恆定電流源220具有一恆定電流值I，因此當開關222及228二者皆接通時，將以一恆定電流I將時序電容器238放電。當僅開關222接通時，恆定電流源220將以一恆定電流I將時序電容器238充電。當僅開關228接通時，恆定電流槽226將以一恆定電流2I將時序電容器238放電。
來自電流感測路徑之取樣信號將以等於PWM信號之切換頻率之一速率出現。當一取樣信號由圖2中所展示之邏輯產生時，其亦可控制開關240以將亦耦合至電壓比較器242之非反相輸入之時序電容器238 (電壓等化)預充電至一參考電壓。根據一項實施例，此參考電壓可係(舉例而言但並不限於) 0.7伏特(V)。然而，可使用其他參考電壓(諸如例如，0.0伏特)。
PWM週期可比一類比轉數位轉換器(ADC) (未展示)將數位電流樣本轉換為其一數位表示所花費之時間快。因此，可在取樣信號與用以起始一ADC轉換之ADC轉換觸發器信號之間需要一預定標器254 (除以n電路)。然而，仍可在每個低側50%點處獲取數位電流值之樣本且將其一起求平均以用於由ADC進行之轉換。使用包括NAND閘230以及反相器232及234之正反器電路，50% PWM週期信號將接通開關228，開關228將保持接通直至確證取樣信號為止。
參考圖3，繪示根據本發明之具體實例性實施例之在一20% PWM工作循環下的圖2中所展示之電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意性時序圖。當PWM工作循環小於50%時，根據以下說明產生取樣信號且在圖3中進行繪示。僅當高驅動(HI_ON)經確證(接通) (高側開關104接通)從而致使充電開關222導電(接通)藉此將恆定電流源220耦合至時序電容器238時，自恆定電流源220以等於I之一恆定電流將電容器238充電。已將時序電容器238充電至0.7V，其中恆定充電電流I將進一步增加其上之電壓電荷。充電開關222保持接通且恆定電流源220保持耦合至時序電容器238直至高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷) (高側開關104關斷)為止。
若高側開關104在PWM切換週期已達到50%之前關斷，則充電開關222關斷且電容器238上之電荷經保持。在電流源220及/或電流槽226不耦合至時序電容器238之情況下，其將維持其上之電荷(電壓)。當PWM切換週期達到50%時，開關228接通且電流槽226耦合至時序電容器238，藉此以一恆定電流速率2I將其上之電壓電荷放電。因此，電容器238以係其經充電時兩倍快之速率放電。當電容器238上之電壓電荷係0.7V時，達到對負載電流進行取樣之時間點。此取樣點與低側開關106導電時間之中點一致。
在PWM週期50%點處開始時序電容器238上之電壓繼續降低，只要恆定電流槽226耦合至時序電容器238且直至時序電容器238上之電壓達到0.7V為止，其中電壓比較器242輸出將變高，反相器244輸出將變低且NAND閘246之輸出將變高。此將致使NAND閘248之輸出變低，此乃因高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷)。當NAND閘248之輸出變低時，反相器252之輸出變高且產生一取樣信號，從而致使FET開關240接通，藉此將時序電容器238上之電壓重設回至0.7V (若在一不同電壓處)。取樣信號在低側開關106接通時之中點處變高。因此，在電感器電流之中點或平均值處獲取穿過電感器108之電流之一樣本。
參考圖4，繪示根據本發明之具體實例性實施例之在一80% PWM工作循環下的圖2中所展示之電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意性時序圖。當PWM工作循環大於50%時，根據以下說明產生取樣信號且在圖4中進行繪示。僅當高驅動(HI_ON)經確證(接通) (高側開關104接通)從而致使充電開關222導電(接通)藉此將恆定電流源220耦合至時序電容器238時，自恆定電流源220以等於I之一恆定電流將電容器238充電。已將時序電容器238充電至0.7V，其中恆定充電電流I將進一步增加其上之電壓電荷。充電開關222保持接通且恆定電流源保持耦合至時序電容器238直至高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷)為止。在PWM週期50%點處，開關228經接通且電流槽226亦耦合至時序電容器238，藉此以一恆定電流速率I將其上之電壓電荷放電，此乃因電流源220保持耦合至時序電容器238。
一旦關斷高側開關104，將藉由高側驅動(HI_ON)變低而關斷開關222。然後，時序電容器238上之電壓將以係其經充電時兩倍之速率降低直至時序電容器238上之電壓達到0.7V為止。其中電壓比較器242輸出將變高，反相器244輸出將變低且NAND閘246之輸出將變高。此將致使NAND閘248之輸出變低，此乃因高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷)。當NAND閘248之輸出變低時，反相器252之輸出變高且產生一取樣信號，藉此將時序電容器238上之電壓重設回至0.7V (若在一不同電壓處)。取樣信號在低側開關106接通時之中點處變高。因此，在電感器電流之中點或平均值處獲取穿過電感器108之電流之一樣本。
參考圖5，繪示根據本發明之具體實例性實施例之自一恆定電流源及槽將一電容器充電及放電之一示意性時間-電壓曲線圖。可藉由參考圖5而較佳地理解圖2中所展示之類比時序電路之功能，其中繪示一電容器538自一恆定電流源520經充電且由一恆定電流槽526放電之一時間-電壓曲線圖。當透過恆定電流源520將電容器538充電時，跨越電容器518之電壓Vcap根據以下方程式隨時間線性地增加：I = C * dV/dt，其中C係電容器538之電容值，I係來自恆定電流源520之電流，且V係在時間t處電容器538上之電壓。當已知電流I、時間t及電壓V中之任兩個值時，可根據該兩個已知值來計算其他未知值。舉例而言，若已知電容器538之電容及來自恆定電流源520之充電電流，則可使用以上方程式(1)來判定電壓V1 處之時間t1 及電壓V2 處之時間t2 。類似地，可藉由將恆定電流槽526耦合至電容器538而將電容器538上之電壓放電。當恆定電流槽526具有2I或係恆定電流源520之恆定電流值的兩倍之一恆定電流時，將以係其以恆定電流I經充電時兩倍快之速率(2I)將時序電容器538放電。若恆定電流槽526係恆定電流源520之電流值的實質上兩倍，則當僅恆定電流槽526耦合至時序電容器538時，將總是以係其經充電時兩倍之速率將其放電。在可在www.microchip.com 處獲得之微晶片應用註解AN1250及AN1375以及兩者皆為James E. Bartling之共同擁有之第US 7,460,441 B2號美國專利(標題為「Measuring a long time period」)及第US 7,764,213 B2號美國專利(標題為「Current-time digital-to-analog converter」)中更全面地闡述對一時序電容器之恆定電流充電及放電之應用之一更一般使用說明；其中所有應用註解及美國專利皆特此出於所有目的以引用方式併入本文中。
參考圖6，繪示根據本發明之具體實例性實施例之電感器電流量測電路之示意圖。圖6(a)中展示一電流量測電路，其中一電阻器114在低側電流穿過其時形成一電壓。在圖6(b)中，使用開關(FET) 106之內部電阻替代電阻器114。在圖6(c)中，一感測或前導FET 107可用作電流感測元件。可使用穿過小前導FET 107之電流替代跨越電阻器114形成之電壓。可將前導FET 107構建至主功率FET 106中或將其與主功率FET 106共同封裝，且前導FET 107通常具有比主功率FET 106大得多之一導通電阻。舉例而言，此設計可能夠在前導FET 107對功率FET 106具有10,000：1之一導通電阻比率之情況下感測電流。在低側開關106導電期間，所有此等電流量測電路提供穿過電感器108之電流之一類比參數指示。
參考圖6(d)，輸入端子上之電感器電流信號ISN 及ISP 可施加至一差動輸入放大器660且然後施加至一取樣與保持電路662，該取樣與保持電路可每個取樣信號確證獲取一電壓樣本且可具有經引入之一電壓偏移(例如 ，0.5V)。使用電壓偏移以使得誤差放大器可在輕負載條件下控制窄工作循環。通常，甚至軌對軌輸出放大器無法一直驅動至電壓軌。此電壓偏移允許誤差放大器維持對所有工作循環條件之控制。放大器664可進一步調節及/或放大一ISENSE 信號以用於由一ADC (未展示)進行之轉換。每第n次出現取樣信號時，ADC可將ISENSE 信號轉換為其一數位表示。可在每個低側50%點處獲取類比電流值之樣本且在由ADC轉換為一數位值之前將該等樣本一起求平均。
參考圖7，繪示根據本發明之其他具體實例性實施例之電感器電流量測電路之示意圖。一電感器電流感測元件可係與至負載之輸出串聯之一電阻器112 (圖1)或者電感器708之串聯電阻712。若使用電感器708之串聯電阻712，則可將一RC濾波器放置於電感器708周圍，如圖7(a)中所展示。可藉由使用以下公式而判定電阻器770 (RS )及電容器772 (CS )之值：
L/RL = RS × CS ，其中
L係輸出電感器708之電感值，
RL 係輸出電感器708之串聯電阻712，
RS 係電流感測濾波器電阻器770，及
CS 係電流感測濾波器電容器772。
當將電流感測濾波器時間常數設定為等於電感器時間常數時，跨越電容器772 (CS )出現之電壓近似於在電感器708中流動之電流乘以電感器708之串聯電阻712。
參考圖7(b)，輸入端子上之電感器電流信號ISN 及ISP 可施加至一差動輸入放大器760且然後施加至一取樣與保持電路762，該取樣與保持電路可每個取樣信號確證獲取一電壓樣本且可具有經引入之一電壓偏移(例如 ，0.5V)。使用電壓偏移以使得誤差放大器可在輕負載條件下控制窄工作循環。通常，甚至軌對軌輸出放大器無法一直驅動至電壓軌。此電壓偏移允許誤差放大器維持對所有工作循環條件之控制。所取樣之電流及所量測之輸出電流兩者皆可用於控制。放大器764可進一步調節及/或放大一ISENSE 信號以用於由一ADC (未展示)進行之轉換。每第n次出現取樣信號時，ADC可將ISENSE 信號轉換為其一數位表示。可在每個低側50%點處獲取類比電流值之樣本且在由ADC轉換為一數位值之前將該等樣本一起求平均。
本文中所闡述之整個電路可較佳地實施於具有一ADC、PWM產生器及充電時間量測單元(CTMU)之一微控制器內。可組態邏輯可存在於該微控制器中以允許根據上文所論述之實施例中之一者之一組態。然而，CTMU之具體實施方案可已提供所要求之電路。韌體可控制各別電路以特定而言針對SMPS應用以極少軟體額外負擔自動地量測電流。
本申請案主張於2014年10月17日提出申請之共同擁有之第62/065,152號美國臨時專利申請案之優先權，該美國臨時專利申請案出於所有目的以引用方式併入本文中。
根據本發明之各種實施例，一取樣與保持電路在脈衝寬度調變(PWM)週期之低側部分之實質上中間(在低側開關接通期間之50%點)處獲取流動穿過一降壓切換模式電源供應器(SMPS)之一電感器之電流之一樣本。在低側接通期間50%點穿過SMPS電感器之電流之此樣本可視為SMPS之「平均」或「DC輸出」電流。且較佳地，應每當對SMPS電感器電流進行取樣時恰好在相同之低側接通50%點處獲取該樣本。
SMPS可使用一仿真電流模式控制架構。替代自穿過一感測元件之電流產生之一電流斜波，將平均輸出電流與一斜率補償斜波一起求和。然後，將比較經求和電流波形之輸出與一誤差放大器輸出。因此，在每個PWM週期之低側接通之50%點處獲取之平均負載電流可用於控制SMPS。在一高位準處，判定或量測平均負載電流之問題歸結為時序。何時應對所感測之電流進行取樣以提供平均負載電流？此取樣必須每個循環(PWM週期)在實質上相同時間處發生且在低側開關(例如 ，金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET))接通時間之中點處發生。任何逐循環或中點時序移位將引起所量測之平均輸出電流中之誤差。
需要平均系統負載電流不僅用於PWM產生控制系統，而且亦作為可由一類比轉數位轉換器(ADC)量測以用於轉換為表示類比電流樣本之一數位值之一值。然而，ADC轉換可花費比一PWM週期長之時間，因此每第n次出現50%點時轉換電感器電流之一樣本可係必需的。亦預期且在本發明之範疇內，不僅在第n次獲取PWM週期之低側接通50%點之複數個樣本且將此等樣本求平均以用於稍後由ADC進行之轉換。與目前技術電感器電流取樣方法相比，用於在低側接通期間50%點對電感器電流進行取樣之此技術(方法)在一整合解決方案中提供平均電感器電流之高度準確及可重複樣本。
期望使此ADC量測儘可能地準確，且因此在功率切換電晶體(例如 ，功率MOSFET)、驅動器二者皆不切換時發生。開始ADC轉換之一良好時間將係給出一取樣信號時，此乃因此在低驅動時間之中點處發生。
為了提供所要求之高取樣時序準確度，可利用對與一高速類比電壓比較器組合之一時序電容器之恆定電流充電及放電。PWM週期之一50%點係由以PWM週期之頻率(週期=1/頻率)的兩倍運行之一時脈容易地提供，例如 ，PWM週期時間藉由將產生50%點之時脈除以二而導出。
現在參考圖式，示意性地圖解說明實例性實施例之細節。在圖式中，將由相似編號表示相似元件，且將由帶有一不同小寫字母後綴之相似編號表示類似元件。
參考圖1，繪示根據本發明之具體實例性實施例之一降壓切換模式電源供應器(SMPS)之一示意圖。通常由數字100表示之一降壓SMPS可包括一脈衝寬度調變(PWM)產生器102、一高側開關(例如 ，功率MOSFET) 104、一低側開關(例如 ，功率MOSFET) 106、一功率電感器108及一輸出濾波器電容器110。輸出電壓可跨越輸出濾波器電容器110經感測(+VSEN ，‑VSEN )。輸出電流可藉由量測穿過電感器108之電流(例如 ，使用跨越電阻器112之電壓降) (+ISEN ，‑ISEN )或電感器108電阻本身或者藉由量測穿過低側開關106之電流(例如 ，使用跨越電阻器114之電壓降) (ISN ，ISP )而判定。根據本發明之具體實例性實施例，對確切何時進行一電流量測之判定由一電流取樣時序與觸發器邏輯200判定。預期且在本發明之範疇內，PWM產生器102及電流取樣時序與觸發器邏輯200可係一微控制器之一部分或與一微控制器協作地起作用。關於PWM產生之更多細節及資訊(例如 ，應用註解AN1050、AN564及諸如此類)可在受讓人之網站www.microchip.com處獲得，且出於所有目的以引用方式併入本文中。
參考圖2，繪示根據本發明之一具體實例性實施例之一電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意圖。通常由數字200表示之一電流取樣時序與觸發器邏輯可包括一恆定電流源220、一充電開關(FET) 222、一恆定電流槽226、一放電開關(FET) 228、時序電容器238、放電開關(FET) 240、類比輸入電壓比較器242、預定標器(n除法器) 254、NAND閘246及248、AND閘230以及反相器224、232、234、244、250及252。預期且在本發明之範疇內，可存在可執行與圖2中所展示之電路相同之功能且可由熟習電子電路設計及本發明之權益之技術者設計之其他及不同電路組態。
當充電開關222接通時，恆定電流源220將開始以一恆定電流I將時序電容器238充電，其中時序電容器238上之一電荷將隨時間線性地增加以產生一充電電壓。當放電開關228接通時，恆定電流槽226將開始將時序電容器238上之電荷放電。當充電開關222及放電開關228二者皆分別接通時，對時序電容器238之充電/放電將係恆定電流源220與恆定電流槽226之間的電流差。由於恆定電流槽226具有一恆定電流值2I且恆定電流源220具有一恆定電流值I，因此當開關222及228二者皆接通時，將以一恆定電流I將時序電容器238放電。當僅開關222接通時，恆定電流源220將以一恆定電流I將時序電容器238充電。當僅開關228接通時，恆定電流槽226將以一恆定電流2I將時序電容器238放電。
來自電流感測路徑之取樣信號將以等於PWM信號之切換頻率之一速率出現。當一取樣信號由圖2中所展示之邏輯產生時，其亦可控制開關240以將亦耦合至電壓比較器242之非反相輸入之時序電容器238 (電壓等化)預充電至一參考電壓。根據一項實施例，此參考電壓可係(舉例而言但並不限於) 0.7伏特(V)。然而，可使用其他參考電壓(諸如例如，0.0伏特)。
PWM週期可比一類比轉數位轉換器(ADC) (未展示)將數位電流樣本轉換為其一數位表示所花費之時間快。因此，可在取樣信號與用以起始一ADC轉換之ADC轉換觸發器信號之間需要一預定標器254 (除以n電路)。然而，仍可在每個低側50%點處獲取數位電流值之樣本且將其一起求平均以用於由ADC進行之轉換。使用包括NAND閘230以及反相器232及234之正反器電路，50% PWM週期信號將接通開關228，開關228將保持接通直至確證取樣信號為止。
參考圖3，繪示根據本發明之具體實例性實施例之在一20% PWM工作循環下的圖2中所展示之電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意性時序圖。當PWM工作循環小於50%時，根據以下說明產生取樣信號且在圖3中進行繪示。僅當高驅動(HI_ON)經確證(接通) (高側開關104接通)從而致使充電開關222導電(接通)藉此將恆定電流源220耦合至時序電容器238時，自恆定電流源220以等於I之一恆定電流將電容器238充電。已將時序電容器238充電至0.7V，其中恆定充電電流I將進一步增加其上之電壓電荷。充電開關222保持接通且恆定電流源220保持耦合至時序電容器238直至高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷) (高側開關104關斷)為止。
若高側開關104在PWM切換週期已達到50%之前關斷，則充電開關222關斷且電容器238上之電荷經保持。在電流源220及/或電流槽226不耦合至時序電容器238之情況下，其將維持其上之電荷(電壓)。當PWM切換週期達到50%時，開關228接通且電流槽226耦合至時序電容器238，藉此以一恆定電流速率2I將其上之電壓電荷放電。因此，電容器238以係其經充電時兩倍快之速率放電。當電容器238上之電壓電荷係0.7V時，達到對負載電流進行取樣之時間點。此取樣點與低側開關106導電時間之中點一致。
在PWM週期50%點處開始時序電容器238上之電壓繼續降低，只要恆定電流槽226耦合至時序電容器238且直至時序電容器238上之電壓達到0.7V為止，其中電壓比較器242輸出將變高，反相器244輸出將變低且NAND閘246之輸出將變高。此將致使NAND閘248之輸出變低，此乃因高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷)。當NAND閘248之輸出變低時，反相器252之輸出變高且產生一取樣信號，從而致使FET開關240接通，藉此將時序電容器238上之電壓重設回至0.7V (若在一不同電壓處)。取樣信號在低側開關106接通時之中點處變高。因此，在電感器電流之中點或平均值處獲取穿過電感器108之電流之一樣本。
參考圖4，繪示根據本發明之具體實例性實施例之在一80% PWM工作循環下的圖2中所展示之電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意性時序圖。當PWM工作循環大於50%時，根據以下說明產生取樣信號且在圖4中進行繪示。僅當高驅動(HI_ON)經確證(接通) (高側開關104接通)從而致使充電開關222導電(接通)藉此將恆定電流源220耦合至時序電容器238時，自恆定電流源220以等於I之一恆定電流將電容器238充電。已將時序電容器238充電至0.7V，其中恆定充電電流I將進一步增加其上之電壓電荷。充電開關222保持接通且恆定電流源保持耦合至時序電容器238直至高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷)為止。在PWM週期50%點處，開關228經接通且電流槽226亦耦合至時序電容器238，藉此以一恆定電流速率I將其上之電壓電荷放電，此乃因電流源220保持耦合至時序電容器238。
一旦關斷高側開關104，將藉由高側驅動(HI_ON)變低而關斷開關222。然後，時序電容器238上之電壓將以係其經充電時兩倍之速率降低直至時序電容器238上之電壓達到0.7V為止。其中電壓比較器242輸出將變高，反相器244輸出將變低且NAND閘246之輸出將變高。此將致使NAND閘248之輸出變低，此乃因高驅動(HI_ON)經撤銷確證(關斷)。當NAND閘248之輸出變低時，反相器252之輸出變高且產生一取樣信號，藉此將時序電容器238上之電壓重設回至0.7V (若在一不同電壓處)。取樣信號在低側開關106接通時之中點處變高。因此，在電感器電流之中點或平均值處獲取穿過電感器108之電流之一樣本。
參考圖5，繪示根據本發明之具體實例性實施例之自一恆定電流源及槽將一電容器充電及放電之一示意性時間-電壓曲線圖。可藉由參考圖5而較佳地理解圖2中所展示之類比時序電路之功能，其中繪示一電容器538自一恆定電流源520經充電且由一恆定電流槽526放電之一時間-電壓曲線圖。當透過恆定電流源520將電容器538充電時，跨越電容器518之電壓Vcap根據以下方程式隨時間線性地增加：I = C * dV/dt，其中C係電容器538之電容值，I係來自恆定電流源520之電流，且V係在時間t處電容器538上之電壓。當已知電流I、時間t及電壓V中之任兩個值時，可根據該兩個已知值來計算其他未知值。舉例而言，若已知電容器538之電容及來自恆定電流源520之充電電流，則可使用以上方程式(1)來判定電壓V1 處之時間t1 及電壓V2 處之時間t2 。類似地，可藉由將恆定電流槽526耦合至電容器538而將電容器538上之電壓放電。當恆定電流槽526具有2I或係恆定電流源520之恆定電流值的兩倍之一恆定電流時，將以係其以恆定電流I經充電時兩倍快之速率(2I)將時序電容器538放電。若恆定電流槽526係恆定電流源520之電流值的實質上兩倍，則當僅恆定電流槽526耦合至時序電容器538時，將總是以係其經充電時兩倍之速率將其放電。在可在www.microchip.com 處獲得之微晶片應用註解AN1250及AN1375以及兩者皆為James E. Bartling之共同擁有之第US 7,460,441 B2號美國專利(標題為「Measuring a long time period」)及第US 7,764,213 B2號美國專利(標題為「Current-time digital-to-analog converter」)中更全面地闡述對一時序電容器之恆定電流充電及放電之應用之一更一般使用說明；其中所有應用註解及美國專利皆特此出於所有目的以引用方式併入本文中。
參考圖6，繪示根據本發明之具體實例性實施例之電感器電流量測電路之示意圖。圖6(a)中展示一電流量測電路，其中一電阻器114在低側電流穿過其時形成一電壓。在圖6(b)中，使用開關(FET) 106之內部電阻替代電阻器114。在圖6(c)中，一感測或前導FET 107可用作電流感測元件。可使用穿過小前導FET 107之電流替代跨越電阻器114形成之電壓。可將前導FET 107構建至主功率FET 106中或將其與主功率FET 106共同封裝，且前導FET 107通常具有比主功率FET 106大得多之一導通電阻。舉例而言，此設計可能夠在前導FET 107對功率FET 106具有10,000：1之一導通電阻比率之情況下感測電流。在低側開關106導電期間，所有此等電流量測電路提供穿過電感器108之電流之一類比參數指示。
參考圖6(d)，輸入端子上之電感器電流信號ISN 及ISP 可施加至一差動輸入放大器660且然後施加至一取樣與保持電路662，該取樣與保持電路可每個取樣信號確證獲取一電壓樣本且可具有經引入之一電壓偏移(例如 ，0.5V)。使用電壓偏移以使得誤差放大器可在輕負載條件下控制窄工作循環。通常，甚至軌對軌輸出放大器無法一直驅動至電壓軌。此電壓偏移允許誤差放大器維持對所有工作循環條件之控制。放大器664可進一步調節及/或放大一ISENSE 信號以用於由一ADC (未展示)進行之轉換。每第n次出現取樣信號時，ADC可將ISENSE 信號轉換為其一數位表示。可在每個低側50%點處獲取類比電流值之樣本且在由ADC轉換為一數位值之前將該等樣本一起求平均。
參考圖7，繪示根據本發明之其他具體實例性實施例之電感器電流量測電路之示意圖。一電感器電流感測元件可係與至負載之輸出串聯之一電阻器112 (圖1)或者電感器708之串聯電阻712。若使用電感器708之串聯電阻712，則可將一RC濾波器放置於電感器708周圍，如圖7(a)中所展示。可藉由使用以下公式而判定電阻器770 (RS )及電容器772 (CS )之值：
L/RL = RS × CS ，其中
L係輸出電感器708之電感值，
RL 係輸出電感器708之串聯電阻712，
RS 係電流感測濾波器電阻器770，及
CS 係電流感測濾波器電容器772。
當將電流感測濾波器時間常數設定為等於電感器時間常數時，跨越電容器772 (CS )出現之電壓近似於在電感器708中流動之電流乘以電感器708之串聯電阻712。
參考圖7(b)，輸入端子上之電感器電流信號ISN 及ISP 可施加至一差動輸入放大器760且然後施加至一取樣與保持電路762，該取樣與保持電路可每個取樣信號確證獲取一電壓樣本且可具有經引入之一電壓偏移(例如 ，0.5V)。使用電壓偏移以使得誤差放大器可在輕負載條件下控制窄工作循環。通常，甚至軌對軌輸出放大器無法一直驅動至電壓軌。此電壓偏移允許誤差放大器維持對所有工作循環條件之控制。所取樣之電流及所量測之輸出電流兩者皆可用於控制。放大器764可進一步調節及/或放大一ISENSE 信號以用於由一ADC (未展示)進行之轉換。每第n次出現取樣信號時，ADC可將ISENSE 信號轉換為其一數位表示。可在每個低側50%點處獲取類比電流值之樣本且在由ADC轉換為一數位值之前將該等樣本一起求平均。
本文中所闡述之整個電路可較佳地實施於具有一ADC、PWM產生器及充電時間量測單元(CTMU)之一微控制器內。可組態邏輯可存在於該微控制器中以允許根據上文所論述之實施例中之一者之一組態。然而，CTMU之具體實施方案可已提供所要求之電路。韌體可控制各別電路以特定而言針對SMPS應用以極少軟體額外負擔自動地量測電流。
100‧‧‧數字/降壓切換模式電源供應器
102‧‧‧脈衝寬度調變產生器
104‧‧‧高側開關/功率金屬氧化物半導體場效電晶體
106‧‧‧低側開關/功率金屬氧化物半導體場效電晶體/開關/場效電晶體/主功率場效電晶體/功率場效電晶體
107‧‧‧感測場效電晶體/前導場效電晶體/小前導場效電晶體
108‧‧‧功率電感器/電感器
110‧‧‧輸出濾波器電容器
112‧‧‧電阻器
114‧‧‧電阻器
200‧‧‧電流取樣時序與觸發器邏輯/數字
220‧‧‧恆定電流源/電流源
222‧‧‧充電開關/場效電晶體/開關
224‧‧‧反相器
226‧‧‧恆定電流槽/電流槽
228‧‧‧放電開關/場效電晶體/開關
230‧‧‧與閘/與非閘
232‧‧‧反相器
234‧‧‧反相器/與非閘
238‧‧‧時序電容器/電容器
240‧‧‧放電開關/場效電晶體/開關/場效電晶體開關
242‧‧‧類比輸入電壓比較器/電壓比較器
244‧‧‧反相器
246‧‧‧與非閘
248‧‧‧與非閘
250‧‧‧反相器
252‧‧‧反相器
254‧‧‧預定標器/n除法器/除以n電路
520‧‧‧恆定電流源
526‧‧‧恆定電流槽
538‧‧‧電容器/時序電容器
660‧‧‧差動輸入放大器
662‧‧‧取樣與保持電路
664‧‧‧放大器
708‧‧‧電感器/輸出電感器
712‧‧‧串聯電阻
760‧‧‧差動輸入放大器
762‧‧‧取樣與保持電路
764‧‧‧放大器
770‧‧‧電阻器/電流感測濾波器電阻器
772‧‧‧電容器/電流感測濾波器電容器
C‧‧‧電容值
CS‧‧‧電容器/電流感測濾波器電容器
HI_ON‧‧‧高驅動
I‧‧‧恆定電流/恆定電流值/恆定充電電流/恆定電流速率/電流
2I‧‧‧恆定電流/恆定電流值/恆定電流速率
ISENSE‧‧‧信號
ISN‧‧‧電流/電感器電流信號
ISP‧‧‧電流/電感器電流信號
L‧‧‧電感值
RL‧‧‧串聯電阻
RS‧‧‧電阻器/電流感測濾波器電阻器
t1‧‧‧時間
t2‧‧‧時間
Vcap‧‧‧電壓
V1‧‧‧電壓
V2‧‧‧電壓
+ISEN‧‧‧電流
-ISEN‧‧‧電流
可藉由參考結合附圖進行之以下說明而獲取對本發明之一更完全理解，在該等附圖中：
圖1圖解說明根據本發明之具體實例性實施例之一降壓切換模式電源供應器(SMPS)之一示意圖；
圖2圖解說明根據本發明之一具體實例性實施例之一電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意圖；
圖3圖解說明根據本發明之具體實例性實施例之在一20% PWM工作循環下的圖2中所展示之電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意性時序圖；
圖4圖解說明根據本發明之具體實例性實施例之在一80% PWM工作循環下的圖2中所展示之電流取樣時序與觸發器邏輯之一示意性時序圖；
圖5圖解說明根據本發明之具體實例性實施例之自一恆定電流源及槽將一電容器充電及放電之一示意性時間-電壓曲線圖；
圖6(包括圖6(a)-6(d))圖解說明根據本發明之具體實例性實施例之電感器電流量測電路之示意圖；及
圖7(包括圖7(a)及7(b))圖解說明根據本發明之其他具體實例性實施例之電感器電流量測電路之示意圖。
雖然本發明易於作出各種修改及替代形式，但在圖式中展示並在本文中詳細闡述其具體實例性實施例。然而，應理解，本文中對具體實例性實施例之說明並非意欲將本發明限制於本文中所揭示之特定形式。
Claims (14)
- 一種用於在一切換模式電源供應器(SMPS)中執行電流量測之方法，該切換模式電源供應器具有串聯耦合於一供應電壓與共同點(common)之間的高側及低側開關以及耦合於該高側開關和該低側開關之一接合點與一負載之間的一功率電感器，該方法包括以下步驟： 將一時序電容器預充電至一預定參考電壓； 在一脈衝寬度調變週期達到50%之前，當該高側開關接通時，以一第一恆定電流將該時序電容器充電； 在該脈衝寬度調變週期達到50%之前，若該高側開關關斷則停止該充電，或當該脈衝寬度調變週期達到50%且該高側開關接通時，以該第一恆定電流將該時序電容器放電； 當該脈衝寬度調變週期達到50%且該高側開關關斷時，以一第二恆定電流將該時序電容器放電，其中該第二恆定電流係該第一恆定電流的兩倍；及 當該時序電容器上之一電壓達到該預定參考電壓時，對該功率電感器電流進行取樣。
- 如請求項1之方法，其中該將該時序電容器預充電至該參考電壓係在對該功率電感器電流進行取樣時執行。
- 如請求項1之方法，其進一步包括：藉助一類比轉數位轉換器將該功率電感器電流樣本轉換為其一數位表示之步驟。
- 如請求項1之方法，其進一步包括以下步驟： 將複數個該等功率電感器電流樣本求平均；及 藉助一類比轉數位轉換器將該複數個該等功率電感器電流樣本之平均值轉換為其一數位表示。
- 如請求項1之方法，其中對該功率電感器電流進行取樣之該步驟包括以下步驟： 在該低側開關與該供應共同點之間提供一電流量測電阻器；及 當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該電流量測電阻器形成之一電壓進行取樣。
- 如請求項1之方法，其中該高側開關及該低側開關係功率電晶體。
- 如請求項6之方法，其中該等功率電晶體係金屬氧化物半導體場效電晶體。
- 如請求項1之方法，其中對該功率電感器電流進行取樣之該步驟包括：當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時對跨越該低側金屬氧化物半導體場效電晶體形成之一電壓進行取樣之該步驟。
- 如請求項1之方法，其中對該功率電感器電流進行取樣之該步驟包括以下步驟： 提供與該低側金屬氧化物半導體場效電晶體相關聯之一前導場效電晶體，其中該前導場效電晶體具有流動穿過其之該功率電感器電流之一小部分；及 當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該前導場效電晶體及該低側金屬氧化物半導體場效電晶體形成之一電壓進行取樣。
- 如請求項1之方法，其中對該功率電感器電流進行取樣之該步驟包括以下步驟： 提供與該功率電感器串聯之一電流量測電阻器；及 當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時，對跨越該電流量測電阻器形成之一電壓進行取樣。
- 如請求項1之方法，其中對該功率電感器電流進行取樣之該步驟包括：當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時對跨越該功率電感器之一電壓進行取樣之該步驟。
- 如請求項1之方法，其中預定臨限值電壓係大約零(0)伏特。
- 如請求項1之方法，其進一步包括：當該時序電容器上之該電壓達到該預定參考電壓時產生一取樣信號之步驟。
- 如請求項1之方法，其進一步包括：該時序電容器上之該電壓每第n次達到該預定參考電壓時，藉助一類比轉數位轉換器將該功率電感器電流樣本轉換為其一數位表示之步驟。
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